DE4109172A1 - Gegenwirkleitwert-schaltung - Google Patents
Gegenwirkleitwert-schaltungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine einstellbare Gegen
wirkleitwert-Schaltung (transconductance circuit) bzw. eine
Schaltung zum Umsetzen von Spannungen in Ströme.
Monolithische, kontinuierliche Hochfrequenzfilter werden
vorzugsweise auf der Basis von Kondensatoren und Gegenwirkleit
werten (transconductances) anstatt von Operationsverstärkern
aufgebaut. Generell unterliegen Gegenwirkleitwert-Baugruppen
einer Anzahl strenger Anforderungen. Sie müssen einen weiten
Aussteuerungsbereich haben. Sie müssen in einfacher Schaltungs
anordnung aufgebaut sein, damit parasitäre Kapazitätseigen
schaften bei Hochfrequenzbetrieb eingeschränkt sind. Sie müssen
leicht einstellbar sein, um in einem üblichen Anwendungsfall
für programmierbare Filter verwendbar zu sein. Vorzugsweise
sind sie als Differenzschaltung konfiguriert, um eine überle
gene PSRR (Netzbrummunterdrückungsverhältnis), CMRR (Gleich
taktunterdrückungsverhältnis) und eine Beseitigung des Klirr
faktors zweiter Ordnung zu erreichen. Sie arbeiten vorzugsweise
bei 5 Volt.
Frühere Gegenwirkleitwerte waren überwiegend schlecht ab
stimmbar. Bekannte Schaltungen sind für hohe Frequenzen unge
eignet. Hochfrequenzfilter mit Gegenwirkleitwerten, theoretisch
die bevorzugten Baugruppen für derartige Filter, waren wegen
ihrer Bandbreiten- und/oder Dynamikbereichsbeschränkung un
brauchbar.
Bekannte Bauelemente erschweren eine Implementierung eines
Differenzeingangs- oder Mehrfacheingangs-Gegenwirkleitwert-Ele
ments.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schal
tung mit einem abstimmbaren Gegenwirkleitwert-Element mit
großem Aussteuerungsbereich zur Verfügung zu stellen, die einen
größeren erreichbaren Arbeitsfrequenzbereich hat. Insbesondere
soll bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Einstellung von
Polfrequenzen und Polgütefaktoren eines Biquad-Filterabschnitts
auf der Basis dieser Gegenwirkleitwert-Elemente erleichtert
werden. Darüberhinaus soll bei dem Gegenwirkleitwert-Element
auch die Streukapazität und der Ausgangsleitwert minimiert wer
den.
Beschrieben wird eine neue Konstruktion einer bipolaren ab
stimmbaren Gegenwirkleitwertschaltung, die im Vergleich zu her
kömmlichen Schaltungen gleicher Gattung keinen Bandbreitenpro
blemen begegnet. Durch Einbeziehung zusätzlicher Stromquellen
in die Gegenwirkleitwert-Baugruppe wird ein zusätzlicher Frei
heitsgrad in der Vorausbestimmung der Polfrequenzanordnung und
Polgütefaktoren der Gegenwirkleitwert-C-Filterelemente er
reicht. Als Folge dieser neuen Konstruktion können abstimmbare
Gegenwirkleitwert-Elemente besser implementiert werden. In Wei
terbildung der Erfindung ist eine Schaltung vorgesehen, welche
den Erfindungsgegenstand bei einem Gegenwirkleitwert-Element
mit mehreren Eingängen implementiert.
Erfindungsgemäß sind symmetrische, parallelgeschaltete
Schaltungen vorgesehen, welche die positiven und negativen Sei
ten einer Eingangsspannung aufnehmen. Bei einem Gegenwirkleit
wert-Element ist die Eingangsgröße ein Spannungspegel und die
Ausgangsgröße ein Strom. Jede der symmetrischen Schaltungen
weist in Kaskade geschaltete Eingangs- und Verstärkungsstufen
auf. Der positive Anschluß der Eingangsspannung liegt an der
Eingangsstufe der Schaltung der positiven Seite; diese Ein
gangsspannung wird von der Verstärkungsstufe dieser Schaltungs
hälfte in einen Strom transformiert. Der negative Anschluß der
Eingangsspannung wird an der Eingangsstufe der negativen Ein
gangsspannungsschaltung angelegt, die danach die Signalleistung
verstärkt, um einen Ausgangsstrom über die entsprechende Ver
stärkerstufe zu liefern. Die Verstärkerstufen der positiven und
negativen Hälften der Schaltung enthalten jeweils Vorspanntran
sistoren (Stromquellenlasten), welche durch eine Mittelungs
und Vergleichsschaltung, die an den Basiselektroden der beiden
Vorspanntransistoren einwirkt, moduliert werden. Diese Mitte
lungs- und Vergleichsschaltung stabilisiert den Gleichtakt
Spannungspegel.
Das erfindungsgemäße Gegenwirkleitwert-Element erhält einen
neuen Grad der Flexibilität, indem Ströme in den Verbindungs
punkt zwischen den entsprechenden Eingangs- und Verstärkerstu
fen sowohl der positiven als auch der negativen Schaltungs
hälfte eingespeist werden. Prinzipiell kann das neue Transkon
duktanz-Element so aufgebaut werden, daß es einen oder mehrere
Eingänge hat. In der Ausführung mit mehreren Eingängen kann
eine niedrige Ausgangsadmittanz (hohe Ausgangsimpedanz) auf
rechterhalten werden.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbei
spielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen
Fig. 1(a) ein Beispiel eines bekannten Gegenwirkleit
wert-Elements;
Fig. 1(b) ein Modell der Schaltung gemäß Fig. 1;
Fig. 1(c) ein Schaltbild eines Puffer/Pegelumsetzers;
Fig. 2(a) ein Ausführungsbeispiel der Erfindung;
Fig. 2(b) ein Modell der Schaltung gemäß Fig. 2(a);
Fig. 3(a) ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung
für Gegenwirkleitwert-Elemente mit mehreren Ein
gangen;
Fig. 3(b) ein Modell der Schaltung gemäß Fig. 3(a);
Fig. 4(a) ein Schaltbild eines zustandsvariablen Biquad
mit einem Gegenwirkleitwert-Element mit Diffe
renzeingang und unsymmetrischem Ausgang;
Fig. 4(b) ein Schaltbild eines vollen Differenzäquiva
lents der Schaltung gemäß Fig 4(a) unter Verwen
dung bekannter Differenzeingang-Differenzaus
gangs-Gegenwirkleitwerten; und
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung für zu
standsvariable Differenzeingang-Differenzausgang-
Biquads.
