DE69607211T2

DE69607211T2 - Verfahren und gerät zur nebensignalunterdrückung in einer direktsequenzspreizspektrumverbindung

Info

Publication number: DE69607211T2
Application number: DE69607211T
Authority: DE
Inventors: Guy Lesthievent
Original assignee: Centre National dEtudes Spatiales CNES
Current assignee: Centre National dEtudes Spatiales CNES
Priority date: 1995-12-22
Filing date: 1996-12-20
Publication date: 2000-10-12
Anticipated expiration: 2016-12-21
Also published as: EP0868786B1; FR2742896B1; US5844936A; EP0868786A1; WO1997023961A1; DE69607211D1; FR2742896A1; CA2240867A1; ES2146035T3

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Nebensignalunterdrückungsverfahren in einer Direktsequenz-Spreizspektrumsverbindung und eine Nebensignalunterdrückungsvorrichtung, die eine quasi-optimale Anwendung des Verfahrens ermöglicht.
Die Erfindung eignet sich insbesondere für eine Anwendung in dem System STARSYS. Dieses System umfasst eine Konstellation kleiner Satelliten auf niedrigen kreisförmigen Umlaufbahnen für bidirektionale Kurznachrichten- und Suchdienste zwischen mobilen. Terminals und einer Benutzerbasis über eine oder mehrere Bodenstationen.
Diese Bodenstationen definieren bzw. begrenzen Dienstzonen aufgrund einer gegenseitigen Sichtverbindung zwischen Terminal, Satellit und Bodenstation, ermöglichen aber eine globale, weltweite Abdeckung.
Dazu benutzt das System Spreizspektrumsverbindungen von den mobilen Terminals zu den Bodenstationen, aber auch Schmalbandkanäle zwischen den Bodenstationen und den Terminals. Die Benutzung des Direktsequenz-Spreizspektrums ermöglicht dem System, gleichzeitig mit einem Dutzend Teilnehmer (Terminals) in demselben Band zu kommunizieren, und dies mit schwachen Sendeleistungen.
Die Verbindung zwischen den Bodenstationen und den Terminals ist herkömmlicher.
Die Suche erfolgt durch simultane Verarbeitung Doppler/Fizeau-Verschiebungs- und Abstandsmessungsinformationen.

Stand der Technik

Obwohl die Direktsequenz-Spreizspektrumsverbindungen aufgrund ihres Prinzips sogar relativ robust gegenüber Nebensignalen sind, wird ihre Qualität durch eine große Zahl leistungsstarker Nebensignale eingeschränkt, wie beschrieben in dem Referenzdokument [1] am Ende der Beschreibung.
Diese Verschlechterung drückt sich durch eine Zunahme der Bitfehlerrate aus. Dies hat dazu geführt, dass man bei den Spreizspektrumsverbindungen mit Multi- bzw. Vielfachzugriff (SSMA) in den Satelliten adaptive Systeme zur Unterdrückung der Schmalbandnebensignale mitführt.
Das Gebiet der Erfindung ist das des adaptiven Filterns von Nebensignalen im Frequenzbereich ("Frequency Domain Adaptive Filter" oder FDAF), wie beschrieben in den mit [2], [3], [5] und [6] bezeichneten Referenzdokumenten des Stands der Technik. Das adaptive Filtern eines Nebensignals im Frequenzbereich umfasst zwei voneinander unabhängige Schritte, die eventuell kombiniert werden können, um die materielle Integration des Algorithmus zu vereinfachen.
Der erste Schritt besteht darin, eine Frequenzdetektion der Nebensignale durch Vergleich des Spektrums des Eingangsverbundsignals (Spreizspektrumssignale, Geräusch und Nebensignale) mit einer bestimmten Schwelle durchzuführen. Derart erhält man die begrenzte Impulsreaktion eines Filters des Typs FIR ("Finite Impulse Response"), gebildet durch Kammfilter mit Frequenzkerben, wo die Nebensignale identifiziert worden sind. Das Filtern mit endlicher Impulsantwort deformiert die Phaseninformation, die die nützliche Modulation überträgt. Diese Operation erfordert eine direkte diskrete Fourier-Transformation (DFT), um in den Frequenzbereich überzugehen.
Der zweite Schritt besteht darin, das Eingangsverbundsignal durch das vorher sythetisierte FIR-Filter zu filtern. Diese Operation erfolgt durch eine schnelle Faltung und erfordert eine direkte diskrete Fourier-Transformation und eine inverse diskrete Fourier- Transformation.
Diese Technik ermöglicht, alle Schmalband-Nebensignale mit einer höheren Leistung als einer vorgegebenen Leistung abzuweisen. Die Verzerrung des nützlichen Signals hängt nur von dem Verhältnis des gefilterten Bands zu dem nützlichen Band des gespreizten Signals ab. Diese Methode weist den Vorteil auf, nur für das gesamte durch die Nebensignale besetzte Band empfindlich zu sein und nicht für ihre Modulation. Die Blockverarbeitung und der Algorithmus der schnellen Fourier-Transformation ("Fast Fourier Transform" oder FFT), wie in dem Referenzdokument [4] für die direkten und inversen diskreten Fourier- Transformationen beschrieben, ermöglichen eine schnelle und effiziente Implementierung mit relativ geringer Komplexität von adaptiven FIR-Filtem mit großer Koeffizientenzahl.
Jedoch gibt es eine optimale Schwelle, jenseits der das adaptive Filtern der Nebensignale mit schwacher Leistung mehr die Verbindung verschlechtert als die Nichtabweisung und die Spreizung der Energie der Nebensignale durch den Spreizspektrumempfänger. Das gefilterte Nutzsignal ist im Pegel und in der Impulsform zu verzerrt um einwandfrei entspreizt zu werden. Diese optimale Schwelle kann gemessen werden in Bezug auf die Spektraldichte der Spreizspektrumssignale und der Rauschstörung.
Die Aufgabe der Erfindung ist es, diesen Nachteil zu beseitigen, um eine bessere Unterdrückung der Nebensignale bei einer Direktsequenz-Spreizpektrumsverbindung zu ermöglichen.

