DE2652245C2 - Verfahren zur Beseitigung von Nebenmaxima eines von einem Radarempfänger aufgefangenen und komprimierten Radar-Echoimpulses - Google Patents

Description

- daß die erste Digitalfolge mittels eines ersten Digitalfilters in eine zweite Digitalfolge umgeformt wird,

10 - daß das erste Digitalfilter eine Übertragungsfunktion /ζ,(ζ) besitzt, deren Polstellen in der komplexen

§i z-Ebene innerhalb eines durch die Bedingung ι z\ = 1 definierten Einheitskreises liegen und mit jenen

pf Nullstellen der Z-Transformierten der ersten Digitalfolge übereinstimmen, welche innerhalb des Ein-

|i heitskreises liegen,

|| - daß durch zeitliche Umkehrung der zweiten Digiialfolge eine dri'.te Digitalfolge gebildet wird,

K; 15 - daß aus der dritten Digitalfolge mittels eines zweiten Digitalfilters eine Ausgangs-Digitalfolge erzeugt

ig wird und

ff - daß das zweite Digitalfilter eine Übertragungsfunktion H_q{z) besitzt, deren Polstellen mit den rezipro-

% ken Werten jener Nullstellen der Z-Transformierten der ersten Digitalfolge übereinstimmen, welche

H außerhalb des Einheitskreises liegen.

gp 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine zeitliche Umkehrung der Ausgangs-

Il Digitalfolge vorgenommen wird.

if< Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Beseitigung von Nebenmaxima eines von einem Radaremp-

'Si fanger aufgefangenen und komprimierten Radar-Echoimpulses, der von einem Radar-Sendeimpuls herrührt,

f| dessen Trägerschwingung nach einem vorgegebenen Kode phasenmoduliert ist, wobei im Radar-Empfänger der

S 30 Radar-Echoirr./uls zunächst phasendemoduliert und hierdurch eine dem Kode entsprechend erste Digitalfolge

•|S erzeugt wird.

# Es ist bekannt, von einer Radaranlage Impulse auszusenden die aus einem Träger bestehen, der nach einem ö bestimmten Kodemuster moduliert ist. Im Radarempfanger ist ein sogenanntes Matched-Filter vorhanden, mit j| dessen Hilfe eine Korrelation zwischen dem ankommenden Radarimpuls und dem bekannten Muster durchgeil; 35 führt wird. Als Ergebnis wird ein Signal mit einem wohldefinierten Impuls-Spitzenwert, einem sogenannten iß Autokorrelations-Spitzenwert erhalten, sowie eine Anzahl von Bereichsnebenkeulen um diesen herum. Ein φ Beispiel eines derartigen bekannten Verfahrens, wonach binär-kodierte Radarimpulse ausgesendet und auf- !'! gefangen werden, ist in der US-PS 32 49 940 beschrieben.

i'ij Das Verfahren, mit dem ausgeprägte Impuls-Spitzenwerte in der Radaranlage erhalten werden, ist auch als

J$ 40 Impulskompression bekannt.

|; Die Nebenkeulen, die in dem gefilterten Radarimnuls erscheinen, sind aus folgendem Grunde unerwünscht.

•ji Wenn mit der Radaranlage zwei verschiedene Ziele A und B ausgemacht werden sollen, die voneinander einen

ί-ΐ bestimmten Abstand haben, dann kann das Echo vom Ziel A mit dem Echo vom Ziel B innerhalb eines

?.:; bestimmten Abstands zwischen den Radarzielen ineinandergreifen. Dieser Abstand ist bestimmt durch das

rf 45 Zeitintervall zwischen den einzelnen Radarimpulsen, und wenn dieser Abstand so kurz ist, daß der Echoimpuls

;Ä von B innerhalb derselben Zeitspanne auftritt wie der Echoimpuls vom Ziel A, dann erhält man gegenseitige

P, Beeinflussung oder Interferenzen. Wenn das Ziel A Anlaß zu einem starken Echo gibt, während das Ziel B nur

tk ein schwaches Echo hervorruft, dann kann die Autokorrelationsspitze des Impulses, der von B reflektiert worden

<0 ist, vollständig durch die Nebenkeulen überdeckt werden, die im vom Ziel A reflektierten Impuls auftreten.

|| 50 Damit besteht die Gefahr, daß das Ziel B vom Empfänger nicht erfaßt wird. Es ist deshalb wichtig, daß die

■::| Nebenkeulen der reflektierten Impulse unterdrückt werden, damit vermieden wird, daß schwache Ziclcchos

'(■Ϊ durch Nebenkeulen von benachbarten stärkeren Zielechos überdeckt werden.