Die notwendigen Komponenten zum Implementieren eines bipo
laren, abstimmbaren Gegenwirkleitwert-Elements werden beschrie
ben. In der folgenden Beschreibung werden zahlreiche spezielle
Einzelheiten angegeben, beispielsweise die Spannungspolarität,
der Halbleitertyp usw., um das Verständnis für das Wesen der
Erfindung zu erleichtern. Es ist jedoch für den Fachmann klar,
daß die Erfindung auch ohne diese speziellen Einzelheiten re
alisiert werden kann. In anderen Fällen werden bekannte Schal
tungen nicht im einzelnen beschrieben, um die Erläuterung der
Erfindung nicht mit unnötigen Einzelheiten zu belasten.
Ein Gegenwirkleitwert-Element ist ein Element, welches eine
Eingangsspannung in einen Ausgangsstrom umwandelt. Ein ideales
Gegenwirkleitwert-Element hat unendlich große Eingangs- und
Ausgangsimpedanzen. Bipolare abstimmbare Gegenwirkleitwert-Ele
mente beruhen typischerweise auf einen Vervielfacher-Kern.
Ein herkömmliches Gegenwirkleitwert-Element auf Vervielfa
cherbasis ist in Fig. 1(a) gezeigt. Eine Eingangsspannung Vi 51
wird an die Eingangsklemmen 46 und 47 angelegt. Die Eingangs
klemme 46 ist ein positiver Anschluß und der Eingang 47 ist ein
negativer Anschluß. Die Eingangsklemme 46 führt zu einer Ein
gangsstufe der positiven Seite, welche gewöhnlich aus den im
Block 90 enthaltenen Elementen besteht. Die Anschlußklemme 47
ist an eine Eingangsstufe der negativen Seite angeschlossen,
welche gewöhnlich aus den im Block 92 eingeschlossenen Elemen
ten besteht.
Die Eingangsstufe 90 der positiven Seite besteht aus den
Transistoren Q1 und Q2 und dem Widerstand 70. Der Eingangsan
schluß 46 ist mit der Basis 11 des Transistors Q1 verbunden.
Der Emitter 10 des Transistors Q1 ist mit einem Ende des Wider
standes 70 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 70
ist mit dem Schaltungsknoten 48 verbunden. Die Basis 14 des
Transistors Q2 ist an eine Gleichspannung 84 angeschlossen. Der
Emitter 13 des Transistors Q2 ist mit dem Kollektor 12 des
Transistors Q1 am Knoten 49 verbunden. Der Kollektor des Tran
sistors Q2 ist mit einer Versorgungsspannung VCC 50 verbunden.
Die Eingangsstufe 92 der negativen Seite besteht aus den
Transistoren Q5 und Q6 und dem Widerstand 71. Die negative Ein
gangsklemme 47 ist mit der Basis 23 des Transistors Q5 verbun
den. Der Emitter 22 des Transistors Q5 ist mit dem Emitterwi
derstand 71 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 71
ist mit dem Knoten 48 verbunden. Die Basis 26 des Transistors
Q6 ist ebenfalls mit der Gleichspannung 84 verbunden. Der Emit
ter 25 des Transistors Q6 ist mit dem Kollektor 24 des Transi
stors Q5 am Knoten 58 verbunden. Der Kollektor 27 des Transi
stors Q6 ist mit der Versorgungsspannung VCC 50 verbunden.
Die Eingangsstufe 90 der positiven Seite ist mit einer Ver
stärkerstufe der positiven Seite verbunden, die gewöhnlich aus
den im Block 91 enthaltenen Elementen besteht. Die Eingangs
stufe 92 der negativen Seite ist mit einer Verstärkerstufe der
negativen Seite verbunden, die gewöhnlich aus den im Block 93
enthaltenen Elementen besteht.
Die Verstärkerstufe 91 der postiven Seite besteht aus den
Transistoren Q3 und Q4. Die Basis 15 des Transistors Q3 ist an
die Verbindung des Emitters 13 des Transistors Q2 mit dem Kol
lektor 12 des Transistors Q1 am Knoten 49 angeschlossen. Der
Emitter 16 des Transistors Q3 ist an den Knoten 60 angeschlos
sen. Der Emitter 21 des Transistors Q4 ist an die Versorgungs
spannung VCC 50 angeschlossen und der Kollektor 19 des Transi
stors Q4 ist an den Kollektor 18 des Transistors Q3 am Knoten
44 angeschlossen.
Die Basis des Transistors Q7 ist an die Verbindung des
Emitters 25 des Transistors Q6 mit dem Kollektor 24 des Transi
stors Q5 am Knoten 58 angeschlossen. Der Emitter 28 des Transi
stors Q7 ist an den Knoten 60 angeschlossen. Die Verstärker
stufe der negativen Seite enthält einen Operationsverstärker
43, der einen an den Knoten 44 angeschlossenen Eingang hat und
dessen anderer Eingang an den Knoten 45 angeschlossen ist, wel
cher die Verbindung des Kollektors 31 des Transistors Q8 und
des Kollektors 30 des Transistors Q7 ist. Der Ausgang 29 des
Operationsverstärkers 43 ist an die Basen 20 und 32 der Transi
storen Q4 bzw. Q8 angeschlossen. Der Emitter 33 des Transistors
Q8 ist an die Versorgungsspannung VCC 50 angeschlossen. Die
Ausgangsgröße des in Fig. 1(a) dargestellten Gegenwirkleitwert-
Elements ist der Strom I0 54, der an den Kollektoren 18 und 30
der Transistoren Q3 bzw. Q7 abgegriffen wird. Der Strom I2 80
wird vom Knoten 60 und der Strom I1 81 vom Knoten 48 abgenom
men.