Darstellung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Nebensignal(e)-Unterdrückung in einer Direktsequenz-Spreizspektrumsverbindung, das die folgenden Schritte umfasst:
- Frequenzdetektion von Nebensignalen durch Vergleich des Spektrums des Eingangsverbundsignals mit einer Schwelle;
- Filtern des Eingangsverbundsignals mittels eines Filters von begrenzter Impulsreaktion durch schnelle Faltung;
und das dadurch gekennzeichnet ist, dass es zudem umfasst:
- eine adaptive Regelung der Detektionsschwelle um eine optimale Detektionsschwelle herum (SchwelleOpt), die die Bitfehlerrate (BFR) der Verbindung minimiert und die die Beziehung Schwelle-S chwelleOpt A überprüft, wobei A ein Grenzwert ist, der so gewählt wird, dass die Verschlechterung der Verbindung akzeptabel bleibt, wobei eine Schätzung der Eingangsspektraldichte verwendet wird, nachdem durch adaptives Filtern die Nebensignale unterdrückt wurden, deren Leistung größer als eine vorgegebene Leistung ist;
- ein Aufrechterhalten einer konstanten Ausgangsleistung durch Kompensierung des Einflusses der Detektionsschwelle auf die Ausgangsleistung.
Vorteilhafterweise erhält man gleichzeitig:
- ein Minimum zusätzlicher mittlerer Verluste bei Entspreizung/Demodulation;
- ein Aufrechterhalten einer konstanten Ausgangsleistung durch Kompensierung des Einflusses der Detektionsschwelle auf die Ausgangsleistung, wobei die Leistung in der Umgebung des Optimums direkt proportional zur Schwelle ist;
- ein Leistungsspektrum am Ausgang der Vorrichtung, dessen Frequenz quasi homogen über das Abtastband verteilt ist, wobei die Schmalbandstörsignale unter das mittlere Ausgangsniveau gebracht wurden.
Die Neuheit der Erfindung beruht also auf den Charakteristika des adaptiven Filterverfahrens der Nebensignale im Frequenzbereich (FDAF), das auf einer Regelung der Detektionsschwelle beruht, sobald die großen Nebensignale unterdrückt sind. Diese Regelung, die auf einer Schätzung der Eingangsspektraldichte beruht, ermöglicht:
- sich im geschlossenen Umlauf oder im offenen Umlauf in der Umgebung des Optimums der Leistungen zu positionieren;
- die Gesamtausgangsleistung sowie den übertragenen Fluss zu steuern.
Die Nebensignale können schmalbandmoduliert sein (in Bezug auf das durch Direktsequenz-Spreizband-Nutzsignale besetzte Band) oder unmoduliert (reiner Träger).
Vorteilhafterweise dient beim geschlossenen Umlauf eine diskrete Regelung dazu, die Detektionsschwelle innerhalb eines gewissen Bereichs um die optimale Schwelle herum aufrecht zu erhalten.
Solange die Schwelle in dem Intervall [S chwelleOpt-A, S chwelleOpt+A] enthalten ist, verändert sich die Schwellendetektionsvorgabe nicht, andernfalls wird Schwelle = Schwelle-B, wenn die Schwelle größer als S chwelleOpt+A ist, und Schwelle = Schwelle+B, wenn die Schwelle kleiner als S chwelleOpt-A ist.
Das erfindungsgemäße Verfahren hat vorteilhafterweise die folgenden Schritte:
- Schätzung der spektralen Leistungsdichte nach dem Filtern, sodass:,
wobei man GBi(k) aufgrund des Resultats aus dem Vergleich des Eingangsspektrums SiE(k) mit dem vorhergehenden Schwellenwert erhält, also aus Gb(k) und dessen nächstgelegenen Nachbarwerten, und die Gb(k)-Werte binär sind (also 0 oder 1) oder sogar mehrstellige Werte zwischen 0 und t
Mittelung über P aufeinander folgende Blöcke, sodass:
- Schätzung der optimalen Schwelle.
Vorteilhafterweise erfolgt eine Faltung der Signale im offenen Umlauf, um ein Filtern des Eingangssignals durch ein adaptives Kammfilter und durch ein Bandpassfilter durchzuführen. Man verwendet eine direkte schnelle Fourier-Transformation und eine inverse schnelle Fourier-Transformation. Man kann dieselbe direkte schnelle Fourier-Transformation für das Filtern und für das Detektieren verwenden.
Das erfindungsgemäße Verfahren hat vorteilhafterweise die folgenden Schritte:
- Überlappung der Blöcke der Größe M um einen Faktor 1/2:
- Verkürzung und Übergang in den Frequenzbereich:
- Multiplikation mit der Größe bzw. dem Profil von adaptivem und Bandpass-Filter:
- Übergang in den Frequenzbereich:
- Abweisen der beiden Enden der Größe M/4 der Blöcke und Rekonstruieren des Ausgangssignals:
Bei dem Betrieb mit offenem Umlauf, wenn das erfindungsgemäße Verfahren in einem Suchsystem mittels Satellit benutzt wird, wird die Schwellenvorgabe vom Boden aus ferngesteuert geladen und dient dazu, eine variable Ausgangsverstärkung des FDAF-Filterns zu steuern. Die FDAF-Ausgangsleistung ist direkt proportional zur Schwelle (in der Nähe des Optimums), wobei das mit einer geregelten variablen Verstärkung verbundene FDAF-Filtern ermöglicht, die nichtlineare Verstärkung an Bord des Satelliten sehr gut zu nutzen und die gesendete Gesamtausgangsleistung des Satelliten zu beherrschen.
Die Erfindung betrifft auch eine Nebensignalunterdrückungsvorrichtung in einer Direktsequenz-Spreizspektrumsverbindung. Diese umfasst vorteilhafterweise:
- ein erstes Modul zur Serien-Parallelumwandlung für Blöcke der Größe M, in dem eine Überlappung der Blöcke um M/2 durchgeführt wird und das ein komplexes Eingangssignal SE(n) empfängt;
- ein zweites Modul zur diskreten Fourier-Transformation mit Hilfe einer direkten schnellen Fourier-Transformation von Blöcken der Größe M, um derart in den Frequenzbereich überzugehen, wobei dieses zweite Modul die Ausgänge Phase (Phs) und Amplitude (Mag) des ersten Moduls empfängt;
- ein drittes Modul zur inversen Fourier-Transformation mit Hilfe einer inversen schnellen Fourier-Transformation von Blöcken der Größe M, wobei dieses dritte Modul die Ausgänge Amplitude und Phase des vorangehenden Moduls empfängt;
ein viertes Modul zur Parallel-Serienumwandlung für Blöcke der Größe M, wobei die Abtastwerte M/2 der Enden des erhaltenen Blocks abgewiesen werden und der das komplexe Ausgangssignal ss(n) liefert;
- ein fünftes Modul zur Erzeugung eines z. B. trapezförmigen Zeitverkürzungsfensters, das zu einem Eingang eines ersten vektoriellen Multplizierers gesendet wird, der sich zwischen dem Amplitudenausgang des ersten Moduls und dem Amplitudeneingang des zweiten Moduls befindet;
- einen Komparator des Moduls jedes diskreten Spektralabtastwerts SE(k) für 0 ≤ k ≤ M- 1 mit einer Schwelle zur Ausarbeitung eines Lageprofils von Nebensignalen Gb(k), der das Amplitudenausgangssignal des zweiten Moduls sowie ein Schwellensignal empfängt;
- ein FIR-Bandpass-Filter, dessen Ausgang in einen zweiten vektoriellen Multiplizierer eingespeist wird, der auch den Ausgang des Komparators empfängt und dessen Ausgang in einen dritten vektoriellen Multiplizierer eingespeist wird, der sich zwischen dem Amplitudenausgang des zweiten Moduls und dem Amplitudeneingang des dritten Moduls befindet;
- eine Bewertungs- bzw. Schätzfunktion der optimalen Schwelle, sodass:
- ein Modul zur Mittelung über P aufeinanderfolgende Blöcke, sodass:
- eine Bewertungs- bzw. Schätzfunktion der optimalen Schwelle;
- ein Modul zur Auswahl der Betriebsart, der ermöglicht:
- entweder im geschlossenen Umlauf mit einem anderen Modul zur Modifizierung der Schwellenvorgabe zu arbeiten (Betriebsart 0), sodass:
wenn Schwelle- chwelleOpt > A
dann:
Schwelle = Schwelle - B, falls (Schwelle - chwelleOpt) > 0
Schwelle = Schwelle + B, falls (Schwelle - chwelleOpt) < 0
- oder im offenen Umlauf zu arbeiten (Betriebsart 1).
Dieses Modul zur Auswahl der Betriebsart umfasst einen ersten und einen zweiten Schalter, wobei der erste Schalter das Schwellensignal an den Komparator liefert und der zweite mit einem skalaren Multiplizierer und dem Amplitudeneingang des dritten Moduls verbunden ist.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

