DE4109172A1 - Gegenwirkleitwert-schaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine einstellbare Gegen­ wirkleitwert-Schaltung (transconductance circuit) bzw. eine Schaltung zum Umsetzen von Spannungen in Ströme.

Monolithische, kontinuierliche Hochfrequenzfilter werden vorzugsweise auf der Basis von Kondensatoren und Gegenwirkleit­ werten (transconductances) anstatt von Operationsverstärkern aufgebaut. Generell unterliegen Gegenwirkleitwert-Baugruppen einer Anzahl strenger Anforderungen. Sie müssen einen weiten Aussteuerungsbereich haben. Sie müssen in einfacher Schaltungs­ anordnung aufgebaut sein, damit parasitäre Kapazitätseigen­ schaften bei Hochfrequenzbetrieb eingeschränkt sind. Sie müssen leicht einstellbar sein, um in einem üblichen Anwendungsfall für programmierbare Filter verwendbar zu sein. Vorzugsweise sind sie als Differenzschaltung konfiguriert, um eine überle­ gene PSRR (Netzbrummunterdrückungsverhältnis), CMRR (Gleich­ taktunterdrückungsverhältnis) und eine Beseitigung des Klirr­ faktors zweiter Ordnung zu erreichen. Sie arbeiten vorzugsweise bei 5 Volt.

Frühere Gegenwirkleitwerte waren überwiegend schlecht ab­ stimmbar. Bekannte Schaltungen sind für hohe Frequenzen unge­ eignet. Hochfrequenzfilter mit Gegenwirkleitwerten, theoretisch die bevorzugten Baugruppen für derartige Filter, waren wegen ihrer Bandbreiten- und/oder Dynamikbereichsbeschränkung un­ brauchbar.

Bekannte Bauelemente erschweren eine Implementierung eines Differenzeingangs- oder Mehrfacheingangs-Gegenwirkleitwert-Ele­ ments.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schal­ tung mit einem abstimmbaren Gegenwirkleitwert-Element mit großem Aussteuerungsbereich zur Verfügung zu stellen, die einen größeren erreichbaren Arbeitsfrequenzbereich hat. Insbesondere soll bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Einstellung von Polfrequenzen und Polgütefaktoren eines Biquad-Filterabschnitts auf der Basis dieser Gegenwirkleitwert-Elemente erleichtert werden. Darüberhinaus soll bei dem Gegenwirkleitwert-Element auch die Streukapazität und der Ausgangsleitwert minimiert wer­ den.

Beschrieben wird eine neue Konstruktion einer bipolaren ab­ stimmbaren Gegenwirkleitwertschaltung, die im Vergleich zu her­ kömmlichen Schaltungen gleicher Gattung keinen Bandbreitenpro­ blemen begegnet. Durch Einbeziehung zusätzlicher Stromquellen in die Gegenwirkleitwert-Baugruppe wird ein zusätzlicher Frei­ heitsgrad in der Vorausbestimmung der Polfrequenzanordnung und Polgütefaktoren der Gegenwirkleitwert-C-Filterelemente er­ reicht. Als Folge dieser neuen Konstruktion können abstimmbare Gegenwirkleitwert-Elemente besser implementiert werden. In Wei­ terbildung der Erfindung ist eine Schaltung vorgesehen, welche den Erfindungsgegenstand bei einem Gegenwirkleitwert-Element mit mehreren Eingängen implementiert.

Erfindungsgemäß sind symmetrische, parallelgeschaltete Schaltungen vorgesehen, welche die positiven und negativen Sei­ ten einer Eingangsspannung aufnehmen. Bei einem Gegenwirkleit­ wert-Element ist die Eingangsgröße ein Spannungspegel und die Ausgangsgröße ein Strom. Jede der symmetrischen Schaltungen weist in Kaskade geschaltete Eingangs- und Verstärkungsstufen auf. Der positive Anschluß der Eingangsspannung liegt an der Eingangsstufe der Schaltung der positiven Seite; diese Ein­ gangsspannung wird von der Verstärkungsstufe dieser Schaltungs­ hälfte in einen Strom transformiert. Der negative Anschluß der Eingangsspannung wird an der Eingangsstufe der negativen Ein­ gangsspannungsschaltung angelegt, die danach die Signalleistung verstärkt, um einen Ausgangsstrom über die entsprechende Ver­ stärkerstufe zu liefern. Die Verstärkerstufen der positiven und negativen Hälften der Schaltung enthalten jeweils Vorspanntran­ sistoren (Stromquellenlasten), welche durch eine Mittelungs­ und Vergleichsschaltung, die an den Basiselektroden der beiden Vorspanntransistoren einwirkt, moduliert werden. Diese Mitte­ lungs- und Vergleichsschaltung stabilisiert den Gleichtakt­ Spannungspegel.