Die Gegenwirkleitwert-Schaltung der Fig. 1(a) ist symbo
lisch in der Fig. 1(b) dargestellt. Die Eingangsgröße Vi 51
wird an das Gegenwirkleitwert-Element 111 an den Eingängen 46
und 47 angelegt. Das Gegenwirkleitwert-Element 111 liefert
einen Ausgangsstrom I0 54 an den Puffer/Pegelumsetzer 112. Der
Puffer/Pegelumsetzer 112 liefert eine Ausgangsspannung V0. Die
ser Puffer ist im Detail in Fig. 1(c) gezeigt. Die Basis des
Transistors T1 ist mit dem Eingang A (positiver Eingang) des
Puffers 112 verbunden. Der Emitter des Transistors T1 ist über
den Widerstand R6 mit der Masse verbunden. Der (negative) Ein
gang B des Puffers 112 ist mit der Basis des Transistors T2
verbunden. Der Emitter des Transistors T2 ist über den Wider
stand R7 mit der Masse verbunden. Die Spannung V0 wird zwischen
den Emittern der Transistoren T1 und T2 abgegriffen.
Der Gegenwirkleitwert der in Fig. 1 dargestellten Schaltung
ist:
Wenn dieses Gegenwirkleitwert-Element als eine Baueinheit
in einem Hochfrequenzfilter verwendet wird, so unterliegt es
den folgenden Beschränkungen. Betrachtungen zum Eingangsaus
steuerungsbereich bestimmen den Minimalwert des Produkts RE x
I1. Andererseits muß der Gegenwirkleitwert belastet werden mit
einer Kapazität C, was eine Zeitkonstante:
ergibt.
Diese Zeitkonstante ist umgekehrt proportional zur ge
wünschten Polstellenfrequenz. So ist
ω₀ ∼ I₂/(CRE I₁) (Gleichung 3)
Die Realisierung von Hochfrequenzfiltern wird ernsthaft
durch die folgenden Schwierigkeiten behindert:
- 1) Das Produkt RE * I1 ist bereits festgelegt.
- 2) C kann nicht beliebig klein gemacht werden, denn es muß zumindest eine Größenordnung größer als die schwer zu modellierenden Streukapazitäten an dem Ausgangsknoten sein, um eine Design-Vorhersagbar keit zu erhalten.
- 3) Eine Erhöhung von I2 ist keine Lösung, und zwar aus
zwei Gründen:
- a) eine exzessive Leistungsaufnahme;
- b) ein Mangel an Hochstrom-Transistoren.
Die große Mehrzahl der Bipolarprozesse liefert nur laterale
PNP-Transistoren, welche streng strombegrenzt sind. Deshalb er
fordert eine Erhöhung des Stromes I2 wachsende Transistordimen
sionen, begleitet von einer wachsenden Streukapazität. Weil der
Ausgangsleitwert eines Transistors proportional zu seinem Kol
lektorstrom ist, bewirkt ein zusätzlicher Strom I2 außerdem
eine zunehmende Entfernung vom idealen Gegenwirkleitwert. Das
letztere Problem ist besonders bedeutsam in modernen Hochfre
quenzbipolarprozessen mit flachen PN-Übergängen, die durch
niedrige Transistorausgangswiderstände charakterisiert sind.
Übliche Schaltungstechniken zur Erhöhung des Ausgangswiderstan
des beeinträchtigen die Anforderungen an die Schaltung, nämlich
die Größe des Aussteuerungsbereichs, den einfachen Schaltungs
aufbau und den Betrieb bei 5 Volt.
Der scheinbare Widerspruch kann gelöst werden durch Ein
speisen eines Stromes über die Stromquellen 82 und 83, wie sie
in Fig. 2(a) gezeigt wird. Ebenfalls eingeschlossen in die Fig.
2(a) ist ein pegelschiebender Ausgangspuffer, ein Vorspanner
94. Der Gleichtakt-Ausgangsspannungspegel wird stabilisiert
durch Steuerung der PNP-Stromquellen Q4 und Q8.
Die vorliegende Erfindung, ein bipolares Gegenwirkleitwert-
Element, wie es in Fig. 2(a) dargestellt ist, weist ein Paar
von Eingangsstufen 90 und 92, die zwischen einer Betriebsspan
nung VCC 50 und einer Stromquelle 81 eingebunden sind, und ein
Paar von Verstärkerstufen 91 und 93 auf, die in ähnlicher Weise
parallel zwischen die Betriebsspannung VCC 50 und die Strom
quelle 80 geschaltet sind. Die Eingangsstufen 90 und 92 sind in
Kaskade mit den Verstärkerstufen 91 bzw. 93 geschaltet und ent
sprechen der positiven bzw. negativen Seite der Differenzein
gangsspannung Vi 51. Die positive Hälfte ist symmetrisch zur
negativen Hälfte.
Die Eingangsstufen 90 und 92 sind durch die Gleichspannung
VDC 84 vorgespannt. In ähnlicher Weise sind die Verstärkerstu
fen 91 und 93 durch den Vorspanner 94 vorgespannt. Die Verstär
kerstufe 91 der positiven Seite und die Verstärkerstufe 93 der
negativen Seite besitzen Ausgangsklemmen 52 bzw. 53. Zwischen
den Ausgangsklemmen 52 und 53 fließt der Ausgangsstrom I0 54.
