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Selektivrufauswerter Die Erfindung betrifft einen Selektivrufauswerter
zum Auswerten von aus mehreren nacheinander ausgesandten Tonfrequenzen bestehenden
einem Hochfrequenzträger aufmodulierten Ruffrequenzen, insbesondere für Funksprechgeräte,
Steuer-,
Fernsteuer- und Fernwirkgeräte unter Anwendung einer elektronischen Digitalzählung.
Der Selektivrufauswerter kann beispielsweise einem Hochfrequenzempfänger nachgeschaltet
sein, um einen Mehrfach-Folgetonruf auszuwerten, d.h. der Selektivrufauswerter dient
dazu, aus einer Anzahl von Empfängern, die auf der gleichen Empfangsfrequenz arbeiten,
nur einen einzigen oder eine definierte Gruppe selektiv anzusprechen und bei diesem
oder bei diesen Empfängern eine optische und/oder akustische Anzeige auszulösen.
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Es sind Folgeton-Selektivrufauswerter bekannt-geworden, die entweder
für jede vorkommende Ruf tonfrequenz einen eigenen Resonanzkreis enthalten, der
entweder elektronisch oder durch Relaiskontakte jeweils durch den vorhergegangenen,
richtig ausgewerteten Ton in der Reihenfolge seiner vorgegebenen Rufkennung an die
Auswertschaltung angeschaltet wird, oder der Auswerter enthält nur einen einzigen
Resonanzkreis, dessen Abstimmelemente - im einfachsten Falle seine Spulenanzapfe
- in der Reihenfolge seiner vorgegebenen Rufkennung an die Auswertschaltung angeschaltet
werden.
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In beiden Fällen wird das Programm in der Logik des Selektivrufauswerters
immer erst durch einen richtig erkannten Ton um einen Schritt weitergeschaltet,
wae zur Folge hat, daß der letzte Programaschritt, der das Anrufsignal auslöst,
nur bei tatsächlicher Ubereinstimmung der empfangenen Ruftonfolgc mit der im Auswerter
vorprogrannierten Rufkennung erreicht wird.
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Das bedeutet, daß bei einem nicht übereinstimmenden oder unvollständigen
Ruf das Programm sofort nach dem letzten richtig erkannten Ton stehen bleibt und
in beiden beschriebenen Auswertersystemen durch ein elektronisches Zeitglied wieder
rückgestellt wird, d.h.
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der Auswerter wird in seine Ausgangsstellung zurückversetzt, wobei
der erste seiner Rufkennung entsprechende Resonanzkreis oder Spulenanzapf des einzigen
Resonanzkreises an die Auswertschaltung angeschaltet wird, so daß der Auswerter
für einen neuen Anruf auswertbereit ist.
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Es sind ferner Auswerter bekannt, bei denen die L-C-Resonanzkreise
durch "aktive R-C-Rilter" ersetzt sind, im übrigen aber nach dem gleichen Prinzip
arbeiten.
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Es ist ferner durch die Offenlegungsschrift Nr. 1 566 987 eine digitale
Auswertschaltung bekannt-geworden, die überhaupt keine Resonanz- oder sonstige Filterkreise
enthält, sondern während einer festgelegten, definierten Torzeit aus der gerade
anliegenden Tonfrequenzspannung eine oder mehrere "Proben" entnimmt, d.h. die in
diese Torzeit fallenden Ruftonperioden mittels eines elektronischen Zählers auszählt
und in vorprogrammierten Prüfgattern die Identifizierung des empfangenen Tones vornimmt.
Der vorbekannte Selektivrufauswerter besteht also darin, daß ein elektronischer
digitaler Periodenzähler innerhalb von iorbestimmten gleichen Zeitabschnitten die
Perioden der Tonfrequenzen des empfangenen Rufkennzeichens zählt und daß der Stand
des Periodenzählers durch eine Prüfeinrichtung kontrolliert wird, die bei Übereinstimmung
aller empfangenen Tonfrequenzen mit den dem Selektivrufauswerter des Empfängers
zugeordneten Tonfrequenzen eine ein Signal abgebende Einrichtung steuert.