Ϊ.'-·. Außerdem sind Bereichsnebenkeulen deswegen von Nachteil, weil sie zum Rauschpegel beitragen, wenn ein

λ Ziel innerhalb von Störflecken ermittelt werden soll, also innerhalb unerwünschter Radarechos vom Boden, der

';'i 55 Meeresoberfläche, Regenschauern und dgl.

.t Es ist bereits bekannt, Bereichsnebenkeulen in einem Empfänger dadurch zu unterdrücken, daß ein sogc-

; 1 nanntes nicht-rekursives Filter in den Signalbehandlungspfad zusätzlich zum bereits vorhandenen abgestimm-

!·■·; ten Filter eingefügt wird. Hierzu wird auf »Range side lobe suppression for Barker codes«, IEEE Trans. Aero-

';j space and Electronic Systems, Band AES-7, 1971, Seiten 1087-1092 hingewiesen. Nach einem weiteren

fs 60 bekannten Verfahren, das in »Optimum mismatched filters for side lobe suppression«, IEEE Trans. Aerospace

}'■■«; and Electronic Systems, Band AES-9, 1973, Seiten 214-218 beschrieben ist, werden die Nebenkeulen dadurch

y · klein gehalten, daß die Koeffizienten im nicht-rekursiven Filter optimiert werden. Nach diesen zwei bekannten

fc; Verfahren läßt sich eine stufenweise verbesserte Verringerung der Bereichsnebenkeulen erzielen durch stufenweise Erhöhung des Grades an Kompliziertheit der Filter, wenngleich dies den Nachteil mit sich bringt, daß die 65 verwendeten Filter nur noch mit äußerster Schwierigkeit hergestellt werden können.

;; In der nicht vorveröffentlichten DE-PS 22 62 703 wird ein Impulskompressions-Radargerät mit zwei Teil-Kodewörtern zur Nebenmaximaauslösung beschrieben. Dabei ist der Radarimpuls gemäß zweier verschiedener Teil-Kodewörter phasenmoduliert. Von den beiden empfangsseitig gewonnenen Teil-Kodewörtern, welche von

dem Radar-Echoimpuls herrühren, werden ihre zugehörigen Autokorrelationsfunktionen gebildet, deren Nebenmaxima jeweils zumindest teilweise positives bzw. negatives Vorzeichen besitzen. Nach einer Überlagerung der den beiden Kodewörtern entsprechenden Autokorrelationsfunktionen ergibt sich dann wenigstens teilweise eine Auslöschung der Nebenmaxima.

Aus der DE-AS 12 61 907 ist ein Radar-Signalübertragungsverfahren und -schaltung zur Impulskompression bekannt, bei dem mehrere aufeinanderfolgende Signalfolgen mit einer unterschiedlichen Phasenkodierung senderseitig erzeugt werden. Von den Empfangssignalfolgen, welche von den senderseitigen Signalfolgen herrühren, werden dann die zugehörigen Autokorrelationsfunktionen gebildet und diese jeweils abwechselnd mit positivem cflür negativem Vorzeichen versahen. Durch eine geeignet gewählte Kodierung der Signalfolgen wird erreicht, daß sich bei Summierung der mit abwechselndem Vorzeichen versehenen Autokorrelationsfunktionen die einzelnen Hauptmaxime konstruktiv und die Nebenmaxime im wesentlichen destruktiv überlagern.