Das erfindungsgemäße Gegenwirkleitwert-Element erhält einen neuen Grad der Flexibilität, indem Ströme in den Verbindungs­ punkt zwischen den entsprechenden Eingangs- und Verstärkerstu­ fen sowohl der positiven als auch der negativen Schaltungs­ hälfte eingespeist werden. Prinzipiell kann das neue Transkon­ duktanz-Element so aufgebaut werden, daß es einen oder mehrere Eingänge hat. In der Ausführung mit mehreren Eingängen kann eine niedrige Ausgangsadmittanz (hohe Ausgangsimpedanz) auf­ rechterhalten werden.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei­ spielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen

Fig. 1(a) ein Beispiel eines bekannten Gegenwirkleit­ wert-Elements;

Fig. 1(b) ein Modell der Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 1(c) ein Schaltbild eines Puffer/Pegelumsetzers;

Fig. 2(a) ein Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 2(b) ein Modell der Schaltung gemäß Fig. 2(a);

Fig. 3(a) ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung für Gegenwirkleitwert-Elemente mit mehreren Ein­ gangen;

Fig. 3(b) ein Modell der Schaltung gemäß Fig. 3(a);

Fig. 4(a) ein Schaltbild eines zustandsvariablen Biquad mit einem Gegenwirkleitwert-Element mit Diffe­ renzeingang und unsymmetrischem Ausgang;

Fig. 4(b) ein Schaltbild eines vollen Differenzäquiva­ lents der Schaltung gemäß Fig 4(a) unter Verwen­ dung bekannter Differenzeingang-Differenzaus­ gangs-Gegenwirkleitwerten; und

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung für zu­ standsvariable Differenzeingang-Differenzausgang- Biquads.

Die notwendigen Komponenten zum Implementieren eines bipo­ laren, abstimmbaren Gegenwirkleitwert-Elements werden beschrie­ ben. In der folgenden Beschreibung werden zahlreiche spezielle Einzelheiten angegeben, beispielsweise die Spannungspolarität, der Halbleitertyp usw., um das Verständnis für das Wesen der Erfindung zu erleichtern. Es ist jedoch für den Fachmann klar, daß die Erfindung auch ohne diese speziellen Einzelheiten re­ alisiert werden kann. In anderen Fällen werden bekannte Schal­ tungen nicht im einzelnen beschrieben, um die Erläuterung der Erfindung nicht mit unnötigen Einzelheiten zu belasten.

Ein Gegenwirkleitwert-Element ist ein Element, welches eine Eingangsspannung in einen Ausgangsstrom umwandelt. Ein ideales Gegenwirkleitwert-Element hat unendlich große Eingangs- und Ausgangsimpedanzen. Bipolare abstimmbare Gegenwirkleitwert-Ele­ mente beruhen typischerweise auf einen Vervielfacher-Kern.

Ein herkömmliches Gegenwirkleitwert-Element auf Vervielfa­ cherbasis ist in Fig. 1(a) gezeigt. Eine Eingangsspannung Vi 51 wird an die Eingangsklemmen 46 und 47 angelegt. Die Eingangs­ klemme 46 ist ein positiver Anschluß und der Eingang 47 ist ein negativer Anschluß. Die Eingangsklemme 46 führt zu einer Ein­ gangsstufe der positiven Seite, welche gewöhnlich aus den im Block 90 enthaltenen Elementen besteht. Die Anschlußklemme 47 ist an eine Eingangsstufe der negativen Seite angeschlossen, welche gewöhnlich aus den im Block 92 eingeschlossenen Elemen­ ten besteht.

Die Eingangsstufe 90 der positiven Seite besteht aus den Transistoren Q1 und Q2 und dem Widerstand 70. Der Eingangsan­ schluß 46 ist mit der Basis 11 des Transistors Q1 verbunden. Der Emitter 10 des Transistors Q1 ist mit einem Ende des Wider­ standes 70 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 70 ist mit dem Schaltungsknoten 48 verbunden. Die Basis 14 des Transistors Q2 ist an eine Gleichspannung 84 angeschlossen. Der Emitter 13 des Transistors Q2 ist mit dem Kollektor 12 des Transistors Q1 am Knoten 49 verbunden. Der Kollektor des Tran­ sistors Q2 ist mit einer Versorgungsspannung V_CC 50 verbunden.

Die Eingangsstufe 92 der negativen Seite besteht aus den Transistoren Q5 und Q6 und dem Widerstand 71. Die negative Ein­ gangsklemme 47 ist mit der Basis 23 des Transistors Q5 verbun­ den. Der Emitter 22 des Transistors Q5 ist mit dem Emitterwi­ derstand 71 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 71 ist mit dem Knoten 48 verbunden. Die Basis 26 des Transistors Q6 ist ebenfalls mit der Gleichspannung 84 verbunden. Der Emit­ ter 25 des Transistors Q6 ist mit dem Kollektor 24 des Transi­ stors Q5 am Knoten 58 verbunden. Der Kollektor 27 des Transi­ stors Q6 ist mit der Versorgungsspannung V_CC 50 verbunden.

Die Eingangsstufe 90 der positiven Seite ist mit einer Ver­ stärkerstufe der positiven Seite verbunden, die gewöhnlich aus den im Block 91 enthaltenen Elementen besteht. Die Eingangs­ stufe 92 der negativen Seite ist mit einer Verstärkerstufe der negativen Seite verbunden, die gewöhnlich aus den im Block 93 enthaltenen Elementen besteht.

Die Verstärkerstufe 91 der postiven Seite besteht aus den Transistoren Q3 und Q4. Die Basis 15 des Transistors Q3 ist an die Verbindung des Emitters 13 des Transistors Q2 mit dem Kol­ lektor 12 des Transistors Q1 am Knoten 49 angeschlossen. Der Emitter 16 des Transistors Q3 ist an den Knoten 60 angeschlos­ sen. Der Emitter 21 des Transistors Q4 ist an die Versorgungs­ spannung V_CC 50 angeschlossen und der Kollektor 19 des Transi­ stors Q4 ist an den Kollektor 18 des Transistors Q3 am Knoten 44 angeschlossen.