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Die bekannten Selektivrufauswerter weisen jedoch Nachteile auf, die
sich insbesondere aus den Forderungen beider Schaffung eines Rufsystemes nach dem
Prinzip eines
6-fach-Folgetonrufes ergeben. Dieses System setzt
für den Teilnehmer lediglich den Besitz eines Funkempfängers, beispielsweise eines
Rundfunkempfängers, voraus, der durch ein Sendernetz erreicht werden kann und der
durch einen einfachen Telefonanruf seitens des Rufenden durch Anwählen einer Zentrale
und Hinzufügen der für den gewünschten Empfänger charakteristischen Codenuser in
diesem Empfänger ein ganz bestimmtes, zwischen den Rufpartnern vorher vereinbartes
Signal auslöst.
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Im einfachsten Fall wird dem Besitzer des Rufempfängers, der sich
beispielsweise auf einer Reise innerhalb des Gebietes, in welchem mindestens ein
Sender des Sendernetzes empfangen werden kann, befindet, eine bestimmte Nachricht
signalisiert. Würde man sich nur auf diese einfache Art der Signalisierung beschränken,
so ergäbe das ein relativ einfaches Auswerterkonzept, das am billigsten durch das
Prinzip eines einzigen Resonanzkreises mit elektronisch umgeschalteten Anzapfen
zu realisieren wäre.
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en Rufs sternes Zuteilung von bis zu vier Rufnummern pro Rufempfänger
vorgesehen,
die sich nur in der letzten Stelle unterscheiden und so dem Teilnehmer das Signalisieren
von vier Einzelsignalen und gegebenenfalls deren Kombination ermöglicht.
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Damit ist die relativ billige und einfache Lösung des oben beschriebenen
Auswerterkonzeptes mit nur einem Resonanzkreis mit umschaltbaren Anzapfen nicht
mehr möglich, da die "Unsicherhzit" der letzten Stelle keine Vorprograinierung der
Spulenanzapfe in der Reihenfolge der Rufkennung zuläßt. Noch einfacher ausgedrückt:
Das Prinzip eines einzigen Auswertschwingkreises mit schaltbaren Anzapfen setzt
eine einzige fest vorprogrammierte Rufkennung voraus, während der Auswerter gleichzeitig
auf vier verschiedenen Rufkennungen anrufbereit sein muß. Die Lösungen, die sich
unter Beibehalt der herkömmlichen Auswertersysteme anbieten, sind teuer und unelegant,
denn sie erfordern entweder elf Einzelschwingkreise oder vier Schwingkreise mit
je elf umschaltbaren Anzapfen.
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Aber auch der unter Anwendung einer digitalen Auswerteschaltung
arbeitende,
oben beschriebene Selektivrufauswerter, bei welchem die Anzahl der Perioden der
Ruftonfrequenz innerhalb einer definierten Torzeit ausgezählt wird, eignet sich
dann nicht, wenn an die Anrufsicherheit und die Sicherheit gegen Fehlauswertung
erhöhte Anforderungen gestellt werden. Diese Anforderungen können beispielsweise
darin bestehen, daß ein Signal noch dann einwandfrei ausgewertet werden muß, wenn
von den 100 ms eines einzelnen Tonelementes 60 ms durch Störung komplett ausfallen.
Da jedoch nicht von vornherein feststeht, wo bei einem Tonelement ein Ausfall durch
Störungen erwartet werden muß, kann eine Zählung der Perioden der Ruf tonfrequenz
innerhalb einer definierten Torzeit für die Auswertung des Signalrufes nicht herangezogen
werden.
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Die vorliegende Erfindung hat sich nun zur Aufgabe gestellt, einen
Selektivrufauswerter zu schaffen, der die oben angeführten Nachteile nicht aufweist
und mit dem es durch Anwendung einer relativ einfachen Schaltungsanordnung möglich
ist, die oben genannten strengen Forderungen zu erfüllen und eine einwandfreie Auswertung
der jeweiligen Ruftonfrequenzen vorzunehmen.
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Zur Lösung der gestellten Aufgabe wird gemäß der Erfindung ein Selektivru-fauswerter
zum Auswerten von mehreren nacheinander ausgesandten Ruftonfrequenzen, die einem
Hochfrequenzträger aufmoduliert sind, insbesondere für Funksprech-, Steuer-, Fernsteuer-
und Fernwirkgeräte, unter Anwendung einer elektronischen digitalen Zählung vorgeschlagen,
welcher dadurch gekennzeichnet ist, daß aus der demodulierten Ruftonfrequenz selbst
eine Torzeit abgeleitet wird, die z.B.
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dem Reziprokwert der Frequenz l/f entspricht, wobei innerhalb dieser
Torzeit aus einem hochstabilen Hilfsoszillator eine für den jeweiligen Ton charakteristische
Anzahl von Schwingungen durch die genannte Torzeit gesteuert in einen elektronischen
Zähler zur Zählung und Auswertung gelangt.
