DE2158982C3 - Signalverarbeitungssystem zur Signalheraushebung aus einem Störhintergrund - Google Patents

Description

Der Gleichung (la) entnimmt man, daß jedes Signalverarbeitungssystem im Prinzip aus einem Speicher besteht, der die Vergangenheit des Eingangssignals verfügbar hält und Bewertern (Multiplizierer), die die vergangenen Werte des Eingangssignals entsprechend der gewünschten Filtercharakteristik bewerten (Multiplizieren mit festen Faktoien) sowie einem Integrator, der die bewertete Vergangenheit aufinfegriert.

Bei einem konventionellen Filter (z. B. LC-ΊΜ-paß) stellen die Spulen und Kondensatoren den Speicher dar. Bei eiaem Digitalfilter z. B. wird der Speicher durch eine große Anzahl von Flip-Flops gebildet.

Zunächst ist zu zeigen, daß jedes Filter durch ein sogenannte Laufzeitkettenfilter (LKF) (mit eventuell vergeschaltetem Tiefpaß) ersetzt werden kann. Ein solches Filter ist in F i g. 2 gezeigt. Auch für dieses System gilt Gleichung (la), die man umschreiben kann in + χ

S₂(t) = fc(t)*S,(i) = J fc(T)S,(t-T)dT.(lb)

-f

Nun ist bekannt, daß jede bandbegrenzte Zeitfunktion durch ihre im äquidistanten Abstand T₁, entnommenen Abtastwerte ersetzt werden kann, wobei

T₀ g ^p sein muß, wenn F die höchste Frequenz

im Spektrum der Zeitfunktion darstellt.

In guter Näherung kann man h(t) als bandbegrenzt annehmen, d. h., die Übertragungsfunktion ist ober- _J0 halb einer gewissen Frequenz Null. Die Güte der Näherung kann man meist beliebig hoch treiben.

h{t) in Gleichung (Ib) wird nun durch seine Abtastwerte ersetzt, indem h{t) mit der Diracimpulsfolge

SJU) =

δ{τ-ηΤ.)

B = O

J-T) dr. (2)

(3) Speicher eine angezapfte Laufzeitkette enthält und bei dem die Signale der Anzapfe mit reellen Bewertungsfaktoren k(n) multipliziert werden. Die folgenden Betrachtungen befassen sich daher nur noch mit dem erfindungsgemäßen Aufbau von Schaltungen, die einem Laufzeitkettenfilter nach Fig. 2 gleichwertig sind.

Zu bemerken ist noch, daß bei einer großen Klasse von Anwendungsfällen in der Radartechnik, wie variable Verzögerungsleitungen, MTI-Filter, PuIskompressionsfilter, spezielle Clutterfilter usw., die Bewertungsfaktoren nur die Werte +1, -1 °<*^a Null annehmen. Für diesen Fall führt die erfindungsgemäße Schaltung zu einem besonders einfachen Aufbau.

Um den Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung für ein LKF mit der Impulsantwort h*(t) nach F i g. 2 zu erläutern, betrachte man zunächst die Gleichung, die die Ausgangszeitfunktion S₂ (i) mit der Eingangszeitfunktion S₁^) verknüpft:

S₂(I) = S₁U)* «*(0 = J S₁(T)^d-TJdT (4)

γ "ο

S₂W = S,(T)2_fc(n)A(r-T-iir.)dr. (5)

J B - 0

Dabei ist

h*(t) = > k(n)*(t-nT.)

B = O

multipliziert wird. Es ist zu beachten, daß für realisierbare Filter stets h(t) = 0 Tür t < 0 und ft(i)—»0 für t —»QO h{t) ist also zweiseitig begrenzt. Man erhält

45

Durch die »Ausblendeigenschaft« der Diracfunktion wird

50

Der Gleichung (3) kann man sofort den Aufbau des Filters entnehmen: Man multipliziere das Original-Eingangssignal S₁ (r) und seine n₀ zeitversetzten (verzögerten) Abbilder S₁ (t - nTJ mit einem Bewer- _5S tungsfaktor h(nT_a) und summiere auf. Das ergibt als eine Ausführungsform der Erfindung die Schaltung nach F i g. 2, wobei /c(n) = h(nT_a). Ist S₁ U) bandbegrenzt, wobei seine höchste Signalfrequenz ^ V2 T« ist, so ist SJU) praktisch identisch mit S₂(t) nach Glei- &, chung(l). Ist Si(t) nicht bandbegrenzt, so muß die Bandbegrenzung durch einen vorzubehaltenden Tiefpaß vorgenommen werden, damit die Schaltung nach F i g. 2 dieselbe Wirkung zeigt wie die von Fig. 1. Denn bekanntlich zeigt jedes LKF eine _6j periodische wiederholte übertragungsfunktion.

