DE4430348C2 - Verfahren zum Trennen von Carrier-Signal und Interferer-Signal in einem Funksignal eines Mobilfunknetzes - Google Patents
Verfahren zum Trennen von Carrier-Signal und Interferer-Signal in einem Funksignal eines MobilfunknetzesInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Trennen des
Interferer-Signals von dem Carrier-Signal eines Summen
signals, das in einem Funksignal eines Mobilfunknetzes
empfangen wird.
Bei Mobilfunknetzen, bei denen von mehreren Sendern zu
verschiedenen Empfängern Carrier-Signale übertragen
werden, entstehen an einzelnen Empfängern Interferer-Signale,
die am Empfängereingang dem für diesen Empfänger
bestimmten Carrier-Signal überlagert werden. Die Interferer-
Signale kommen einerseits von den netzeigenen
Sendern die andere Empfänger versorgen, oder von Teilen
des gesendeten Signals, das den betrachteten Empfänger
versorgt, falls diese Teile gewisse Grenzen von noch
möglichen Frequenz- oder Laufzeitverschiebung im Funkkanal
überschreiten, oder von anderen Störsignalquellen.
Unter Carrier-Signal wird nachfolgend das eigentliche,
am Empfänger ankommende, Nutzsignal in einem Funkkanal
bezeichnet, das von einer Basisstation zu einem mobilen
Empfänger übertragen wird, unter Interferer-Signal wird
ein dieses Carrier-Signal störendes Signal verstanden,
das sich dem Carrier-Signal überlagert, so daß am Eingang
des Empfängers ein aus Carrier und Interferer zusammen
gesetztes Summensignal entsteht.
Für die verschiedenartigsten Meßaufgaben, beispielsweise
zum Messen der Leistung des Interferer-Signals, ist es
erforderlich, das Interferer-Signal aus dem Summensignal
herauszulösen, also von der Carrier-Signal-Komponente
zu trennen. Dies ist im allgemeinen mit üblichen auf
Korrelationsbasis arbeitenden Filtern nicht möglich,
da das Carrier-Signal zur vorteilhaften Anwendung solcher
Filter senderseitig bekannt und empfängerseitig periodisch
oder teilperiodisch sein müßte. In vielen Funksignalen
sind zwar bekannte Signalabschnitte vorhanden, diese
sind aber am Empfänger weder teilperiodisch noch periodisch,
denn entweder sind die bekannten Signalabschnitte
von vornherein in keiner Weise periodisch oder eine
senderseitig vorhandene Periodizität wird bei der Über
tragung infolge der Fading- oder Dopplereigenschaften
des Funkkanals zerstört.
Zur Abschätzung der Funkkanalparameter eines Mobilfunk
netzes ist es an sich bekannt, aus der bekannten Trai
ningssequenz des TDMA-Verfahrens des Carrier-Signals
ein System von orthonormalen Signalvektoren zu bilden
und das empfängerseitig empfangene Summensignal auf dieses
Signalvektor-System zu projizieren (US 5 231 648).
Bei diesem bekannten Verfahren wird zusätzlich nocch die
Kovarianzmatrix als Information über das statistische
Verhalten des Interferenzsignals bei der Bildung des
orthonormalen Signalvektor-Systems benutzt. Außerdem
wird mit diesem bekannten Verfahren nicht das Car
rier-Signal berechnet, sondern eine Hilfsgröße hierfür.
Solche Verfahren sind auch zur Erkennung von unbekannten
Mustern bekannt, bei denen aus einem unbekannten Ein
gangssignal-Vektor ein System von orthonormalen Signal
vektoren gebildet wird und diese dann mit bekannten
vorgespeicherten Referenzvektoren verglichen werden
(US 4 752 957).
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein einfaches Verfahren
zum Trennen des Interferer-Signals von einem Summensignal
aufzuzeigen, das aus der Überlagerung eines bekannten
aber empfängerseitig nicht notwendig periodischem
Carrier-Signal und dem Interferer-Signal besteht.
Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren gemäß
Hauptanspruch, vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich
aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung geht aus von der Erkenntnis, daß ausgewählte
Signalabschnitte des Carrier-Signals sowohl bezüglich
Betrag als auch bezüglich Phase über die Zeit bekannt
und genormt sind, also als Signalvektordaten zur Verfügung
stehen. Das gesendete Signal gelangt bei Mehrwegeaus
breitung in verschiedenen Pfaden zum Empfänger, wobei
sich die Signale aus jenen Pfaden, in denen Zeit- und
Frequenzverschiebung in netzspezifischen Grenzen liegen,
am Empfänger zum Carrier-Signal überlagern, welches sich
wiederum mit dem Interferer-Signal zum Summensignal
überlagert. Obwohl die genauen Werte für Dämpfung,
Zeitverschiebung und Frequenzverschiebung für jeden dieser
Pfade unbekannt sind, kann das Carrier-Signal empfangs
seitig rekonstruiert werden, indem der Summensignalvektor
auf ein System von orthonormalen Signalvektoren projiziert
wird, die aus den Daten des bekannten Signalabschnitts
und den Grenzen für die Zeit- und Frequenzverschiebung
berechnet werden. Durch Projektion des im Empfänger
empfangenen Summensignal-Vektors auf dieses aus den
bekannten Carrier-Signaldaten gewonnenen System von
orthonormalen Signalvektoren kann also der Carrier-Vektor
bestimmt werden und durch Subtraktion dieses Carrier-Vektors
vom Summensignalvektor wird auf diese Weise der
Interferer-Signalvektor gewonnen, der dann unabhängig
vom Carrier-Signal zu weiteren Messungen, beispielsweise
zum Messen der Leistung des Interferer-Signals ausgewertet
werden kann. Das erfindungsgemäße Verfahren kann dabei
entweder unmittelbar im Zeitbereich durchgeführt werden,
indem das Summensignal beispielsweise als komplexe zwei
wertige digitale Abtastwertfolge eines IQ-Demodulators
ausgewertet wird oder als reelle einwertige Abtastfolge
eines Zwischenfrequenzausgangs eines Empfängerdemodu
lators. Auch eine Aufbereitung im Frequenzbereich ist
möglich, indem das Summensignal einer diskreten Fourier
transformation unterworfen und so in ein Spektrum umge
wandelt wird. In all diesen Fällen werden aus den vorge
gebenen bekannten Signalvektoren die zugehörigen ortho
normalen Signalabschnitte nach bekannten Verfahren
berechnet und anschließend zur Projektion ausgenutzt.
Die Anzahl der für die Projektion benutzten orthonormalen
Signalabschnitte sollte einerseits möglichst gering sein,
um im durch Projektion gefilterten Carrier-Signalvektor
möglichst wenig Anteile des Interferer-Signalvektors
zu erhalten, andererseits sollte sie möglichst groß sein,
um im durch Subtraktion bestimmten Interferer Signalvektor
möglichst wenig Carrier-Signalanteile zurückzulassen.
In der Praxis werden die besten Ergebnisse mit einem
entsprechenden Kompromiß erzielt. Die aus dem erfindungs
gemäßen Verfahren resultierende Filterdynamik DC bzw.
DI richtet sich danach, wieviel Carrier-Signal gegenüber
dem gesamten Carrier-Signal maximal im berechneten Inter
ferer-Signal noch enthalten sein kann (DC) bzw. wieviel
Interferer-Signal gegenüber dem gesamten Interferer-Signal
im berechneten Carrier-Signal im Durchschnitt enthalten
ist (DI).
Die Filterdynamik DC wird bei der Berechnung der ortho
normalen Signalabschnitte vorgegeben. Es werden dann
so viele orthonormale Signalabschnitte berechnet, bis
das Filter die Carrier-Dynamik DC erreicht hat.