Die Basis des Transistors Q7 ist an die Verbindung des Emitters 25 des Transistors Q6 mit dem Kollektor 24 des Transi­ stors Q5 am Knoten 58 angeschlossen. Der Emitter 28 des Transi­ stors Q7 ist an den Knoten 60 angeschlossen. Die Verstärker­ stufe der negativen Seite enthält einen Operationsverstärker 43, der einen an den Knoten 44 angeschlossenen Eingang hat und dessen anderer Eingang an den Knoten 45 angeschlossen ist, wel­ cher die Verbindung des Kollektors 31 des Transistors Q8 und des Kollektors 30 des Transistors Q7 ist. Der Ausgang 29 des Operationsverstärkers 43 ist an die Basen 20 und 32 der Transi­ storen Q4 bzw. Q8 angeschlossen. Der Emitter 33 des Transistors Q8 ist an die Versorgungsspannung V_CC 50 angeschlossen. Die Ausgangsgröße des in Fig. 1(a) dargestellten Gegenwirkleitwert- Elements ist der Strom I₀ 54, der an den Kollektoren 18 und 30 der Transistoren Q3 bzw. Q7 abgegriffen wird. Der Strom I₂ 80 wird vom Knoten 60 und der Strom I₁ 81 vom Knoten 48 abgenom­ men.

Die Gegenwirkleitwert-Schaltung der Fig. 1(a) ist symbo­ lisch in der Fig. 1(b) dargestellt. Die Eingangsgröße V_i 51 wird an das Gegenwirkleitwert-Element 111 an den Eingängen 46 und 47 angelegt. Das Gegenwirkleitwert-Element 111 liefert einen Ausgangsstrom I₀ 54 an den Puffer/Pegelumsetzer 112. Der Puffer/Pegelumsetzer 112 liefert eine Ausgangsspannung V₀. Die­ ser Puffer ist im Detail in Fig. 1(c) gezeigt. Die Basis des Transistors T1 ist mit dem Eingang A (positiver Eingang) des Puffers 112 verbunden. Der Emitter des Transistors T1 ist über den Widerstand R6 mit der Masse verbunden. Der (negative) Ein­ gang B des Puffers 112 ist mit der Basis des Transistors T2 verbunden. Der Emitter des Transistors T2 ist über den Wider­ stand R7 mit der Masse verbunden. Die Spannung V₀ wird zwischen den Emittern der Transistoren T1 und T2 abgegriffen.

Der Gegenwirkleitwert der in Fig. 1 dargestellten Schaltung ist:

Wenn dieses Gegenwirkleitwert-Element als eine Baueinheit in einem Hochfrequenzfilter verwendet wird, so unterliegt es den folgenden Beschränkungen. Betrachtungen zum Eingangsaus­ steuerungsbereich bestimmen den Minimalwert des Produkts RE x I₁. Andererseits muß der Gegenwirkleitwert belastet werden mit einer Kapazität C, was eine Zeitkonstante:

ergibt.

Diese Zeitkonstante ist umgekehrt proportional zur ge­ wünschten Polstellenfrequenz. So ist

ω₀ ∼ I₂/(CR_E I₁) (Gleichung 3)

Die Realisierung von Hochfrequenzfiltern wird ernsthaft durch die folgenden Schwierigkeiten behindert:

• 1) Das Produkt RE _* I₁ ist bereits festgelegt.
• 2) C kann nicht beliebig klein gemacht werden, denn es muß zumindest eine Größenordnung größer als die schwer zu modellierenden Streukapazitäten an dem Ausgangsknoten sein, um eine Design-Vorhersagbar­ keit zu erhalten.
• 3) Eine Erhöhung von I₂ ist keine Lösung, und zwar aus zwei Gründen:
  • a) eine exzessive Leistungsaufnahme;
  • b) ein Mangel an Hochstrom-Transistoren.

Die große Mehrzahl der Bipolarprozesse liefert nur laterale PNP-Transistoren, welche streng strombegrenzt sind. Deshalb er­ fordert eine Erhöhung des Stromes I₂ wachsende Transistordimen­ sionen, begleitet von einer wachsenden Streukapazität. Weil der Ausgangsleitwert eines Transistors proportional zu seinem Kol­ lektorstrom ist, bewirkt ein zusätzlicher Strom I₂ außerdem eine zunehmende Entfernung vom idealen Gegenwirkleitwert. Das letztere Problem ist besonders bedeutsam in modernen Hochfre­ quenzbipolarprozessen mit flachen PN-Übergängen, die durch niedrige Transistorausgangswiderstände charakterisiert sind. Übliche Schaltungstechniken zur Erhöhung des Ausgangswiderstan­ des beeinträchtigen die Anforderungen an die Schaltung, nämlich die Größe des Aussteuerungsbereichs, den einfachen Schaltungs­ aufbau und den Betrieb bei 5 Volt.