Somit ist gezeigt, daß jedes allgemeine Filter durch ein Laufzeitkettenfilter ersetzt werden kann, das als die Impulsantwort des Laufzeitkettenfilters.

Auf Grund des Abtasttheorems für Zeitfunktionen ist es bekannt, daß es genügt, statt der kontinuierlichen Zeitfunktion S.Jt) ihre im äquidistanten Abstand T₆ entnommenen Abtastwerte zu verarbeiten. Dabei ist vorausgesetzt, daß das Eingangssignal S, (r) bandbegrenzt ist. Ist die höchste Signalfrequenz B, so muß T_b ^ ^l/₂ ß sein. In der Gleichung (5) erhalt man die Abtastwerte von S₁ (τ), wenn man S₁ (τ) mit einer Dirac-Impulsfolge

li(x-mT_h)

multipliziert. Die Ausgangszeitfunktion S₂{t) ist dann natürlich auch keine kontinuierliche Zeitfunktion mehr, sondern stellt eine amplitudenmodulierte Impulsfolge dar, die mit S₂ „(i) gekennzeichnet sei. Man erhält dann

χ 2 !/c(n)<Ht-T-nT„)dr.

B = O

Infolge der Ausblendeeigenschaften der Diracfunktion erhält man nach einigen Operationen

s_2b(t)=

n) Ht-mT_b-nT„)

S₂M =

-h*(t-mT_b). (9)

Dabei stellt S₁(WiT₆) den für die Dauer ii₀T„ festgeschalteten Abtastwert S₁(WiT₆) dar.

Der Gleichung (8) kann man nun sofort den Schaltungsaufbau entnehmen:

Man taste das Eingangssignal S₁ (I) im Abstand T₆ ab und halte jeden Abtastwert für ein Zeitintervall H₀T₀ fest [da die Bewertungsfunktion /i*(l) die Dauer n₀T_a hat] und multipliziere ihn mit der um mT_b zeitversetzten Bewertungsfunktion (amplitudenmodulierte Dirac-Impulsfolge) ft*(l), nämlich h*{t- mT_b).

Wie man leicht einsieht, braucht man zunächst eine Bank von unendlich vielen parallelen Schaltungen mit jeweils einem Abtast- und Haltekreis sowie einem Multiplizierer, dem die entsprechende, zeitversetzte Impulsfolge h*(t-mT_b) zugeführt wird. Da aber jede Schaltung dieser Bank nach einem Zeitintervall M₀T₀ wieder frei wird, wird die notwendige Zahl paralleler, gleichartiger Schaltungen durch die Wiederbenutzungsmöglichkeit auf einen endlichen Wert herabgedrückt.

Um die Wirkungsweise verständlich zu machen, nehme man an, daß T₀ = 2T₆ und H₀ = 3 ist. Somit ergibt sich die Schaltung nach Fig. 3. Dabei ist 1 eine Schaltung, die sowohl die zeitversetzten Bewertungsfunktionen h*(t-mT_b) (amplitudenmodulierte Diracimpulsfolgen) wie auch die sequentiellen Schaltimpulse für die Abtaster erzeugt. Diese Schaltung enthält nur Widerstände und Transistoren (Flip-Flops usw.) und ist daher integrierbar. 2 ist ein Abtast- und Haltekreis, 3 ein Multiplizierer und 4 ein Tiefpaß, der — wie bei allen Abtastsystemen — die periodisch wiederholten Spektren unterdrückt und nur das eigentliche Tiefpaßspektrum durchläßt. Damit ergibt sich eine kontinuierliche Ausgangszeitfunktion, die mit der von F i g. 2 identisch ist. Nehmen die Bewertungsfaktoren des äquivalenten Laufzeitkettenfilters nur die Werte ± 1 und 0, so werden die Multiplizierer recht einfach.

F i g. 4 zeigt die sequentiellen Schaltimpulse für die Abtaster und ein Beispiel für die zeitversetzten Bewertungssignale.