Die Erfindung beruht auf der Beobachtung, daß die Nebenkeulen vollständig ausgeschaltet werden können, wenn eine Inversfilterung der Originalkodefolge durchgeführt wird. Diese Folge kann auch aufgefaßt werden als das Ergebnis der Filterung eines Einheitsimpulses von der Senderseite, aus welchem Grunde durch Filtern dieses kodierten und reflektierten Radarimpulses mit Hilfe eines zum Filter der Senderseite invertierten Filters, der ursprüngliche Einheitsimpuls (ohne Nebenkeulen) wieder ermittelt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Inversfilterung phasenmodulierter Radarimpulse auf der Senderseite einer Radaranlage mit Hilfe von festen Digital-Filtern, die im Empfänger angeordnet sind, derart zu erzielen, daß die Nebenmaxima bzw. Nebenkeulen der gefilterten Radarimpulse ausgeschlosser v/erden.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 erßndungsgern.iß dadurch gelöst, daß die erste Digitalfolge mittels eines ^/sten Digitalfilters in eine zweite Digitalfolge umgeformt wird, daß das erste Digitalfilter eine Übertragungsfunktion H_p(z) besitzt, deren Polstellen in der komplexen z-Ebene innerhalb eines durch die Bedingung ι zi = 1 definierten Einheitskreises liegen und mit jenen Nullstellen der Z-Transformierten der ersten Digitalfolge übereinstimmen, welche innerhalb des Einheitskreises liegen, daß durch zeitliche Umkehrung der zweiten Digitalfolge eine dritte Digitalfolge gebildet wird, daß aus der dritten Digitalfolge mittels eines zweiten Digitalfilters eine Ausgangs-Digitalfolge erzeugt wird und daß das zweite Digitalfilter eine Übertragungsfunktion H_q{z) besitzt, deren Polstellen mit den reziproken Werten jener Nullstellen der Z-Transformierten der ersten Digitalfolge übereinstimmen, weiche außerhalb des Einheitskreises liegen.

Es ist vorteilhaft eine zeitliche Umkehrung der Ausgangs-Digitalfolge vorzunehmen.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt
F i g. 1 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Signalverarbeitung in einem Radarempfanger bekannter Art, Fig. 2 die Form der Signale, die in der Schaltung nach dem Blockdiagramm der Fig. 1 auftreten,
Fig. 3 ein Blockdiagramm einer Anordnung nach dem ?rfindungsgemäßen Verfahren, Fig. 4 eine komplexe z-Ebene mit eingetragenen Lagen für Null-Stellen bei einem bestimmten Binärkode, F i g. 5 eine komplexe z-Ebene, in der neben den bereits erwähnten Null-Stellen auch die Pole von zwei Übertragungsfunktionen eingezeichnet sind,

Fig. 6 ein Blockbild eines ersten Rekursivfilters, der in die Anordnung nach Fig. 3 eingefügt ist,
Fig. 7 ein Liockbild eines zweiten Rekursivfilters in der Anordnung nach Fig. 3, und