Der scheinbare Widerspruch kann gelöst werden durch Ein­ speisen eines Stromes über die Stromquellen 82 und 83, wie sie in Fig. 2(a) gezeigt wird. Ebenfalls eingeschlossen in die Fig. 2(a) ist ein pegelschiebender Ausgangspuffer, ein Vorspanner 94. Der Gleichtakt-Ausgangsspannungspegel wird stabilisiert durch Steuerung der PNP-Stromquellen Q4 und Q8.

Die vorliegende Erfindung, ein bipolares Gegenwirkleitwert- Element, wie es in Fig. 2(a) dargestellt ist, weist ein Paar von Eingangsstufen 90 und 92, die zwischen einer Betriebsspan­ nung V_CC 50 und einer Stromquelle 81 eingebunden sind, und ein Paar von Verstärkerstufen 91 und 93 auf, die in ähnlicher Weise parallel zwischen die Betriebsspannung V_CC 50 und die Strom­ quelle 80 geschaltet sind. Die Eingangsstufen 90 und 92 sind in Kaskade mit den Verstärkerstufen 91 bzw. 93 geschaltet und ent­ sprechen der positiven bzw. negativen Seite der Differenzein­ gangsspannung Vi 51. Die positive Hälfte ist symmetrisch zur negativen Hälfte.

Die Eingangsstufen 90 und 92 sind durch die Gleichspannung V_DC 84 vorgespannt. In ähnlicher Weise sind die Verstärkerstu­ fen 91 und 93 durch den Vorspanner 94 vorgespannt. Die Verstär­ kerstufe 91 der positiven Seite und die Verstärkerstufe 93 der negativen Seite besitzen Ausgangsklemmen 52 bzw. 53. Zwischen den Ausgangsklemmen 52 und 53 fließt der Ausgangsstrom I₀ 54. Der Ausgangsstrom I₀ 54 ist proportional zur Differenzeingangs­ spannung V_i 51 zwischen der Eingangsklemme 46 an der Eingangs­ stufe 90 der positiven Seite und der Eingangsklemme 47 an der Eingangsstufe 92 der negativen Seite.

Sowohl die Eingangsstufe 90 der positiven Seite als auch die Eingangsstufe 92 der negativen Seite bestehen aus in Reihe geschalteten Transistoren und einem Widerstand. In der Ein­ gangsstufe 90 gibt es einen vorspannenden Transistor Q2, dessen Kollektor 15 mit der Betriebsspannung V_CC 50, dessen Basis 14 mit der Gleichspannungsquelle 84 und dessen Emitter 13 mit dem Kollektor 12 des Transistors Q1 verbunden ist. Der Transistor Q2 gibt die Gleichstrom-Vorspannung für den Transistor Q3 vor und führt die logarithmische Vorverzerrung zur Linearisierung der gesamten Vervielfacherfunktion aus. Der Transistor Q1, ein aktiver Transistor, empfängt an seiner Basis 11 das positive Eingangspotential von V_i 51. Der Emitter 10 des aktiven Transi­ stors Q1 ist in Reihe geschaltet mit dem Widerstand 70. Das an­ dere Ende des Widerstandes 70 ist über die Stromquelle 81 mit der Masse verbunden. Der vorspannende Transistor Q2 der positi­ ven Eingangsstufe 90 ist mit der Referenzspannung 84 verbunden. Der Emitter 13 des Vorspannungstransistors Q2, der mit dem Kol­ lektor des aktiven Transistors Q1 verbunden ist, dient als Aus­ gangsknoten 57 der Eingangsstufe 90. Es ist dieser Knoten der Eingangsstufe 90, mit dem die Verstärkerstufe 91 in Reihe ge­ schaltet ist. Die Schaltung der Eingangsstufe 92 ist in allen Aspekten symmetrisch zu der eben beschriebenen.

wenn V_i zwischen den Basen von Q1 und Q5 angelegt wird. Daraus ergibt sich eine Spannungsdifferenz Δ V zwischen den Basen von Q3 und Q7, die wie folgt ausgedrückt werden kann:

Diese Spannungsdifferenz bewirkt eine Differenz zwischen den Strömen der Transistoren Q3 und Q7 die wie folgt ausge­ drückt werden kann:

Die Differenz dem Feststrom fließt an der einen Klemme in die Schaltung hinein und an der anderen aus der Schaltung heraus.

Die Eingangsstufe 90 der positiven Seite ist in Reihe ge­ schaltet mit der Verstärkerstufe 91 der positiven Seite. Die Eingangsstufe 92 der negativen Seite ist in ähnlicher Weise in Reihe geschaltet mit der Verstärkerstufe 93 der negativen Seite. Verstärkerstufen 91 und 93 sind symmetrisch ebenso wie die Eingangsstufen 90 und 92.

