DE3012965C2 - - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
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Description
Die Erfindung geht aus von einem verstärkungsgeregelten
Verstärker nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Ein bekannter Verstärker ist in der Zeichnung gemäß
Fig. 1 in Form eines Analogvervielfachers dargestellt,
der als verstärkungsgeregelter Verstärker verwendet werden
kann. Ein Ausgangssignal V o der bekannten Schaltung wird dadurch erhalten,
daß die Kollektorspannung an einem der Transistoren
1 und 4 von der Kollektorspannung von dem anderen der
Transistoren 1 und 4 abgezogen bzw. subtrahiert wird und
kann durch folgende Gleichung dargestellt werden:
V o = K · V i · f(V c ) (1)
wobei K eine Proportionalkonstante und f (V c ) eine
Funktion der Steuerspannung (V c ) ist. Die Verstärkung A
des Schaltkreises ergibt sich daher durch nachfolgende Gleichung:
Dies bedeutet, daß die Verstärkung des Schaltkreises
gemäß Fig. 1 mit der Steuerspannung V c variiert und im
wesentlichen proportional zu der Größe der Steuerspannung
ist, wenn diese relativ klein ist.
Zum Zwecke der Verringerung des Klirrfaktors bei dem
oben erwähnten Verstärker muß der Verstärker als ein
Klasse-A-Verstärker betrieben werden. Bei A-Betrieb muß
der Emitterstrom jedes Transistors in der Schaltung
vergrößert werden. Die Vergrößerung des Emitterstroms im
Transistor vergrößert jedoch dementsprechend das innerhalb
des Verstärkerschaltkreises erzeugte Rauschen. Wenn
umgekehrt der Emitterstrom verringert wird, um dadurch
das Rauschen zu verringern, wird der lineare Betriebsbereich
des Verstärkers ebenfalls verringert. Als ein
Ergebnis daraus wird der Klirrfaktor des Verstärkers
vergrößert. Dies bedeutet, daß bei einem Verstärker gemäß
Fig. 1 Schwierigkeiten mit der Reduzierung sowohl des
Rauschens als auch des Klirrfaktors auftreten. Da des
weiteren bei dem Verstärker gemäß Fig. 1 die Kollektoren
der beiden Transistoren 1 und 3 gemeinsam miteinander
verbunden an den Kollektorlastwiderstand 7 angeschlossen
und die Kollektoren des Transistorpaares aus den Transistoren
2 und 4 gemeinsam verbunden an den Kollektorlastwiderstand
8 angeschlossen sind, wird der durch
jeden der Lastwiderstände 7 und 8 fließende Strom nicht
mit der Steuerspannung V c verändert, so daß die Rausch-
Ausgangsspannung sich ebenfalls nicht verändert. Wenn
also die Verstärkung des Verstärkerschaltkreises durch
die Steuerspannung klein gemacht wird, dann wird der
Rauschabstand des Verstärkers verschlechtert.
Aus der US-PS 36 84 974 ist ein gattungsgemäßer
Differenzverstärker bekannt. Auch dieser gattungsgemäße
Differenzverstärker weist drei Transistorpaare in emittergekoppelter
Differenzschaltung auf, wobei zwei Transistorpaare
miteinander verbundene Basisanschlüsse aufweisen.
Das dritte Transistorpaar arbeitet als Treiberschaltkreis und
nimmt an seinen Basisanschlüssen das zu verstärkende
Eingangssignal auf. Das erste und zweite Transistorpaar,
deren Basisanschlüsse ein Verstärkungs-Steuersignal (AGC)
empfangen, erzeugen einen von dem Steuersignal abhängigen
Stromfluß in ihren Kollektor-Emitterpfaden, der dann über
Lastwiderstände in ein Ausgangssignal gewandelt wird.
Wenn nun an den Eingangsanschlüssen des ersten und
zweiten Transistorpaares eine Referenzspannung auf ein
bestimmtes Gleichspannungspotential gesetzt wird, ist
zum Betrieb des dritten Transistorpaares in dem Treiberschaltkreis
an dessen Basisanschlüssen eine um
beispielsweise 10 V geringere Spannung als die Referenzspannung
notwendig, um eine Spannung V CE an den
Transistoren des zweiten Transistorpaares erhalten zu können.
Mit anderen Worten, das Eingangssignal an den
Basisanschlüssen des dritten Transistorpaares kann nicht das
gleiche Gleichspannungspotential wie das Kontrollsignal
an dem ersten und zweiten Transistorpaar haben, vielmehr
muß in einem Gesamtschaltkreis, der ein Massepotential
verwendet, um ein Referenz-Gleichspannungspotential
zu schaffen, wenigstens eines der beiden Eingangssignale
spannungsverschoben sein. Um jedoch diese Spannungsverschiebung
erhalten zu können, ist ein weiterer spezieller
Schaltkreis nötig, so daß der Schaltkreisaufbau gemäß der
US-PS 36 84 974 unnötig kompliziert wird und insbesondere
bei der Fertigung in integrierten Schaltkreisen durch den
erhöhten Fertigungsaufwand teuer ist.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen
Verstärker nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 zu
schaffen, der bei einfachem konstruktivem Aufbau weiterhin
dahingehend verbessert ist, daß der Rauschabstand auch bei
einer geringen Verstärkung verbessert wird, ohne daß
dabei der Klirrfaktor verschlechtert wird.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt bei dem Verstärker nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 durch die kennzeichnenden
Merkmale des Anspruches 1.