Fig. 8 ein Zeitdiagramm der Signalfolge, die in der Anordnung nach Fig. 3 auftritt.
Damit der Stand der Technik, auf dem die Erfindung basiert, deutlicher wird, ist in der Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Teils eines Radarsmpfängers dargestellt, worin die Signalbehandlung eines aufgefangenen und nach einem bestimmten Muster kodierten Radarimpulses, z. B. eines binär-kodierten Radarimpulses, durchgeführt wird. Dieser Teil wird im weiteren mit Detektoreinheit bezeichnet. In Fig. 2 ist unter a ein Sinusträger-· signal im Mikrowellenbereich dargesiellt, der auf der Senderseite erzeugt und auch auf der Senderseite mit einem binär-kodierten Signal, das in F i g. 2b dargestellt ist, phasenmoduliert wird. Das Signal nach F i g. 2b stellt einen sogenannten Barker-Code dar und besteht aus einer Anzahl von π = 5 Unterimpulsen, die js eine Länge A τ haben und nach einem bestimmten Muster +1, +1, -1, +1 auftreten, abhängig von den Eigenschaften des verwendeten Kodes. Aufgrünt/ der Phasenmodulation auf der Senderseite wird ein Radarimpuls gemäß Fig. 2c erhalten, der vom Sender ausgesendet und vom Ziel reflektiert wird und zum Empfänger zurückkehrt. F i g. 2d zeigt den empfangenen Radarimpuls, dessen Eigenschaften im wesentlichen die des Impulses nach Fi g. 2c sind, der jedoch um die Zeitspanne A t abhängig vom Abstand des Radar/iefs verzögert ist. Die Zeitspanne A ι ist normalerweise größer als die Impulslänge 5 · J τ. Die in Kreisen befindlichen Vorzeichen des ausgesendeten und empfangenen Radarimpulses nach F i g. 2c und 2d zeigt die relative Phasenlänge des Trägersignals an, wobei die Phasendifferenz zwischen »+« und »-« 180° beträgt. Das Signal nach F i g. 2d erscheint am Eingang Pder Detektoreinheit der Fig. 1, der mit dem MF(Mittelfrequenz)-Verstärker des Empfangers verbunden ist. Der ankommende Radarimpuls nach 2d hat eine Phasenlage, die Undefiniert ist, so daß zwei verschiedene Kanäle für die Signalbehandlung erforderlich sind. Im ersten Kanal wird die Komponente des ankommenden, binär-kodierten Impulses ermittelt, deren Phase einer im Empfänger definierten Bezugsphase entsprechen. Im zweiten Kanal wird die senkrecht zu der erstgenannten Komponente stehende Komponente erfaßt. Der erste Kanal enthält einen ersten Phasendetektor DTl, dem ein Bezugssignal UrI = cos <y₀' zugeführt wird, wobei ω₀ die Trägerfrequenz ist und die Phasenlage des Signals UrX mit der Bezugsphasenlage im Empfänger übereinstimmt. Am Ausgang des Detektors DTl tritt ein Signal r(t) gemäß Fig. 2e auf, dessen Charakteristik die des Binärcodesignals nach 2b ist. Der Detektor DT'isl an ein sogenanntes Unterimpuls abgestimmtes FiiicorSPFl in Form eines Tiefpaßfilters abgestimmt, dessen Zeitkonstante von der Länge des Unterimpulses A τ abhängig ist und das ein Ausgangssignal x{t) abgibt, dafcin seiner Eigenart in Fig. 2f dargestellt ist. Der gestrichelte Verlauf zeigt die Kurve des Signals nach 2e. Im Analog-Digitalwandler AD 1, der an das Unterimpuls abgestimmte Filter SPFl ange-

schlossen ist, wird eine Abtastung des Signals x(t) in den Zeitpunkten ts 1, lsi,... ts6,... durchgeführt, was aus der Fig. .2 erkennbar ist, und die so erhaltenen Analogwerte werden in entsprechende Digitalwerte umgewandelt. Die Digitalgröße x_k, die dann am Ausgang des Wandlers AD X auftritt, wird auf das Kode-abgestimmtc Filter CAFl gegeben. Dieses Filter besteht aus einer Folge von Verzögerungskreisen und Invertierkreisen, und die FiI-tercharakteristik hängt vom verwendeten Kodemuster des kodierten Radarimpulses ab. Die Charakteristik des Signals v(t), das am Ausgang des Filters CAFX erhalten, ist in F i g. 2h dargestellt. Die Ausgangssignale der Filter CAFl und CAFl werden einem Schaltkreis BVB zugeführt, der den Absolutbetrag bildet, und dessen Ausgangssignal wird in bekannter Weise im Empfänger weiterverwendet, um die Stellung des gesuchten Ziels anzuzeigen. Nach der voranstehenden Darlegung wurde der binäre Barker-Kode +1, +1, +1, -1, +1 als ein Beispiel ver-It wendet, als Kodemuster für den ausgesendeten Radarimpuls. Dieses Kodemuster hat Z-Transformierte