Die Verstärkerstufe 91 besteht aus dem Vorspannungstransi­ stor Q4 und dem aktiven Transistor Q3, die in Reihe zwischen die Betriebsspannung V_CC 50 und die Stromquelle 80 geschaltet sind. Der Emitter 16 des aktiven Transistors Q3 ist verbunden mit der Stromquelle 80. Die Basis 17 des aktiven Transistors Q3 der Verstärkerstufe dient als Eingangsklemme 55 für die Ver­ stärkerstufe 91. D. h. der Ausgangsanschluß 57 der Eingangsstufe 90 ist verbunden mit dem Eingangsanschluß 55 (der Basis 17 des aktiven Transistors Q3) der Verstärkerstufe 91. Ebenfalls mit der Basis 17 des aktiven Transistors Q3 verbunden ist die Stromquelle 82, die mit der Betriebsspannung V_CC 50 gekoppelt ist. Die Stromquelle 82 speist einen Strom in die Verbindung 55 der Eingangsstufe 90 mit der Verstärkerstufe 91 ein. Die Basis des vorspannenden Transistors Q4 in der Verstärkerstufe 91 ist mit einer Vorspannungsschaltung 94 verbunden, die die Gleichtaktspannung des Gegenwirkleitwert-Elements stabilisiert. Der Emitter 21 des Vorspannungstransistors Q4 ist mit der Be­ triebsspannung V_CC 50 verbunden. Der Kollektor 90 des Vorspan­ nungstransistors Q4 in der Verstärkerstufe 91 ist mit dem Kol­ lektor 18 des aktiven Transistors Q3 derselben Stufe verbunden. Diese Kollektor-Kollektor-Verbindung dient als Stromausgangsan­ schluß 52 für die Verstärkerstufe 91. Die Schaltung der Ver­ stärkerstufe 93 ist in allen Aspekten symmetrisch zu der soeben beschriebenen.

Die Wirkungsweise der Verstärkerstufe 91 ist abhängig von der Spannungsdifferenz zwischen den Knoten 57 und 58. Wenn die Ausgangsspannung 57 der Eingangsstufe 90 sinkt (gleichzeitig die Spannung am Knoten 58 wächst), dann sinkt der Strom, der in den Kollektor 18 des aktiven Transistors Q3 dieser Verstärker­ stufe fließt. Der Vorspannungstransistor Q4 der Verstärkerstufe 91 fungiert als Konstantstromquelle. Wenn der Kollektorstrom des aktiven Transistors Q3 auf einen niedrigen Wert gedrückt wird, wird der überschüssige Konstantstrom daher umgeleitet zum Ausgangsanschluß 52 der Verstärkerstufe 91. Wenn die Spannung an der Basis 17 des aktiven Transistors Q3 der Verstärkerstufe 91 (der Eingangsklemme 55 dieser Stufe) wächst (und die Span­ nung an der Basis 29 sinkt), dann wird umgekehrt der Kollektor­ strom des aktiven Transistors Q3 zunehmen und den Strom von dem Ausgangsanschluß 52 der Verstärkerstufe 91 wegziehen. Die Funk­ tionsweise der Verstärkerstufe der negativen Seite 93 ist iden­ tisch mit der soeben beschriebenen.

Die Basen der vorspannenden Transistoren Q4 und Q8 in den Verstärkerstufen 91 und 93 sind mit dem Vorspanner 94 verbun­ den. Der Ausgang 59 des Vorspanners 94 ist der des Komparators 86, der an seinem positiven Eingang 42 eine Referenzspannung 85 erhält, welche für eine ruhende Vorspannung an den Basen der Vorspannungstransistoren sorgt. Der invertierende Eingang 41 des Komparators 86 erhält einen Mittelwert (und daher nur einen Gleichspannungswert) der Spannungen, die an den Ausgangsan­ schlüssen der Verstärkerstufen der positiven und der negativen Seite vorhanden sind. Die Ausgangsanschlüsse 52 und 53 sind verbunden mit den Basen 36 und 39 der Transistoren Q9 und Q10 in dem Vorspanner 94; die Kollektoren 37 und 40 der Transisto­ ren Q9 und Q10 sind mit der Betriebsspannung V_CC 50 verbunden. Die Emitter 35 und 38 der Transistoren Q9 und Q10 sind über die Widerstände 72 und 73 mit der Masse verbunden.

Der Gesamtstrom I_DC der Stromquellen 82 und 83 bringt einen zusätzlichen Freiheitsgrad in die Schaltung. Der Eingangsaus­ steuerungsbereich bleibt weiterhin bestimmt durch das Produkt RE _* I₁, während τ und ω₀ jetzt gegeben sind durch:

τ = CR_E (I₁ - I_DC)/I₂; (Gleichung 4)

ω₀ ∼ O₂/[CR_E (I₁ - I_DC)] (Gleichung 5)

Ein Modell der Schaltung von Fig. 2(a) ist in Fig. 2(b) dargestellt. Die Eingangsspannung V_I liegt an den Eingängen 46 und 47 des Gegenwirkleitwert-Elements 113 an. Der Ausgangsstrom I₀ 54 des Gegenwirkleitwert-Elements 113 wird eingekoppelt in einen Puffer/Pegelumsetzer 114 mit der Verstärkung 1. Der Pe­ gelumsetzer 114 stellt eine Ausgangsspannung V₀ bereit.

Zwei oder mehr der neuen Gegenwirkleitwert-Elemente können ohne weiteres in einer Schaltung kombiniert werden, wie in Fig. 3a) dargestellt ist. Die Schaltung der Fig. 3(a) enthält zu­ sätzliche Transistoren Q11 und Q12 und Emitterwiderstände 76 und 77. Eine zweite Eingangsspannung 79 wird an den positiven Eingang 62 und den negativen Eingang 63 angelegt. (Die ur­ sprüngliche Eingangsspannung 51 zwischen den Eingängen 46 und 47 wird ebenfalls angelegt.) Der positive Anschluß 62 ist an die Basis 65 des Transistors Q11 angekoppelt. Der Kollektor 66 des Transistors Q11 ist an den Kollektor 12 des Transistors Q1 am Knoten 57 angekoppelt. Der Emitter 64 des Transistors Q11 ist über den Widerstand 76 an den Knoten 78 angekoppelt.