- Die Fig. 1 zeigt die Zusammensetzung des komplexen Eingangszeitsignals;
- die Fig. 2 zeigt ein Lageprofil der Nebensignale;
- die Fig. 3 zeigt ein Bandpassfiltern;
- die Fig. 4 zeigt ein Profil des adaptiven Filterns und des Bandpassfilterns;
- die Fig. 5 zeigt die durch das Bandpassfiltern erzielte Abweisung;
- die Fig. 6 zeigt ein verwendetes Zeitverkürzungsfenster;
- die Fig. 7 zeigt die Fourier-Transformation von rechtwinkligen und trapezförmigen Fenstern;
- die Fig. 8 zeigt den Betrieb des erfindungsgemäßen Verfahrens im geschlossenen Umlauf
- die Fig. 9 zeigt ein Filtern durch Faltung;
- die Fig. 10 zeigt die Überlappungs- und Abweisungstechnik;
- die Fig. 11 zeigt die erfindungsgemäße Vorrichtung.

Detaillierte Darstellung der Erfindung

Es folgt eine beispielartige Beschreibung des Verfahrens und der Vorrichtung der Erfindung, angewandt in dem System STARSYS.
Das Verfahren zum adaptiven Filtern von Nebensignalen in dem Frequenzbereich (FDAF), wie beschrieben in den Referenzdokumenten [2] und [3], besteht darin, nacheinander die beiden folgenden Operationen durchzuführen:
- Frequenzdetektion der Nebensignale und Herstellung eines adaptiven FIR-Filters;
- Filtern mit begrenzter Impulsreaktion (FIR) des Verbundsignals (Spreizspektrumssignale, Geräusch plus Nebensignalen) mittels einer Schnellfaltungstechnik, wie beschrieben in dem Referenzdokument [5].
Diese zwei Schritte werden in der Folge detailliert beschrieben.
Es werden die folgenden Bezeichnungen bzw. Schreibweisen verwendet:
Die Signale des Zeitbereichs werden mit Kleinbuchstaben geschrieben und die Signale in der Frequenzebene mit Großbuchstaben. Der Index n wird in der Zeitebene verwendet und bedeutet n = n·Te. Der Index k wird in der Frequenzebene verwendet, verteilt auf M Abtastwerte, und bedeutet k = k/M·Fe. Man arbeitet mit komplexen Signalen.
Am Eingang der Vorrichtung zur Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens verfügt man über ein komplexes Zeitsignal sE(n) = sE(n.Te), das mit der Frequenz Fe = 1/Te richtig abgetastet wird.
Dieses Signal, wie dargestellt in der Fig. 1, wird durch folgende Signale gebildet:: su(n) Nutzsignal im Spreizspektrum in einem Band B = α·Fe mit 0 < α < 1.
Spreizspektrum-Benutzer (Multi- bzw. Vielfachzugreifer) in einem Band B.
nb(n) Gaußsche Rauschstörung.
Schmalband-Nebensignale in dem Band B.
Indem man die Schmalband- und Breitbandsignale trennt:
Eingangszeitsignal der erfindungsgemäßen Vorrichtung (FDAF) mit:
Breitbandsignalen (Rauschstörung und Spreizsignale).
Also ist ss(n) das diskrete Zeitsignal am Ausgang der FDAF-Vorrichtung.
Um die Frequenzdetektion der Nebensignale in dem diskreten komplexen Verbund- Eingangssignal sE(n) zu realisieren, führt man zunächst mit Hilfe einer schnellen Fourier- Transformation (FFT) an einem Block der Größe M eine direkte diskrete Fourier- Transformation (DFT) durch, um in den Frequenzbereich überzugehen.
k [0, M-1],
mit
w(n) Zeitverkürzungsfenster
Su(k) = TFD[su(n)·w(n)] Komplexspektrum des Spreiznutzsignals.
SSMAp(k) = TFD[ssmap(n)·w(n)] Komplexspektrum eines Spreizspektrumbenutzers.
Nb(k) = TFD[nb(n) Komplexspektrum des Störgeräusches
Ji(k) = TFD[ji(n)·w(n)] Komplexspektrum eines Schmalband-Nebensignals.
Indem man die Schmalband- und Breitbandsignale trennt, erhält man:
mit:
Komplexspektrum der Breitbandsignale.
Man vergleicht also den Modul jeder diskreten Spektralabtastung SE(k) 0 ≤ k < M-1, mit einer konstanten Schwelle (Schwelle) über [0, Fe]. So erstellt man ein Lageprofil der Nebensignale Gb(k), das gleich 0 ist, wenn der Modul des Spektrums über der Schwelle ist, und das gleich 1 ist, wenn er unter der Schwelle ist, wie dargestellt in der Fig. 2.
Die Wahl von M ist ein Kompromiss zwischen der Feinheit der Frequenzanalyse (elementare Auflösung Fe/M) und der Zeitdauer dieser Analyse (M/Fe), um quasi-stationäre Schmalband-Nebensignale (minimaler Spektralbesetzung) zu erhalten. Das nach dem Test erzielte Optimum beträgt M = 1024 für ein Band B = 900 kHz bis 1 MHz und der Abtastfrequenz Fe von 1,2 MHz bis 1,5 MHz.
Derart realisiert man die Impulsreaktion eines FIR-Filters, gebildet durch Kammfilter (oder Kerbfilter) mit diskreten Frequenzen, wo die Nebensignale identifiziert worden sind).
Die Detektionsschwelle muss sich über dem aus Spreizspektrumssignalen und Geräusch zusammengesetzten Spektrum befinden: k [0, M-1] Schwelle > Stot(k). Andernfalls detektiert man nämlich eine große Anzahl Spektralabtastwerte, die größer sind als der Schwellenwert. Da das gefilterte Band dann relativ groß ist in Bezug auf das Nutzband B, ermöglichen die Leistungs- und Impulsformverschlechterungen des Nutzsignals keine einwandfreie Entspreizung des Signal mehr.
Anstatt eine konstante Schwelle über dem Frequenzband zu benutzen, kann man vorsehen, eine Schwelle mit einer Spektralform zu benutzen, die dem Spektrum der Modulation des Nutzsignals ähnlich ist, um das Filtern in Abhängigkeit von der Information zu gewichten und so das Breitband-Nutzsignal weniger zu verschlechtern.