Der Ausgangsstrom I0 54 ist proportional zur Differenzeingangs
spannung Vi 51 zwischen der Eingangsklemme 46 an der Eingangs
stufe 90 der positiven Seite und der Eingangsklemme 47 an der
Eingangsstufe 92 der negativen Seite.
Sowohl die Eingangsstufe 90 der positiven Seite als auch
die Eingangsstufe 92 der negativen Seite bestehen aus in Reihe
geschalteten Transistoren und einem Widerstand. In der Ein
gangsstufe 90 gibt es einen vorspannenden Transistor Q2, dessen
Kollektor 15 mit der Betriebsspannung VCC 50, dessen Basis 14
mit der Gleichspannungsquelle 84 und dessen Emitter 13 mit dem
Kollektor 12 des Transistors Q1 verbunden ist. Der Transistor
Q2 gibt die Gleichstrom-Vorspannung für den Transistor Q3 vor
und führt die logarithmische Vorverzerrung zur Linearisierung
der gesamten Vervielfacherfunktion aus. Der Transistor Q1, ein
aktiver Transistor, empfängt an seiner Basis 11 das positive
Eingangspotential von Vi 51. Der Emitter 10 des aktiven Transi
stors Q1 ist in Reihe geschaltet mit dem Widerstand 70. Das an
dere Ende des Widerstandes 70 ist über die Stromquelle 81 mit
der Masse verbunden. Der vorspannende Transistor Q2 der positi
ven Eingangsstufe 90 ist mit der Referenzspannung 84 verbunden.
Der Emitter 13 des Vorspannungstransistors Q2, der mit dem Kol
lektor des aktiven Transistors Q1 verbunden ist, dient als Aus
gangsknoten 57 der Eingangsstufe 90. Es ist dieser Knoten der
Eingangsstufe 90, mit dem die Verstärkerstufe 91 in Reihe ge
schaltet ist. Die Schaltung der Eingangsstufe 92 ist in allen
Aspekten symmetrisch zu der eben beschriebenen.
wenn Vi zwischen den Basen von Q1 und Q5 angelegt wird.
Daraus ergibt sich eine Spannungsdifferenz Δ V zwischen den
Basen von Q3 und Q7, die wie folgt ausgedrückt werden kann:
Diese Spannungsdifferenz bewirkt eine Differenz zwischen
den Strömen der Transistoren Q3 und Q7 die wie folgt ausge
drückt werden kann:
Die Differenz dem Feststrom fließt an der einen
Klemme in die Schaltung hinein und an der anderen aus der
Schaltung heraus.
Die Eingangsstufe 90 der positiven Seite ist in Reihe ge
schaltet mit der Verstärkerstufe 91 der positiven Seite. Die
Eingangsstufe 92 der negativen Seite ist in ähnlicher Weise in
Reihe geschaltet mit der Verstärkerstufe 93 der negativen
Seite. Verstärkerstufen 91 und 93 sind symmetrisch ebenso wie
die Eingangsstufen 90 und 92.
Die Verstärkerstufe 91 besteht aus dem Vorspannungstransi
stor Q4 und dem aktiven Transistor Q3, die in Reihe zwischen
die Betriebsspannung VCC 50 und die Stromquelle 80 geschaltet
sind. Der Emitter 16 des aktiven Transistors Q3 ist verbunden
mit der Stromquelle 80. Die Basis 17 des aktiven Transistors Q3
der Verstärkerstufe dient als Eingangsklemme 55 für die Ver
stärkerstufe 91. D. h. der Ausgangsanschluß 57 der Eingangsstufe
90 ist verbunden mit dem Eingangsanschluß 55 (der Basis 17 des
aktiven Transistors Q3) der Verstärkerstufe 91. Ebenfalls mit
der Basis 17 des aktiven Transistors Q3 verbunden ist die
Stromquelle 82, die mit der Betriebsspannung VCC 50 gekoppelt
ist. Die Stromquelle 82 speist einen Strom in die Verbindung 55
der Eingangsstufe 90 mit der Verstärkerstufe 91 ein. Die Basis
des vorspannenden Transistors Q4 in der Verstärkerstufe 91 ist
mit einer Vorspannungsschaltung 94 verbunden, die die
Gleichtaktspannung des Gegenwirkleitwert-Elements stabilisiert.
Der Emitter 21 des Vorspannungstransistors Q4 ist mit der Be
triebsspannung VCC 50 verbunden. Der Kollektor 90 des Vorspan
nungstransistors Q4 in der Verstärkerstufe 91 ist mit dem Kol
lektor 18 des aktiven Transistors Q3 derselben Stufe verbunden.
Diese Kollektor-Kollektor-Verbindung dient als Stromausgangsan
schluß 52 für die Verstärkerstufe 91. Die Schaltung der Ver
stärkerstufe 93 ist in allen Aspekten symmetrisch zu der soeben
beschriebenen.
Die Wirkungsweise der Verstärkerstufe 91 ist abhängig von
der Spannungsdifferenz zwischen den Knoten 57 und 58. Wenn die
Ausgangsspannung 57 der Eingangsstufe 90 sinkt (gleichzeitig
die Spannung am Knoten 58 wächst), dann sinkt der Strom, der in
den Kollektor 18 des aktiven Transistors Q3 dieser Verstärker
stufe fließt. Der Vorspannungstransistor Q4 der Verstärkerstufe
91 fungiert als Konstantstromquelle. Wenn der Kollektorstrom
des aktiven Transistors Q3 auf einen niedrigen Wert gedrückt
wird, wird der überschüssige Konstantstrom daher umgeleitet zum
Ausgangsanschluß 52 der Verstärkerstufe 91. Wenn die Spannung
an der Basis 17 des aktiven Transistors Q3 der Verstärkerstufe
91 (der Eingangsklemme 55 dieser Stufe) wächst (und die Span
nung an der Basis 29 sinkt), dann wird umgekehrt der Kollektor
strom des aktiven Transistors Q3 zunehmen und den Strom von dem
Ausgangsanschluß 52 der Verstärkerstufe 91 wegziehen. Die Funk
tionsweise der Verstärkerstufe der negativen Seite 93 ist iden
tisch mit der soeben beschriebenen.