Der negative Eingang 63 ist an die Basis 68 des Transistors Q12 angeschlossen. Der Kollektor 69 des Transistors Q12 ist an den Kollektor 24 des Transistors Q5 am Knoten 58 angekoppelt.

Der Emitter 67 des Transistors Q12 ist über den Widerstand 77 am Knoten 78 angeschlossen. Der Strom I₁ 85 wird am Knoten 78 abgenommen.

Die Verstärkung dieser Doppeleingang-Schaltung ist:

I₀ = G_M1 V₁ + G_M2 V₂ (Gleichung 6)

wobei:

G_M1 = (1/R_E1) (I₂/(2I₁ - I_DC*)); (Gleichung 7)

G_M2 = (1/R_E2) (I₂/(2I₁ - I_DC*)); (Gleichung 8)

Wenn man I_DC* = I_DC + I₁ wählt, so wird Gleichung 6 zu:

Dies ist exakt der gleiche Ausdruck, den man erhält, wenn man zwei Gegenwirkleitwert-Elemente (wie sie in Fig. 2(a) ge­ zeigt sind) parallel schaltet. Jedoch sind die erheblichen Ein­ sparungen der Transistoranzahl und -fläche (insbesondere sind die PNP-Transistoren groß) und des Leistungsverbrauchs offen­ sichtlich, die durch die Anordnung der Fig. 3(a) erreicht wer­ den. Außerdem wird die Ausgangsadmittanz (G₀ + C₀) in Fig. 3(a) von der Anzahl der Eingänge nicht beeinflußt. Im Gegensatz dazu würde die einfache Parallelschaltung aus zwei Gegenwirkleit­ wert-Elementen mit einem Eingang die Ausgangsadmittanz verdop­ peln.

Das Modell des Gegenwirkleitwert-Elements mit mehreren Ein­ gängen von Fig. 3(a) ist in Fig. 3(b) dargestellt. Das Gegen­ wirkleitwert-Element 115 erhält zwei Eingangsgrößen; die Ein­ gangsspannung V₁ 51 an den Eingängen 46 und 47 und die Spannung V₂ 79 an den Eingängen 62 und 63. Diese Spannungen werden an aquivalente Widerstände RE1 bzw. RE2 angelegt. Das Gegen­ wirkleitwert-Element 115 mit zwei Eingängen liefert einen Aus­ gangsstrom I₀ 34 an den Puffer/Pegelumsetzer 114. Der Pegelum­ setzer 114 liefert eine Ausgangsspannung V₀.

Die Vorzüge dieser neuen Lösung für die Realisierung von voll differentiellen zustandsvariablen Biquadrat-Anordnungen sind in Fig. 5 dargestellt. Die Schaltung von Fig. 5 benutzt die in Fig. 3 dargestellten Gegenwirkleitwert-Elemente mit zwei Differenzeingängen und einem Differenzausgang. V_i 51 wird an die Eingänge 46 und 47 des ersten Gegenwirkleitwert-Elements 88 angelegt. Das Ausgangssignal des Gegenwirkleitwert-Elements 88 an den Knoten 95 und 96 dient als Eingangssignal für den Puf­ fer/Pegelumsetzer 118. Das Ausgangssignal des Pegelumsetzers 118 dient als Eingangssignal für das Gegenwirkleitwert-Element 89. Der Knoten 95 ist außerdem über die Kapazität C1 mit der Masse verbunden, und der Knoten 96 ist über eine äquivalente Kapazität C1 ebenfalls mit der Masse verbunden. Das Ausgangssi­ gnal des Gegenwirkleitwert-Elements 89 an den Knoten 97 und 98 wird an den Puffer/Pegelumsetzer 119 angelegt. Die Ausgänge des Pegelumsetzers 119 an den Knoten 120 und 121 sind in einer Rückkopplungsschleife mit den zweiten Eingängen der Gegen­ wirkleitwert-Elemente 88 bzw. 89 verbunden. Der Knoten 97 ist außerdem über die Kapazität C2 und der Knoten 98 über die äqui­ valente Kapazität C2 mit Masse verbunden. Die Spannung V_LP wird zwischen den Knoten 120 und 121 abgegriffen.

Fig. 5 stellt eine Verbesserung gegenüber dem in den Figu­ ren 4(a) bis (b) dargestellten Stand der Technik dar. Eine tra­ ditionelle biquadratische Gegenwirkleitwert-Element-C-Schaltung mit Differenzeingang und unsymmetrischem Ausgang sowie mit un­ symmetrischen V_i und V_LP ist in Fig. 4(a) dargestellt. Die Ein­ gangsspannung V_i ist an den positiven Eingang des Gegenwirk­ leitwert-Elements 100 angeschlossen. Der Ausgang des Gegenwirk­ leitwert-Elements 100 am Knoten 102 ist über die Kapazität C1 mit der Masse und über den Pegelumsetzer 116 mit dem positiven Eingang des Gegenwirkleitwert-Elements 101 verbunden. Der Aus­ gang des Gegenwirkleitwert-Elements 101 ist über das Element C2 mit der Masse und über den Pegelumsetzer 117 in einer Rückkopp­ lungsschleife mit den negativen Eingängen der Gegenwirkleit­ wert-Elemente 100 bzw. 101 verbunden. Die Spannung V_LP wird an dem Knoten 99 abgegriffen.