Erfindungsgemäß ist insbesondere vorgesehen, daß das dritte
Transistorpaar zur Aufnahme des Eingangssignales
miteinander verbundene Basisanschlüsse aufweist und das
Eingangssignal einmal mit seiner Ursprungspolarität auf
den Emitter des einen Transistors des dritten Transistorpaares
gelegt wird und einmal mit einer Phasenverschiebung von 180°
auf den anderen Transistor des Transistorpaares
gelegt wird. Hierdurch ist es möglich, daß das Kontrollsignal
und das Eingangssignal auf gleicher Potentialebene
liegen und auf einen aufwendigen Schaltkreis zur
Erzeugung einer Potentialverschiebung verzichtet werden kann.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich
aus den Unteransprüchen.
Ein besonderer Vorteil der Erfindung besteht in der
Schaffung eines verstärkungsgeregelten Verstärkers, bei
welchem die Verstärkung entsprechend einer von außen
angelegten Steuerspannung geregelt wird, welche einen
expotentiellen Funktionsverlauf aufweist.
Entsprechend der Erfindung verringern sich die Ströme,
welche durch die Transistoren fließen in gleicher Weise
wie die Verstärkung des Verstärkers verringert wird, so
daß die Rausch-Ausgangsspannung bei geringer Verstärkung
verringert werden kann.
Um die Rausch-Ausgangsspannung noch weiter zu verringern,
kann eine gleiche Anzahl von PN-Übergängen in Serie
verbunden zwischen die entsprechenden Emitter der Transistoren
im ersten und zweiten Transistorpaar und die
Kollektoren der Transistoren des dritten Transistorpaares
geschaltet werden.
In der nachfolgenden
Beschreibung werden mehrerer Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung
im einzelnen erläutert.
Es zeigt
Fig. 1 eine schematische Schaltkreisdarstellung eines
bekannten verstärkungsgeregelten Verstärkers;
und
Fig. 2 bis 6 schematische Schaltkreisdarstellungen von
verstärkungsgeregelten Verstärkern in verschiedenen
Ausführungsformen der Erfindung.
Zur detaillierten Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung wird zunächst die Verringerung der
Rauschausgangsspannung bei herkömmlichen Differenzverstärkern
beschrieben.
Bei einem typischen Differenzverstärker, bei dem ein
Transistorpaar in Differenzschaltung gemeinsam verbundene
Kollektoren aufweist, die an einem positiven
Energieversorgungsanschluß über Kollektor-Last-Widerstände
entsprechend angeschlossen sind und deren Emitter
gemeinsam verbunden an einen negativen Energieversorgungsanschluß
über eine Konstantstromquelle angeschlossen
sind und bei welchem ein Eingangssignal zwischen die
jeweils zugehörige Basis der Transistoren
angelegt wird, ist es bekannt, daß der Emitterwiderstand
von jedem der Transistoren möglichst
groß sein soll, um so die Rauschausgangsspannung, welche
zwischen den Kollektoren der Transistoren
erscheint, zu reduzieren. Des weiteren ist
bekannt, daß der Emitterwiderstand eines Transistors
umgekehrt proportional zu dem Emitterstrom des Transistors
ist. Daraus ergibt sich, daß es zur Verringerung
der Rauschausgangsspannung wirksam ist, den Emitterstrom
des Transistors klein und/oder den Emitterwiderstand
des Transsitors scheinbar groß zu machen. Die
vorliegende Erfindung geht von dem zuvor erwähnten
Prinzip der Rauschverringerung bei Differenzverstärkern
aus.
Gemäß der Darstellung von Fig. 2 besteht der verstärkungsgeregelte
Verstärker aus ersten und zweiten Transistoren
11 und 12 und dritten und vierten Transistoren 13 und
14. Die Transistoren 11 und 12 bzw. 13 und 14 sind in
einer emittergekoppelten Differenzschaltung angeordnet. Die Transistoren 11 und 14
weisen eine gemeinsam verbundene Basis auf, welche zu
einem Steuersignal-Eingangsanschluß 15 führt, um ein
Verstärkungs-Steuersignal V c zu empfangen.
Die Transistoren 12 und 13 sind mit
einer gemeinsam verbundenen Basis an einen Schaltkreis
erdungsanschluß 16 angeschlossen. Ein Treiberschaltkreis
17 ist abhängig von einem Eingangssignal, dessen
Amplitude gesteuert an einen Signaleingangsanschluß 18
angelegt wird, um den gemeinsamen Emitterstrom der
Transistoren 11 und 12 und den gemeinsamen
Emitterstrom der Transistoren 13 und 14 in
entgegengesetzten Phasenverhältnissen zueinander zu
ändern. Schließlich ist ein Ausgangsschaltkreis 23
vorgesehen, um ein amplitudengesteuertes Ausgangssignal
zu liefern, welches der Differenz zwischen Kollektorströmen
der Transistoren
11 und 14 bzw. 12 und 13 entspricht.