Dem Beispiel der F i g. 3 kann entnommen werden, daß die Zahl // der erforderlichen, gleichartigen Schaltungen der Bank gegeben ist durch

μ = H₀ -=- . »b

Ein gewisser Nachteil der bisher beschriebenen Schaltung nach F i g. 3 besteht darin, daß zunächst als Ausgangssignal S₂₆(I) nur eine Diracimpulsfolge entsteht, die das gewünschte Ausgangs-Tiefpaßsignal S₂(I) nur mit sehr kleiner Energie enthält. Deshalb muß hinter dem Tiefpaß hochverstärkt werden, wobei sich Schwierigkeiten wegen des Eigenrauschens des Verstärkers ergeben können. Dies sind bei Abtastsystemen wohlbekannte Effekte. Sie können in an sich bekannter Weise umgangen werden, wenn man vor dem Tiefpaß einen sogenannten Boxcargenerator einsetzt. Das ist weiter nichts als ein Haltekreis: führt man ihm eine amplitudenmodulierte Diracimpulsfolge zu, so gibt er als Ausgangsamplitude die Amplitude des letzten Diracimpulses ab, die er bis zum Eintreffen des nächsten Impulses festhält Der Boxcargenerator bewirkt, daß der größte Teil der Energie seines Ausgangssignals im gewünschten Tiefpaßsignal steckt. Eine Verstärkung hinter dem Tiefpaß ist dann nicht mehr notwendig. Einen solchen Boxcargenerator denke man sich in der Schaltung nach F i g. 3 vor dem Tiefpaß eingeschaltet.

Fig. 5 zeigt ein Signal vor [S₂₆(I)] und hinter [S₂₈(I)] dem Boxcar. Man erkennt sofort, daß man den Boxcar durch ein geändertes Bewertungssignal realisieren kann. Dies ist jetzt nicht mehr eine Folge von Diracimpulsen, sondern von Rechteckimpulsen, die schaltungstechnisch leicht zu erzeugen sind. Ihre «° Dauer ist T₆. Dieses neue Bewertungssignal nennen wir g*(£). Fig. 6 zeigt das der Fig. 4 entsprechende Bewertungssignal.

Aus Gleichung (9) wird dann

Jg*(t-mT_b). (U)

m = -R

Man erkennt, daß bei Verwendung eines solchen Bewertungssignals der Abtastwert S₁ (mT_b) des Ein-^2t> gangssignals jetzt für die Dauer H₀T_e+ T₆ festgehalten werden muß. Man benötigt dann

μ =

"0

+ ι

(12)

Schaltungen.

Die Erfindung soll nun an Hand zweier einfacher Beispiele erläutert werden. Als erstes Beispiel sei eine variable Verzögerungsleitung gewählt, deren Laufzeit mit hoher Präzision einstellbar sein und hohe Konstanz besitzen soll. F i g. 7 zeigt die äquivalente Ersatzschaltung. Aus der Bandbreite B des Eingangssignals ermittel man das Abtastintervall T₆ ;£ V₂ B 1st T₀ die größte geforderte Laufzeit, so benötigt man

// = 1+T₀ZT₆ (13)

parallele Schaltungen, da H₀ = 1. Weiterhin ist, wie man Fig. 7 leicht entnehmen kann, Jk(O) = 0 und Ml) = 1. 1st z. B. T₀ = 7T₆, so müssen acht Schaltungen gemäß Fig. 3 vorgesehen sein. Als Bewer tungsfunktion ist nicht die Diracfolge, sondern die Rechteckfolge g* (t) verwendet, die hier zu einen einzelnen Rechteckimpuls der Dauer T₆ entartet Da die Bildung des Ausgangssignals doch etwa; verwickelt ist, sind die einzelnen Signale innerhalt der Schaltung in F i g. 8 angegeben [vgl. dazu F i g. '■ und Gleichung (U)]. Verkleinert man jetzt T₀ in zentralen Generator, so kann man jede beliebige

kleinere Verzögerungszeit einstellen. Dies kann mi sehr hoher Präzision geschehen. Zu beachten isl daß wegen der Laufzeit des erforderlichen Tiefpasse am Ausgang die Verzögerung um etwa T_b größer is als T_a.

Da man in Gleichung (12) T_b durch die Band breite ausdrücken kann, und zwar ist T₆ g V₂ £ erhält man für die erforderliche Zahl von Scbaltungei bei einer Laufzeit von maximal T

μ ζ

2BT+1 * 2BT.

In der Radartechnik benötigt man oft z. B. Vei zögerungsleitungen mit einer variablen Laufzeit vo etwa 1 bis 10 ys für Signalbandbreiten von etw 5 MHz. Dann wären 100 Schaltungen notwerdij Dies ist bei monolithischer Integration, die hier tnöj lieh ist. durchaus attraktiv. Denn vergleichsweise hi man bei analoger Ausführung nicht die Möglichke

der einfachen Änderung der Laufzeit. Weiterhin sind Genauigkeit und Konstanz gering. Eine einfache LC-Kette ist weiterhin voluminös. Denkt man an eine »Digitalisierung« des Signals und Verzögerung durch Schieberegister, so ist bei diesen Anwendungs-Rillen der Aufwand vor allem für den schnellen A/D-Wandler, aber auch für den benötigten D/AWandler, sehr hoch.