Die Basen der vorspannenden Transistoren Q4 und Q8 in den
Verstärkerstufen 91 und 93 sind mit dem Vorspanner 94 verbun
den. Der Ausgang 59 des Vorspanners 94 ist der des Komparators
86, der an seinem positiven Eingang 42 eine Referenzspannung 85
erhält, welche für eine ruhende Vorspannung an den Basen der
Vorspannungstransistoren sorgt. Der invertierende Eingang 41
des Komparators 86 erhält einen Mittelwert (und daher nur einen
Gleichspannungswert) der Spannungen, die an den Ausgangsan
schlüssen der Verstärkerstufen der positiven und der negativen
Seite vorhanden sind. Die Ausgangsanschlüsse 52 und 53 sind
verbunden mit den Basen 36 und 39 der Transistoren Q9 und Q10
in dem Vorspanner 94; die Kollektoren 37 und 40 der Transisto
ren Q9 und Q10 sind mit der Betriebsspannung VCC 50 verbunden.
Die Emitter 35 und 38 der Transistoren Q9 und Q10 sind über
die Widerstände 72 und 73 mit der Masse verbunden.
Der Gesamtstrom IDC der Stromquellen 82 und 83 bringt einen
zusätzlichen Freiheitsgrad in die Schaltung. Der Eingangsaus
steuerungsbereich bleibt weiterhin bestimmt durch das Produkt
RE * I1, während τ und ω0 jetzt gegeben sind durch:
τ = CRE (I₁ - IDC)/I₂; (Gleichung 4)
ω₀ ∼ O₂/[CRE (I₁ - IDC)] (Gleichung 5)
Ein Modell der Schaltung von Fig. 2(a) ist in Fig. 2(b)
dargestellt. Die Eingangsspannung VI liegt an den Eingängen 46
und 47 des Gegenwirkleitwert-Elements 113 an. Der Ausgangsstrom
I0 54 des Gegenwirkleitwert-Elements 113 wird eingekoppelt in
einen Puffer/Pegelumsetzer 114 mit der Verstärkung 1. Der Pe
gelumsetzer 114 stellt eine Ausgangsspannung V0 bereit.
Zwei oder mehr der neuen Gegenwirkleitwert-Elemente können
ohne weiteres in einer Schaltung kombiniert werden, wie in Fig.
3a) dargestellt ist. Die Schaltung der Fig. 3(a) enthält zu
sätzliche Transistoren Q11 und Q12 und Emitterwiderstände 76
und 77. Eine zweite Eingangsspannung 79 wird an den positiven
Eingang 62 und den negativen Eingang 63 angelegt. (Die ur
sprüngliche Eingangsspannung 51 zwischen den Eingängen 46 und
47 wird ebenfalls angelegt.) Der positive Anschluß 62 ist an
die Basis 65 des Transistors Q11 angekoppelt. Der Kollektor 66
des Transistors Q11 ist an den Kollektor 12 des Transistors Q1
am Knoten 57 angekoppelt. Der Emitter 64 des Transistors Q11
ist über den Widerstand 76 an den Knoten 78 angekoppelt.
Der negative Eingang 63 ist an die Basis 68 des Transistors
Q12 angeschlossen. Der Kollektor 69 des Transistors Q12 ist an
den Kollektor 24 des Transistors Q5 am Knoten 58 angekoppelt.
Der Emitter 67 des Transistors Q12 ist über den Widerstand 77
am Knoten 78 angeschlossen. Der Strom I1 85 wird am Knoten 78
abgenommen.
Die Verstärkung dieser Doppeleingang-Schaltung ist:
I₀ = GM1 V₁ + GM2 V₂ (Gleichung 6)
wobei:
GM1 = (1/RE1) (I₂/(2I₁ - IDC*)); (Gleichung 7)
GM2 = (1/RE2) (I₂/(2I₁ - IDC*)); (Gleichung 8)
Wenn man IDC* = IDC + I₁ wählt, so wird Gleichung 6 zu:
Dies ist exakt der gleiche Ausdruck, den man erhält, wenn
man zwei Gegenwirkleitwert-Elemente (wie sie in Fig. 2(a) ge
zeigt sind) parallel schaltet. Jedoch sind die erheblichen Ein
sparungen der Transistoranzahl und -fläche (insbesondere sind
die PNP-Transistoren groß) und des Leistungsverbrauchs offen
sichtlich, die durch die Anordnung der Fig. 3(a) erreicht wer
den. Außerdem wird die Ausgangsadmittanz (G0 + C0) in Fig. 3(a)
von der Anzahl der Eingänge nicht beeinflußt. Im Gegensatz dazu
würde die einfache Parallelschaltung aus zwei Gegenwirkleit
wert-Elementen mit einem Eingang die Ausgangsadmittanz verdop
peln.
Das Modell des Gegenwirkleitwert-Elements mit mehreren Ein
gängen von Fig. 3(a) ist in Fig. 3(b) dargestellt. Das Gegen
wirkleitwert-Element 115 erhält zwei Eingangsgrößen; die Ein
gangsspannung V1 51 an den Eingängen 46 und 47 und die Spannung
V2 79 an den Eingängen 62 und 63. Diese Spannungen werden an
aquivalente Widerstände RE1 bzw. RE2 angelegt. Das Gegen
wirkleitwert-Element 115 mit zwei Eingängen liefert einen Aus
gangsstrom I0 34 an den Puffer/Pegelumsetzer 114. Der Pegelum
setzer 114 liefert eine Ausgangsspannung V0.