Genauer gesagt, sind bei dem verstärkungsgeregelten
Verstärker gemäß Fig. 2 die Transistoren 11 und 14 mit
gemeinsam verbundenen Kollektoren an einen positiven
Energieversorgungsanschluß 24 (+V CC ) und die Transistoren
12 und 13 mit den gemeinsam verbundenen Kollektoren
über Kollektorlastwiderstände 19 bzw. 20 mit je einem
Widerstandswert R L an den positiven Energieversorgungsanschluß
24 angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren
12 und 13 sind an ein Spannungssubtraktionsglied
21 angeschlossen, welches einen Ausgangsanschluß 22
aufweist, von welchem das amplitudengesteuerte Ausgangssignal
abgeleitet wird.
Der Treiberschaltkreis 17 besteht aus Transistoren 26
und 27, deren Kollektoren jeweils entsprechend mit der
gemeinsamen Verbindung der Emitter von den
Transistoren 11 und 12 bzw. mit der gemeinsamen
Verbindung der Emitter von den Transistoren 13
und 14 verbunden sind. Die Emitter der Transistoren 26
und 27 sind über Emitterwiderstände 30 und 31 mit je
einem Widerstandswert von R e an einen negativen
Energieversorgungsanschluß 25 (-V CC ) angeschlossen. Die
Basis der Transistoren 26 und 27 ist jeweils gemeinsam
miteinander verbunden an einem gemeinsamen Verbindungspunkt,
der auch ein gemeinsamer Verbindungspunkt der
in Serie geschalteten Widerstände 28 und 29 ist, welche
zwischen dem negativen Energieversorgungsanschluß 25
und der Schaltkreiserde 16 liegen. Der Eingangsanschluß 18,
an den das Eingangssignal V i angelegt wird, ist mit dem
Emitter des Transistors 26 über einen Widerstand 32 mit
einem Widerstandswert R s und mit dem Emitter des
Transistors 27 über einen invertierenden Verstärker 33 mit
Einheitsverstärkung und einem Widerstand 34 mit einem
Widerstandswert R s verbunden.
Der Betrieb und die Funktion des verstärkungsgeregelten
Verstärkers gemäß Fig. 2 wird anschließend genauer
beschrieben. Unter der Annahme, daß der Basisstrom des
Transistors vernachlässigbar klein ist, ist der gemeinsame
Emitterstrom ie 1 von den Transistoren
11 und 12 bzw. der gemeinsame Emitterstrom ie 2 der
Transistoren 13 und 14 in folgender Formel
zu erfassen:
ie 1 = i l + i 2 (3)
ie 2 = i 3 + i 4 (4)
ie 2 = i 3 + i 4 (4)
wobei i 1, i 2, i 3 und i 4 die Kollektorströme der
Transistoren 11, 12, 13 und 14 jeweils wiedergeben.
Zwischen den Kollektorströmen i 1 und i 2 den Transistoren
11 und 12 und zwischen den Kollektorströmen i 3
und i 4 der Transistoren 13 und 14 besteht das Verhältnis,
welches in nachfolgenden Formeln wiedergegeben ist:
k= Boltzmann Konstante
q= Elementarladung
T= absolute Temperatur
Bei der Null-Signalbedingung V i = O wird der gemeinsame
Emitterstrom ie 1 der Transistoren 11 und 12
und der gemeinsame Emitterstrom ie 2 der
Transistoren 13 und 14 gleich, d. h., daß die Kollektorströme
der Transistoren 26 und 27 in dem Treiberschaltkreis
17 gleiche Größe I aufweisen, welche vom
Widerstandswert R s der Widerstände 32 und 34 und der
Widerstandswerte R e der Widerstände 30 und 31 abhängt, weil
der Signaleingangsanschluß 18 über die Widerstände 32
und 34 an die Emitter der Transistoren 26 und 27
gekoppelt ist, wobei deren jeweilige Basis durch eine
vorbestimmte negative Spannung vorgespannt wird. Daher
sind die gemeinsamen Emitterströme ie 1 und ie 2 bei den
gegebenen Signaleingangsbedingungen durch folgende
Formel zum Ausdruck gebracht:
ie 1 = I + ia (7)
ie 2 = I + ib (8)
ie 2 = I + ib (8)
wobei ia und ib Signalkomponenten sind, welche mit
dem an den Eingangsanschluß 18 angelegten Eingangssignal
variieren, und entgegengesetztes Vorzeichen haben (ia = -ib).