CCz)== 1 + ζ''+ ζ'² -ζ-'· + _-~⁴,

die die Z-Transformierte des im Detektor DTX festgestellten Signals darstellt. Das Kode-abgestimmte Filter CAFl sollte dann eine Übertragungsfunktion haben, dessen Z-Transformierte

ist, da ein Kode angepaßtes Filter im allgemeinen eine Übertragungsfunktion hat, in dem die Koeffizienten aus den in umgekehrter Ordnung genommenen Kode-Koeffizienten bestehen. Das Ausgangssignal V(ζ) vom Filter CAFX kann dann beschrieben werden mit

Vb) = Cb) ■ Hb) = 1 +z-^: + 5z-⁴ + z-⁶ + z-^s,

so daß die Koeffizienten dann sind: 1, 0, 1, 0, 5, 0, 1,0, I. Die Zeitfunktion v(t) des im kode-angepaßten Filter CAFX gefilterten Signals zeigt eine scharfe Autokorrelationsspitze entsprechend dem Koeffizienten 5 und außerdem vier Nebenkeulen entsprechend den Koeffizienten +1, +1 auf beiden Seiten der Spitze. Die SignalcharaklerisUk ist in F i g. 2h dargestellt. Allgemein gilt für Barker-Kodes, daß das Verhältnis zwischen der Amplitude der Nebenkeulen und der Amplitude der Autokorrelationsspitze l/n ist, wobei η die Kode-Länge ist, also im vorliegenden Fall 5.

Die Berdchsnebenkeulen könnten vollständig ausgeschaltet werden, wenn eine Inversfillirung des ursprünglichen binär-kodierten Signals durchgeführt werden könnte. Nimmt man an, daß die Z-Transformierte des verwendeten Kodes (des Barker-Kodes) C(r) ist, dann wird das binär-kodierte Signal durch Multiplizieren eines Einheitsimpulses mit Cb) erhalten. Um diesen Einheitsimpuls auf der Empfängerseite wieder zu gewinnen, müßte folglich das binär-kodierte Signal CCz) einem Filter zugeleitet werden, das die Übertragungsfunktion H(z) = C¹Cz) hat. Daraus ergibt sich dann ein Signal, dessen Z-Transformierte Cb) ■ C'(r) = 1 ist. Dieses Signal ist der Einheitsimpuls, der überhaupt keine Nebenkeulen besitzt. Die Z-Transformierte für eine Kode-Folge des Barker-Typs kann allgemein geschrieben werden als

Cb) = co + c, -z +C₂ ·ζ'^:... + C₁₁-, -z¹"-",

worin η die Kode-Länge, d. h. die Zahl der Unterimpulse ist. Dies bedeutet, daß die Übertragungsfunktion H(z) des inversen Filters geschrieben werden kann als

Hb) = σ'(z) =■

Die Übertragungsfunktion Hb) des inversen Filters muß an den Stellen Pole besitzen, an denen die Z-Transformierte CCr) Null-Steilen hat. Derartige Filter sind bekannt als Rekursivfi!ter(siehe beispielsweise »on digital filtering of IEEI Transactions on Audio and Electroacoustics«, Band AU-16, Nr. 3, September 1968 Seiiun 303-313).

Die Null-Stellen der Z-Transformierten des verwendeten Kodes (ζ. B. des oben genannten Barker-Kodcs) lassen sich mit der Gleichung

CCr) = co + C, ■ z"¹+... + C_n-Ir"¹"-¹'= 0

ermitteln. Bei einer Untersuchung dieser Null-Stellung des Barker-Kodes zeigt sich jedoch, daß eine oder mehrere außerhalb des Einheitskreisesi ζ I= 1 in der komplexen z-Ebene liegen. Das führt dazu, daß einer oder mehrere der Pole der Übertragungsfunktion Hb) des Umkehrfilters außerhalb des Einheitskreises zu liegen kommen. Da stabile Filter mit Polen außerhalb des Einheitskreises nicht realisiert werden können, ist eine direkte Umkehrfilterung des binär-kodierten Signals offensichtlich nicht durchführbar.