Die Filterdynamik DI verschlechtert sich mit zunehmender
Filterdynamik DC. DI kann bestimmt werden, indem man
Summensignale ohne Carrier filtert und das Verhältnis
aus der mittleren Leistung des Summensignals (= Inter
ferer-Signal) zur mittleren Leistung des vermeintlich
gefilterten Carrier-Signals berechnet.
Als ausgewählter Signalabschnitt, von dem senderseitig
die Signalvektoren bekannt sind, eignet sich bei einem
GSM-Mobilfunksignal beispielsweise der Dummy-Burst, eine
kurze oder eine erweiterte Trainingssequenz oder ein
Frequenz-Korrektur-Burst oder auch ein Teil dieser
Signalabschnitte, wie sie in "Recommandation GSM 05.02"
der ETSI-PT 12 vom Januar 1990 näher definiert sind.
Daraus kann dann ein orthonormales System von nur einem
oder mehreren orthonormalen Signalvektoren berechnet
werden. Für ein DECT-Signal ist beispielsweise die
Synchronisationssequenz allein oder zusammen mit der
NT-Sequenz im A-Feld oder ein Teil der genannten Sequenzen
als senderseitig bekannter Signalabschnitt geeignet,
wie sie für das DECT-Signal beispielsweise definiert
sind in ETS 300 175-2.
Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem
Ausführungsbeispiel näher erläutert.
Fig. 1 Entstehung des Summensignals in einem Funknetz,
Fig. 2 Überlagerung des zu filternden Carrier-Signalabschnittes A,
Fig. 3 Frequenz und Zeitverschiebungen zur Bildung von Carrier-Signalen aus denen das
System orthonormaler Signalabschnitte berechnet werden kann,
Fig. 4 Carrier Signal des um fi frequenz- und um ti zeitverschobenen bekannten
Signalabschnittes Sb,
Fig. 5 Hardwarekonfiguration des Filters.
Bei Carrier-und Interferenzsignalmessungen wird nicht immer das ganze vom Sender (5)
gesendete Signal (1) am Empfänger (7) als Carrier-Signal (2) betrachtet. Vielmehr handelt es sich
nur dann um Carrier-Signalkomponenten (2a), (2b), wenn die zu ihren Ausbreitungspfaden
gehörenden Laufzeitunterschiede kleiner sind als eine Schutzperiode tg und die Dopplerfrequenzen
betraglich kleiner sind als eine maximale Dopplerfrequenz fg.
Signale (3b) mit größeren Laufzeit- oder Frequenzabweichungen gehören ebenso zum
Interferersignal (3), wie am Empfänger (7) ankommende Signale (3a) von Störsendern (6).
Je nachdem, ob man den tatsächlich nutzbaren Carrier messen will, oder z. B. das gesamte vom
Sender (5) gesendete Signal (1), kann man die Werte für tg und fg entweder netzspezifisch oder
entsprechend der speziellen Meßaufgabe abweichend von den netzspezifischen Werten wählen.
Aus dem Carrier-Signal (2) wird zuerst der zu filternde Signalausschnitt A (11) für einen
bekannten Signalabschnitt Sb (9) bestimmt, der nur von Sb und den jeweiligen Zeit- und
Frequenzverschiebungen in den zur Bildung des Carrier-Signals relevanten Pfaden abhängt. Im
Besonderen dürfen keine Signalabschnitte (10a), (10b) des unbekannten gesendeten Signals rechts
und links von der bekannten Sequenz im Ausschnitt A des Carrier-Signals liegen. Die maximale
Länge tA von A ist gegeben durch die Länge tS von Sb vermindert um die maximal mögliche
Laufzeitdifferenz der nutzbaren Signalteile im Carrier-Signal. Bei der Verwendung der
erweiterten Trainingssequenz eines GSM-Signals mit einer Länge von 225 µs als Sb und einer für
GSM maximal möglichen Laufzeitdifferenz tm=18 µs ergibt sich für die maximale Länge von A
eine Dauer von tA=207 µs.