Aufgelöst nach den Kollektorströmen i 2 und i 3 der
Transistoren 12 und 13 aus den Gleichungen (3) bis (8)
ergeben sich die folgenden Gleichungen:
Das Ausgangssignal V o des verstärkungsgeregelten
Verstärkers, das vom Ausgangsanschluß 22 des Spannungs
subtraktionsgliedes 21 abnehmbar ist, ergibt sich aus
folgender Gleichung:
V o = V 1 - V 2 (11)
wobei V 1 und V 2 die Kollektorspannungen der
Transistoren 12 und 13 darstellen. Die Kollektorspannungen V 1
und V 2 der Transistoren 12 und 13 ergeben sich aus den
nachfolgenden Gleichungen, wobei die Spannungen R L i 2 und R L i 3
entgegengesetztes Vorzeichen haben:
V 1 = V cc - R L · i 2 (12)
V 2 = V cc - R L · i 3 (13)
V 2 = V cc - R L · i 3 (13)
Durch Einsetzen der Gleichungen (12) und (13) in die
Gleichungen (11) ergibt sich
V o = R L ·(i 3-i 2) (13)
Durch Einsetzen der Gleichungen (9) und (10) in die
Gleichung (14) ergibt sich
Die Emitterspannungen der Transistoren 26 und 27 in dem
Treiberschaltkreis 17 sind eine vorbestimmte Spannung
(ungefähr 0,65 V) unterhalb der Basisspannung davon und
daher werden die durch die Widerstände 30 und 31
fließenden Ströme konstant gehalten. Demgemäß sind die
Signalkomponenten ia der Emitterschaltungsströme ie 1
und ie 2 durch nachfolgende Formeln wiedergegeben:
Durch Einsetzen der Gleichungen (16) und (17) in die
Gleichung (15) ergibt sich
Aus der Gleichung (18) ergibt sich die Verstärkung des
verstärkungsgeregelten Verstärkers wie folgt:
Aus den Gleichungen (18) und (19) ist zu erkennen, daß
die Amplitude des Ausgangssignals (V o ) proportional
zu der des Eingangssignals V i ist und daß die Verstärkung
A entsprechend einer Exponentialfunktion von der
Steuerspannung V c variiert. Aus der Gleichung (19)
ergibt sich offensichtlich, daß die Verstärkung A des
verstärkungsgeregelten Verstärkers gemäß Fig. 2 sich
mit der Vergrößerung der Größe der Steuerspannung V c ,
welche an den Steueranschluß 15 angelegt wird,
verringert.
Wenn in der Schaltung gemäß Fig. 2 die
Steuerspannung V c an die Basis der Transistoren 12 und 13
angelegt wird, und die Basis der Transistoren 11 und 14
an Massepotential bzw. Schaltkreiserde liegt, dann
verringert sich die Verstärkung A mit der Verringerung in
der Größe der Steuerspannung V c .
Entsprechend dem verstärkungsgeregelten Verstärker
gemäß der Erfindung verringern sich die Kollektorströme
i 2 und i 3 der Transistoren 12 und 13, wenn die
Verstärkung A verringert wird, weil die Kollektoren der
Transistoren 11 und 14 im Gegensatz zu der Schaltung
beim Stand der Technik gemäß Fig. 1 mit den Kollektoren
der Transistoren 13 bzw. 12 verbunden sind. Als Ergebnis
daraus wird die Rauschspannung, die am Ausgangsanschluß
22 erscheint, klein, wenn die Verstärkung A
verringert wird. Mit dem verstärkungsgeregelten Verstärker
dieser Erfindung kann ein sehr hohes Rauschabstands
verhältnis auch bei geringen Verstärkerbedingungen
erhalten werden.
Gemäß Fig. 3 wird eine andere Ausführungsform eines
verstärkungsgeregelten Verstärkers gemäß der Erfindung
dargestellt, bei welchem der verstärkungsgeregelte
Verstärker gemäß Fig. 2 so modifiziert ist, daß seine
Hochfrequenzantwort verbessert wird. Dies bedeutet, daß
die Kollektoren der Transistoren 11 und 14 mit der
Schaltkreismasse verbunden sind und die mit gemeinsamer
Basis versehenen bzw. in Basisschaltung geschalteten
Transistoren 36 und 37 sind zwischen den Kollektorwiderstand
19 und den Kollektor des Transistors 12 bzw.
zwischen den Kollektorwiderstand 20 und den Kollektor
des Transistors 13 geschaltet. Die Basis des Transistors
36 ist mit der Basis des Transistors 37 an einem
gemeinsamen Verbindungspunkt zusammengeschaltet, an welchem
in Serie geschaltet ein Widerstand 38 und eine
Diode 39 ihren Verbindungspunkt aufweisen.
Die Serienschaltung aus dem Widerstand 38 und der
Diode 39 liegt zwischen dem positiven Energieversorgungs
anschluß 24 und der Schaltkreiserde, so daß die
Basis sowohl des Transistors 36 als auch des Transistors
37 durch die Diodenspannung (ungefähr 0,65 V)
über die Diode 39 vorgespannt sind. Ein Paar gebildet aus dem in
Basisschaltung befindlichen Transistors 36 und dem in
Emitterschaltung befindlichen Transistor 12 und ein
Paar gebildet aus dem in Basisschaltung befindlichen Transistor
37 und dem in Emitterschaltung befindlichen Transistor
13 bildet jeweils eine Kaskadeverbindung. Entsprechend
dieser Kaskadeverbindung werden die Kollektoren der
Transistoren 12 und 13 virtuell geerdet, da die Basis-
Emitterspannung von jedem der Transistoren 36 und 37
gleich dem Spannungsabfall über die Diode 39 ist. In
der Schaltung gemäß Fig. 3 sind die Kollektoren der
Transistoren 11 und 14 tatsächlich geerdet und die
Kollektoren der Transistoren 12 und 13 sind virtuell
geerdet. Als ein Ergebnis daraus können die Transistoren
11 bis 14 im wesentlichen unter denselben
Betriebsbedingungen arbeiten, wie ein idealer PN-Übergang,
so daß das Klirren, das von verschiedenen
Betriebsbedingungen des Transistors herrührt, abnimmt
bzw. verringert wird. Des weiteren wird die Kollektor-
Emitterspannung von jedem der Transistoren 11 bis 14
bis ungefährt 0,65 V verringert, so daß das durch die
Transistoren 11 bis 14 erzeugte thermische Rauschen
ebenfalls abnimmt.
