CH638319A5 - Adaptiv arbeitendes verfahren und schaltungsanordnung zur unterdrueckung von stoeranteilen des dopplerfrequenzspektrums bei einem radarempfaenger. - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft auch eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens, welche dadurch gekennzeichnet ist, dass von Echosignalen in einer Abtast- und Halteschaltung abgeleitete Abtastwerte einem Fourier-Transformator zugeführt sind, dessen Kanalausgänge in einem ersten Schaltungszweig zur Korrelationsschätzung mit je einem Register zur Berechnung von Registerwerten für jeden Ausgangskanal und mit einer nachfolgenden Schwellenwertschaltung zur Berechnung der Schwellenwerte für eine Entdeckungsschaltung verbunden sind und dass die Kanalausgänge des Fourier-Transformators in einem zweiten Schaltungszweig mit einer Störunterdrückungsschaltung, an die sich die Entdeckungsschaltung anschliesst, verbunden sind und dass die Schaltelemente der einzelnen Übertragungskanäle in der Störunterdrückungsschaltung mit den Registerwerten und die in der Entdeckungsschaltung mit den Schwellenwerten beaufschlagt sind.

Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Patentansprüchen entnehmbar.

Die Erfindung und deren Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt: Fig. 1 den Aufbau spektraler Untermatrizen Fig. 2 die Auswahl der 2 X 2-Untermatrizen Fig. 3 eine Schaltung zur Berechnung der Filterkoeffizienten Fig. 4 eine Schaltung zur Ermittlung der Entdeckungsschwellen

Fig. 5 eine erste Schaltung zur adaptiven Störungsunterdrückung im Frequenzbereich

Fig. 6 eine zweite Schaltung zur adaptiven Störungsunterdrückung im Frequenzbereich

Fig. 7 das Blockschaltbild eines Radargerätes mit einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung.

Ein wesentlicher Gedanke der Erfindung besteht darin, die Reihenfolge von Störunterdrückung und der kohärenten Integration zu vertauschen, d.h. die Echowerte erst der Fourier-Transformation (entspricht einer Dopplerfilterbank), insbesondere der diskreten Fourier-Transformation DFT zu unterziehen und die Unterdrückung der Störanteile im Frequenzbereich durchzuführen. Da Störechos stochastisch sind, muss ein statistisches Entdeckungsverfahren angewendet werden. Aus der Sicht der Optimalfiltertheorie ist es gleichgültig, ob die Störunterdrückung im Zeit- oder im Frequenzbereich durchgeführt wird. Die optimale lineare Entdeckungsvorschrift eines Ziels mit unbekannter Dopplerfrequenz i in gaussverteilter Störung lautet der optimalen Entdeckungsvorschrift (1) ein suboptimales, für Realzeitbetrieb geeignetes Entdeckungsverfahren abzuleiten. Hierzu werden aus der Leistungsspektralmatrix R nach Fig. 1 zur Hauptdiagonalen symmetrische Untermatrizen Rf gebildet. 5 Statt des optimalen Tests (1) wird der suboptimale Test max f h Et 1

l

(2)

max

R-

Ziel vorhanden

X Entscheidung

(1)

durchgeführt. Wenn die Ordnung der Rf klein gegen die Ord-io nung von R ist, bedeutet dies eine Ersparnis an Rechenoperationen. Gegenüber (1) entstehen zwar Verluste im erzielbaren Signal-zu-Störleistungsverhältnis, die von der Ordnung der Rf abhängen. Die Reduktion der Ordnung ergibt beim Übergang von Sj auf Sj bezüglich des Zielsignals keine Verluste, da die 15 kohärente Integration durch die DFT vorweggenommen wurde und daher das Zielsignal ohnehin nur in einem Element von S; enthalten ist.

Untersuchungen haben gezeigt, dass es meist ausreichend ist, für die Untermatrizen Rf die Ordnung 2 anzusetzen. Für 20 beliebige, in einem Radar mit schrittweiser Raumabtastung auftretende Formen des Störspektrums ebenso wie für den Fall der Überlagerung mehrerer Störmittenfrequenzen erzielt dies Verfahren Gewinne im Signal-zu-Störleistungsverhältnis, die um nicht mehr als 3 dB vom Optimum nach Gleichung (1) abwei-25 chen. Hierbei sind zwei Voraussetzungen enthalten, die bei einer Realisierung beachtet werden müssen:

a) Das Zielsignal liegt in der Mitte der Ubertragungsfunk-tion eines Dopplerkanals. Dies kann bei der Entdeckung von Zielen mit unbekannter Dopplerfrequenz dadurch annähernd