Für die Erläuterung des Grundgedankens der Erfindung wird die Beschreibung von nun an auf das kode-angepaßte Filter CAFi, CAFl in Fig. 1 beschränkt. Da zeitdiskrete Signale behandelt werden, wird die Z-Transformation verwendet. Zuerst wird die Signalbehandlung einer bestimmten Kode-Folge nach der vorgeschlagenen Methode beschrieben und anschließend eine Filteranordnung, mit der das Verfahren durchgeführt wird.

Zum kode-angepaßten Filter im Empfänger kommt ein Signal x_k, das aus einer Folge der Länge /Vbesteht, entsprechend dem Bereichsabstand, innerhalb dessen Ziele ermittelt werden sollen. Wenn das Echo von einem Ziel ankommt mit einer Zeitverzögerung Ic₀-At, worin A τ die Länge eines Unterimpulses und gleich dem Abtast-

abstand ist, dann wird die Z-Transformicrte A'(r) für das ankommende Signal x_k geschrieben als X(z) = r *" ■ C(z), worin C(z) die Z-Transformierte des verwendeten Kodes ist. Im allgemeinen Fall besteht die \

ankommende Folge x_k aus einer Folge von zeitvcr/ögcrten Kode-Paketen, von denen jedes Paket aus einem \

Kode-Muster besteht, das im wesentlichen dieselben Eigenschaften für jedes Paket hat. Die Folge, die sodann komprimiert wird, hat als Z-Transformierte C(z)

ti- I

CU, = Σ c* ■ z'^k ,

A=O

worin c_k die Kode-Koeffizienten (±1) und η die Kode-Länge sind. Die Transformierte C(z) hat eine bestimmte Zahl m von Null-Stellen innerhalb des Einheitskreisesi z\ = 1 und folglich eine Anzahl (n - 1) - m = η - m - 1 von Null-Stellen außerhalb des Kreises. Der Barker-Kode mit η = 5 hat die η - ί =4 verschiedenen Null-Stellen

z\ = 0.433380+7 0.525827

z2 - 0.433380-7 0.525827,

die sich innerhalb des Einheitskreisesi π = 1 befinden, und die Null-Stellen

-3 = -0.933380+7- 1.132485

r4 = -0.933380-7 ■ 1.132485 ,

außerhalb des Einheitskreisesi zi= 1. In Fig. 4 sind diese Null-Stellen in die komplexe --Ebene eingetragen. Um den Erfindungsgedanken mehr im Einzelnen zu beschreiben, wird eine Folge>_A, A- = 0, 1,..., N- 1 mit folgender Z-Transformierten angenommen

A 0

Die gegebene Folgen wird umgekehrt, wodurch eine Folgey_k = y:\-_k<k = N+ 1,/V+2,...,2/V entsteht. Diese Folge ' at eine Z-Transformierte Y(z)

2 ,V 2.V ,V-I

A-/V+I A=,V+1 A 0

Die umgekehrte Folgey_k durchläuft anschließend ein stabiles Filter mit der Übertragungsfunktion H(z). Nach 35 ,

diesem Filtern ergibt sich die Folge ü_k, k = N+ 1, ..., 2.V und die Z-Transformierte

U(z) = H(z) ■ Y(z). (2)

Nach dem Umkehren des gefilterten Signals Ü(z) ist eine Folge 1/. = j7₄._v-_a, k = 2N,2N+ 1,...,3/V- 1 sowie U(z) = z"^4v · U(Uz) O)

vorhanden. Wenn die Gleichungen (2) und (1) in die Gleichung (3) eingesetzt werden, erhält man schließlich

45 U(z) = ζ'™ ■ Y(z) · H(Uz). (4)

Da ein Filter mit der Übertragungsfunktion H(z) stabil ist und folglich seine Pole innerhalb des Einheitskreises hat, hat die Übertragungsfunktion H(Uz) ihre Pole außerhalb des Einheitskreises, was zeigt, daß das oben genannte Inversionsfiltern möglich ist. Die Umkehrung der ankommenden Kode-Folge, das Filtern in einem stabilen Filter und eine weitere Umkehrung machen es möglich, die Null-Stellen der Z-Transformierten der ankommenden Code-Folge, die außerhalb des Einheitskreises gelegen sind, zu »neutralisieren«.