In Fig. 4 ist eine weitere Ausführungsform der
Erfindung dargestellt und mit gleichen Bezugszeichen und
gleichen Teilen versehen, wie dies bei den Ausführungsformen
gemäß Fig. 2 und 3 der Fall ist. Bei dieser
Ausführungsform ist der Emitterwiderstand von jedem
der Transistoren 11 bis 14 scheinbar durch das
Vorsehen von einer gleichen Anzahl (einem oder mehr) von
PN-Übergängen zwischen entsprechenden Emittern der
Transistoren 11 bis 14 und dem Treiberschaltkreis 17
vergrößert, um so den Zweck einer weiteren Verringerung
der Ausgangsrauschspannung zu erreichen. Genauer gesagt,
sind bei der dargestellten Ausführungsform drei als Diode
geschaltete Transistoren 11 a bis 11 c, bei denen
jeweils der Kollektor mit der zugehörigen Basis kurzgeschlossen ist, in
Serie miteinander verbunden und in den Emitterschaltkreis
des Transistors 11 geschaltet. Drei als Dioden geschaltete
Transistoren 12 a bis 12 c sind in dem Emitterschaltkreis
des Transistors 12, drei als Dioden geschaltete
Transistoren 13 a bis 13 c in dem Emitterschaltkreis des
Transistors 13 und drei als Dioden geschaltete Transistoren 14 a
bis 14 c sind in den Emitterschaltkreis des Transistors 14
in gleicher Weise geschaltet. Demgemäß ist der scheinbare Emitterwiderstand
von jedem der Transistoren 11
bis 14 vervielfacht, so daß die Rauschausgangsspannung
halbiert wird. Im allgemeinen wird die Rauschausgangsspannung
1/√ wenn N als Dioden geschaltete Transistoren
oder PN-Übergänge in Serie in den entsprechenden
Emitterschaltkreis der Transistoren 11 bis 14 geschaltet
sind. Die Verstärkung A des verstärkungsgeregelten
Verstärkers gemäß Fig. 4 ergibt sich durch nachfolgende
Gleichung:
In der Schaltung gemäß Fig. 4 sind die in Basisschaltung
befindlichen Transistoren 36 und 37 gleich wie in
der Schaltung gemäß Fig. 3 mit den Kollektoren der
Transistoren 12 und 13 verbunden und des weiteren sind
die in Basisschaltung befindlichen Transistoren 41 und
42 zwischen die Energieversorgungsanschlüsse 24 und
den Kollektor des Transistors 11 bzw. zwischen dem
Energieversorgungsanschluß 24 und den Kollektor des
Transistors 14 geschaltet. Entsprechend dieser Kaskadeschaltungen
sind die Kollektoren der Transistoren 11
bis 14 virtuell geerdet, so daß das Rauschabstandverhältnis
und die Klirr-Charakteristiken verbessert
werden. Der invertierende Verstärker 33 mit Einheitsverstärkung
kann, wie in Fig. 4 dargestellt, aus einem
Operationsverstärker 43 gebildet sein, wobei der nicht
invertierende Eingang mit der Schaltkreiserde verbunden
ist. Ein Widerstand 44, der einen Widerstandswert R a
aufweist, ist in eine Verbindung zwischen den
Steuereingangsanschluß 18 und den invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 43 geschaltet und ein Widerstand 45
mit demselben Widerstandswert wie der Widerstand 44 ist
zwischen den invertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers 43 und dessen Ausgang geschaltet. Das
Spannungssubtraktionsglied 21 kann wie in Fig. 4
dargestellt, aus den Transistoren 46 und 47 gebildet
werden, deren Kollektoren gemeinsam mit dem Energieversorgungsanschluß
24 verbunden sind und deren Basis mit
den entsprechenden Kollektoren der Transistoren 36 bzw.
37 verbunden sind. Ein Operationsverstärker 48 weist
einen Ausgang auf, der mit dem Ausgangsanschluß 22
verbunden ist. Ein Widerstand 49 verbindet den Emitter des
Transistors 46 mit dem nicht invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 48 und ein Widerstand 50 verbindet
den Emitter des Transistors 47 mit dem invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 48 und ein Widerstand
51 verbindet den nicht invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers 48 mit der Schaltkreiserde
und ein Widerstand 52 verbindet den Ausgang des
Operationsverstärkers 48 mit dessen invertierenden Eingang.
Die Widerstände 49 bis 52 haben gleiche Widerstandswerte
R b . Die Emitterfolgertransistoren 46 und 47 sind
zur Vergrößerung einer Eingangs-Impedanz des Operations
verstärkers 48 vorgesehen.
In Fig. 5 ist eine weitere Ausführungsform der
Erfindung dargestellt, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche
Teile wie bei den Ausführungsformen gemäß Fig. 2 bis 4
bezeichnen. Bei dieser Ausführungsform wird der
Ausgangsschaltkreis 23 aus einem Stromspiegelschaltkreis
55 und einem Strom-Spannungsumsetzer 60 gebildet.