30 erreicht werden, dass eine Vielzahl von Dopplerfiltern mit einander stark überlappenden Durchlasscharakteristiken angeordnet wird. Derartige Anordnungen sind z.B. in NTZ (1972), Heft 2, S. 72 beschrieben.

b) Die Multiplikation der Ausgangssignale zweier benach-35 barter DFT-Kanäle mit der inversen 2 X 2-Matrix bewirkt eine

Dekorrelation der beiden Kanäle, wobei der eine jeweils dem anderen als Referenzkanal, d.h. zur Messung der Störung, dient. Die beiden Kanäle sollten zueinander orthogonal sein, damit ein Zielsignal möglichst nur in einem der beiden Kanäle auftritt. 40 Werden also, wie in a) gefordert, mehr Dopplerfilter angeordnet, als dem orthogonalen Raster der DFT entspricht, sollte zur Dekorrelation eines jeden Kanals nicht der unmittelbare Nachbarkanal, sondern ein anderer, vorzugsweise der nächste orthogonale Kanal gewählt werden.

45

Die Beschränkung auf 2 X 2-Matrizen bringt den Vorteil mit sich, dass die Matrixinversionen nur sehr wenige Rechenoperationen (3 reelle Multiplikationen für die Determinante) benötigt:

Kein Ziel

Hierbei sind z der Vektor der zeitlichen Echowerte für ein bestimmtes Entferungselement, R die Kovarianzmatrix der in z enthaltenen Störanteile, Sj die Vektoren des erwarteten Zielsignales (Dopplerfilterbank) und X die Entdeckungsschwelle. Wegen der hohen Anzahl an Rechenoperationen kann (1) für Realzeitbetrieb vielfach nicht ohne weiteres realisiert werden. Im Frequenzbereich stellt z das Spektrum der Echowerte, R die Leistungsspektralmatrix der Störung und s, das Spektrum der Zielsignale dar. Die Gesamtheit der s; bildet im Frequenzbereich die Einheitsmatrix. Die Anwendung der DFT auf die Störwerte bewirkt eine approximative Diagonalisierung der Matrix R, falls die Störechos stationär sind, d.h. die meiste Information ist dicht um die Hauptdiagonale von R konzentriert. Dies ist insbesondere bei Radargeräten mit schrittweiser, d.h. nichtstetiger Raumabtastung gegeben.

Der Diagonalisierungseffekt der diskreten Fourier-Trans-formation (DFT) lässt sich vorteilhaft dazu ausnutzen, um aus

50

Für

Rf =

1 f,f

'f,f+i r*f,f+i rf+i,f+i

55

ist bekanntlich

Rf1 = ;

rt,f ' rt+ i,f+1—r f,f+1 ' rf,f+1

rf+i,f+i _rf,t+i ~r*f,f+1 rf,f

(3)

60

65

Die Divisionen der Matrixelemente durch die reelle Determinante können dadurch eingespart werden, dass man die Determinante auf die rechte Seite von (2) bringt. Dies entspricht dann einer von f, d.h. von der Frequenz abhängigen Regelung der Entdeckungsschwelle:

T|f — X-(rff • rf+1)+1 r*f(+1 -r(f+1)

(4)

638 319 4

In der Gesamtheit aller einander überlappender 2 X 2-Un- Anfangsbuchstaben KA = komplexer Addierer termatrizen gemäss Fig. 1 tritt eine jede Dopplerfrequenz zwei- Anfangsbuchstaben RA = reeller Addierer.

mal auf. Es genügt jedoch, sich auf eine der jeweils zwei zu Jedem der N Ausgangskanäle ist ein halber komplexer Mul-

beschränken. Damit kann jede zweite Untermatrix weggelassen tiplizierer KMHF1, KMHF2 usw. zugeordnet. Diese bilden aus werden. Man kommt zu einem Auswahlschema wie es Fig. 2 s dem jeweiligen Wert f£ und dem Wert f*£ das Produkt (= mo-

zeigt. mentaner Leistungsspektralwert) und geben dieses an nachge-

Das erfindungsgemässe Verfahren bewirkt eine approxima- schaltete Addierstufen KAF1, KAF2 usw. Der Index £ steht hier tive Dekorrelation und damit Unterdrückung von Störechos mit und nachfolgend für einen der N Kanäle, während * bedeutet, unbekanntem Spektrum. Die Echowerte werden vorab mittels dass es sich um einen konjugiert komplexen Wert handelt. Mit-der DFT in den Frequenzbereich transformiert, dies führt zu 1 o tels eines j edem Kanal zugeordneten Registers RGF1, RGF2 dem beschriebenen suboptimalen Verfahren, das sich durch usw. wird der Ausgangswert der jeweiligen Addition festgehal-grosse Ersparnis an Rechenoperationen auszeichnet und daher ten, wobei mittels einer Rückführschleife zum jeweiligen Ad-für die realzeitliche Störunterdrückung tauglich ist. Zur Störbe- dierer RAF1, RAF2 usw. fortlaufend eine Akkumulation der freiung eines jeden Dopplerkanals braucht lediglich jeweils ein einzelnen Werte bewirkt wird. Dies bedeutet, dass über mehre-Nachbarkanal zur Messung der Störung herangezogen zu wer- 15 re Entfernungsbereiche eine Mittelung erfolgt. Diese Mittelung den. Die Ausgangssignale beider Kanäle werden mit Faktoren wird zweckmässig im gesamten Störgebiet vorgenommen, weil bewertet und addiert. Die Bewertungsfaktoren ergeben sich aus Störungen meist - im Gegensatz zu Bewegtzielechosignalen in der entsprechenden spektralen Untermatrix nach Gleichung (3) sehr vielen Entfernungsbereichen auftreten. Information über und bedürfen keinerlei Berechnung. Man hat lediglich die inver- das Störgebiet erhält man z.B. aus einer Clutterkarte, die aus sen Determinanten der Untermatrizen Rf zu berechnen und als 20 Falschmeldungen nach Einschalten des MTI's angelegt wurde, dopplerfrequenzabhängige Entdeckungsschwelle zu verwenden. Der Registerwert rn im Register RGF1 stellt somit den für den Für einen DFT-Kanal der Frequenz f müssen die Werte r£f, Kanal fj charakteristischen Wert dar, während z.B. für den Kaff + i,f+i> % +1 realzeitlich geschätzt werden. Dies kann sowohl nal f2 der entsprechende Wert r22 beträgt usw.

durch Mittelung über mehrere Entfernungselemente wie auch Zur Berechnung der Kreuzkorrelationswerte wird zwischen

über mehrere sukzessive Abtastfolgen erfolgen. 25 den Werten aus aufeinanderfolgenden Kanälen (z.B. fi und f2)

Ein störadaptives Entdeckungssystem auf der Basis des vor- eine Verknüpfung hergestellt, wozu entsprechende komplexe stehend beschriebenen Verfahrens gliedert sich in drei Teile: Multiplizierer KMF12, KMF23 usw. vorgesehen sind. Der zwi-

Berechnung der Filterkoeffizienten, Berechnung der von der sehen den Kanälen ff und ff +1 liegende Multiplizierer erhält als

Dopplerfrequenz abhängigen Entdeckungsschwellen rjf und die Eingangssignal einerseits den Wert des Ausgangssignals von f£

eigentliche Störunterdrückung nebst Entdeckung. Der einfache 30 und ausserdem den Wert von f*£+ v Das so erhaltene Ergebnis

Aufbau der spektralen Untermatrizen nach der Gleichung (3) gelangt zu einem komplexen Addierer KAF12, KAF23 usw.,

führt zu einer einheitlichen Rechenstruktur, die in allen drei dem jeweils ein Register RGF12, RGF23 usw. nachgeschaltet

Aufgaben Verwendung findet. Mit Rücksicht darauf, dass im ist, in welchem über die zum jeweiligen Addierer KAF12,

Radarbetrieb hohe Datenraten (typisch: z.B. 1 MHz) auftreten, KAF23 laufende Rückführschleife fortlaufend eine Akkumula-

wurden die Rechenstrukturen in den Figuren 3 bis 6 für alle 35 tion der entsprechenden Werte durchgeführt wird. Das entspre-Dopplerfrequenzen parallel dargestellt. Es ist in bekannter Wei- chende, über mehrere Entfernungsbereiche im gestörten Gebiet se möglich, Einsparungen durch Multiplexen von schnellen gemittelte Ergebnis (Kreuzkorrelationswert) ist für die beiden

Recheneinheiten zu erreichen. Kanäle mit r12 (für f1( f2), r23 (für f2, f3) usw. bezeichnet und

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 werden die Echo- steht zur weiteren Verarbeitung in den Registern RGF12,

signale in Form von einzelnen Abtastwerten (bevorzugt digitali- 40 RGF23 usw. zur Verfügung. Allgemein ausgedrückt, steht im siert) dem Fourier-Transformator FOT zugeführt. Bei Radarge- Register RGFf der reelle Wert rf f und im Register RGF,f +1

räten mit schrittweiser Raumabtastung («step scan») empfiehlt der komplexe Wert r{if+1.

sich die Anwendung der sogenannten schnellen Fourier-Trans- Aus den in Fig. 3 dargestellten Registerwerten rx t, rl2 usw.

formation (FFT), während bei Rundsichtradargeräten mit im werden die Entdeckungsschwellen r\2 usw. ermittelt, wobei wesentlichen stetiger Abtastung die rekursive diskrete Fourier- 45 die zugehörige Schaltungsanordnung in Fig. 4 dargestellt ist. Im

Transformation (DFT) Vorteile bringt. Einzelheiten hierzu sind einzelnen wird hierzu der Registerwert eines Kanals (z.B. ru)

in der Zeitschrift NTZ, Band 30,1977, Seite 159 beschrieben. und der Registerwert des nächsten Kanals (z.B. r22) einem reel-

Die einzelnen Entferungsbereiche sind durch einen entspre- len Multiplizierer (z.B. RMS1) zugeführt. Die Ausgänge dieser chenden Zeitmultiplexbetrieb voneinander getrennt. Am Aus- Multiplizierer RMS1, RMS2 usw. sind mit reellen Addierern gang des Fourier-Transformators FOT liegen die komplexen 50 RASI, RAS2 usw. verbunden. Von den Ausgängen der die aus

Momentanspektren für die verschiedenen Frequenzbereiche jeweils zwei benachbarten Kanälen stammenden Registerwerte vor, welche hier mit fx bis fN bezeichnet sind, und zwar jeweils r12, r23 usw. enthaltenden Registerstufen RGF12, RGF23 usw.

zeitlich nacheinander für die verschiedenen Entfernungsberei- werden halbe komplexe Multiplizierer KMHS12, KMHS23

che. Insgesamt ist somit der gesamte interessierende Doppler- usw. angesteuert, und zwar einerseits mit dem eigentlichen Wert frequenzbereich, also im wesentlichen der Bereich zwischen den 55 z.B. r12 und andererseits mit dem konjugiert komplexen Wert

Festzeichen-Spektrallinien, in N Teilbereiche frequenzmässig z.B. r*12. Allgemein ausgedrückt bilden die Multiplizierer aufgetrennt. Diese N Teilbereiche können sich auch frequenz- RMS1, RMS2 usw. das Produkt aus rf £- r£+1£+1, während die massig gegenseitig überlappen. Multiplizierer KMHS12, KMHS23 usw. das Produkt aus

Die verschiedenen Ausgangssignale an den N Ausgangska- rf f+ x • r*f f+1 liefern. Die Ausgänge dieser halben komplexen nälen des Fourier-Transformators FOT geben an, wie stark der 60 Multiplizierer KMHS12, KMHS23 usw. sind mit dem Minusein-

jeweilige Kanal durch Empfangssignale belegt ist. gang der jeweiligen benachbarten Addierer RASI A, RAS1B

Nachfolgend gilt für die Bezeichnung der einzelnen Schal- usw. verbunden und ergeben zusammen mit dem von den reel-

tungsteile folgende Festlegung: len Multiplizierern RMS1, RMS2 usw. kommenden Werten ei-

Anfangsbuchstaben RM = reeller Multiplizierer ne Differenz, die jeweils als Eingangswert für weitere reelle

Anfangsbuchstaben KM = komplexer Multiplizierer 65 Addierer RAS1B, RAS2B usw. dient. Diesen Addierern wird

Anfangsbuchstaben KMH = halber komplexer Multiplizierer am jeweils zweiten Eingang der Wert a • X zugeführt, wobei

(zwei reelle Multiplikationen zur Berechnung des Betragsqua- aus der Verknüpfung dieser beiden Werte der Schwellwert r]j drats eines komplexen Wertes). für den Kanal 1, r\2 für den Kanal 2 usw. entsteht. Damit sind

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für jeden einzelnen der N Kanäle die Werte für die Entdek-kungsschwellen bis r|N individuell ermittelt und stehen zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung. Der Faktor X legt nach Gleichung (4) die Falschalarmrate fest, während a einen konstanten Faktor darstellt. Im vorliegenden Beispiel wird das Produkt aus Gleichung (4) durch wiederholtes Addieren von Bruchteilen a • X des Proportionalitätsfaktors approximiert, a • X ist für alle Kanäle gleich und kann durch Verschieben der Binärzahl X nach rechts gewonnen werden.

Die Einzelheiten der adaptiven Störungsunterdrückung im Frequenzbereich sind in Fig. 5 gezeichnet. Die Darstellung in Fig. 5 zeigt im einzelnen, wie die inversen 2 X 2-Spektralmatri-zen mit der für die Korrelationsschätzung und die Berechnung der Entdeckungsschwellen verwendeten Rechenstruktur zur Filterung gemäss Gleichung (2) verwendet werden. Am Ausgang jedes der N Kanäle des Fourier-Transformators FOT nach Fig. 3 ist weiterhin je ein halber komplexer Multiplizierer KMHU1, KMHU2 usw. angeschlossen, auf den je ein komplexer Addierer KAU1 A, KAU2A usw., je eine Schaltung zur Betragsbildung BTU1, BTU2 usw. und je ein weiterer reeller Addierer RAU1B, RAU2B usw. folgt. Der zweite Eingang der Multiplizierer KMHU1, KMHU2 usw. ist bei geradzahligen Kanälen (KMHU2, KMHU4 usw.) mit dem Registerinhalt rn, r33 usw. des vorangegangenen Kanals und bei ungeradzahligen Kanälen (KMHU1, KMHU usw.) mit dem Registerinhalt r22, r44 des nachfolgenden Kanals aus den Registern RGF1, RGF2 usw. aus Fig. 3 beaufschlagt. Der durch diese Multiplikation erhaltene Wert gelangt zu den kompelxen Addierern KAU 1A, KAU2A usw., deren Minuseingang jeweils von einem komplexen Multiplizierer KMU12, KMU34 usw. bzw. KMU21, KMU43 usw. angesteuert wird. Bei geradzahligen Kanälen (z.B. f2) werden die zugehörigen Multiplizierer (z.B. KMU12) vom Ausgang des vorangegangenen Kanals (z.B. f j), bei ungeradzahligen Kanälen (z.B. f2) vom Ausgang des nachfolgenden Kanals (z.B. f2) aus mit Eingangswerten versorgt. Die zum jeweils geradzahligen Kanal (z.B. f2) hinübergeführten Multiplizierer (z.B. KMU12) werden zusätzlich mit dem Faktor r* (z.B. r*12), die zum ungeradzahligen Kanal (z.B. fx) geführten Multiplizierer (z.B. KMU21) mit dem Faktor r12 (z.B. rj aus dem diesen beiden Kanälen paarweise jeweils gemeinsamen Register RG12, RG34 usw. versorgt.

In jedem der N Kanäle wird entsprechend Gleichung (3) dem ausgangsseitigen reellen Addierer RAU1B, RAU2B usw. am Minuseingang zusätzlich der Wert r)1: r)3 usw., also der Schwellwert aus Fig. 4 zugeführt und zwar jeweils für zwei benachbarte Kanäle nur einer, vorzugsweise der ungeradzahlige Wert, d.h. für ft und f2 in beiden Fällen der Wert rh, für f3, f4 in beiden Fällen der Wert r|3 usw. Mit der ausgangsseitig angeschlossenen Schaltung SMS wird aus den Ausgangswerten der jedem Kanal zugeordneten reellen Addierstufen RAU1B, RAU2B usw. dasjenige Signal ermittelt, welches seinem Betrag nach das grösste ist.

Die Betragsbildung in BTU1, BTU2 usw. bzw. in SMS kann vorteilhaft approximativ durch eine Addition erreicht werden. Mittels der Schaltung SMS erfolgt die Bestimmung der Zieldopplerfrequenz, d.h. derjenigen Frequenz, welche durch ein echtes Ziel, z.B. ein Flugzeug, verursacht wird. Für den Fall,

dass eine derartige Bestimmung der Zieldopplerfrequenz uninteressant ist, kann an ihre Stelle eine disjunktive Verknüpfung gesetzt werden, die ebenfalls durch eine Subtraktion durchgeführt wird. Es ist daher denkbar, dass die Operationen, welche durch die komplexen Addierer RAF1, RASI A, KAUl A, RAU1B usw. sowie die Schaltungen zur Betragbildung BTU1, BTU2 usw. und die Schaltung SMS bewirkt werden, von einer einzigen Reihe von Addierern durchgeführt werden können. Da digitale Addierer sehr billig sind, ist abzuwägen, ob die Ersparnis den durch Multiplexen in Kauf genommenen zusätzlichen Steuerungsaufwand rechtfertigt.

Mit etwa der gleichen Struktur kann auch eine abgewandel-5 te Filtermethode realisiert werden, die in ihrer Wirkung der in Fig. 5 dargestellten Anordnung entspricht. Einzelzeiten hierzu sind in Fig. 6 gezeichnet. In jedem Kanal ist vorgesehen ein Multiplizierer KMV1, KMV2 usw., ein Addierer KAV1A, KAV2A usw., eine Schaltung zur Betragsbildung BTV1, BTV2 ic usw. und ein weiterer Addierer RAV1B, RAV2B usw. Die Multiplizierer KMV1, KMV2 usw. erhalten am zweiten Eingang den Registerwert r22, r33 usw. des Registers RGF2, RGF3 usw. des nachfolgenden Kanals. Beim letzten Kanal N wird der Wert rn des ersten Kanals verwendet. Im Gegensatz zu den Anord-15 nungen nach Fig. 5 werden hier jedoch nicht je zwei Kanäle paarweise zur gegenseitigen Dekorrelation zusammengefasst, sondern je ein Kanal durch seinen rechten (ggf. auch umgekehrt durch seinen linken) Nachbarkanal dekorreliert. Hierzu wird das Ausgangssignal des nachfolgenden Kanals (z.B. f2) einem 20 halben komplexen Multiplizierer (z.B. KMHV21) zugeführt, dessen zweiter Eingang aus dem Zwischenregister (z.B. RGF12) der Registerwert r*f f+1 (z.B. r*12) zugeführt wird. Das so erhaltene Produkt gelangt zum Minuseingang des benachbarten Addierers z.B. KAV1A. Nachteilig gegenüber Fig. 5 ist, 25 dass alle Schwellenwerte r^, r)2 usw. berechnet und den Addierern KAV1B, KAV2B usw. zugeführt werden müssen. Gleiches gilt für die Kreuzkorrelationswerte r12, r23, R34 usw., von denen in Fig. 5 nur die Hälfte benötigt wird.

30 Die Erfindung stellt eine besonders vorteilhafte Lösung zur adaptiven Unterdrückung von Störechos in Radargeräten, insbesondere mit schrittweiser Raumabtastung dar. Das Verfahren arbeitet gleichmässig gut für beliebige Formen des Stördopplerspektrums, insbesondere auch bei der Überlagerung von mehre-35 ren Störeinflüssen mit unterschiedlicher Mittenfrequenz. Die Verluste im Signal-zu-Störleistungsverhältnis sind bei diesem suboptimalen Verfahren nicht grösser als 3 dB gegenüber dem optimal erreichbaren Gewinn. Derartig günstige Werte werden von anderen bislang bekannten Verfahren nicht erreicht. Wegen 40 seiner sehr einfachen Rechenstruktur ist das Verfahren gerade für realzeitliche Signalverarbeitung geeignet. Die einfache Struktur führt darüber hinaus zu einem weiteren Vorteil, weil damit die Störungsunterdrückung unempfindlich ist gegenüber schlechter Kondition der Störkovarianzmatrix, wie sie bei stark 45 korrelierten Störungen auftreten kann. Dadurch stellt das Verfahren nur geringe Anforderungen an die Rechengenauigkeit.

In Fig. 7 ist das Blockschaltbild eines Radarempfängers mit einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung dargestellt. Dabei ist die Antenne mit AN, der Sender mit SEN, der Kohä-50 renzoszillator mit COH und der Demodulator für die komplexe Démodulation mit DEM bezeichnet. Die beiden Ausgänge I und Q des Demodulators sind über Abtast- und Halteschaltungen mit jeweils nachgeschalteten A/D Wandlern (insgesamt mit SAD bezeichnet) mit dem Fourier-Transformator FOT verbun-55 den. Das störadaptive Entdeckungssystem nach der Erfindung ist durch gestrichelte Linien umschlossen und enthält die Stö-rungsunterdrückungsschaltung STU, die Entdeckungsschaltung ENT, die Schaltung zur Korrelationsschätzung KOS (für rf f; rf f+1) und die Schwellenschaltung SWS (fürr)f). Die Schaltung 60 für die Korrelationsschätzung KOS wird direkt vom Ausgang des Fourier-Transformators FOT angesteuert und ist ausgangsseitig sowohl mit der Störungsunterdrückungsschaltung STU als auch der Schwellschaltung SWS verbunden. Letztere steuert direkt die Entdeckungsschaltung. Die weitere Verarbeitung er-65 folgt z.B. in einer Anzeigeschaltung ANZ oder in sonstigen Auswerteschaltungen (z.B. Rechnern).

Das erfindungsgemässe Verfahren unterdrückt ebenfalls Bodenclutterstörungen. Wird dem Fourier-Transformator FOT

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jedoch je ein MTI-Filter im I- und Q-Kanal vorgeschaltet (in Fig. 7 zwischen A/D-Wandler SAD und Fourier-Transformator FOT), so wird damit die Dynamik der Echosignale reduziert.

Dies führt zu Ersparnis an Rechengenauigkeit des Fourier-Transformators FOT sowie des nachfolgenden Entdeckungssystems.

C

3 Blatt Zeichnungen

Claims (9)

1. 638 319 2

   PATENTANSPRÜCHE Transformators (FOT) zur Durchführung der Dekorrelation

   1. Adaptiv arbeitendes Verfahren zur Unterdrückung von durch komplexe Multiplizierer (KMU12, KMU21) und Addie-Störanteilen des Dopplerfrequenzspektrums bei einem Radar- rer (KAU1A, KAIJ2A ...) kreuzweise miteinander und über empfänger mit kohärenter Integration, dadurch gekennzeich- weitere halbe komplexe Multiplizierer (KMHU1, KMHU2 net, dass die Reihenfolge von Störungsunterdrückung und ko- 5 . ..) mit den Registerwerten (ru, r22 .. •) verknüpft sind, härenter Integration derart gewählt ist, dass die Echowerte zu- 10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, erst einer Schaltung zur Druchführung der Fourier-Transforma- dadurch gekennzeichnet, dass mittels einer Schaltung zur Maxi-tion zugeführt werden und dann gezielt die Unterdrückung der mumsuche (SMS) der durch Zielechosignale belegte Kanal er-Störanteile im Frequenzbereich durchgeführt wird, und dass aus mittelt wird.

   der optimalen Entdeckungsvorschrift dadurch ein suboptimales, io für den Realzeitbetrieb geeignetes Entdeckungsverfahren abge-

   leitet wird, dass aus der Leistungsspektralmatrix (R) zur Hauptdiagonalen symmetrische Untermatrizen (Rf) gebildet werden,

   wodurch eine approximative Dekorrelation der Störanteile erreicht wird. 15 Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Unter-
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, drückung von Störanteilen des Dopplerfrequenzspektrums bei dass die Ordnung der Untermatrizen (Rf) klein gewählt ist ge- einem Radarempfänger mit kohärenter Integration.

   genüber der Ordnung der Leistungsspektralmatrix (R). Störungen infolge von Reflexionen an bewegten Reflekto-
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, ren, insbes. Wetter- und Seegangsstörungen («clutter») sind dass die Untermatrizen die Ordnung 2 aufweisen. 20 hinsichtlich ihres Dopplerspektrums unbekannt und die Unter-
4. 4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, drückung solcher Störungen bei Radargeräten muss daher adap-dass die Verknüpfung der Ausgangssignale der einzelnen Kanä- tiv erfolgen. Filter mit fester Übertragungsfunktion wie die be-le der diskreten Fourier-Transformation so vorgenommen wird, kannten Schaltungen zur Festzeichenunterdrückung (sog. MTI-dass ein Zielsignal jeweils im wesentlichen nur in einem Kanal Filter) versagen hier. Zwei Methoden der adaptiven Unterdrük-auftritt und der andere Kanal nur als Referenzkanal zur Mes- 25 kung von Störechos sind z.Zt. bekannt. Beide Verfahren werden sung des Störsignals und zur Dekorrelation dient. unmittelbar auf die Echowerte, d.h. vor einer eventuellen kohä-
5. 5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, renten Integration, angewendet. Bei dem sogenannten «clutter dass bei mehreren Dopplerfiltern mit überlappenden Durchlass- locking» wird die Dopplermittenfrequenz des Störspektrums bereichen, die Dekorrelation nicht mit dem jeweiligen Nachbar- geschätzt und dazu benutzt, den Sperrbereich eines gewöhnli-kanal, sondern mit einem anderen, vorzugsweise dem nächsten 30 chen MTI-Filters zu verschieben. Dies kann durch Veränderung nicht überlappenden Kanal durchgeführt wird. der Frequenz des Kohärenzoszillators oder durch entsprechen-
6. 6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Anssprüche, de Phasendrehungen der Echowerte erfolgen. Einzelheiten dadurch gekennzeichnet, dass die Untermatrizen (Rf) so ge- hierzu sind in «EASCON 73 Record», (1973) IEEE, Seiten 170 wählt werden, dass sie sich nicht gegenseitig überlappen (Fig. 2). bis 176 beschrieben.
7. 7. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens 35 Dieses Verfahren hat den Nachteil, dass man zur Störecho-nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass von Echosigna- Unterdrückung auf die Übertragungsfunktion des Filters zur len in einer Abtast- und Halteschaltung (SAD in Fig. 7) abgelei- Festzeichenunterdrückung (MTI-Filters) angewiesen ist. Man tete Abtastwerte einem Fourier-Transformator (FOT) zuge- schiebt den Sperrbereich auf die Mittenfrequenz der Störung, führt sind, dessen Kanalausgänge (ft bis fN) in einem ersten kann sich im übrigen jedoch dem Verlauf des Störspektrums, Schaltungszweig zur Korrelationsschätzung (KOS) mit je einem 40 insbesondere der Bandbreite, nicht anpassen. Das Verfahren Register (RGF1 bis RGFN) zur Berechnung von Registerwer- versagt gänzlich, wenn die Störung aus der Überlagerung meh-ten (rff) für jeden Ausgangskanal und mit einer nachfolgenden rerer Anteile mit unterschiedlicher Mittenfrequenz besteht. Das Schwellenwertschaltung (SWS in Fig. 7) zur Berechnung der genannte Verfahren kann in Radargeräten mit kontinuierlicher Schwellenwerte für eine Entdeckungsschaltung (ENT in Fig. 7) Raumabtastung angewendet werden. Bei der Verwendung in verbunden sind und dass die Kanalausgänge (f 1 bis fN) des Fou- 45 Radargeräten mit schrittweiser Raumabtastung haben derartige rier-Transformators (FOT) in einem zweiten Schaltungszweig Filterverfahren den Nachteil, dass die Anzahl der Echowerte mit einer Störunterdrückungsschaltung (STU), an die sich die um die Anzahl der Filterkoeffizienten verkleinert wird. Dies Entdeckungsschaltung (ENT) anschliesst, verbunden sind und bewirkt eine Verkürzung der üblicherweise nachfolgenden ko-dass die Schaltelemente der einzelnen Übertragungskanäle in härenten Integration.