Die Vorzüge dieser neuen Lösung für die Realisierung von
voll differentiellen zustandsvariablen Biquadrat-Anordnungen
sind in Fig. 5 dargestellt. Die Schaltung von Fig. 5 benutzt
die in Fig. 3 dargestellten Gegenwirkleitwert-Elemente mit zwei
Differenzeingängen und einem Differenzausgang. Vi 51 wird an
die Eingänge 46 und 47 des ersten Gegenwirkleitwert-Elements 88
angelegt. Das Ausgangssignal des Gegenwirkleitwert-Elements 88
an den Knoten 95 und 96 dient als Eingangssignal für den Puf
fer/Pegelumsetzer 118. Das Ausgangssignal des Pegelumsetzers
118 dient als Eingangssignal für das Gegenwirkleitwert-Element
89. Der Knoten 95 ist außerdem über die Kapazität C1 mit der
Masse verbunden, und der Knoten 96 ist über eine äquivalente
Kapazität C1 ebenfalls mit der Masse verbunden. Das Ausgangssi
gnal des Gegenwirkleitwert-Elements 89 an den Knoten 97 und 98
wird an den Puffer/Pegelumsetzer 119 angelegt. Die Ausgänge des
Pegelumsetzers 119 an den Knoten 120 und 121 sind in einer
Rückkopplungsschleife mit den zweiten Eingängen der Gegen
wirkleitwert-Elemente 88 bzw. 89 verbunden. Der Knoten 97 ist
außerdem über die Kapazität C2 und der Knoten 98 über die äqui
valente Kapazität C2 mit Masse verbunden. Die Spannung VLP wird
zwischen den Knoten 120 und 121 abgegriffen.
Fig. 5 stellt eine Verbesserung gegenüber dem in den Figu
ren 4(a) bis (b) dargestellten Stand der Technik dar. Eine tra
ditionelle biquadratische Gegenwirkleitwert-Element-C-Schaltung
mit Differenzeingang und unsymmetrischem Ausgang sowie mit un
symmetrischen Vi und VLP ist in Fig. 4(a) dargestellt. Die Ein
gangsspannung Vi ist an den positiven Eingang des Gegenwirk
leitwert-Elements 100 angeschlossen. Der Ausgang des Gegenwirk
leitwert-Elements 100 am Knoten 102 ist über die Kapazität C1
mit der Masse und über den Pegelumsetzer 116 mit dem positiven
Eingang des Gegenwirkleitwert-Elements 101 verbunden. Der Aus
gang des Gegenwirkleitwert-Elements 101 ist über das Element C2
mit der Masse und über den Pegelumsetzer 117 in einer Rückkopp
lungsschleife mit den negativen Eingängen der Gegenwirkleit
wert-Elemente 100 bzw. 101 verbunden. Die Spannung VLP wird an
dem Knoten 99 abgegriffen.
Fig. 4(b) stellt eine voll differentielle bekannte Schal
tung dar. Die Eingangsspannung Vi 51 ist an das Gegenwirkleit
wert-Element 100 an den Eingängen 46 und 47 angeschlossen. Das
Ausgangssignal des Elements 100 wird an den Knoten 103 und 104
zur Verfügung gestellt. Die Knoten 103 und 104 sind jeweils
über eine Kapazität C1 mit der Masse verbunden. Knoten 103 und
104 sind außerdem über den Pegelumsetzer 122 mit den Eingängen
des Gegenwirkleitwert-Elements 101 verbunden. Das Ausgangssi
gnal des Gegenwirkleitwert-Elements 101 wird an den Knoten 105
und 106, die über Kapazitäten C2 mit Masse verbunden sind, zur
Verfügung gestellt. Die Knoten 105 und 106 sind ebenfalls über
den Pegelumsetzer 123 mit den Eingängen des Gegenwirkleitwert-
Elements 107 verbunden. Das Ausgangssignal an den Knoten 109
und 110 des Gegenwirkleitwert-Elements 107 wird in Rückkopp
lungsschleifen an die Eingänge des Pegelumsetzers 123 angelegt.
Der Ausgang des Pegelumsetzers 123 ist an die Eingange des Ge
genwirkleitwert-Elements 108 an den Knoten 124 und 125 ange
schlossen. Die Knoten 124 und 125 liefern außerdem die Aus
gangsspannung VLP. Das Ausgangssignal des Gegenwirkleitwert-
Elements 108 ist über Rückkopplungsschleifen mit den Knoten 103
und 104 verbunden.
Die Übertragungsfunktion für das Filter in Fig. 5 ist:
VLP/Vi = GM1GM2/(S² + S(GM1/C₂) + (GM1GM2/C₁C₂)). (Gleichung 10)
Für die Schaltung in Fig. 5 kann man die Polfrequenzen und
Gütefaktoren als Funktion der Kapazitäten, Widerstände und
Ströme wie folgt angegeben:
Wenn man nun C1 = C2 = C, RE1 = RE2 = RE, d. h. überall iden
tische Kapazitäten und Widerstände wählt, was eine optimale
Symmetrie und beste Komponenten-Anpassung bewirkt, so ergibt
sich folgender Ausdruck für die Polfrequenzen und Q:
(Zu beachten ist, daß IDC1 und IDC2 - wenn nötig - auch
negativ sein können)
Daraus folgt, daß eine geeignete Auswahl der eingespeisten
Ströme IDC1 und IDC2 die Realisierung von beliebigen Polfre
quenzen und Gütefaktoren ohne Notwendigkeit von veränderlichen
Kapazitäten erlaubt. Dies ist ein weiterer deutlicher Vorteil
dieser neuen Lösung gegenüber den bestehenden biquadratischen
Konfigurationen. Es sollte an dieser Stelle erwähnt werden, daß
die beim gewöhnlichen Vervielfacherkern für eine optimale Li
nearität und gegenseitige Aufhebung von parasitären Effekten,
die von kleinen und geringwertigen Widerständen hervorgerufen
werden, die Fläche der Vervielfachertransistoren proportional
zu ihrem jeweiligen Strom sein sollte.