Genauer gesagt, wird der Stromspiegelschaltkreis 55 aus
einem Transistor 56 gebildet, dessen Kollektor mit dem
Kollektor des Transistors 14 verbunden ist und dessen
Basis mit dem Kollektor des Transistors 11 verbunden
ist. Ein Widerstand 57 verbindet den Emitter des
Transistors 56 mit dem Energieversorgungsanschluß 24 und
eine Diode 58 und ein Widerstand 59 sind in Serie
zwischen den Energieversorgungsanschluß 24 und den Kollektor
des Transistors 11 geschaltet. Die Kollektoren des
Transistors 12 und 13 sind geerdet, wie dargestellt.
Der Strom-Spannungsumsetzer 60 besteht aus einem
Operationsverstärker 61, dessen invertierender Eingang
mit einem Verbindungspunkt der Transistoren 14 und 56
verbunden ist und dessen nicht invertierender Eingang
mit der Schaltkreiserde verbunden ist und dessen Ausgang,
der über einen Widerstand 62 mit einem
Widerstandswert R o auf den invertierenden Eingangsanschluß
rückgekoppelt ist, ist mit dem Ausgangsanschluß 22
verbunden.
Bei dem verstärkungsgeregelten Verstärker gemäß Fig. 5
fließt ein Strom i 0 in den Strom-Spannungsumsetzer 60
gemäß folgender Gleichung:
i 0 = i 1-i 4 (21)
Der Strom i 0 wird in die Spannung V o durch den Strom-
Spannungsumsetzer 60 gemäß nachfolgender Gleichung
umgesetzt:
V 0 = -i 0 · R o (22)
Wie sich aus obiger Beschreibung des verstärkungsgeregelten
Verstärkers gemäß Fig. 2 ergibt, sind die
Ströme i 1 und i 4 aus nachfolgenden Gleichungen ersichtlich:
Demgemäß ist der Strom i 0 durch folgende Gleichung
gegeben:
Aus den Gleichungen (16), (17), und (21) bis (25) kann
die Gleichung für das Ausgangssignal nachfolgend wiedergegeben
werden:
Wie aus der Gleichung (26) zu ersehen ist, ist die
Verstärkung des verstärkungsgeregelten Verstärkers gemäß
Fig. 5 mit dem Anstieg in der Steuerspannung V c
ansteigend. Wenn in dem Schaltkreis gemäß Fig. 5 der
Stromspiegelschaltkreis 55 mit den Kollektoren der
Transistoren 12 und 13 verbunden wird und die Kollektoren
der Transistoren 11 und 14 geerdet sind, dann
wird der verstärkungsgeregelte Verstärker derart
modifiziert, daß dessen Verstärkung sich mit dem Anstieg
der Steuerspannung V c verringert.
Da der Kollektor des Transistors 14 mit dem Eingangsanschluß
des Operationsverstärkers 61 verbunden ist und
dessen nicht invertierender Eingang geerdet ist, ist der
Kollektor des Transistors 14 virtuell geerdet. Um
demgemäß für den Transistor 11 dieselben Betriebsbedingungen
wie für den Transistor 14 zu erreichen, wird
bevorzugt, daß der Kollektor des Transistors 11 virtuell
geerdet ist.
An dieser Stelle kann der verstärkungsgeregelte
Verstärker gemäß Fig. 5 so wie in Fig. 6 dargestellt
modifiziert werden. Bei dem verstärkungsgeregelten
Verstärker gemäß Fig. 6 ist ein in Basisschaltung
geschalteter Transistor 63 zwischen den Stromspiegelschaltkreis
55 und den Kollektor des Transistors 11 geschaltet.
Die Basis des Transistors 63 ist durch eine
Spannung an der Diode 54 vorgespannt und in
Serie mit einem Widerstand 65 zwischen den
Energieversorgungsanschluß 24 und der Schaltkreiserde geschaltet.
Die oben beschriebenen verstärkungsgeregelten Verstärker
gemäß der Erfindung sind sehr für einen elektronischen
Lautstärkesteuerkreis in einem Tonverstärkersystem
geeignet, weil dessen Verstärkung exponentiell
mit einer daran angelegten Steuerspannung variiert.
Da ein Lautstärkesteuerpotentiometer, das mit einer
Steuerspannungsquelle verbunden ist, die an den verstärkungs
geregelten Verstärker angelegte Steuerspannung verändert,
kann von einem Potentiometer-Typ Gebrauch gemacht
werden, dessen Widerstand zwischen seinem Gleitabgriff
und einem Anschluß linear mit der Abgriffposition
variiert.
Obwohl bei den dargestellten verstärkungsgeregelten
Verstärkern die Erfindung verkörpert ist, können auch
bipolare Transistoren verwendet werden und unipolare
Transistoren oder Feldeffekttransistoren können ebenfalls
verwendet werden, wobei in diesem Fall dann die
Verstärkung eines verstärkungsgeregelten Verstärkers
entsprechend der quadratischen Funktion der Steuerspannung
variiert.