Dann verschafft man sich n verschiedene Vectoren vi (i=l . . . n) möglicher Carrier-Signale
innerhalb des Ausschnitts A, wobei die Darstellungsform der Vektoren vi mit derjenigen
übereinstimmt, in der die zur Filterung bestimmten Vektoren des Summensignals vorliegen
werden. Solche Darstellungen sind beispielsweise:
- a) eine Folge von zweiwertigen, komplexen Abtastwerten, abgetastet und digitalisiert mit zwei A/D-Wandlern (16a) und (16b), des Ausschnitts A eines I-Q demodulierten Signals im Zeitbereich aus d äquidistanten Abtastwerten, wobei jeder zweiwertige komplexe Abtastwert aus einem Abtastwert des I (in phase)-Signals als Realteil und einem Abtastwert des Q (quadrature phase)-Signals als Imaginärteil gebildet wird.
- b) eine Folge von d äquidistanten, einwertigen, reellen Abtastwerten, abgetastet und digitalisiert mit einem A/D-Wandler (16a), des Ausschnitts A eines Zwischenfrequenzsignals im Zeitbereich. Die Anzahl d der Abtastwerte muß für einen gleichen Signalabschnitt im allgemeinen höher sein als bei a).
- c) eine Folge aus d komplexen Abtastwerten des Spektrums, das durch diskrete Fouriertransformation aus einer der Folgen aus a) oder b) gebildet wurde. Die Ausführung der diskreten Fouriertransformation zur Berechnung der Abtastwerte des Spektrums erfolgt für das abgetastete und im Speicher (17) abgespeicherte Summensignal (4) mit dem Prozessor (18).
Die Anzahl d der Abtastwerte wird für a) oder b) mindestens so groß gewählt, daß entweder das
Abtasttheorem von Shannon [1] erfüllt ist oder im Fall einer Unterabtastung des ZF-Signals bei
b) das Signal eindeutig durch die Abtastwerte beschrieben wird. Der Abstand der Abtastwerte
wird mit Δta bezeichnet.
Die Auswahl der n Vektoren erfolgt auf eine Weise, daß aus den Vektoren vi jeder andere noch
mögliche Signalvektor vj (j<n) aus den gewählten Vektoren vi durch Linearkombination bis auf
einen Fehler Δvj unterhalb der Filterdynamik DC gebildet werden kann. Das heißt
mit einem kleinen Fehler Δvj für den für alle Vektoren vi und die Filterdynamik
DC gilt: |vi|/|Δvj|»DC.
In einfacher Weise können solche Vektoren vi gefunden werden, indem man n verschiedene um Δti
zeit- und Δfi frequenzverschobene Signalabschnitte Sb des Carrier-Signales innerhalb des
Abschnittes A (11) abtastet. Dazu wird der Empfänger (15) direkt mit dem Sender (5) verbunden,
so daß nur ein Ausbreitungspfad ohne Dopplerfrequenz vorhanden ist. Der Empfänger wird vor
der Abtastung des Vektors vi um die Frequenz -fi in seiner für das Carrier-Signal nötigen
Empfangsfrequenzlage verstimmt. Dadurch wird der Dopplereffekt mit der Frequenz fi simuliert.
In Fig. 4 ist gezeigt, wie man den um fi frequenzverschobenen bekannten Signalabschnitt Sb (13)
um ti zeitverschoben zu den Zeitenpunkten t₁ bis td abtasten muß, um die Vektorwerte von vi
entsprechend einer Darstellungsform a) oder b) zu erhalten. Man beginnt die Abtastung zur Zeit
t₁=tS-tA-ti. Die Darstellungsform c) erhält man durch anschließende Fouriertransformation.
Für die Vektoren vi werden die Zeitverschiebungen Δti innerhalb der für das Carrier-Signal
möglichen Zeitverschiebungen so gewählt, daß der Abstand zwischen zwei benachbarten
Zeitverschiebungen (12a) kleiner oder höchstens gleich dem Abstand der Abtastwerte Δta der
Folge aus a) oder b) ist.
Zu jeder Zeitverschiebung werden nun noch Frequenzverschiebungen Δfi innerhalb der für das
Carrier-Signal zulässigen Frequenzverschiebungen ausgewählt. Der maximale Abstand (12b)
zwischen benachbarten Frequenzverschiebungen wird um das 10- bis 50fache kleiner gewählt, als
der Reziprokwert von tA. Je dichter Zeit- und Frequenzverschiebungen (12a), (12b) gesetzt
werden, desto höher ist die maximal erreichbare Filterdynamik DC.
Die Lagen (12) der nötigen Zeit- und Frequenzverschiebungen zur Erzeugung der Vektoren vi für
ein GSM-Signal mit tg=18 µs und fg=100 Hz ist in Fig. 3 dargestellt. In diesem Beispiel werden
30 Vektoren vi mit 10 Zeitverschiebungen und 3 Frequenzverschiebungen gebildet.
Nun werden aus den n Vektoren vi die m orthonormalen Vektoren pk, die m orthonormale
Signalabschnitte darstellen, gebildet. Ein System von orthonormalen Vektoren ist dadurch
gekennzeichnet, daß das skalare Produkt (pr·ps) für alle r≠s zwischen verschiedenen solcher
Vektoren in jedem Fall Null ist und der Betrag |pj| der zu diesem System gehörenden Vektoren
gleich Eins ist.
Die Operation (x·y) ist hier das skalare Produkt zwischen den komplexen oder auch reellen
Vektoren x und y der Dimension d: x=(x₁, . . ., xd) und y=(y₁, . . ., yd) mit (x·y)=x₁*y₁+ . . . +xd*yd,
wobei der Stern für komplexe Konjugation steht.
Die Dimension entspricht der Anzahl der Abtastwerte des Signalabschnittes A.
Zur Erzeugung von m orthonormalen Projektionsvektoren {pk}k=1 m aus n Signalvektoren {vi}i=1 n
kann ein modifiziertes Orthogonalisierungsverfahren von Schmidt verwendet werden wie es in [2]
beschrieben ist. Die Modifikation des Verfahrens ermöglicht es, die Anzahl der benötigten
Signalvektoren m herabzusetzen und damit einerseits den Rechenaufwand bei der digitalen
Filterung zu reduzieren und andererseits die Trennschärfe des Filters zu verbessern.
In diesem Realisierungsbeispiel des digitalen Filters nach Hauptanspruch wird im folgenden ein
modifiziertes Orthogonalisierungsverfahren beschrieben.
Die Projektionsvektoren pk werden in gleichen, aufeinanderfolgenden Verfahrensschritten
bestimmt. Es genügt also, einen solchen Verfahrensschritt und das Abbruchkriterium zu
beschreiben.
In jedem Schritt k des Verfahrens verändern sich die n Signalvektoren vi k-1 zu betraglich kleineren
Vektoren vi k und es wird ein neuer Projektionsvektor pk berechnet. Der Index k bezeichnet den
jeweiligen Verfahrensschritt.
Im ersten Schritt k=1 werden die Vektoren vi¹ mit den Signalvektoren vi vorbelegt (vi¹=vi). In den
folgenden Schritten k<1 werden von den vorherigen Vektoren vi k-1, die Komponenten abgezogen,
die in Richtung des zuletzt berechneten Projektionsvektors pk-1 zeigen vi k = vi k-1 - (pk-1·vi k-1) pk-1.
Dadurch sind die Vektoren vi k orthogonal zu den bereits berechneten Projektionsvektoren pj für
j=1 . . . k-1.
Nun sucht man den betraglich größten Vektor vg k mit dem Betrag bk. Ist 20*log₁₀(bk/b₁)dB
kleiner als die angestrebte Filterdynamik DC, in der Größenordnung von -5 bis -70 dB, dann
bricht das Verfahren an dieser Stelle mit dem gesuchten Orthogonalsystem von m=k-1
Projektionsvektoren {pi}i=1 k-1 ab. Ansonsten wird der nächste Projektionsvektor aus vg k
berechnet. Wie oben gezeigt wurde, sind alle vi k orthogonal zu den bereits berechneten
Projektionsvektoren, so daß als neuer Projektionsvektor einfach der auf Eins normierte Vektor vg k
gewählt wird pk = vg k/|vg k|.
Eine Verfeinerung des beschriebenen Orthogonalisierungsverfahrens ist möglich, wenn pk durch
Normierung einer geeigneten Linearkombination aus mehreren Vektoren vg k mit
20*log₁₀(|vg k|/b₁)dB < DC berechnet wird. Dann ist es möglich die vorgegebene Filterdynamik DC
durch noch weniger Projektionsvektoren pk zu erreichen.
Die Berechnung solcher Vektoren erfolgt vorteilhaft mit Hilfe eines Computers eventuell unter
Benutzung eines dafür geeigneten Mathematikprogrammes.
Mit dem Abspeichern des Systems orthonormaler Vektoren in den Speicher (17) des Filters ist die
Vorbereitung des Filters abgeschlossen.
Ein mit dem Empfänger (15) empfangener Signalabschnitt A des Summensignals (4) bestehend
aus dem Carrier-Signal (2) und dem Interferer-Signal (3) wird folgendermaßen gefiltert. Er wird
als Summensignalvektor s mit Hilfe von A/D-Wandlern (16a), (16b) in eine geeigneten
Darstellungsformen, z. B. einer unter a), b) oder c) in Form von d komplexen oder reellen
Zahlenwerten gebracht und in einen Teil des zum Filter gehörenden Speichers (17) übertragen.
Das zu dieser Darstellungsform gehörende orthonormale System von Vektoren {pk}k=1 m ist
bereits in einem anderen Teil des zum Filter gehörenden Speichers abgespeichert worden. Der zum
Filter gehörende Prozessor (18) berechnet den Carrier-Signal-Vektor c in der gewählten
Darstellungsform durch die Projektion des Summensignalvektors s auf das System {pk}k=1 m
durch Ausführung der Additions- und Multiplikationsoperationen, die durch folgende in
Vektordarstellung angegebene Formel vorgeschriebenen werden:
Dabei wurde wieder die Formel für das oben beschriebene skalare Produkt verwendet. Der
Carrier-Signal-Vektor kann mit Hilfe anderer Verfahren, z. B. zur Leistungsberechnung,
weiterverarbeitet werden.
Nach Ausführung der Projektion wird nun der Interferer-Signalvektor f durch Subtraktion in der
gewählten Darstellungsform berechnet. Dazu werden mit Hilfe des zum Filter gehörenden
Prozessors je nach Darstellungsform d reelle bzw. komplexe Subtraktionen entsprechend der in
Vektordarstellung geschriebenen Formel f= s - c ausgeführt.
In einer Darstellung des Interferer-Signalvektors im Zeitbereich kann die Leistung oder die
zeitliche Leistungsverteilung des Interferer-Signals zur Beurteilung der absoluten Störleistung des
Carrier-Signals berechnet werden. Aus der Leistung des Carrier-Signals und der des Interferer-
Signals kann das C/I Verhältnis als Verhältnis aus der Carrier-Signal-Leistung zur Interferer-
Signal-Leistung ermittelt werden. Weiterhin kann der Dateninhalt des getrennten Interferer-
Signals bestimmt werden.
In der Darstellung des Interferer-Signalvektors f im Frequenzbereich ist ebenfalls eine absolute
Leistungsbestimmung des Interferersignals sowie die Bestimmung der spektralen
Leistungsdichteverteilung möglich. Die spektrale Leistungsdichteverteilung erhält man dann
durch die Bildung der Betragsquadrate der einzelnen Komponenten des Interferer-Signalvektors f.
Sie eignet sich zur Beurteilung der Art der Interferenz, speziell wenn es sich um netzfremde
Störungen handelt oder Gleichkanalstörungen und Nachbarkanalstörungen unterschieden werden
sollen.
[1] The Mathematical Theory Of Communication; C. E. Shannon, W. Weaver; The University
of Illinois Press: Urbana, 1962,
[2] Taschenbuch der Mathematik; Bronstein, Semendjajew, Verlag Harri Deutsch Zürich und Frankfurt/M., 1968.
[2] Taschenbuch der Mathematik; Bronstein, Semendjajew, Verlag Harri Deutsch Zürich und Frankfurt/M., 1968.
Claims (6)
1. Verfahren zum Trennen des Interferer-Signals von dem
in einem Funkkanal eines Mobilfunknetzes empfangenen
Summensignal, bei dem aus den Signalvektoren eines
ausgewählten bekannten Signalabschnittes des Carrier-Signals
ein System von orthonormalen Signalvektoren gebildet
und das empfangene Summensignal auf dieses orthonormale
Signalvektor-System projiziert wird, dadurch gekenn
zeichnet, daß das orthonormale Signalvektor-
System ausschließlich aus zeit- und frequenzver
schobenen Signalvektoren des bekannten Signalabschnittes
gebildet und so der Signalvektor des Carrier-Signals
bestimmt wird und durch Subtraktion des Carrier-Vektors
vom Summensignalvektor der Interferer-Signalvektor
berechnet und weiter ausgewertet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das Summensignal
am Ausgang eines IQ-Demodulators gewonnen und als
komplexe zweiwertige Abtastwertfolge ausgewertet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das Summensignal
am Zwischenfrequenzausgang eines Demodulators vorliegt
und als reelle einwertige Abtastwertfolge ausgewertet
wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Abtastwertfolge des Summensignals durch diskrete
Fouriertransformation in eine spektrale Abtastwertfolge
umgewandelt wird und das Verfahren in der Spektral
darstellung durchgeführt wird.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß bei einem
GSM-Signal der senderseitig bekannte Signalvektor
des Dummy-Bursts, einer kurzen oder erweiterten
Trainingssequenz oder eines Frequenz-Korrektur-Bursts
oder eines Teils dieser Sequenzen für die Bildung
des orthonormalen Signalvektor-Systems ausgenutzt
wird.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche
1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß für ein DECT-Signal der senderseitig bekannte
Signalvektor der Synchronisationssequenz allein oder
mit der NT-Sequenz im A-Feld oder ein Teil dieser
Sequenzen zur Bildung des orthonormalen Signalvek
tor-Systems benutzt wird.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19944430348 DE4430348C2 (de) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | Verfahren zum Trennen von Carrier-Signal und Interferer-Signal in einem Funksignal eines Mobilfunknetzes |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19944430348 DE4430348C2 (de) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | Verfahren zum Trennen von Carrier-Signal und Interferer-Signal in einem Funksignal eines Mobilfunknetzes |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE4430348A1 DE4430348A1 (de) | 1996-02-29 |
DE4430348C2 true DE4430348C2 (de) | 1998-04-02 |
Family
ID=6526652
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19944430348 Expired - Lifetime DE4430348C2 (de) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | Verfahren zum Trennen von Carrier-Signal und Interferer-Signal in einem Funksignal eines Mobilfunknetzes |
Country Status (1)
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---|---|
DE (1) | DE4430348C2 (de) |
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DE19851550A1 (de) * | 1998-11-09 | 2000-05-11 | Rohde & Schwarz | Verfahren zum Messen und Zuordnen von Störsignalen in zellularen Funknetzen |
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US5231648A (en) * | 1991-03-21 | 1993-07-27 | Northern Telecom Limited | Adaptive equalizer for digital cellular radio |
-
1994
- 1994-08-26 DE DE19944430348 patent/DE4430348C2/de not_active Expired - Lifetime
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DE4430348A1 (de) | 1996-02-29 |
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