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Der Selektivrufauswerter gemäß der Erfindung besteht also im Gegensatz
zu der oben beschriebenen, bekannten Periodenzählung in einer Ausmessung der Periodendauer
mittels einer Reihe von igitalisierten gleichen Zeitschritten.
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Durch eine geeignete Frequenzteilerschaltung wird bewirkt, daS die
Torzeit aus dem Reziprokwert der Ruftonfrequenz erzeugt wird, wobei nur jede zweite
Periode ausgezählt und in der jeweils dazwischenliegenden Periode das Zählergebnis
ausgewertet
und der Zähler wieder auf Null gestellt wird.
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Durch diese Methode erfolgt innerhalb der 100 ms Dauer eines einzelnen
Tonelementes eine relativ große Folge von Zählungen. Die Ergebnisse dieser Zählungen
werden gemäß einem weiteren Kennzeichen der Erfindung auch nicht einzeln, sondern
durch eine besondere Wahrscheinlichkeitsschaltung ausgewertet. Erst wenn diese Schaltung
feststellt, daß innerhalb der 100 ms des Tonelementes alle durchgeführten Zählungen
mindestens eür eine Gesamtzeit von 40 ms dasselbe Ergebnis erbracht haben, gilt
der Ton als identifiziert. Dabei ist es völlig gleichgültig, ob die Störeinbrüche
in ein Tonelement am Anfang oder am Ende desselben oder über seine Dauer verteilt
auftreten. Dsrch die beiden Merkmale der Periodendauerawszählung und der aufgrund
der Häufigkeit der Zählungen möglichen Wahrscheinlichkeitsauswertung wird für den
digitalen Selektivrufauswerter gemäß der Erfindung die geforderte hohe Anrufsicherheit
erreicht.
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Anhand der Zeichnungen soll am Beispiel einer bevorzugben
Ausführungsform
der Selektivrufauswerter gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf die nachfolgende
Beschreibung näher erläutert werden.
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In den Zeichnungen zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild des Selektivrufauswertes
gemäß der Erfindung.
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Fig. 2 zeigt ein Schaltbild des Prograiinteils, welcher mit einem
Auswertintegrator und einem Mono-Flop zur Rückstellung des PrograrmzAhlers verbunden
ist.
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Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer Prüf- und Anzeigeschaltung.
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Fig. 4 zeigt eine Diagrammdarstellung der Impulse und des Spannungsverlaufes
für ein ungegtörtes und ein gestörtes Tonelement.
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Das vom Empfänger empfangene Hochfrequenzsignal wird zunächst in einem
nicht dargestellten Demodulator demoduliert,
und das NF-Signal
wird auf einen Trigger 1 gegeben, wo es in frequenzgetreue Rechteckimpulse, wie
bei 2 dargestellt, umgewandelt wird. Da die NF-Schwingung mit einem Klirrfaktor
behaftet sein kann und zudem der Trigger immer eine gewisse Schaltthysterese aufweist,
darf man nicht annehmen, daß nach dem Trigger die positive Rechteckhalbwelle genau
der negativen Rechteckhalbwelle entspricht, d.h.
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man kann weder die positive noch die negative Halbwelle bereits als
Torzeitkriterium benutzen. Man gibt deshalb die vom Trigger gelieferte Rechteckschwingung
zunächst auf eine Frequenzteilerstufe 3, und erst die um den Faktor zwei untersetzte
Rechteckschwingung ist in ihrer Halbperiodendauer das getreue, reziproke Abbild
der Tonruffrequenz und kann in dieser Form als Torzeitkriterium für die Zählung
dienen.
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Am Ausgang der Frequenzteilerstufe 3 liegt also eine Rechteckschwingung,deren
positive Halbwelle, wie bei 4 im Diagramm gezeigt, der Torzeit entspricht. Diese
wird über die elektrische Verbindung 5 auf ein Nand-Gatter 6 gegeben.
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Die eigentlichen Zählimpulse werden in einem Hilfsoszillator 7 erzeugt
und über die Verbindung 8 ebenfalls auf das
Gatter 6 gegeben. Der
Hilfsoszillator 7 ist vorzugsweise ein temperatur- und spannungsstabilisierter Sinusoszillator.