Fig. 4(b) stellt eine voll differentielle bekannte Schal­ tung dar. Die Eingangsspannung V_i 51 ist an das Gegenwirkleit­ wert-Element 100 an den Eingängen 46 und 47 angeschlossen. Das Ausgangssignal des Elements 100 wird an den Knoten 103 und 104 zur Verfügung gestellt. Die Knoten 103 und 104 sind jeweils über eine Kapazität C1 mit der Masse verbunden. Knoten 103 und 104 sind außerdem über den Pegelumsetzer 122 mit den Eingängen des Gegenwirkleitwert-Elements 101 verbunden. Das Ausgangssi­ gnal des Gegenwirkleitwert-Elements 101 wird an den Knoten 105 und 106, die über Kapazitäten C2 mit Masse verbunden sind, zur Verfügung gestellt. Die Knoten 105 und 106 sind ebenfalls über den Pegelumsetzer 123 mit den Eingängen des Gegenwirkleitwert- Elements 107 verbunden. Das Ausgangssignal an den Knoten 109 und 110 des Gegenwirkleitwert-Elements 107 wird in Rückkopp­ lungsschleifen an die Eingänge des Pegelumsetzers 123 angelegt. Der Ausgang des Pegelumsetzers 123 ist an die Eingange des Ge­ genwirkleitwert-Elements 108 an den Knoten 124 und 125 ange­ schlossen. Die Knoten 124 und 125 liefern außerdem die Aus­ gangsspannung V_LP. Das Ausgangssignal des Gegenwirkleitwert- Elements 108 ist über Rückkopplungsschleifen mit den Knoten 103 und 104 verbunden.

Die Übertragungsfunktion für das Filter in Fig. 5 ist:

V_LP/V_i = G_M1G_M2/(S² + S(G_M1/C₂) + (G_M1G_M2/C₁C₂)). (Gleichung 10)

Für die Schaltung in Fig. 5 kann man die Polfrequenzen und Gütefaktoren als Funktion der Kapazitäten, Widerstände und Ströme wie folgt angegeben:

Wenn man nun C₁ = C₂ = C, R_E1 = R_E2 = R_E, d. h. überall iden­ tische Kapazitäten und Widerstände wählt, was eine optimale Symmetrie und beste Komponenten-Anpassung bewirkt, so ergibt sich folgender Ausdruck für die Polfrequenzen und Q:

(Zu beachten ist, daß I_DC1 und I_DC2 - wenn nötig - auch negativ sein können)

Daraus folgt, daß eine geeignete Auswahl der eingespeisten Ströme I_DC1 und I_DC2 die Realisierung von beliebigen Polfre­ quenzen und Gütefaktoren ohne Notwendigkeit von veränderlichen Kapazitäten erlaubt. Dies ist ein weiterer deutlicher Vorteil dieser neuen Lösung gegenüber den bestehenden biquadratischen Konfigurationen. Es sollte an dieser Stelle erwähnt werden, daß die beim gewöhnlichen Vervielfacherkern für eine optimale Li­ nearität und gegenseitige Aufhebung von parasitären Effekten, die von kleinen und geringwertigen Widerständen hervorgerufen werden, die Fläche der Vervielfachertransistoren proportional zu ihrem jeweiligen Strom sein sollte.

Claims (6)