Das durch die Spreizspektrumssignale besetzte Band ist B = α·Fe mit 0 < a < 1, also α·M Spektralabtastwerte (mit α als gerader Ganzzahl.). Man behält also nur die α·M zentralen Abtastwerte von Gb(k).
Das einfachste Bandpass-Filter besteht aus einem rechteckigen Fenster ΠαFe(f) im Frequenzbereich, zentriert in f = 0 und mit der Breite α·Fe, wie dargestellt in der Fig. 3. In diese Fall schreibt sich das neue Profil bzw. die neue Größe folgendermaßen:
Um die Schwingungen im Zeitbereich zu begrenzen, zurückzuführen auf die plötzliche Verkürzung des Frequenzprofils (Gibbs-Phänomen), verwendet man ein weicheres Frequenzverkürzungsfenster H(f) als das rechtwinklige Fenster. Man berechnet die Sprektralvorgabe H(f) aufgrund eines FIR-Filters der Länge M Abtastwerte und tabelliert sie dann. Man muss dann nur noch das Produkt von Gb(k) mal H(k) berechnen, um das Profil GB(k) aus adaptivem Filtern und des Bandpassfiltern zu erhalten, wie dargestellt in der Fig. 4.
Man führt die Faltung in dem Frequenzbereich des rechtwinkligen Fensters ΠαFe(f) mittels der Fourier-Transformation einer Gaußschen Gauß(x) mit dem Parameter γ = 3 durch. Dieses Bandpass-Filter ermöglicht, eine Abweisung von -60dB bis 0,078Fe der Grenzfrequenz mit αFe/2 (oder α·M/2 in Abtastwerten), wie dargestellt in der Fig. 5.
Um die Detektion zu verbessern, ist es wünschenswert, ein Zeitverkürzungsfenster w(t) der Größe T = MTe zu verwenden. Die Verwendung eines natürlichen bzw. normalen rechteckigen Fensters ΠT(f) gewährleistet die beste Frequenzauflösung, aber die hohen Sekundärzipfel des Spektrums Π(f) können bei den Spektralproben nahe des Hauptpeaks falsche Detektionen auslösen, wenn die Detektionsschwelle zu niedrig ist.
Außerdem erfordert das Filtern durch Faltung eine direkte diskrete Fourier- Transformation und eine inverse diskrete Fourier-Transformation. Um die materielle Integration des Algorithmus zu vereinfachen und die Rechenkosten wesentlich zu reduzieren, verwendet man dieselbe direkte diskrete Fourier-Transformation für die Detektion und für die Faltung. Das Verkürzungsfenster w(t) muss also einen Kompromiss zwischen der Detektion und der Verschlechterung des Filterns darstellen. Das gewählte Fenster ist ein trapezförmiges Fenster, dessen relative Anstiegs- und Abfallzeiten (ΔT/T) 1/4 betragen, wie in der Fig. 6 dargestellt.
Die Fig. 7 zeigt die Fourier-Transformation der rechtwinkligen und trapezförmigen Fenster.
Bei einer kleinen Schwelle detektiert man mit dem trapezförmigen Fenster um die zentrale Frequenz des Nebensignals herum mehr Bins (Frequenz-Elementarschritte der schnellen Fourier-Transformation (FFT)) als mit dem recheckigen Fenster. Das für ein identisches Nebensignal gefilterte Band ist mit dem trapezförmigen Fenster größer, aber das Risiko, Bins auf den Sekundärzipfeln zu detektieren, ist kleiner.
Je weiter man die Detektionsschwelle senkt, umso mehr verschlechtert man das Signal. Je kleiner sie nämlich ist, um so größer wird das durch das Filtern verkürzte Band und um so mehr verschlechtert man den Pegel und die Form des Nutzsignals. Man reduziert also die Leistung der Nebensignale, verschlechtert aber parallel dazu Impulspegel und -form des Nutzsignals.
Hinsichtlich der Leistungsreduzierung der Nebensignale und der entgegengesetzt verlaufenden Verschlechterung des Nutzsignals gibt es eine optimale Detektionsschwelle, die die Bitfehlerrate (BFR) der Verbindung minimiert, also das entsprechende Verhältnis Bit- Energie zu Spektraldichte der Leistung (diverser) Geräusche. Nahe dem Optimum sind die Leistungen wenig verschlechtert. A sei die Toleranzgrenze. Für Schwelle-SchwelleOpt ≤ A bleiben die Leistungen akzeptabel.
Die untere Grenze der Schwelle wird durch den Mittelwert von Stot(k·Fe) der αM zentralen spektralen Abtastwerte dargestellt, die das Nutzband B repräsentieren.
Jenseits von tot kann man nämlich davon ausgehen, dass man alle Bins (Frequenz- Elementarschritte in FFT) detektiert und das gesamte in dem Band vorhandene Signal SE(n) unterdrückt hat (Nutzsignal, Multi- bzw. Vielfachzugreifer, Geräusch und Nebensignale).
Man legt die optimale Schwelle also in Bezug auf das mittlere Eingangsspektrum minus den Anteil der Schmalband-Nebensignale so fest, dass:
das mittlere Gesamtspektrum der komplexen Breitbandsignale ist und ΔOpt = Abstand zwischen der optimalen Schwelle und dem mittleren Gesamtspektrum ist;
folglich ist SchwelleOpt = top+ΔOpt die Schwelle, die die Verbindung bezüglich BFR (Bitfehlerrate) optimiert.
Die Regelung der Schwelle kann auf zwei Arten erfolgen:
- im geschlossenen Umlauf;
- im offenen Umlauf.
Bei der Betriebsart mit geschlossenem Umlauf, dargestellt in der Fig. 8, dient die diskrete Regelung dazu, die Detektionsschwelle in einem bestimmten Bereich um die optimale Schwelle herum aufrecht zu erhalten.
Mit Hilfe einer Schätzfunktion tot und Kenntnis des Abstands ΔOpt berechnet man die geschätzte Schwelle:
chwelleOpt = tot + ΔOpt.
Solange die Schwelle in dem Intervall [ chwelleOpt - A, chwelleOpt + a] enthalten ist, ändert sich die Schwellendetektionsvorgabe nicht. Andernfalls ist Schwelle = Schwelle ± B je nach dem, ob Schwelle größer als SchwelleOpt+A oder kleiner als SchwelleOpt-A ist (Fig. 8). Diese Regelung ermöglicht, langsame Veränderungen von tot zu kompensieren. A wird so gewählt, dass in dem Intervall [ chwelleOpt - A, chwelleOpt + A] die Verschlechterung der Verbindung akzeptabel bleibt.
Die geschätzte optimale Schwelle chwelleOpt und die effektive Detektionsschwelle, Schwelle, bilden zwei wichtige und repräsentative Fernmessungen des Betriebs nach dem erfindungsgemäßen Verfahren.
Aufgrund des Profils GB(k), definiert über [0,2N], und des Signals SE(k) entwickelt man eine Schätzfunktion tot aus tot mittleren Gesamtspektren der Spreizspektrumssignale und des Geräuschs für den i-ten Block der Größe M.
Das Produkt des Filterprofils GB(k) mit dem Modul des diskreten Spektrums des Eingangssignals SE(k) realisiert eine Filteroperation im Frequenzbereich, die die Schmalbandsignale unterdrückt. Idealerweise bleibt nur der Anteil der Spreizspektrumssignale und des Geräuschs Stot(k) übrig.
Die Schätzfunktion der mittleren Spektraldichte der Breitbandsignale ist:
Anschließend führt man die Mittelung von tot über P aufeinanderfolgende Blöcke durch, was einem Filtern erster Ordnung mit einer Zeitkonstanten von T0:T0 = P·(M·Te) Sekunden im Falle der schnellen Fourier-Transformation ohne Überlappung der Blöcke entspricht, und T0 = (P+1)/2·(M·Te), wenn man schnelle Fourier-Transformationen mit Überlappung eines halben Blocks durchführt.
Die Schätzfunktion der optimalen Schwelle ist:
Da man den Abstand ΔOpt kennt, leitet man davon eine Schätzung der optimalen Schwelle ab:
chwelleOpt = tot + ΔOpt
Man hat folgende Modifikation der Schwellenvorgabe:
wenn Schwelle- chwelleOpt > A
dann:
Schwelle = Schwelle - B, falls (Schwelle - chwelleOpt) > 0
Schwelle = Schwelle + B, falls (Schwelle - chwelleOpt) < 0
Bei der Betriebsart mit offenen Umlauf wird die Detektionsschwelle "Schwelle" direkt vom Boden aus ferngeladen. Sie wird an Bord nicht mehr modifiziert, selbst wenn sie das Intervall [ chwelleOpt - A, chwelleOpt + A] verläßt. Die Auswertung der Fernmessung der geschätzten optimalen Schwelle "SchwelleOpt" kann dazu dienen, die Vorgabe vom Boden aus zu modifizieren.
Die Gesamtausgangsleistung der erfindungsgemäßen Vorrichtung (FDAF) ist in der Umgebung der optimalen Schwelle direkt proportional zu der Detektionsschwelle. Je niedriger die Schwelle ist, um so schwächer ist die Ausgangsgesamtleistung der Vorrichtung.
Diese Art des Funktionierens der Vorrichtung, kombiniert mit einer geregelten variablen numerischen bzw. digitalen Verstärkung der Schwelle am Ausgang der Vorrichtung ermöglicht, die nichtlineare Verstärkung an Bord des Satelliten zu optimieren, indem man z. B. ein festes Zurückschalten an dessen Eingang erzwingt.
Die Regelung der variablen Schwellenverstärkung ist so, dass:
Pout_fdaf = K. Schwelle Gesamtleistung am Ausgang der Vorrichtung
Pout_Verstärkung Gesamtleistung am Ausgang der variablen Verstärkung
Pout Gesamtleistung am Ausgang des nichtlinearen Verstärkers
G variable Verstärkung
Gsat feste Verstärkung des Satelliten bis zum Ausgang des nichtlinearen Verstärkers.
Am Ausgang der variablen Verstärkung:
Pout_Verstärkung = G.Pout_fdaf = G.K. Schwelle
Am Ausgang des nichtlinearen Verstärkers:
Pout = Gsat.Pout_Verstärkung = Gsat.G.K. Schwelle
daher G = G(Pout, Schwelle) = Pout : (Gsat.K.Schwelle).
Mit dieser variablen Schwellenverstärkungsregelung kann man eine Schwelle, um eine bestimmte Ausgangsleistung des Satelliten zu erhalten (z. B. Berücksichtigung der Radiokommunikationsnormen), fernladen.
Zudem hat die Benutzung einer konstanten Schwelle im Nutzband die Wirkung, die Leistungsspektraldichte durch Unterdrückung der den Nebensignalen entsprechenden Peaks zu glätten. Das Ausgangsresultat ist ein komplexes Gaußsches Gesamtsignal ss(n) und entspricht einem Weißrauschen (blanchiement) des Spektrums im Nutzband. Dieses Weißrauschen ermöglicht, das Vorhandensein der Nebensignale überall maximal zu begrenzen, sogar in einem Schmalband, beim Wiederaussenden, und ohne die Leistungen der Empfangsstation (optimal mit einem additiven Gaußschen Weißrauschen am Eingang und entkorreliert von den Nutzsignalen) zu sehr zu verschlechtern.
Die Filteroperation des Eingangssignals SE(n·Te) durch das adaptive Abweisfilter und das Bandpassfilter besteht darin, die Faltung von sE(n·Te) mal gb(nTe) = TFDInvers [GB(k·Fe)] mal GB(k·Fe) durchzuführen, wie in der Fig. 9 dargestellt.
ss(n·Te) = sE(n·Te)*TFDInvers[GB(k·Fe)] = TFDInvers[TFD[sE(n·Te)]·GB(k·Fe)]
Diese Operation erfordert eine direkte schnelle Fourier-Transformation und eine inverse schnelle Fourier-Transformation. Man verwendet dieselbe direkte schnelle Fourier- Transformation aus Gründen der Rechenökonomie für das Filtern und für das Detektieren. Man verwendet also dasselbe Zeitverkürzungsfenster für das Detektieren und das Filtern.