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Bei der Wahl der Oszillatorfrequenz hat man zunächst von der Überlegung
auszugehen, daß die Zählergebnisse in jedem Fall eindeutig sein müssen unter Berücksichtigung
der Tatsache, daß ein elektronischer Zähler, je nachdem wie Beginn und Ende der
Torzeit phasenmäßig zu der zu zählenden Impulsfolge zu liegen kommen, sich um "1"
verzählen kann.
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Darüberhinaus ist natürlich eine gewisse Ansprechbreite zu fordern,
denn weder die Tongeneratoren der Sender noch der eingebaute Hilfsoszillator können
mit der Toleranz "Null" betrieben werden. Auch sollen die an den Zähler anzuschließenden
Prüfgatter und der Zähler selbst nicht zu aufwendig werden.
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All diese Überlegungen haben in dem beschriebenen Konzept zur Festlegung
der Hilfsoszillatorfrequenz auf 36,95 kHz geführt. Diese Frequenz ergibt ein Optimum
für genügende Ansprechbnite, für guten Nachbartonabstand und für geringsten Schaltungsaufwand.
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Die Schwingungen des Hilfsoszillators 7 gelangen also für
die
Dauer der ersten Ruftonperiode 4 über das für diese Zeit geöffnete Gatter 6 und
die leitende Verbindung 9 in den aus sieben binären Zähl-Flipflops 10 - 16 bestehenden
Hauptzähler. Nach Beendigung der von der Ruftonfrequenz erzeugten Torzeit 4 steht
das für diesen Ton charakteristische Zählergebnis binär verschlüsselt im Hauptzähler.
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In der zweiten Tonfrequenzperiode geschieht die Auswertung, und da
die folgende dritte Periode 4' im Diagramm bereits wieder mit einer neuen Zählung
ausgewertet werden soll, muß der Zähler noch innerhalb der zweiten Tonfrequenzperiode
auf Null zurückgestellt werden. Dies geschieht durch Abgreifen der Triggerflanke
2 vor der Frequenzteilerstufe 3 über den Kondensator 17 genau in der Mitte der zweiten
Tonfrequenzperiode, wie im Diagramm bei 18 dargestellt.
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Infolge der Darstellung der Torzeit durch Frequenzteilung aus der
getriggerten NF-Sinusschwingung muß naturgemäß immer genau mit der Mitte einer jeden
Rechteckhalbschwingung nach dem Frequenzteiler eine Flanke der Rechteckschwingung
vor dem Frequenzteiler zusammenfallen. Durch entsprechende
Gatterverknüpfung
wird dafür gesorgt, daß diese Schaltflanke, während der ersten Periode der Zählung
unwirksam bleibt, während sie genau in der Mitte der zweiten -der Auswertperiode
- die Nullstellung des Zählers bewirkt. In der zweiten Hälfte der Auswertperiode
passiert nichts mehr, der Zähler steht auf Null und ist zählbereit für den Beginn
der dritten Ruftonfrequenzperiode.
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Dieser Vorgang wiederholt sich solange, wie der Ton am Triggereingang
anliegt.
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An den Ausgängen der Zähl-Flipflops 10 - 16 sind elf f3, Tonprüfgatter
fr, fO, rl, f2/ f4, f5, f6, f7, f8, £9 angeschlossen, wobei jedes Gatter mittels
seiner Eingangs-Matrix eine für die entsprechende Ruftonziffer charakteristische
Zählerstellung "erfühlt". Solange also eine Ruftonfrequenz am Triggereingang anliegt,
wird immer das entsprechende Prüfgatter alle zwei Perioden für eine halbe Periode
lang aufgetastet, und zwar für die halbe Periode lang, in der das Zählergebnis im
Zähler steht, d.h. vom Ende der Zählperiode an bis zur Mitte der Auswertperiode,
wo die Nullstellung und somit die Löschung des Zählergebnisses stattfindet. Am Ausgang
eines jeden Tonprüfgatters liegt also bei Beaufschlagung
mit seiner
charakteristischen Ruftonfrequenz, wie bei 19 im Diagramm dargestellt, eine Rechteckschwingung
mit f 2 der Ruf tonfrequenz und mit einem frequenzunabhängigen Tastverhältnis von
1:3 vor. Dieses stets gleiche Tastverhältnis ist äußerst wichtig für die nachfolgende
Beschreibung der in Fig. 2 dargestellten Wahrscheinlichkeitsprüfschaltung, und es
rührt daher, daß stets nach einer wirksamen halben Auswertperiode eine halbe Periode
mit "nullgestelltem" Zähler folgt, die also bereits für das Tonprüfgatter wieder
unwirksam ist, wonach jeweils eine volle Zählperiode folgt, die ebenfalls für das
Tonprüfgatter unwirksam ist.