Zusammenfassend umfaßt daher ein verstärkungsgeregelter
Verstärker erste und zweite Transistoren, die in
Emitterschaltung miteinander verbunden sind und dritte
und vierte Transistoren, die ebenfalls in Emitterschaltung
miteinander verbunden sind. Ein Treiberschaltkreis
ist abhängig von einem daran angelegten Eingangssignal,
um den in der Emitterschaltung fließenden Strom
des ersten und zweiten Transistors und den in der
Emitterschaltung des dritten und vierten Transistors fließenden
Strom in entgegengesetzten Phasenbeziehungen
zueinander zu variieren. Ein Ausgangsschaltkreis ist
mit den Kollektoren von einem
ersten und einem vierten Transistor und
einem zweiten und dritten Transistor
vorgesehen, um ein Ausgangssignal entsprechen der
Differenz zwischen den Kollektorströmen von einem Paar
der Transistoren zu erzeugen. Ein Steuersignal wird
zwischen die gemeinsame Basisverbindung des ersten
und vierten Transistors und die gemeinsame Basisverbindung
des zweiten und dritten Transistors angelegt. Wenn die
Verstärkung des verstärkungsgeregelten Verstärkers geringer
gemacht wird, werden die Kollektorströme der mit
dem Ausgangsschaltkreis verbundenen Transistoren klein,
so daß die Rauschausgangsspannung reduziert wird, Um
die Rauschausgangsspannung weiter zu reduzieren, kann
eine gleiche Anzahl (eine oder mehr) von PN-Übergängen
in Serie in die entsprechenden Emitterschaltkreise der
ersten bis vierten Transistoren geschaltet werden.
Claims (9)
1. Verstärkungsgeregelter Verstärker mit
- - vier Transistoren (11, 12, 13, 14), welche als zwei emittergekoppelte Transistorpaare in Differenzschaltung angeordnet sind,
- - wobei die Basen des zweiten Transistors (12) aus dem ersten Paar (11, 12) und des dritten Transistors (13) aus dem zweiten Paar (13, 14) in einer ersten Verbindung und die Basen des ersten Transistors (11) aus dem ersten Paar (11, 12) und des vierten Transistors (14) aus dem zweiten Paar (13, 14) in einer zweiten Verbindung miteinander stehen,
- - einem Verstärkungssteuersignalanschluß (15, 16), welcher zwischen der ersten und der zweiten Verbindung angelegt ist,
- - einem ersten Schaltkreis (17), der ein drittes Transistorpaar (26, 27) aufweist, deren Kollektoren mit den gekoppelten Emittern des ersten Paares (11, 12) bzw. des zweiten Paares (13, 14) verbunden sind,
- - sowie Ausgangsanschlüssen an den Kollektoren des zweiten (12) und dritten (13) oder ersten (11) und vierten (14) Transistors, welche über Kollektorwiderstände an einer Spannungsquelle (+V CC ) angeschlossen sind,
dadurch gekennzeichnet,
daß die das dritte Paar bildenden fünften (26) und
sechsten (27) Transistoren über erste bzw. zweite
Widerstände (30, 31) zwischen die Emitter der fünften
(26) bzw. sechsten (27) Transistoren und eine
Spannungsquelle (-V CC ) geschaltet sind und
daß über einen dritten Widerstand (32) ein zu
verstärkendes Eingangssignal (V i ) dem Emitter des
fünften Transistors (26) und über einen Inverter (33) und
einen vierten Widerstand (34) dem Emitter des sechsten
Transistors (27) zugeführt wird.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Verstärker (21) mit ersten und zweiten
Kollektorwiderständen (19, 20) verbunden ist, welche
mit den Kollektoren des zweiten (12) und dritten (13) Transistors
entsprechend verbunden sind, und daß ein Spannungs-
Subtraktionsglied zur Erzeugung der Differenz zwischen
den Ausgangsspannungen der Kollektoren
vorgesehen ist.
3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Verstärker (21) einen Stromspiegel-
Schaltkreis (55) aufweist, welcher mit den Kollektoren
der ersten (11) und vierten (14) Transistoren verbunden ist und einen
Strom-Spannungs-Umsetzer (60) aufweist, welcher mit
dem Kollektor des vierten Transistors (14)
verbunden ist.
4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet,
daß die Kollektoren des ersten (11)
und vierten (14) Transistors geerdet sind und daß
erste (36) und zweite (37) in Basisschaltung befindliche
Transistoren entsprechend zwischen dem ersten Kollektorwiderstand
(19) und dem Kollektor des zweiten
Transistors (12) und zwischen dem zweiten Kollektorwiderstand
(20) und dem Kollektor des dritten Transistors (13)
geschaltet sind.
5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß ein erster (11) in Basisschaltung
befindlicher Transistor zwischen einem Energie
versorgungsanschluß und dem Kollektor eines fünften (26)
Transistors des dritten Paares, ein zweiter (12) in
Basisschaltung befindlicher Transistor zwischen dem
ersten Kollektorwiderstand (19) und dem Kollektor des
fünften (26) Transistors, ein dritter (13) in
Basisschaltung befindlicher Transistor zwischen dem
zweiten
Kollektorwiderstand (20) und dem Kollektor eines
sechsten (27) Transistors des dritten Paares, sowie
ein vierter (14) in Basisschaltung befindlicher
Transistor zwischen einem Energieversorgungsanschluß
und dem Kollektor des sechsten (27) Transistors
geschaltet sind.
6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die ersten bis vierten Transistoren
(11, 12, 13, 14) bipolare Transistoren
desselben Leitfähigkeitstyps sind
und daß
der zweite Schaltkreis (21) einen Stromspiegel-
Lastkreis (55) aufweist, welcher mit den Kollektoren
jeweils eines Transistors des ersten und zweiten Paares von
Transistoren verbunden ist und daß ein Strom-Spannungsumsetzer
(60) mit dem Kollektor des Transistors
(14) von dem einen Transistorpaar (13, 14)
verbunden ist.