1. Gegenwirkleitwert(transconductance)-Schaltung gekennzeichnet durch, einen Gilbert-Vervielfacherkern mit ersten und zweiten Ein­ gangsstufen (90, 92) zur Aufnahme einer Eingangsspannung (V_i 51); erste und zweite Verstärkerstufen (91, 93), die mit der er­ sten bzw. zweiten Eingangsstufe gekoppelt sind, wobei die er­ sten und die zweiten Verstärkerstufen einen Ausgangsstrom (I₀ 54) liefern; und erste und zweite Stromquellen (82, 83) , die mit der ersten bzw. der zweiten Verstärkerstufe gekoppelt sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen pegelverschiebenden Ausgangspuffer (94) enthält, des­ sen Eingangssignal der Ausgangsstrom (I₀ 54) des Gegenwirkleit­ werts (113) ist und der ein erstes Ausgangssignal liefert, wel­ ches über eine Rückkopplungsschleife (59) zur ersten bzw. zwei­ ten Verstärkerstufe zurückgeführt wird.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß die erste Eingangsstufe (90) mit dem positiven Pol (46) und die zweite Eingangsstufe (92) mit dem negativen Pol (47) der Eingangsspannung (V_i 51) verbunden sind, jeweils in Serienschaltung einen vorspannenden Transistor (Q2 bzw. Q6), einen aktiven Transistor (Q1 bzw. Q5) und einen Widerstand (70 bzw. 71) enthalten und zwischen einer Betriebsspannung (V_CC 50) und einer mit Masse verbundenen ersten Stromquelle (81) ge­ schaltet sind und daß die vorspannenden Transistoren der ersten und zweiten Eingangsstufen durch eine erste Spannungsquelle (84) vorgespannt sind, die zwischen einem Basisanschluß (14, 26) jedes der vorspannenden Transistoren (Q2, Q6) und Masse an­ geordnet ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Verstärkerstufen (91, 93) jeweils einen vorspannenden und einen aktiven Transistor (Q4 und Q3, bzw. Q8 und Q7) aufweisen, die in Reihe geschaltet sind, daß die Ver­ stärkerstufen parallel zwischen die Betriebsspannung (V_CC 50) und einer mit Masse verbundenen zweiten Stromquelle (80) ge­ schaltet sind, daß die vorspannenden Transistoren (Q4, Q8) der ersten und zweiten Verstärkerstufen durch einen Komparator (86) vorgespannt sind, und daß die Basiselektroden (17, 29) jedes aktiven Transistors (Q3, Q7) der ersten und zweiten Verstärker­ stufen mit der Betriebsspannung (V_CC 50) über dritte und vierte Stromquellen (82, 83) verbunden sind.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verstärkerstufe (91) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q3) mit einem Kollektoranschluß (12) des aktiven Transistors (Q1) der ersten Eingangsstufe (90) ver­ bunden ist;
daß die zweite Verstärkerstufe (93) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q7) mit der zweiten Eingangsstufe (92) und mit einem Kollektoranschluß des aktiven Transistors (Q5) der Eingangsstufe gekoppelt ist; und
daß der Komparator (86) als ein erstes Eingangssignal einen Spannungspegel von einer zweiten Spannungsquelle (85) und als ein zweites Eingangssignal einen Mittelwert derjenigen Spannun­ gen erhält, die an einem Kollektoranschluß (18) des aktiven Transistors (Q3) der ersten Verstärkerstufe (91) und einem Kol­ lektoranschluß (30) des aktiven Transistors (Q7) der zweiten Verstärkerstufe anstehen, wobei der Mittelwert gebildet ist durch eine Serienschaltung aus einem Transistor (Q9 bzw. Q10) und einem Widerstand (72 bzw. 73) zwischen jedem der Kollektor­ anschlüsse der aktiven Transistoren der Verstärkerstufen und Masse und durch einen Widerstand (74 bzw. 75) zum zweiten Ein­ gang (41) des Komparators (86).

6. Schaltung zum Umwandeln einer Spannung in einen Strom, dadurch gekennzeichnet,
daß eine erste Eingangsstufe (90) mit dem positiven Pol (46) und eine zweite Eingangsstufe (92) mit dem negativen Pol (47) der Spannung (V_i 51) verbunden ist;
daß die ersten und zweiten Eingangsstufen je einen vorspan­ nenden Transistor (Q2 bzw. Q6) aufweisen, der mit einer Paral­ lelschaltung aus einem Paar von mit jeweils einem Widerstand (70, 76 bzw. 71, 77) in Serie geschalteten aktiven Transistoren (Q1, Q11 bzw. Q5, Q12) verbunden ist;
daß die ersten und zweiten Eingangsstufen parallel zwischen einer Betriebsspannung (V_CC 50) und mit Masse verbundenen er­ sten und zweiten Stromquellen (81, 85) geschaltet sind;
daß die vorspannenden Transistoren (Q2, Q6) der ersten und zweiten Eingangsstufen durch eine erste Spannungsquelle (84) vorgespannt sind, die zwischen einem Basisanschluß der vorspan­ nenden Transistoren und Masse angeordnet ist;
daß erste und zweite Verstärkerstufen (91, 93) mit jeweils in Reihe liegenden vorspannenden und aktiven Transistoren (Q4, Q3 bzw. Q8, Q7) vorgesehen sind, wobei die Verstärkerstufen parallel zwischen der Betriebsspannung (V_CC) und einer mit Masse verbundenen dritten Stromquelle (80) geschaltet sind;
daß die vorspannenden Transistoren der ersten bzw. zweiten Verstärkerstufe durch einen Komparator (86) vorgespannt sind, daß die Basisanschlüsse (17, 29) der aktiven Transistoren (Q3, Q7) der ersten und zweiten Verstärkerstufe mit der Be­ triebsspannung (V_CC) über eine vierte (82) bzw. eine fünfte Stromquelle (83) gekoppelt sind;
daß die erste Verstärkerstufe (91) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q3) mit einem Kollektoranschluß (12) des aktiven Transistors (Q1) der ersten Eingangsstufe (90) ver­ bunden ist;
daß die zweite Verstärkerstufe (93) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q7) mit der zweiten Eingangsstufe (92) und mit einem Kollektoranschluß des aktiven Transistors (Q5) der Eingangsstufe gekoppelt ist; und
daß der Komparator (86) als ein erstes Eingangssignal einen Spannungspegel von einer zweiten Spannungsquelle (85) und als ein zweites Eingangssignal einen Mittelwert derjenigen Spannun­ gen erhält, die an einem Kollektoranschluß (18) des aktiven Transistors (Q3) der ersten Verstärkerstufe (91) und einem Kol­ lektoranschluß (30) des aktiven Transistors (Q7) der zweiten Verstärkerstufe anstehen, wobei der Mittelwert gebildet ist durch eine Serienschaltung aus einem Transistor (Q9 bzw. Q10) und einem Widerstand (72 bzw. 73) zwischen jedem der Kollektor­ anschlüsse der aktiven Transistoren der Verstärkerstufen und Masse und durch einen Widerstand (74 bzw. 75) zum zweiten Ein­ gang (41) des Komparators (86).