Um die Inversfilterung durchzuführen, wird die Z-Transformierte der Kode-Folge in Faktoren aufgeteilt, d. h. -"·

C(z) = P(z)- Q(z)..., (5) 55 I

worin P(z) alle seine m Null-Stellen innerhalb des Einheiiskreises und Q(z) alle seine η -m -1 Null-Stellen ?;

außerhalb des Einheitskreises hat. Darm sind

P(z) = 1+p, -ζ'¹+...+ρ,,-Z-", (6) 60 I

Die Inversfilterung wird nun durch eine Filteranordnung vorgenommen, die in Fig. 3 dargestellt ist. Die |

kode-angepaßten Filter CAFl und CAFl in F i g. i werden durch eine Filteranordnung ersetzt, in denen sich ein 65 I

erstes und ein zweites Rekursivfilter DFl, DFl befindet. Zwischen diesen Filtern ist eine erste Speichereinheit f

RR 1 eingeschaltet, um die Folgey_k, die vom Filter DFl kommt, umzukehren, und hinter dem Filter DFl befin- \\

det sich ein zweites Speicherelement RRl, um die Folge ü_k, die vom Filter DFl erhalten wird, umzukehren. t

Außerdem ist eine Steuereinheit S vorhanden, die die Steuerung des Einführens und Abgebens der Folgen >>_A und ü_k, die zur Speichereinheit kommen, übernimmt. Die ankommende Folge, das ist das Eingangssignal zur Filteranordnung, ist mit** bezeichnet und hat die Z-Transformierte X(z), wie oben aufgeführt. Wenn die Übertragungsfunktion der Filter Z)Fl und DFl H_p(z) und H₁Xz) ist, dann haben diese Übertragungsfunktionen H₁Xz) und H„(z) ihre Pole innerhalb des Einheitskreises, und diese sind so ausgewählt, daß

18)

gilt. Der Quotient der Z-Transformierten U(z) aes Ausgangssignals und der Z-Transformierten X(z) des Eingangssignals der Filteranordnung kann dann geschrieben werden als

Xi₇) "'^w "⁹KzJ P(z)- Q(z)

entsprechend den Gleichungen (4), (8), (9) und abgesehen von der Tatsache, daß die Signalverzögerung durch den Faktor z~^2lV in der Gleichung (4) vertreten ist.

In der komplexen z-Ebene gemäß Fig. 5 ist die Lage der Pole der Übertraglingsfunktionen H_p(z) und H₁₁Iz) gezeigt für einen Barker-Kode der Länge η = 5 als Binärcode. Die Bezeichnungen ζ 1, z2, z3 und z4 deuten in der Fig. 4 die Lage der Null-Stellen der Z-Transformierten C(r) des Barker-Kodes an. Die Pole der Übertragungsfunktion H_r(z) sind mit zp 1 und zpl bezeichnet, deren Lage mit der Lage der Null-Stellen zl, z2 von C(z) zusammenfällt, welche sich innerhalb des Einheitskreises befinden. Die Pole der Übertragungsfunktion H₁Sz) sind mit zq3 und z<?4 bezeichnet, wobei zq3 = l/z3 und z</4 = l/;4 ist.

Die Filter DF\ und DFl können in an sich bekannter Weise mit Hilfe von Digitalfiltern realisiert werden, die Verzögerungselemente und Multiplikatorelemente enthalten. Dies kann beispielsweise der Literaturstelle »On digital Filtering«, IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics, Band AU-16, Nr. 3, Septamber 1968, Seiten 307-308 entnommen werden.
Gemäß den Gleichungen (6) und (8) ist

L (10)