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An einem Beispiel sollen die zu erwartenden charakteristischen Zählimpulszahlen
durchgerechnet werden. Hierbei ergibt sich bei Annahmeder Hilfsoszillatorfrequenz
von 36,95 kHz für diese Frequenz in zehn von elf Fällen an der letzten Stelle des
Binärzählers ein "Don't care" in Anlehnung an einen Ausdruck aus der Technik der
elektronischen Rechner eine Stelle, die sowohl L als auch 0 sein darf, also eine
Stelle, die man unberücksichtigt lassen kann und die zugleich zu der erwünschten
Ansprechbreite
führt, da die Frequenz nicht 100 %ig zu stimmen
braucht, weil, gleichgültig, ob die letzte Stelle eine 0 oder ein L ist, die in
Frage stehende Frequenz als "richtig" erkannt wird Dies soll an einem Beispiel gezeigt
werden: Für die Ziffer "7" wird in einem bestimmten Signal-Ruf-System die Frequenz
554,0 Hz gesendet. Die Perioden der Ruffrequenz werden nun durch digitalisierte
Zeitschritte aus dem Hilfsoszillator von 27,064 /us Länge ausgezählt. Das für die
Ziffer "7" zuständige Prüfgatter erfühlt die binäre Stellenfolge "LOOOOLK", wobei
die letzte Stelle X ein "Don't care" ist, also sowohl L als auch 0 sein darf, d.h.
das Prüfgatter läßt sie einfach unberücksichtigt.
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Wenn diese letzte Stelle eine 0 ist, so stellt die gesamte binäre
Stellenfolge die dekadische Zahl"66" dar, wenn die letzte Stelle ein L ist, so entspricht
das der dekadischen Zahl "67". Da diese letzte Stelle bei der Auswertung nicht berücksichtigt
wird, meldet das Prüfgatter für die Rufziffer "7" sowohl sechsundsechzig als auch
siebenundsechzig gezählte Impulse als richtig.
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Nun ergeben sechsundsechzig Zeitschritte á 27,064 ,us eine Torzeit
von 1,7862 ms, entsprechend einer Frequenz von 559,85 Hz. Dagegen ergeben siebenundsechzig
Zeitschritte ä 27,064 us eine Torzeit von 1,8133 ms, entsprechend einer Frequenz
von 551,48 Hz. Man sieht daraus, daß jede Frequenz zwischen 551,48 Hz und 559,85
Hz richtig als Ziffer "7" gemeldet wird. Diese Ansprechbreite ist in keiner Weise
mit der Bandbreite eines üblichen Resonanzkreises vergleichbar, denn sie ist absolut
und amplitudenunabhängig, d.h., daß außerhalb der genannten Frequenzgrenzen ein
Ansprechen unmöglich ist.
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In der beigefügten Tabelle ist eine tabellarische Zusammenstellung
der elf auszuwertenden Frequenzen mit den dazugehörigen binären Zählergebnissen
ersichtlich, die sich bei Verwendung einer Hilfsoszillatorfrequenz von 36,95 kHz
ergeben.
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Digitale Tonfrequenz-Auswertung mit Hilfsoszillatorfrequenz = 36,95
kHz Ziffer 4 Index Anzahl d. Im- Binärzählerstand Bemerkung zur Ruftonfrequenz pulse
pro Auswertung Torzeit 26 25 24 23 22 21 20 fw = 1062,9 Hz 34 O L O O O L O Stelle
20-35 O L O O O L L Don't care fo = 979,8 Hz 37 O L O O L O L Stelle 20 u.21 durch
Exclusiv-38 O L O O L L O Oder auswerten f1 = 903,1 Hz 40 O L O L O O O Stelle 20
= 41 0 L O L O O L Don't care f2 = 832,5 Hz 44 O L O L L O O Stelle 20 = 45 O L
O L l O L Don't care f3 = 767,4 Hz 48 0 L L O 0 0 O Stelle 20 = 49 0 L L O 0 O L
Don't care f4 = 707,4 Hz 52 0 L L O L 0 O Stelle 20 = 53 0 L L O L O L Don't care
f5 = = 652,0 Hz 56 0 L L L O 0 O Stelle 20 = 57 0 L L L O O L Don't care f6 = 601,0
Hz 60 0 L L L L O O Stellen 2 u.2 61 0 L L L L O L =Don't care 62 O L L L L L O
63 O L L L L L L f7 = 554,0 Hz 66 L O 0 0 O L O Stelle 2 -67 L O 0 0 0 L L Don't
care f8 = 510,7 Hz 72 L O O L O O O Stelle 20 = 73 L O O L O O L Don't care fg "
470,8 Hz 78 L O O L L L O Stelle 20 = 79 L O O L L L L Don't care
Man
erkennt jeweils an der letzten Binärziffernstelle = 20 das zuvor erwähnte "Don't
care" mit einer Ausnahme für f = 979,8 Hz, wo sich kein"Don't care" ergibt, weil
bei 0 dem Sprung von siebenunddreißig auf achtunddreißig sich zwei Stellen der entsprechenden
Binärziffer ändern. Die Auswertung von f muß daher durch eine Exclusiv-Oder-0 Schaltung
20 erfolgen, die nur dann anspricht, wenn in den beiden letzten Stellen eine 0 -
L - Kombination vorliegt, jedoch nicht bei den Kombinationen O - 0 oder L - L.