Claims (6)
1. Gegenwirkleitwert(transconductance)-Schaltung
gekennzeichnet durch,
einen Gilbert-Vervielfacherkern mit ersten und zweiten Ein
gangsstufen (90, 92) zur Aufnahme einer Eingangsspannung (Vi
51);
erste und zweite Verstärkerstufen (91, 93), die mit der er
sten bzw. zweiten Eingangsstufe gekoppelt sind, wobei die er
sten und die zweiten Verstärkerstufen einen Ausgangsstrom (I0
54) liefern; und
erste und zweite Stromquellen (82, 83) , die mit der ersten
bzw. der zweiten Verstärkerstufe gekoppelt sind.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
sie einen pegelverschiebenden Ausgangspuffer (94) enthält, des
sen Eingangssignal der Ausgangsstrom (I0 54) des Gegenwirkleit
werts (113) ist und der ein erstes Ausgangssignal liefert, wel
ches über eine Rückkopplungsschleife (59) zur ersten bzw. zwei
ten Verstärkerstufe zurückgeführt wird.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich
net, daß die erste Eingangsstufe (90) mit dem positiven Pol
(46) und die zweite Eingangsstufe (92) mit dem negativen Pol
(47) der Eingangsspannung (Vi 51) verbunden sind, jeweils in
Serienschaltung einen vorspannenden Transistor (Q2 bzw. Q6),
einen aktiven Transistor (Q1 bzw. Q5) und einen Widerstand (70
bzw. 71) enthalten und zwischen einer Betriebsspannung (VCC 50)
und einer mit Masse verbundenen ersten Stromquelle (81) ge
schaltet sind und daß die vorspannenden Transistoren der ersten
und zweiten Eingangsstufen durch eine erste Spannungsquelle
(84) vorgespannt sind, die zwischen einem Basisanschluß (14,
26) jedes der vorspannenden Transistoren (Q2, Q6) und Masse an
geordnet ist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die ersten und zweiten Verstärkerstufen (91, 93) jeweils einen
vorspannenden und einen aktiven Transistor (Q4 und Q3, bzw. Q8
und Q7) aufweisen, die in Reihe geschaltet sind, daß die Ver
stärkerstufen parallel zwischen die Betriebsspannung (VCC 50)
und einer mit Masse verbundenen zweiten Stromquelle (80) ge
schaltet sind, daß die vorspannenden Transistoren (Q4, Q8) der
ersten und zweiten Verstärkerstufen durch einen Komparator (86)
vorgespannt sind, und daß die Basiselektroden (17, 29) jedes
aktiven Transistors (Q3, Q7) der ersten und zweiten Verstärker
stufen mit der Betriebsspannung (VCC 50) über dritte und vierte
Stromquellen (82, 83) verbunden sind.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Verstärkerstufe (91) über den Basisanschluß
ihres aktiven Transistors (Q3) mit einem Kollektoranschluß (12)
des aktiven Transistors (Q1) der ersten Eingangsstufe (90) ver
bunden ist;
daß die zweite Verstärkerstufe (93) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q7) mit der zweiten Eingangsstufe (92) und mit einem Kollektoranschluß des aktiven Transistors (Q5) der Eingangsstufe gekoppelt ist; und
daß der Komparator (86) als ein erstes Eingangssignal einen Spannungspegel von einer zweiten Spannungsquelle (85) und als ein zweites Eingangssignal einen Mittelwert derjenigen Spannun gen erhält, die an einem Kollektoranschluß (18) des aktiven Transistors (Q3) der ersten Verstärkerstufe (91) und einem Kol lektoranschluß (30) des aktiven Transistors (Q7) der zweiten Verstärkerstufe anstehen, wobei der Mittelwert gebildet ist durch eine Serienschaltung aus einem Transistor (Q9 bzw. Q10) und einem Widerstand (72 bzw. 73) zwischen jedem der Kollektor anschlüsse der aktiven Transistoren der Verstärkerstufen und Masse und durch einen Widerstand (74 bzw. 75) zum zweiten Ein gang (41) des Komparators (86).
daß die zweite Verstärkerstufe (93) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q7) mit der zweiten Eingangsstufe (92) und mit einem Kollektoranschluß des aktiven Transistors (Q5) der Eingangsstufe gekoppelt ist; und
daß der Komparator (86) als ein erstes Eingangssignal einen Spannungspegel von einer zweiten Spannungsquelle (85) und als ein zweites Eingangssignal einen Mittelwert derjenigen Spannun gen erhält, die an einem Kollektoranschluß (18) des aktiven Transistors (Q3) der ersten Verstärkerstufe (91) und einem Kol lektoranschluß (30) des aktiven Transistors (Q7) der zweiten Verstärkerstufe anstehen, wobei der Mittelwert gebildet ist durch eine Serienschaltung aus einem Transistor (Q9 bzw. Q10) und einem Widerstand (72 bzw. 73) zwischen jedem der Kollektor anschlüsse der aktiven Transistoren der Verstärkerstufen und Masse und durch einen Widerstand (74 bzw. 75) zum zweiten Ein gang (41) des Komparators (86).