Das zweite Beispiel ist ein aus Gründen der Übersichtlichkeit sehr einfaches Pulskompressionsiiltcr oder auch Korrelator, wie sie in der Radartechnik oder übertragungstechnik häufig eingesetzt werden. F i g. 9 zeigt das äquivalente Laufzeilkettenfilter,

Fig. IO das Signal, für das F i g. 9 einen »Autokorrclalor« darstellt. In einem Empfänger, der ein Signal nach Fig. 10 mit einem !.aufzeitkcttcnfilter nach F i g. 9 optimal aus dem Rauschen heraus-(iltern soll, muß dem Laufzeitkettenfilter nach F i g. 9 noch ein (sin x)/x-Tiefpaß vorgeschaltet werden, wie hier nicht weiter nachgewiesen werden soll. Man erhält als Eingangssignal für das Laufzeilkettenfilter dann das in F i g. 11 angegebene Signal S₁ (f)· Nimmt man T_h = 2 T_n an, so erhält man im erfindungsgemäßen Filter die Signale nach Fig. 11. Hinter dem Tiefpaß gleicht dann S₂(O der Autokorrelationsfunktion des Signals nach Fig. 10.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche: £S" S h Päiion bezüg

1. Signalverarbeitungssystem zum Herausheben ^gSS S eine hohe Präzision bezügeines in seiner Form bekannten Signals aus einem 5 «ve D^gtervalle und gestatten deren kontiim wesentlichen bekannten Störhmtergrund (wei- J^riSrcSStaiinB n* Hilfe der Taktfrequemto ßes oder farbiges Rauschen), das als variable Ver- ^^beregister NachteiUg ist aber bei großer zögerungsleitung, Pulskompressionsfilter (Korre- £^e bcüief reg« ^ ^ _{g def Auf} ^_d

latorbzw. Matched-Filter), MTI-Fdter oder Video- JJ"™*^!!» Analog/Digital-Umsetzer some Integrator in der Radar- und übertragungstechnik ,o to_ς ^de° ™'^bigital/Analog-Umsetzer, falls em anwendbar ist und das sowohl Abtast- und HaUe- ^a»JJ" A^gangjignal benötigt wird. Außerdem Seise sowie Multiplizierer, die der Multiplikation f^^l^fe _wichtung und Addition der der Abtastwerte mit einem vorgegebenen Bewer- ist Riesen ^ ^ _{emfach daß} ^

tungssignal dienen, als auch einen Summierer zur ^ignak viejer ^ ^^^^^ ^

Addition der bewerteten Abtastwerte und schheß- .5 ™ ⁸£° Ä^g und Addition analog ausführen zu lieh einen dem Summierer nachgeschalteten Tief- umdie ^chWAg^, _von Digital/Analog-Umsetzern paß zur Unterdrückung der durch die Abtastung ^""^^otgedmngen in Kauf. Entstehenden Wiederholspektren enthält, da- "'^^Slter kann man weiterhin als analoge durch gekennzeichnet, daß die Ab- ^S^JJt Hilfe des »Eimerkettenpnnzips« real-

Lt-undHaltekreisei^sowiedieMultipliziererP) 20 AJJJfJW"^ Abtastwerte des Emgangssigna s in einer Bank aus gleichartigen parallelen Schal- sie <£ ™[ _getakteten Kondensatorspeicher vertungen vorgesehen sind, daß ein Generator (1 zur ^¹¹^^ «wünschten Zeitintervallen »angeaktiven Erzeugung und zur zeitlichen Staffelung ^^„"i. Die Filtercharakteristik ist wje des Bewertungssignals (der zeitversetzten Bewer- ^P" * ΓΓ," _en Uufzeitkettenfilter und beim Digitaltungsfunktion) vorgesehen ist und daß jedes den 25 bean Jⁿ _d ^lo _n ^ge _B ⁿ _ewJ_rtungsfaktoren enthalten, mit denen Multipli;rierern zugefiihrte Bewertungssignal aus ö ter, wι α Abgriffen multipliziert werden

den Abtastwerten der Impulsantwort des Signal- ^dl^¹.^gS_rtf_ndung _üegt die Aufgabe zugrunde, den bei Verarbeitungssystems besteht. den bekannten Digitalfiltern erforderlichen wirtschaft-