(_z)
""^{Z) 1+p, · ζ'¹ +p₂ -ζ-² + ...+/,„ -z''" '

worin m die Anzahl der Poie ist, die sich sämtlich innerhalb des Einheitskreises! ζI = 1 befinden. So eine Funktion, die die Zahl von m Polen in der komplexen z-Ebene hat, wird durch ein Rekursivfilter, wie es in der F ig. 6 gezeigt ist, realisiert. Das Filter enthält eine Anzahl von m Verzögerungseinheiten FD1 - FDm, von denen jede eine Verzögerung gleich der Länge Δ reines Unterimpulses im binär-kodierten Radarimpuls erzeugt. Jeder Ausgang der Verzögerungseinheiten ist über eine Multiplikatoranordnung MDl-MDm mit dem Eingrng einer Addierschaltung ADD verbunden, an dessen Eingang die ankommende Folge x_k auftritt, wobei die Z-Transformierte mit X(z) bezeichnet ist. Das Ausgangssignal des Filters DFi wird somit

Y(z)^X(z)-Y(z)(_Pl-z-^]+_P2-z~²+...+p_m-z-^m),

so daß

">^y > X(_{z) 1+pi} ._ζ-1_+Λ._Γ-2 ₊ ..._+/?m.₂-'"'

In ähnlicher Weise kann das Filter DFl aufgebaut sein. Gemäß Gleichung (9) soll das Filter DFl die Übertragungsfunktion haben

_¥M=i =Ϊ=Z-'"""-"

^p(> Q(Mz) l + q_i

F i g. 7 zeigt ein Digitalfilter, das wie bekannt die Übertragungsfunktion H_n (z) hat. Die π - m -1 verschiedenen Verzögerungseinheiten sind mit FE1 - FEm -n-\ bezeichnet und die unterschiedlichen Multiplikatoreinheiten mit ME1 - MEn - m -1, welche die Multiplikationsfaktoren q„-_m^_u...,q_x haben, wie aus F i g. 7 ersichtlich. Die gefilterte Folge u_k tritt am Ausgang der Verzögerungseinheit FEn-m~\ auf.

In der Praxis ist es oft erforderlich, die Genauigkeit der Faktoren ρ und q zu begrenzen. Dies bedeutet natürlich eine Einschränkung derNebenkeulen-Unterdrückung.

Die Speichereinheiten RR1, RR1 können aus bekannten Rechts-Links-Stufenschieberegistern bestehen, wie

sie beispielsweise Texas Instrument unter der Typen-Bezeichnung SN 54198 anbietet. Jedes Register hat einen

Reiheneingang, in den eine ankommende Digitalfolge eingegeben und dann im Registergespeichert wird,sowic

einen Steuereingang, um die Links-Rechts-Verschiebung der gespeicherten Folge zu steuern. Aui diese Weise

kann eine umgekehrte Abgabe einer dem Register zugeführten Digitalfolge durchgeführt werden.

Wenn die behandelte Folge sehr breit ist (N > n), kann es vorteilhaft sein, eine Speichereinheit mit Adreßzähler einzusetzen, so daß beim Eingeben der Folge der Adreßzähler in einer Richtung zählt, während bei der
Abgabe der Folge die Zählung in der entgegengesetzten Richtung erfolgt.

In der F i g. 8 ist ein Zeitdiagramm dargestellt, welches die unterschiedlichen Folgen darstellt, die in der Filteranordnung nach F i g. 3 auftreten. Die ankommende Folge x_k besteht aus einem Impulszug mit Barker-Kcde bei 5 einer Kode-Länge von η = 5 und einer Zeitverzögerung k₀ · Δ τ gegenüber der ausgesendeten Barker-Kode-Impulskette. Wenn das Abtasten vor der InversFilterung durchgeführt wird, gemäß Fig. 2, kann es jedoch
geschehen, daß die Impulse gegenüber der Idealstellung in der Fig. 8 verschoben werden. Die Größe der
Abtastwerte kann dann entsprechend den gestrichelten Linien in Fig. 8 schwanken.

ίο

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Beseitigung von Nebenmaxima eines von einem Radarempfanger aufgefangenen und komprimierten Radar-Echoimputses, der von einem Radar-Sendeimpuls herrührt, dessen Trägerschwin-S gung nach einem vorgegebenen Kode phasenmoduliert ist, wobei im Radarempfanger der Radar-Echoimpuls zunächst phasendemoduliert und hierdurch eine dem Kode entsprechende erste Digitalfolge erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet,