DE4430348C2 - Verfahren zum Trennen von Carrier-Signal und Interferer-Signal in einem Funksignal eines Mobilfunknetzes - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Trennen des Interferer-Signals von dem Carrier-Signal eines Summen­ signals, das in einem Funksignal eines Mobilfunknetzes empfangen wird.

Bei Mobilfunknetzen, bei denen von mehreren Sendern zu verschiedenen Empfängern Carrier-Signale übertragen werden, entstehen an einzelnen Empfängern Interferer-Signale, die am Empfängereingang dem für diesen Empfänger bestimmten Carrier-Signal überlagert werden. Die Interferer- Signale kommen einerseits von den netzeigenen Sendern die andere Empfänger versorgen, oder von Teilen des gesendeten Signals, das den betrachteten Empfänger versorgt, falls diese Teile gewisse Grenzen von noch möglichen Frequenz- oder Laufzeitverschiebung im Funkkanal überschreiten, oder von anderen Störsignalquellen.

Unter Carrier-Signal wird nachfolgend das eigentliche, am Empfänger ankommende, Nutzsignal in einem Funkkanal bezeichnet, das von einer Basisstation zu einem mobilen Empfänger übertragen wird, unter Interferer-Signal wird ein dieses Carrier-Signal störendes Signal verstanden, das sich dem Carrier-Signal überlagert, so daß am Eingang des Empfängers ein aus Carrier und Interferer zusammen­ gesetztes Summensignal entsteht.

Für die verschiedenartigsten Meßaufgaben, beispielsweise zum Messen der Leistung des Interferer-Signals, ist es erforderlich, das Interferer-Signal aus dem Summensignal herauszulösen, also von der Carrier-Signal-Komponente zu trennen. Dies ist im allgemeinen mit üblichen auf Korrelationsbasis arbeitenden Filtern nicht möglich, da das Carrier-Signal zur vorteilhaften Anwendung solcher Filter senderseitig bekannt und empfängerseitig periodisch oder teilperiodisch sein müßte. In vielen Funksignalen sind zwar bekannte Signalabschnitte vorhanden, diese sind aber am Empfänger weder teilperiodisch noch periodisch, denn entweder sind die bekannten Signalabschnitte von vornherein in keiner Weise periodisch oder eine senderseitig vorhandene Periodizität wird bei der Über­ tragung infolge der Fading- oder Dopplereigenschaften des Funkkanals zerstört.

Zur Abschätzung der Funkkanalparameter eines Mobilfunk­ netzes ist es an sich bekannt, aus der bekannten Trai­ ningssequenz des TDMA-Verfahrens des Carrier-Signals ein System von orthonormalen Signalvektoren zu bilden und das empfängerseitig empfangene Summensignal auf dieses Signalvektor-System zu projizieren (US 5 231 648). Bei diesem bekannten Verfahren wird zusätzlich nocch die Kovarianzmatrix als Information über das statistische Verhalten des Interferenzsignals bei der Bildung des orthonormalen Signalvektor-Systems benutzt. Außerdem wird mit diesem bekannten Verfahren nicht das Car­ rier-Signal berechnet, sondern eine Hilfsgröße hierfür. Solche Verfahren sind auch zur Erkennung von unbekannten Mustern bekannt, bei denen aus einem unbekannten Ein­ gangssignal-Vektor ein System von orthonormalen Signal­ vektoren gebildet wird und diese dann mit bekannten vorgespeicherten Referenzvektoren verglichen werden (US 4 752 957).

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein einfaches Verfahren zum Trennen des Interferer-Signals von einem Summensignal aufzuzeigen, das aus der Überlagerung eines bekannten aber empfängerseitig nicht notwendig periodischem Carrier-Signal und dem Interferer-Signal besteht.

Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren gemäß Hauptanspruch, vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung geht aus von der Erkenntnis, daß ausgewählte Signalabschnitte des Carrier-Signals sowohl bezüglich Betrag als auch bezüglich Phase über die Zeit bekannt und genormt sind, also als Signalvektordaten zur Verfügung stehen. Das gesendete Signal gelangt bei Mehrwegeaus­ breitung in verschiedenen Pfaden zum Empfänger, wobei sich die Signale aus jenen Pfaden, in denen Zeit- und Frequenzverschiebung in netzspezifischen Grenzen liegen, am Empfänger zum Carrier-Signal überlagern, welches sich wiederum mit dem Interferer-Signal zum Summensignal überlagert. Obwohl die genauen Werte für Dämpfung, Zeitverschiebung und Frequenzverschiebung für jeden dieser Pfade unbekannt sind, kann das Carrier-Signal empfangs­ seitig rekonstruiert werden, indem der Summensignalvektor auf ein System von orthonormalen Signalvektoren projiziert wird, die aus den Daten des bekannten Signalabschnitts und den Grenzen für die Zeit- und Frequenzverschiebung berechnet werden. Durch Projektion des im Empfänger empfangenen Summensignal-Vektors auf dieses aus den bekannten Carrier-Signaldaten gewonnenen System von orthonormalen Signalvektoren kann also der Carrier-Vektor bestimmt werden und durch Subtraktion dieses Carrier-Vektors vom Summensignalvektor wird auf diese Weise der Interferer-Signalvektor gewonnen, der dann unabhängig vom Carrier-Signal zu weiteren Messungen, beispielsweise zum Messen der Leistung des Interferer-Signals ausgewertet werden kann. Das erfindungsgemäße Verfahren kann dabei entweder unmittelbar im Zeitbereich durchgeführt werden, indem das Summensignal beispielsweise als komplexe zwei­ wertige digitale Abtastwertfolge eines IQ-Demodulators ausgewertet wird oder als reelle einwertige Abtastfolge eines Zwischenfrequenzausgangs eines Empfängerdemodu­ lators. Auch eine Aufbereitung im Frequenzbereich ist möglich, indem das Summensignal einer diskreten Fourier­ transformation unterworfen und so in ein Spektrum umge­ wandelt wird. In all diesen Fällen werden aus den vorge­ gebenen bekannten Signalvektoren die zugehörigen ortho­ normalen Signalabschnitte nach bekannten Verfahren berechnet und anschließend zur Projektion ausgenutzt.

Die Anzahl der für die Projektion benutzten orthonormalen Signalabschnitte sollte einerseits möglichst gering sein, um im durch Projektion gefilterten Carrier-Signalvektor möglichst wenig Anteile des Interferer-Signalvektors zu erhalten, andererseits sollte sie möglichst groß sein, um im durch Subtraktion bestimmten Interferer Signalvektor möglichst wenig Carrier-Signalanteile zurückzulassen. In der Praxis werden die besten Ergebnisse mit einem entsprechenden Kompromiß erzielt. Die aus dem erfindungs­ gemäßen Verfahren resultierende Filterdynamik D_C bzw. D_I richtet sich danach, wieviel Carrier-Signal gegenüber dem gesamten Carrier-Signal maximal im berechneten Inter­ ferer-Signal noch enthalten sein kann (D_C) bzw. wieviel Interferer-Signal gegenüber dem gesamten Interferer-Signal im berechneten Carrier-Signal im Durchschnitt enthalten ist (D_I).

Die Filterdynamik D_C wird bei der Berechnung der ortho­ normalen Signalabschnitte vorgegeben. Es werden dann so viele orthonormale Signalabschnitte berechnet, bis das Filter die Carrier-Dynamik D_C erreicht hat.

Die Filterdynamik D_I verschlechtert sich mit zunehmender Filterdynamik D_C. D_I kann bestimmt werden, indem man Summensignale ohne Carrier filtert und das Verhältnis aus der mittleren Leistung des Summensignals (= Inter­ ferer-Signal) zur mittleren Leistung des vermeintlich gefilterten Carrier-Signals berechnet.

Als ausgewählter Signalabschnitt, von dem senderseitig die Signalvektoren bekannt sind, eignet sich bei einem GSM-Mobilfunksignal beispielsweise der Dummy-Burst, eine kurze oder eine erweiterte Trainingssequenz oder ein Frequenz-Korrektur-Burst oder auch ein Teil dieser Signalabschnitte, wie sie in "Recommandation GSM 05.02" der ETSI-PT 12 vom Januar 1990 näher definiert sind. Daraus kann dann ein orthonormales System von nur einem oder mehreren orthonormalen Signalvektoren berechnet werden. Für ein DECT-Signal ist beispielsweise die Synchronisationssequenz allein oder zusammen mit der N_T-Sequenz im A-Feld oder ein Teil der genannten Sequenzen als senderseitig bekannter Signalabschnitt geeignet, wie sie für das DECT-Signal beispielsweise definiert sind in ETS 300 175-2.

Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert.

Fig. 1 Entstehung des Summensignals in einem Funknetz,

Fig. 2 Überlagerung des zu filternden Carrier-Signalabschnittes A,

Fig. 3 Frequenz und Zeitverschiebungen zur Bildung von Carrier-Signalen aus denen das System orthonormaler Signalabschnitte berechnet werden kann,

Fig. 4 Carrier Signal des um f_i frequenz- und um t_i zeitverschobenen bekannten Signalabschnittes S_b,

Fig. 5 Hardwarekonfiguration des Filters.

Bei Carrier-und Interferenzsignalmessungen wird nicht immer das ganze vom Sender (5) gesendete Signal (1) am Empfänger (7) als Carrier-Signal (2) betrachtet. Vielmehr handelt es sich nur dann um Carrier-Signalkomponenten (2a), (2b), wenn die zu ihren Ausbreitungspfaden gehörenden Laufzeitunterschiede kleiner sind als eine Schutzperiode t_g und die Dopplerfrequenzen betraglich kleiner sind als eine maximale Dopplerfrequenz f_g.

Signale (3b) mit größeren Laufzeit- oder Frequenzabweichungen gehören ebenso zum Interferersignal (3), wie am Empfänger (7) ankommende Signale (3a) von Störsendern (6).

Je nachdem, ob man den tatsächlich nutzbaren Carrier messen will, oder z. B. das gesamte vom Sender (5) gesendete Signal (1), kann man die Werte für t_g und f_g entweder netzspezifisch oder entsprechend der speziellen Meßaufgabe abweichend von den netzspezifischen Werten wählen.

Aus dem Carrier-Signal (2) wird zuerst der zu filternde Signalausschnitt A (11) für einen bekannten Signalabschnitt S_b (9) bestimmt, der nur von S_b und den jeweiligen Zeit- und Frequenzverschiebungen in den zur Bildung des Carrier-Signals relevanten Pfaden abhängt. Im Besonderen dürfen keine Signalabschnitte (10a), (10b) des unbekannten gesendeten Signals rechts und links von der bekannten Sequenz im Ausschnitt A des Carrier-Signals liegen. Die maximale Länge t_A von A ist gegeben durch die Länge t_S von S_b vermindert um die maximal mögliche Laufzeitdifferenz der nutzbaren Signalteile im Carrier-Signal. Bei der Verwendung der erweiterten Trainingssequenz eines GSM-Signals mit einer Länge von 225 µs als S_b und einer für GSM maximal möglichen Laufzeitdifferenz t_m=18 µs ergibt sich für die maximale Länge von A eine Dauer von t_A=207 µs.

Dann verschafft man sich n verschiedene Vectoren v_i (i=l . . . n) möglicher Carrier-Signale innerhalb des Ausschnitts A, wobei die Darstellungsform der Vektoren v_i mit derjenigen übereinstimmt, in der die zur Filterung bestimmten Vektoren des Summensignals vorliegen werden. Solche Darstellungen sind beispielsweise:

• a) eine Folge von zweiwertigen, komplexen Abtastwerten, abgetastet und digitalisiert mit zwei A/D-Wandlern (16a) und (16b), des Ausschnitts A eines I-Q demodulierten Signals im Zeitbereich aus d äquidistanten Abtastwerten, wobei jeder zweiwertige komplexe Abtastwert aus einem Abtastwert des I (in phase)-Signals als Realteil und einem Abtastwert des Q (quadrature phase)-Signals als Imaginärteil gebildet wird.
• b) eine Folge von d äquidistanten, einwertigen, reellen Abtastwerten, abgetastet und digitalisiert mit einem A/D-Wandler (16a), des Ausschnitts A eines Zwischenfrequenzsignals im Zeitbereich. Die Anzahl d der Abtastwerte muß für einen gleichen Signalabschnitt im allgemeinen höher sein als bei a).
• c) eine Folge aus d komplexen Abtastwerten des Spektrums, das durch diskrete Fouriertransformation aus einer der Folgen aus a) oder b) gebildet wurde. Die Ausführung der diskreten Fouriertransformation zur Berechnung der Abtastwerte des Spektrums erfolgt für das abgetastete und im Speicher (17) abgespeicherte Summensignal (4) mit dem Prozessor (18).

Die Anzahl d der Abtastwerte wird für a) oder b) mindestens so groß gewählt, daß entweder das Abtasttheorem von Shannon [1] erfüllt ist oder im Fall einer Unterabtastung des ZF-Signals bei b) das Signal eindeutig durch die Abtastwerte beschrieben wird. Der Abstand der Abtastwerte wird mit Δt_a bezeichnet.

Die Auswahl der n Vektoren erfolgt auf eine Weise, daß aus den Vektoren v_i jeder andere noch mögliche Signalvektor v_j (j<n) aus den gewählten Vektoren v_i durch Linearkombination bis auf einen Fehler Δv_j unterhalb der Filterdynamik D_C gebildet werden kann. Das heißt

mit einem kleinen Fehler Δv_j für den für alle Vektoren v_i und die Filterdynamik

D_C gilt: |v_i|/|Δv_j|»D_C.

In einfacher Weise können solche Vektoren v_i gefunden werden, indem man n verschiedene um Δt_i zeit- und Δf_i frequenzverschobene Signalabschnitte S_b des Carrier-Signales innerhalb des Abschnittes A (11) abtastet. Dazu wird der Empfänger (15) direkt mit dem Sender (5) verbunden, so daß nur ein Ausbreitungspfad ohne Dopplerfrequenz vorhanden ist. Der Empfänger wird vor der Abtastung des Vektors v_i um die Frequenz -f_i in seiner für das Carrier-Signal nötigen Empfangsfrequenzlage verstimmt. Dadurch wird der Dopplereffekt mit der Frequenz f_i simuliert.

In Fig. 4 ist gezeigt, wie man den um f_i frequenzverschobenen bekannten Signalabschnitt S_b (13) um t_i zeitverschoben zu den Zeitenpunkten t₁ bis t_d abtasten muß, um die Vektorwerte von v_i entsprechend einer Darstellungsform a) oder b) zu erhalten. Man beginnt die Abtastung zur Zeit t₁=t_S-t_A-t_i. Die Darstellungsform c) erhält man durch anschließende Fouriertransformation.

Für die Vektoren v_i werden die Zeitverschiebungen Δt_i innerhalb der für das Carrier-Signal möglichen Zeitverschiebungen so gewählt, daß der Abstand zwischen zwei benachbarten Zeitverschiebungen (12a) kleiner oder höchstens gleich dem Abstand der Abtastwerte Δt_a der Folge aus a) oder b) ist.

Zu jeder Zeitverschiebung werden nun noch Frequenzverschiebungen Δf_i innerhalb der für das Carrier-Signal zulässigen Frequenzverschiebungen ausgewählt. Der maximale Abstand (12b) zwischen benachbarten Frequenzverschiebungen wird um das 10- bis 50fache kleiner gewählt, als der Reziprokwert von t_A. Je dichter Zeit- und Frequenzverschiebungen (12a), (12b) gesetzt werden, desto höher ist die maximal erreichbare Filterdynamik D_C.

Die Lagen (12) der nötigen Zeit- und Frequenzverschiebungen zur Erzeugung der Vektoren v_i für ein GSM-Signal mit t_g=18 µs und f_g=100 Hz ist in Fig. 3 dargestellt. In diesem Beispiel werden 30 Vektoren v_i mit 10 Zeitverschiebungen und 3 Frequenzverschiebungen gebildet.

Nun werden aus den n Vektoren v_i die m orthonormalen Vektoren p_k, die m orthonormale Signalabschnitte darstellen, gebildet. Ein System von orthonormalen Vektoren ist dadurch gekennzeichnet, daß das skalare Produkt (p_r·p_s) für alle r≠s zwischen verschiedenen solcher Vektoren in jedem Fall Null ist und der Betrag |p_j| der zu diesem System gehörenden Vektoren gleich Eins ist.

Die Operation (x·y) ist hier das skalare Produkt zwischen den komplexen oder auch reellen Vektoren x und y der Dimension d: x=(x₁, . . ., x_d) und y=(y₁, . . ., y_d) mit (x·y)=x₁*y₁+ . . . +x_d*y_d, wobei der Stern für komplexe Konjugation steht.

Die Dimension entspricht der Anzahl der Abtastwerte des Signalabschnittes A.

Zur Erzeugung von m orthonormalen Projektionsvektoren {p_k}_k=1 ^m aus n Signalvektoren {v_i}_i=1 ⁿ kann ein modifiziertes Orthogonalisierungsverfahren von Schmidt verwendet werden wie es in [2] beschrieben ist. Die Modifikation des Verfahrens ermöglicht es, die Anzahl der benötigten Signalvektoren m herabzusetzen und damit einerseits den Rechenaufwand bei der digitalen Filterung zu reduzieren und andererseits die Trennschärfe des Filters zu verbessern.

In diesem Realisierungsbeispiel des digitalen Filters nach Hauptanspruch wird im folgenden ein modifiziertes Orthogonalisierungsverfahren beschrieben.

Die Projektionsvektoren p_k werden in gleichen, aufeinanderfolgenden Verfahrensschritten bestimmt. Es genügt also, einen solchen Verfahrensschritt und das Abbruchkriterium zu beschreiben.

In jedem Schritt k des Verfahrens verändern sich die n Signalvektoren v_i ^k-1 zu betraglich kleineren Vektoren v_i ^k und es wird ein neuer Projektionsvektor p_k berechnet. Der Index k bezeichnet den jeweiligen Verfahrensschritt.

Im ersten Schritt k=1 werden die Vektoren v_i¹ mit den Signalvektoren v_i vorbelegt (v_i¹=v_i). In den folgenden Schritten k<1 werden von den vorherigen Vektoren v_i ^k-1, die Komponenten abgezogen, die in Richtung des zuletzt berechneten Projektionsvektors p_k-1 zeigen v_i ^k = v_i ^k-1 - (p_k-1·v_i ^k-1) p_k-1. Dadurch sind die Vektoren v_i ^k orthogonal zu den bereits berechneten Projektionsvektoren p_j für j=1 . . . k-1.

Nun sucht man den betraglich größten Vektor v_g ^k mit dem Betrag b_k. Ist 20*log₁₀(b_k/b₁)dB kleiner als die angestrebte Filterdynamik D_C, in der Größenordnung von -5 bis -70 dB, dann bricht das Verfahren an dieser Stelle mit dem gesuchten Orthogonalsystem von m=k-1 Projektionsvektoren {p_i}_i=1 ^k-1 ab. Ansonsten wird der nächste Projektionsvektor aus v_g ^k berechnet. Wie oben gezeigt wurde, sind alle v_i ^k orthogonal zu den bereits berechneten Projektionsvektoren, so daß als neuer Projektionsvektor einfach der auf Eins normierte Vektor v_g ^k gewählt wird p^k = v_g ^k/|v_g ^k|.

Eine Verfeinerung des beschriebenen Orthogonalisierungsverfahrens ist möglich, wenn p_k durch Normierung einer geeigneten Linearkombination aus mehreren Vektoren v_g ^k mit 20*log₁₀(|v_g ^k|/b₁)dB < D_C berechnet wird. Dann ist es möglich die vorgegebene Filterdynamik D_C durch noch weniger Projektionsvektoren p_k zu erreichen.

Die Berechnung solcher Vektoren erfolgt vorteilhaft mit Hilfe eines Computers eventuell unter Benutzung eines dafür geeigneten Mathematikprogrammes.

Mit dem Abspeichern des Systems orthonormaler Vektoren in den Speicher (17) des Filters ist die Vorbereitung des Filters abgeschlossen.

Ein mit dem Empfänger (15) empfangener Signalabschnitt A des Summensignals (4) bestehend aus dem Carrier-Signal (2) und dem Interferer-Signal (3) wird folgendermaßen gefiltert. Er wird als Summensignalvektor s mit Hilfe von A/D-Wandlern (16a), (16b) in eine geeigneten Darstellungsformen, z. B. einer unter a), b) oder c) in Form von d komplexen oder reellen Zahlenwerten gebracht und in einen Teil des zum Filter gehörenden Speichers (17) übertragen. Das zu dieser Darstellungsform gehörende orthonormale System von Vektoren {p_k}_k=1 ^m ist bereits in einem anderen Teil des zum Filter gehörenden Speichers abgespeichert worden. Der zum Filter gehörende Prozessor (18) berechnet den Carrier-Signal-Vektor c in der gewählten Darstellungsform durch die Projektion des Summensignalvektors s auf das System {p_k}_k=1 ^m durch Ausführung der Additions- und Multiplikationsoperationen, die durch folgende in Vektordarstellung angegebene Formel vorgeschriebenen werden:

Dabei wurde wieder die Formel für das oben beschriebene skalare Produkt verwendet. Der Carrier-Signal-Vektor kann mit Hilfe anderer Verfahren, z. B. zur Leistungsberechnung, weiterverarbeitet werden.

Nach Ausführung der Projektion wird nun der Interferer-Signalvektor f durch Subtraktion in der gewählten Darstellungsform berechnet. Dazu werden mit Hilfe des zum Filter gehörenden Prozessors je nach Darstellungsform d reelle bzw. komplexe Subtraktionen entsprechend der in Vektordarstellung geschriebenen Formel f= s - c ausgeführt.

In einer Darstellung des Interferer-Signalvektors im Zeitbereich kann die Leistung oder die zeitliche Leistungsverteilung des Interferer-Signals zur Beurteilung der absoluten Störleistung des Carrier-Signals berechnet werden. Aus der Leistung des Carrier-Signals und der des Interferer- Signals kann das C/I Verhältnis als Verhältnis aus der Carrier-Signal-Leistung zur Interferer- Signal-Leistung ermittelt werden. Weiterhin kann der Dateninhalt des getrennten Interferer- Signals bestimmt werden.

In der Darstellung des Interferer-Signalvektors f im Frequenzbereich ist ebenfalls eine absolute Leistungsbestimmung des Interferersignals sowie die Bestimmung der spektralen Leistungsdichteverteilung möglich. Die spektrale Leistungsdichteverteilung erhält man dann durch die Bildung der Betragsquadrate der einzelnen Komponenten des Interferer-Signalvektors f. Sie eignet sich zur Beurteilung der Art der Interferenz, speziell wenn es sich um netzfremde Störungen handelt oder Gleichkanalstörungen und Nachbarkanalstörungen unterschieden werden sollen.

Literatur

[1] The Mathematical Theory Of Communication; C. E. Shannon, W. Weaver; The University of Illinois Press: Urbana, 1962,
[2] Taschenbuch der Mathematik; Bronstein, Semendjajew, Verlag Harri Deutsch Zürich und Frankfurt/M., 1968.

Claims (6)

1. Verfahren zum Trennen des Interferer-Signals von dem in einem Funkkanal eines Mobilfunknetzes empfangenen Summensignal, bei dem aus den Signalvektoren eines ausgewählten bekannten Signalabschnittes des Carrier-Signals ein System von orthonormalen Signalvektoren gebildet und das empfangene Summensignal auf dieses orthonormale Signalvektor-System projiziert wird, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das orthonormale Signalvektor- System ausschließlich aus zeit- und frequenzver­ schobenen Signalvektoren des bekannten Signalabschnittes gebildet und so der Signalvektor des Carrier-Signals bestimmt wird und durch Subtraktion des Carrier-Vektors vom Summensignalvektor der Interferer-Signalvektor berechnet und weiter ausgewertet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Summensignal am Ausgang eines IQ-Demodulators gewonnen und als komplexe zweiwertige Abtastwertfolge ausgewertet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Summensignal am Zwischenfrequenzausgang eines Demodulators vorliegt und als reelle einwertige Abtastwertfolge ausgewertet wird.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwertfolge des Summensignals durch diskrete Fouriertransformation in eine spektrale Abtastwertfolge umgewandelt wird und das Verfahren in der Spektral­ darstellung durchgeführt wird.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem GSM-Signal der senderseitig bekannte Signalvektor des Dummy-Bursts, einer kurzen oder erweiterten Trainingssequenz oder eines Frequenz-Korrektur-Bursts oder eines Teils dieser Sequenzen für die Bildung des orthonormalen Signalvektor-Systems ausgenutzt wird.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß für ein DECT-Signal der senderseitig bekannte Signalvektor der Synchronisationssequenz allein oder mit der N_T-Sequenz im A-Feld oder ein Teil dieser Sequenzen zur Bildung des orthonormalen Signalvek­ tor-Systems benutzt wird.