   der Störunterdrückungsschaltung (STU) mit den Registerwer- 50 Bei einem anderen Verfahren wird die azimutale Korrelaten (rff) und die in der Entdeckungsschaltung (ENT) mit den tion eines Störgebietes geschätzt und daraus ein Transversalfil-Schwellenwerten (rif) beaufschlagt sind. ter zur Unterdrückung der Störung berechnet.
8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekenn- Dieses Filter erfordert einen relativ komplizierten Algorith-zeichnet, dass an die Ausgänge (f1; f2 bis fN) des Fourier-Trans- mus und eine grössere Rechengenauigkeit (ca. 12 Bit) zur Be-formators (FOT) in der Schaltung zur Korrelationsschätzung 55 rechnung der Filterkoeffizienten aus der geschätzten Störkorre-(KOS) je ein halber komplexer Multiplizierer (KMHF1 bis lation.

   KMHFN) und zwischen jeweils zwei Ausgängen (fx und f2; f2 Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, die Unterdrük-und f3 .. .) je ein komplexer Multiplizierer (KMF12, KMF23 kung von Störanteilen im Dopplerspektrum zu verbessern. Ge-...) angeschlossen ist und dass der Ausgang jedes Multiplizie- mäss der Erfindung wird dies bei einem Verfahren der eingangs rers (KMHF1, KKMF12 ...) über reelle und komplexe Addie- 60 genannten Art dadurch erreicht, dass die Reihenfolge von Störer (P AFI, KAF12 . ..) und je ein Register (RGF1,RGF12 rungsunterdrückung und kohärenter Integration derart gewählt ...) mit je einer Rückführschleife zur Mittelwertbildung über ist, dass die Echowerte zuerst einer Schaltung zur Durchführung mehrere Entfernungskanäle die Registerwerte (rn, r12 in Fig. 3) der Fourier-Transformation zugeführt werden und dann gezielt zur Berechnung der Schwellenwerte ( x, 2 ■ ■ - m F'g- 4) und die Unterdrückung der Störanteile im Frequenzbereich durch-zur Störunterdrückung (Fig. 5, 6) liefert. 65 geführt wird, und dass aus der optimalen Entdeckungsvorschrift
9. 9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 und 8, dadurch ein suboptimales, für den Realzeitbetrieb geeignetes dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgänge aufeinanderfolgen- Entdeckungsverfahren abgeleitet wird, dass aus der Leistungs-der Kanalpaare (f j und f2; f3 und f4 ... in Fig. 5) des Fourier- Spektralmatrix zur Hauptdiagonalen symmetrische Untermatri-

   3

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   zen gebildet werden, wodurch eine approximative Dekorrelation der Störanteile erreicht wird.

   Auf diese Weise ist eine gezielte Unterdrückung unerwünschter Störanteile des Dopplerspektrums möglich.