Das Filtern durch schnelle Faltung funktioniert nur richtig, wenn man nur die N = M/2 zentralen Abtastwerte der inversen schnellen Fourier-Transformation behält, wie in dem Referenzdokument [5]. Am Eingang der FDAF-Vorrichtung überlappt man also die Blöcke der Größe M mit N = M/2 Abtastwerten, während man am Ausgang der FDAF-Vorrichtung die 2.M/4 Abtastwerte der Blockenden, erhalten wie dargestellt in der Fig. 10, abweist.
Man hat also folgende Operationen:
Überlappung der Blöcke der Größe M um einen Faktor 1/2:
- Verkürzung und Übergang in den Frequenzbereich:
- Multiplikation mit der Größe bzw. dem Profil des adaptivem und Bandpass-Filterns:
- Übergang in den Zeitbereich:
- Abweisen der beiden Enden der Größe M/4 der Blöcke und Rekonstruktion des Ausgangssignals:
Die Fig. 11 zeigt eine Vorrichtung zur quasi-optimalen Anwendung des Verfahrens. Diese Vorrichtung umfasst:
- ein erstes Modul 10 zur Serien-Parallelumwandlung für Blöcke der Größe M, in dem eine Überlappung der Blöcke um M/2 durchgeführt wird und das ein komplexes Eingangssignal SE(n) empfängt;
- ein zweites Modul 11 zur diskreten Fourier-Transformation mit Hilfe einer direkten schnellen Fourier-Transformation von Blöcken der Größe M, um derart in den Frequenzbereich überzugehen, wobei dieses zweite Modul die Ausgänge Phase (Phs) und Amplitude (Mag) des ersten Moduls 10 empfängt;
- ein drittes Modul 12 zur inversen Fourier-Transformation mit Hilfe einer inversen schnellen Fourier-Transformation von Blöcken der Größe M, wobei dieses dritte Modul die Ausgänge Amplitude und Phase des vorangehenden Moduls 11 empfängt;
- ein viertes Modul 13 zur Parallel-Serienumwandlung für Blöcke der Größe M, wobei die Abtastwerte M/2 der Enden des erhaltenen Blocks abgewiesen werden und der das komplexe Ausgangssignal ss(n) liefert;
- ein fünftes Modul 14 zur Erzeugung eines Zeitverkürzungsfensters, hier trapezförmig, das zu einem Eingang eines ersten vektoriellen Multplizierers 15 gesendet wird, der sich zwischen dem Amplitudenausgang des ersten Moduls 10 und dem Amplitudeneingang des zweiten Moduls 11 befindet;
- einen Komparator 16 des Moduls jedes diskreten Spektralabtastwerts SE(k) für 0 ≤ k ≤ M-1 mit einer Schwelle zur Ausarbeitung eines Lageprofils von Nebensignalen Gb(k), der das Amplitudenausgangssignal des zweiten Moduls 11 sowie ein Schwellensignal empfängt;
- ein FIR-Bandpass-Filter 17, dessen Ausgang in einen zweiten vektoriellen Multiplizierer 18 eingespeist wird, der auch den Ausgang des Komparators 16 empfängt und dessen Ausgang in einen dritten vektoriellen Multiplizierer 19 eingespeist wird, der sich zwischen dem Amplitudenausgang des zweiten Moduls 11 und dem Amplitudeneingang des dritten Moduls 12 befindet;
- eine Schätzfunktion 20 der optimalen Schwelle, sodass:
- ein Modul 21 zur Mittelung über P aufeinanderfolgende Blöcke, sodass:
- eine Schätzfunktion 22 der optimalen Schwelle, sodass:
euilOpt = tot + ΔOpt;
- ein Modul 23 zur Modifikation der Schwellenvorgabe, sodass:
wenn Schwelle- chwelleOpt > A
dann:
Schwelle = Schwelle - B, falls (Schwelle - SchwelleOpt) > 0
Schwelle = Schwelle + B, falls (Schwelle - SchwelleOpt) < 0
wobei z&supmin;¹ in der Figur den vorhergehenden Abtastwert darstellt;
- einen ersten und einen zweiten Schalter 24 und 25, die ermöglichen, im geschlossenen Umlauf (Betriebsart 0) oder im offenen Umlauf (Betriebsart 1) zu arbeiten, wobei der erste Schalter das Schwellensignal an den Komparator 16 liefert und der zweite mit einem skalaren Multiplizierer 26 verbunden ist, angeordnet zwischen dem Ausgang des Multiplizierers 19 und dem Amplitudeneingang des dritten Moduls 12, und K&sub1; ein Koeffizient ist und V ein bestimmter Wert, der z. B. erlaubt, die variable Verstärkung G zu bekommen, die eine konstante Ausgangsleistung gewährleistet (V = K&sub1; · Schwelle).
Die adaptive Abweisung erfolgt in dem Frequenzbereich (FDAF). Sie nutzt die Unterschiede der Spektraleigenschaften zwischen den Nebensignalen (Schmalband) und den Nutzsignalen (Breitband > > Schmalband).
Sie beruht auf der Verkettung von zwei Operationen: der Frequenzdetektion und der Abweisungsfilterung (FIR) der Nebensignale.
Im Falle des Systems STARSYS beruht die Neuartigkeit der Erfindung in der Optimierung aller Regelungen mit den Charakteristika des ansteigenden Retourbands sowie in den beiden vorgeschlagenen Strategien der konstanten Schwelle und der Regelung um die optimale Schwelle herum (für BFR beim Empfang), und ermöglicht dabei eine Kontrolle der gesendeten Bordleistung sowie ein "Weißrauschen" der spektralen Leistungsdichte des wiederausgesandten Signals.
Durch Parameteranpassungen kann dieses Verfahren selbstverständlich auf andere Frequenzbänder angewandt werden, bei denen man dieselbe Spektraldifferenz zwischen Nebensignalen und Nutzsignal(en) wiederfindet.

REFERENZEN

[1] "A Tutorial Theory of Spread Spectrum Communications" (IEEE Trans. ON Comm, Vol. CIM 30, Nr. 5, Mai 1982)
[2] "Suppression of Narrow Jammers in a Spread Spectrum Receiver Using Transform Domain Adaptive Filterung" von Gary J. Saulnier (IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 10, Nr. 4, Mai 1992)
[3] "Efficient Realization of Adaptive Digital Filters in the Time and Frequency Domains" von G.A. Clark S.R. Parker, S.K. Mitra (IEEE 1982)
[4] "A Plain Man's Guide to the FFT" von Kraniauskas (IEEE SP Magazine, April 1994)
[5] "Multirate Digital Signal Processing" von Ronald E. Crochiere (Prentice-Hall Signal Processing Series, Alan V. Oppenheimm, Series Editor)
[6] "Frequency-Domain and Multirate Adaptive Filtering" von John J. Shynk (IEEE SP Magazine, Januar 1992)

Claims

1. Verfahren zur Nebensignalunterdrückung bei einer Direktsequenzspreizspektrumverbindung, umfassend die folgenden Schritte:

- Frequenzdetektion von Nebensignalen durch Vergleich des Spektrums des Eingangsverbundsignals mit einer Schwelle;

- Filtern des Eingangsverbundsignals mittels eines Filters mit endlicher Impulsantwort durch schnelle Faltung;

dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren zusätzlich umfaßt:

- eine adaptive Kopplung der Detektionsschwelle mit der Umgebung einer optimalen Detektionsschwelle ( chwelleOpt), die die Bitfehlerrate (BFR) der Verbindung minimiert und die die Beziehung Schwelle - chwelleOpt ≤ A überprüft, wobei A ein Grenzwert ist, der so gewählt wird, daß die Verschlechterung der Verbindung akzeptabel bleibt, wobei eine Schätzung der Eingangsspektraldichte verwendet wird, nachdem durch adaptives Filtern die Nebensignale unterdrückt wurden, deren Leistung größer als eine vorgegebene Leistung ist;

- ein Aufrechterhalten einer konstanten Ausgangsleistung durch Kompensierung des Einflusses der Detektionsschwelle auf die Ausgangsleistung.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß gleichzeitig auftreten:

- ein Minimum zusätzlicher mittlerer Verluste bei Entspreizung/Demodulation;

- ein Aufrechterhalten einer konstanten Ausgangsleistung durch Kompensierung des Einflusses der Detektionsschwelle auf die Ausgangsleistung, wobei die Leistung in der Umgebung des Optimums direkt proportional zur Schwelle ist;

- ein Leistungsspektrum am Ausgang der Vorrichtung, dessen Frequenz quasi homogen über das Abtastband verteilt ist, wobei die Schmalbandstörsignale unter das mittlere Ausgangsniveau gebracht wurden.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung, basierend auf einer Schätzung der Eingangsspektraldichte, entweder in einem geschlossenen Umlauf verwendet wird, um sich allein in der Umgebung des Optimums zu positionieren, oder in einem offenen Umlauf verwendet wird mit einer bestimmten Vorgabe.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß in geschlossenem Umlauf eine diskrete Kopplung dazu dient, die Detektionsschwelle innerhalb einer bestimmten Spanne um die optimale Schwelle herum aufrecht zu erhalten.

5. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

- Schätzung der spektralen Leistungsdichte nach Anwendung des Filterns, derart, daß:

Gbi(k) wird erhalten ausgehend von dem Ergebnis des Vergleichs des Eingangsspektrums SiE(k) mit dem vorherigen Wert der Schwelle, also ausgehend von Gb (k) und dessen nächstgelegenen Nachbarwerten;

- Mittelung über P aufeinander folgende Blöcke, derart, daß

- Schätzung der optimalen Schwelle chwelleOpt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß solange die Schwelle in dem Interval [ chwelleOpt - A, chwelleOpt + A] liegt, sich die Vorgabe für die Detektionsschwelle nicht ändert und ansonsten Schwelle = Schwelle - B wird, falls die Schwelle größer ist als chwelleOpt + A und Schwelle = Schwelle + B wird, falls die Schwelle kleiner ist als chwelleOpt - A.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung, basierend auf einer Schätzung der Eingangsspektraldichte, in einem offenen Umlauf mit einer bestimmten Vorgabe verwendet wird zum Filtern des Eingangssignals mittels eines adaptiven Kammfilters und für einen Bandpaß-Filter eine Faltung der Signale durchgeführt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine direkte, schnelle Fourier-Transformation und eine inverse, schnelle Fourier-Transformation verwendet werden.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die selbe direkte, schnelle Fourier-Transformation für das Filtern und für die Detektion verwendet wird.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt:

- Überlappung der Blöcke der Größe M um einen Faktor 1/2:

- Verkürzung und Übergang in den Frequenzbereich:

- Multiplikation mit der Größe von adaptivem und Bandpaß-Filter:

- Übergang in den Zeitbereich:

- Abweisen der zwei Enden der Größe M/4 der Blöcke und Rekonstruktion des Ausgangssignals:

11. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren in einem Umlaufsatellitensystem verwendet wird.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die angewendete Vorgabe der Schwelle zum Steuern einer variablen Ausgangsverstärkung dient, wobei die Gesamtausgangsleistung in der Umgebung des Optimums direkt proportional zur Schwelle ist.

13. Vorrichtung zur Nebensignalunterdrückung bei einer Direktsequenzspreizspektrumverbindung, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung umfaßt:

- ein erstes Modul (10) zur Reihen-Parallel Umwandlung für Blöcke der Größe M, in dem eine Überlappung der Blöcke um M/2 durchgeführt wird, wobei das erste Modul (10) ein komplexes Eingangssignal (sE(n)) empfängt;

- ein zweites Modul (11) zur diskreten Fourier-Transformation unter Zuhilfenahme einer direkten, komplexen, schnellen Fourier-Transformation von Blöcken der Größe M, um auf diese Art in den Frequenzbereich überzugehen, wobei das zweite Modul (11) die Ausgänge Phase (Phs) und Amplitude (Mag) des ersten Moduls (10) empfängt;

- ein drittes Modul (12) zur inversen Fourier-Transformation unter Zuhilfenahme einer inversen, schnellen Fourier-Transformation von Blöcken der Größe M, empfangend die Ausgänge Amplitude und Phase des vorangehenden Moduls (11);

- ein viertes Modul (13) zur Umwandlung Parallel/Reihe für die Blöcke der Größe M mit Abweisen von M/2 Abtastwerten der Enden des erhaltenen Blocks, wobei das vierte Modul (13) ein komplexes Ausgangssignal ss(n) liefert;

- ein fünftes Modul (14) zur Erzeugung eines Zeitverkürzungsfensters, das zu einem Eingang eines ersten vektoriellen Multiplizierers (15) gesendet wird, plaziert zwischen dem Amplitudenausgang des ersten Moduls (10) und dem Amplitudeneingang des zweiten Moduls (11);

- einen Komparator (16) des Moduls jedes diskreten Spektralabtastwerts mit einer Schwelle zur Ausarbeitung einer Lagegröße von Nebensignalen (Gb(k)), wobei der Komparator (16) das Amplitudenausgangssignal des zweiten Moduls (11) sowie ein Schwellensignal empfängt;

- einen Bandpaß-Filter mit endlicher Impulsantwort (17), dessen Ausgang einem zweiten vektoriellen Multiplizierer (18) zugeführt wird, der ebenfalls den Ausgang des Komparators (16) empfängt und dessen Ausgang einem dritten vektoriellen Multiplizierer (19) zugeführt wird, der sich zwischen dem Amplitudenausgang des zweiten Moduls (11) und dem Amplitudeneingang des dritten Moduls (12) befindet;

- einen Kalkulator (20) der spektralen Leistungsdichte nach Durchführen des Filterns, derart, daß:

- ein Modul (21) zur Mittelung über P aufeinander folgende Blöcke, derart, daß:

- einen Kalkulator (22) der optimalen Schwelle chwelleOpt.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß ein Betriebsart-Auswahlmodul ein Funktionieren erlaubt:

- entweder in geschlossenem Umlauf, Betriebsart 0, mit einem anderen Modul (23) zur Modifizierung der Schwellenvorgabe, derart, daß

falls Schwelle - chwelleOpt > A

dann:

Schwelle = Schwelle - B, falls (Schwelle - chwelleOpt) > 0

Schwelle = Schwelle + B, falls (Schwelle - chwelleOpt) < 0

- oder in offenem Umlauf, Betriebsart 1;

dieses Betriebsart-Auswahlmodul umfassend einen ersten und einen zweiten Schalter (24 und 25), wobei der erste Schalter das Schwellensignal zum Komparator (16) liefert und der zweite mit einem skalaren Multiplizierer verbunden ist, der bereitgestellt wird zwischen dem Ausgang des dritten vektoriellen Multiplizierers (19) und dem Amplitudeneingang des dritten Moduls (12).