6. Schaltung zum Umwandeln einer Spannung in einen Strom,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine erste Eingangsstufe (90) mit dem positiven Pol (46) und eine zweite Eingangsstufe (92) mit dem negativen Pol (47) der Spannung (Vi 51) verbunden ist;
daß die ersten und zweiten Eingangsstufen je einen vorspan nenden Transistor (Q2 bzw. Q6) aufweisen, der mit einer Paral lelschaltung aus einem Paar von mit jeweils einem Widerstand (70, 76 bzw. 71, 77) in Serie geschalteten aktiven Transistoren (Q1, Q11 bzw. Q5, Q12) verbunden ist;
daß die ersten und zweiten Eingangsstufen parallel zwischen einer Betriebsspannung (VCC 50) und mit Masse verbundenen er sten und zweiten Stromquellen (81, 85) geschaltet sind;
daß die vorspannenden Transistoren (Q2, Q6) der ersten und zweiten Eingangsstufen durch eine erste Spannungsquelle (84) vorgespannt sind, die zwischen einem Basisanschluß der vorspan nenden Transistoren und Masse angeordnet ist;
daß erste und zweite Verstärkerstufen (91, 93) mit jeweils in Reihe liegenden vorspannenden und aktiven Transistoren (Q4, Q3 bzw. Q8, Q7) vorgesehen sind, wobei die Verstärkerstufen parallel zwischen der Betriebsspannung (VCC) und einer mit Masse verbundenen dritten Stromquelle (80) geschaltet sind;
daß die vorspannenden Transistoren der ersten bzw. zweiten Verstärkerstufe durch einen Komparator (86) vorgespannt sind, daß die Basisanschlüsse (17, 29) der aktiven Transistoren (Q3, Q7) der ersten und zweiten Verstärkerstufe mit der Be triebsspannung (VCC) über eine vierte (82) bzw. eine fünfte Stromquelle (83) gekoppelt sind;
daß die erste Verstärkerstufe (91) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q3) mit einem Kollektoranschluß (12) des aktiven Transistors (Q1) der ersten Eingangsstufe (90) ver bunden ist;
daß die zweite Verstärkerstufe (93) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q7) mit der zweiten Eingangsstufe (92) und mit einem Kollektoranschluß des aktiven Transistors (Q5) der Eingangsstufe gekoppelt ist; und
daß der Komparator (86) als ein erstes Eingangssignal einen Spannungspegel von einer zweiten Spannungsquelle (85) und als ein zweites Eingangssignal einen Mittelwert derjenigen Spannun gen erhält, die an einem Kollektoranschluß (18) des aktiven Transistors (Q3) der ersten Verstärkerstufe (91) und einem Kol lektoranschluß (30) des aktiven Transistors (Q7) der zweiten Verstärkerstufe anstehen, wobei der Mittelwert gebildet ist durch eine Serienschaltung aus einem Transistor (Q9 bzw. Q10) und einem Widerstand (72 bzw. 73) zwischen jedem der Kollektor anschlüsse der aktiven Transistoren der Verstärkerstufen und Masse und durch einen Widerstand (74 bzw. 75) zum zweiten Ein gang (41) des Komparators (86).
daß eine erste Eingangsstufe (90) mit dem positiven Pol (46) und eine zweite Eingangsstufe (92) mit dem negativen Pol (47) der Spannung (Vi 51) verbunden ist;
daß die ersten und zweiten Eingangsstufen je einen vorspan nenden Transistor (Q2 bzw. Q6) aufweisen, der mit einer Paral lelschaltung aus einem Paar von mit jeweils einem Widerstand (70, 76 bzw. 71, 77) in Serie geschalteten aktiven Transistoren (Q1, Q11 bzw. Q5, Q12) verbunden ist;
daß die ersten und zweiten Eingangsstufen parallel zwischen einer Betriebsspannung (VCC 50) und mit Masse verbundenen er sten und zweiten Stromquellen (81, 85) geschaltet sind;
daß die vorspannenden Transistoren (Q2, Q6) der ersten und zweiten Eingangsstufen durch eine erste Spannungsquelle (84) vorgespannt sind, die zwischen einem Basisanschluß der vorspan nenden Transistoren und Masse angeordnet ist;
daß erste und zweite Verstärkerstufen (91, 93) mit jeweils in Reihe liegenden vorspannenden und aktiven Transistoren (Q4, Q3 bzw. Q8, Q7) vorgesehen sind, wobei die Verstärkerstufen parallel zwischen der Betriebsspannung (VCC) und einer mit Masse verbundenen dritten Stromquelle (80) geschaltet sind;
daß die vorspannenden Transistoren der ersten bzw. zweiten Verstärkerstufe durch einen Komparator (86) vorgespannt sind, daß die Basisanschlüsse (17, 29) der aktiven Transistoren (Q3, Q7) der ersten und zweiten Verstärkerstufe mit der Be triebsspannung (VCC) über eine vierte (82) bzw. eine fünfte Stromquelle (83) gekoppelt sind;
daß die erste Verstärkerstufe (91) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q3) mit einem Kollektoranschluß (12) des aktiven Transistors (Q1) der ersten Eingangsstufe (90) ver bunden ist;
daß die zweite Verstärkerstufe (93) über den Basisanschluß ihres aktiven Transistors (Q7) mit der zweiten Eingangsstufe (92) und mit einem Kollektoranschluß des aktiven Transistors (Q5) der Eingangsstufe gekoppelt ist; und
daß der Komparator (86) als ein erstes Eingangssignal einen Spannungspegel von einer zweiten Spannungsquelle (85) und als ein zweites Eingangssignal einen Mittelwert derjenigen Spannun gen erhält, die an einem Kollektoranschluß (18) des aktiven Transistors (Q3) der ersten Verstärkerstufe (91) und einem Kol lektoranschluß (30) des aktiven Transistors (Q7) der zweiten Verstärkerstufe anstehen, wobei der Mittelwert gebildet ist durch eine Serienschaltung aus einem Transistor (Q9 bzw. Q10) und einem Widerstand (72 bzw. 73) zwischen jedem der Kollektor anschlüsse der aktiven Transistoren der Verstärkerstufen und Masse und durch einen Widerstand (74 bzw. 75) zum zweiten Ein gang (41) des Komparators (86).
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Cited By (1)
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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