7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die jeweils anderen Transistoren des ersten und zweiten
Transistorpaares an Masse liegende Kollektoren
aufweisen und daß der Strom-Spannungsumsetzer einen
Differenzverstärker (48; 61) aufweist, welcher mit
einem ersten Eingang mit dem Stromspiegel-Lastkreis
verbunden ist und einen zweiten an Masse liegenden
Eingang aufweist und einen Ausgang, der über einen
Widerstand (52; 62) mit dem ersten Eingang des
Differenzverstärkers verbunden ist und daß ein in
Basisschaltung befindlicher Transistor zwischen dem
Stromspiegel-Lastkreis und dem Kollektor des jeweils anderen
Transistors des ersten und zweiten Transistorpaares geschaltet
ist.
8. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4 oder 7,
dadurch gekennzeichnet, daß einer oder mehrere
PN-Übergänge in Serie geschaltet zwischen den Emitter
eines jeden der ersten bis vierten Transistoren
(41, 36, 37, 42) und dem ersten Schaltkreis (17)
geschaltet sind.
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3024142A1 (de) * | 1980-06-27 | 1982-01-21 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung mit zwei ueber kreuz gekoppelten differenzverstaerkern |
JPS5718109A (en) * | 1980-07-08 | 1982-01-29 | Toshiba Corp | Sound volume controlling circuit |
JPS57125509A (en) * | 1981-01-28 | 1982-08-04 | Toshiba Corp | Signal level control circuit |
JPS57160207A (en) * | 1981-03-27 | 1982-10-02 | Pioneer Electronic Corp | Voltage-controlled attenuator |
US5220468A (en) * | 1982-05-10 | 1993-06-15 | Digital Equipment Corporation | Disk drive with constant bandwidth automatic gain control |
US4563670A (en) * | 1983-12-14 | 1986-01-07 | Tektronix, Inc. | High speed multiplying digital to analog converter |
JPS6251813U (de) * | 1985-09-19 | 1987-03-31 | ||
JPH0720040B2 (ja) * | 1986-11-21 | 1995-03-06 | ソニー株式会社 | 電圧−電流変換回路 |
JPH0250607A (ja) * | 1988-08-12 | 1990-02-20 | Sanyo Electric Co Ltd | 利得制御増幅回路 |
FR2672750B1 (fr) * | 1991-02-08 | 1996-12-20 | Thomson Composants Militaires | Circuit d'amplification a commande de gain exponentielle. |
DE4235584A1 (de) * | 1992-10-22 | 1994-04-28 | Nokia Deutschland Gmbh | Stellbarer elektronischer Widerstand |
US5442311A (en) * | 1994-01-28 | 1995-08-15 | Texas Instruments Incorporated | System and method for controlling a gain circuit |
DE19924107A1 (de) * | 1999-05-26 | 2000-11-30 | Philips Corp Intellectual Pty | Transistorverstärker |
US6617910B2 (en) * | 2001-08-10 | 2003-09-09 | Ronald Quan | Low noise analog multiplier utilizing nonlinear local feedback elements |
US6838939B2 (en) * | 2003-04-29 | 2005-01-04 | Intel Corporation | Amplifier apparatus, method, and system |
US7215198B1 (en) * | 2004-06-01 | 2007-05-08 | Marvell International Ltd. | Fully differential current-feedback CMOS/bipolar operational amplifier |
US7295061B1 (en) | 2004-09-02 | 2007-11-13 | Marvell International Ltd. | Fully integrated programmable gain chopper amplifier with self DC offset suppression |
US7119618B2 (en) * | 2004-12-13 | 2006-10-10 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Method of forming a wide bandwidth differential amplifier and structure therefor |
US8451046B2 (en) * | 2010-09-15 | 2013-05-28 | Fujitsu Semiconductor Limited | System and method for switch leakage cancellation |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3684974A (en) * | 1968-01-29 | 1972-08-15 | Motorola Inc | Automatic gain control rf-if amplifier |
US3619486A (en) * | 1969-08-26 | 1971-11-09 | Zenith Radio Corp | Matrix amplifier for developing push-pull color control signals |
US3699464A (en) * | 1971-02-25 | 1972-10-17 | Motorola Inc | Deadband amplifier circuit |
US3761741A (en) * | 1972-06-21 | 1973-09-25 | Signetics Corp | Electrically variable impedance utilizing the base emitter junctions of transistors |
JPS5051657A (de) * | 1973-09-07 | 1975-05-08 | ||
US3873933A (en) * | 1973-11-08 | 1975-03-25 | Rca Corp | Circuit with adjustable gain current mirror amplifier |
DE2526310A1 (de) * | 1975-06-12 | 1976-12-23 | Philips Patentverwaltung | Schaltung zur elektronischen verstaerkungseinstellung |
NL7802973A (nl) | 1978-03-20 | 1979-09-24 | Philips Nv | Versterkerschakeling met regelbare versterkings- factor. |
-
1980
- 1980-03-26 US US06/133,990 patent/US4331929A/en not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Publication date |
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US4331929A (en) | 1982-05-25 |
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