2. Sigtialverarbeitungssystem nach Anspruch 1, £"°⁶'Χ_3ηα £ die Analog/Digital-Umsetzer und gekennzeichnet durch die Verwendung von zeit- 30 ^"[Xnalog-Umsetzer möglichst weitgehend zu versetzten Bewertungsfunktionen für die Einzel- digital, Ana'Jg _dere ^j _der breitbandigen Sischaltungen der Bank, bestehend aus Rechteck- ^r;™^en _b'_ei ™ _{die se}hr schnelle und damit teure impulsen der Dauer T_b und der Amplitude fc(«. f"™^ _n"_tWendig macht. Die Digjtalisierung m

3. Sii-nalverarbeitunßssystem nach Anspruch 1 Jr2nS_{itude SO}H also vennieden werden, außerdem oder 2, gekennzeichnet durch seine Realisierung 35 ^d" ^ Jer Realisierung der Erfindung monolithisch in Großschaltkreistechnik (LSI = Large Scale ^¹'⁶¹¹^^ _Speicher verwendbar werden und die Integration). SSSinkticm mittels gleichfalls «ntegnerbaren

SdSSgSi aktiv erzeugt werden können. Der Zeit-

ru„f Her Bewertungsfunktion soll hierbei gege-

⁴⁰ oenenLfsJSlÄUm bei der Herstellung ent- «nahender Groß-Schaltkreise (LSI) eine gewisse

Die Eriiindung betrifft ein Signalverarbeitungs- spree _Verbesserung der Fertigungsausbeute

system zum Herausheben eines in seiner Form be- ^^as"_{haltkreise zu} erzielen, soll hierbei die Gesamtkannten Signals aus einem im wesentlichen bekannten oer möglichst gleichartigen, einfachen par-Störhintergrund (weißes oder farbiges Rauschen), 4S ^^na"_n ^U^,_lHitungen bestehen, das als variable Verzögerungsleitung, Pulskompres- ^ai1" . ._j{._{ibe wird} erfindungsgemäß dadurch gesionsfilter (Korrelator bzw. Matched-Filter), MH- , , . ,_ibtast. _und Haltekreise sowie die MultiFilter oder Video-Integrator in der Radar-und über- ',:.:".: . _lier Bank aus gleichartigen parallelen tragungstechnik anwendbar ist und das sowohl Ab- P «-- ^ _vorgesehen sind, daß ein Generator zur tast- und Haltekreise sowie Multiplizierer, die der 50 jcnau ^·» _{und mr} ^₁₁₁₀J_16n staffelung des Multiplikation der Abtastwerte mit einem vorge- ß_ewertunsssig_nals (der zeitversetzten Bewertungsgebenen Ikwertungssignal dienen, als auch einen Bewt«JJ» 8^_{n ist und da}ß jedes den Multi-Summiereir zur Addition der bewerteten Abtastwerte ^™J zugefiihrte Bewertungssignal aus den Ab- und schließlich einen dem Summierer nachgeschal- P"t_wertender Impulsantwort des Signalverarbeitungsteten Tiefpaß der Unterdrückung der durch die Ab- 55 ^"^_6η1. ^P tastung entstehenden Wiederholspektren enthalt. sy stems ^^ folgender grundsätzlicher über-

Signalverarbeitungssysteme dieser Art sind in ver- ausgegangen:

schiedenen Varianten bekannt. In der übertragung- legung _zJ^_{Qhmg zwisc}hen Eingangszeitfunk- und Radartechnik werden sie beispielsweise unter Ausgangszeitfunktion S₂ (t) eines belie-

der Bezeichnung Transversalfilter häufig eingesetzt; 60 .·^οη ^^^^ <f_{ystems (Fig}. _{1} ist durch das} sie sind auch als Laufzeitkettenfilter bekannt. Faltunesintegral gegeben, wobei die das Filter kenn-

Beispiele hierfiir sind (variable) Verzogerungsle- ^dSSe Größe die Impulsantwort MO ist [/.(t) tungen, Tiefpässe mit angenäherter Rechteck-lmpiis- Fouriertransformierte der Übertragungsfunkantwort, MTI-Filter, Matched-Filter fur phasenum- fj^l°_m getastete und in den Videobereich abgemischte Si- 65 tion nun γ

gnale sowie spezielle Clutternlter _{s (i) = s} (_t)*h(t) = S₁U) h(t - τ) dr.(\a)

Die bekannten analogen Ausführungen dieser FiI- 2 ν J

ter sind bei zahlreichen Anwendungsfällen recht volu-