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Eine weitere Besonderheit ergibt sich für 6. Auch hier ergibt sich
in unmittelbarer Nähe der Sollfrequenz der ungünstige Sprung von zwei Binärstellen,
der wieder eine Auswertung mittels Exclusiv-Oder notwendig machen würde.
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Aber hier zeigt schon ein grobes Abschätzen zu den Nachbarfrequenzen,
daß man ohne weiteres beide letzten Stellen zu "Don't cares" erklären kann, ohne
eine Fehlauswertung befürchten zu müssen. Trotz einer wesentlich größeren Ansprechbreite
ist sowohl zur niedrigeren als auch zur höheren Nachbarfrequenz ein absoluter Sicherheitsabstand
von zwei digitalen Zeitschritten vorhanden. Daher kann man hier statt des teureren
Aufwandes für eine Exclusiv-Oder-
Schaltung gegenüber allen anderen
Tonprüfgattern sogar einen Gattereingang sparen. Derselbe Trick war bei £6 wegen
des dann fehlenden Sicherheitsabstandes nicht möglich. Nachdem anhand der Tabelle
die Vorzüge der optimalen Hilfsfrequenz von 36,95 kHz aufgezeigt wurden, soll die
eigentliche Funktion der Gesamtschaltung beschrieben werden.
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Zur Auswertung der in den Zähl-Flipflops 10 - 16 ermittelten Werte
sind, wie bereits erwähnt, diese mit elf Gattern fr, fO, fl, £9 verknüpft. Diese
Tonprüfgatter sind als RTL-Nor-Gatter in diskreter Bauweise realisiert, denn ein
Nor-Gatter stellt, wenn seine.
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Eingangsbedingungen erfüllt, d.h. alle Gattereingänge "0" sind, ein
positives Ausgangssignal zur Verfügung, welches zur einfachen Signalweiterverarbeitung
erwünscht ist.
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Die RTL-Nor-Gatter haben vier Eingänge. Drei dieser Eingänge sind
an die Ausgänge der Zähl-Flipflops 10 - 16 der Stellen 21, 22 und 2 angeschlossen.
Die Stellen 4 2 und 2 werden in drei Gruppen OLO, OLL und LOO
(siehe
Tabelle) eingeteilt. Jede dieser drei Binärstellen-Kombinationen wird durch eine
einfache Dioden-Oder-Matrix 21 erfaßt und steuert den vierten Eingang der dazugehörigen
Nor-Gatter. Die letzte Zählerstelle 20 bleibt in allen Fällen unberücksichtigt,
bis auf das Prüfgatter für fO, wo eine vorgeschaltete, recht einfache Diodenverknüpfung
20 die notwendige Exclusiv-Oder-Verknüpfung zwischen den beiden Zählerstellen 20
und 21 ergibt. Bei dem Prüfgatter für £6 sind sowohl die Stellen 20 als auch "Don't
cares". Daher vereinfacht sich dieses Prüfgatter auf ein Nor-Gatter mit nur drei
Eingängen.
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Es ist selbstverständlich auch jede andere Art der Gatter Realisierung
- z.B. aus Nand-Gattern - mit nachgeschalteten Invertern denkbar. Wesentlich ist
dabei nur, daß das Signal unverändert in der beschriebenen Form, d.h. im Tastverhältnis
1:3 - wobei die positive Tastung "1" und die Tastpause "3" ist - bis zum Eingang
der Wahrscheinlichkeitsprüfstufe gelangt, die für alle Ruftöne gemeinsam arbeitet.
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In Fig. 2 ist das Schaltbild des Programmteils, welcher mit einem
Auswertintegrator und einem Mono-Flop zur Rückstellung des Programmzählers verbunden
ist, dargestellt.
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Die drei Flipflops 22, 23 und 24 sind zu einem dreistufigen Binärzähler
als Programmzähler zusamxengeschaltet. In Anrufbereitschaft ist dieser Zähler durch
den im Ruhezustand befindlichen retriggerbaren Mono-Flop 27 nullgestellt, d.h. seine
Ausgänge Q7, Q8, Q9 weisen die Binärfolge 000 auf. Die dazu komplementäre Binärfolge
LLL an den Ausgängen Q7, Q8 und Q9 wird von drei Eingängen des ersten Programm-(Nand)-Gatters
"erfühlt".
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Der vierte Eingang ist mit dem Ausgang des Tonprüfgatters verbunden,
welches auf den ersten Ton des Rufcodes anspricht.
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Wenn nun infolge eines übereinstimmenden ersten Ruftones aus dem ersten
Tonprüfgatter eine Impulsfolge, wie bei 19 in Fig. 1 aufgezeigt, herauskommt, so
sind jeweils für die- positiven Tastphasen die Nand-Bedingungen erfüllt, und das
erste Programmgatter 25 schaltet im
selben Rhythmus durch, d.h.
an seinem Ausgang, der mit den übrigen Ausgängen der weiteren Programngatter 25
zu einem "wired or" verbunden ist, erscheint die bei 19 in Fig. 1 dargestellte Impulsfolge
nunmehr invertiert.
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Im nachfolgenden Nor-Gatter 26 wird das Signal nochmals invertiert
und erscheint an dessen Ausgang wieder original, wie bei 19 in Fig. 1 gezeigt, d.h.
mit unverändertem Tastverhältnis 1:3. Das Nor-Gatter 26 hat weiterhin die Aufgabe,
mit Hilfe seines zweiten Einganges die Weitergabe von Impulsen an die nachfolgende
Integrationsschaltung während der "Zählphase" zu verhindern. Zu diesem Zweck ist
der zweite Eingang des Nor-Gatters 25 mit dem Ausgang Q der Frequenzteilerstufe
3, d.h. mit der Leitung 5, verbunden. Derartige "Pseudo"-Impulse entstehen immer
dann, wenn ein Tonprüfgatter während der Zählphase "überlaufen" wird. So sprechen
z.B. beim Auswerten der Ruffrequenz fg alle tieferliegenden Gatter kurz an, wenn
ihre charakteristische Ansprechzahl beim Einlaufen der achtundsiebzig bzw. neunundsiebzig
Impulse für fg gerade überlaufen werden. Da dieser störende Impuls während der Zählphase
entsteht, kann er durch die genannte Maßnahme leicht
unterdrückt
werden.
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Mit der wiedergewonnenen Impulsfolge am Ausgang des Nor-Gatters 26
wird jeweils für die positive Impulsphase eine Konstantstromstufe I const. eingeschaltet.
Der Integrationskondensator C wird über einen sehr hochohmigen Spannungsteiler Ra,
Rb auf 4,0 V "Ruhe"-Spannung gehalten. Mit jedem Konstantstromstoß wird er nun linear
in Richtung OV entladen, (siehe Fig. 4,1. ungestörtes Tonelement). Die treppenförmig
absinkende Spannung am Integrationskondensator C erreicht bei 2,0 V die untere Schaltschwtlle
des nachgeschalteten Schmitt-Triggers T1, T2, welcher durchschaltet und damit drei
Vorgänge bewirkt: 1. Es wird ein retriggerbarer Mono-Flop 27 mit einer Laufzeit
von 1,5 Programmtakten gekippt, der seinerseits über seinen Ausgang Q die Nullstellung
des Programnzählers aufhebt.
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2. Es gelangt ein Fort-Schaltimpuls an den Eingang des Programmzählers,
der mit einer neuen Binärkombination
LOO, bzw. komplementär OLL
das erste Programmgatter 25 ausschaltet und das zweite Programmgatter 25 einschaltet.
Damit wird die vom ersten Ruftonelement stammende Impulsfolge aus dem ersten Programmgatter
25 unterbrochen,und ein weiteres Absinken der Ladespannung am Integrationskondensator
C findet nicht statt.
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3. Der Rückladetransistor T3 wird angesteuert, der den Integrationskondensator
C wieder in Richtung plus 6 V auflädt. Bei plus 4,0 V wird jedoch bereits die obere
Schaltschwelle des Triggers erreicht, er schaltet zurück in seine Ausgangslage,und
T2 und T3 werden stromlos.
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Die weite Schalthysterese des Triggers von 2,0 bis 4,0 Volt wird durch
entsprechende Dimensionierung der beiden Kollektorwiderstände und des gemeinsamen
Emitterwiderstandes erreicht. Wenn jetzt kein zweiter, mit der Codierung übereinstimmender
Ruf ton an den Auswerter gelangt, bleibt der Integrationskondensator C durch Ra,
Rb gehalten, auf einer Ladespannung von 4,0 Volt stehen, der Mono-Flop kippt zurück
und stellt mit der Nullstellung den Programmzählers die erneute Empfangsbereitschaft
für eine neue Ruftonfolge herv
Für den Fall, daß die empfangene
Ruftonfolge mit der vorprogrammierten Codierung des Auswerters übereinstimmt, d.h.
also, wenn die Eingänge aller Programmgatter 25 in der richtigen Reihenfolge mit
den entsprechenden Ausgängen der Tonprüfgatter verbunden sind, wiederholt sich die
treppenförmige Entladung von C, das Triggerschalten, das Rückladen von C und das
erneute triggern des Mono-Flops stets von neuem; es erfolgt keine Zähler-Nullstellung,
weil der Mono-Flop vor Ablauf der 1,5 Takte -Laufzeit durch die richtige Auswertung
des nächstfolgenden Tones jeweils neu getriggert wird. Das Programm läuft daher
vollständig ab, und eine (nicht dargestellte) akustische Signaleinrichtung wird
ausgelöst und einer der vier optischen Indikatoren wird ansprechen. Letzteres optische
Signal wird gespeichert bis zur Löschung mittels einer Löschtastc 30, Fig. 3.
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Aus Fig. 4 ist leicht ersichtlich, daß durch das integrierende Verhalten
der Auswertschaltung auch ein gestörtes Tanelement richtig identifiziert wird, solange
die verbleibenden, ungestörten Perioden des Ruftones zusammen 4a ms angestanden
haben.
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Wie eingangs beschrieben, bringt die Prüfung des sechsten Tonelementes
eine besondere Schwierigkeit mit sich, da sich hier die Ruftonfolge in vier <rerschiedene
Bedeutungen aufsplittert, die durch die Indikatoren La 1 bis La 4 angezeigt werden
sollen.
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Diese besondere Prüf- und Anzeigeschaltung ist in Fig. 3 dargestellt.
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Entsprechend den vier verschiedenen Möglichkeiten sind für die Codierung
der sechsten Ruftonstelle vier Gattereingänge 6a, 6b, 6c, 6d vorgesehen. Die Ausgänge
der vier zweifach-Nand-Gatter 28 sind untereinander und mit einem "wired or" zusammengeschaltet.
Die jeweils zweiten Gattereingänge sind untereinander verbunden und werden vom Ausgang
eines vierfach-Nor-Gatters 29 gesteuert. Dieser Nor-Gatter-Ausgang weist in den
ersten fünf Programnstellungen logisch "O" auf und sperrt damit die Nand-Gatter
28 mit den Eingängen 6a, 6b, 6c, 6d. Erst nach crfolgter richtiger Auswertung des
fünften Ruftones wird der sechste Programmtakt eingeleitet. Die Stellung "6" des
Prograrmnzählers 22, 23, 24 wird mit den drei Nor-Gatter-Eingängen Q72 Q8, Q9
"erfühlt".
Der vierte Eingang Q unterdrückt in schon beschriebener Weise Pseudo-Impulse während
der Zählphase. Mit dem sechsten Programmtakt wird der Nor-Gatterausgang logisch
L, d.h. er gibt gleichzeitig alle vier Nand-Gatter 28 mit den Eingängen 6a, 6b,
tc, 6d frei.
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Je nachdem, an welchem Codierungseingang nun eine Impulsfolge erscheint,
aus dessen Ausgang gelangt jetzt das invertierte Signal über die "wired or"-Verbindung
in bekannter Weise zum Auswertintegrator. Angenommen, die vom sechsten Tonelement
stammende Impulsfolge gelangte aufgrund ihrer Tonzugehörigkeit an den Gattereingang
6c, so werden die positiven Impulse über Di3 und R3 den Kondensator C3 aufladen,
da auch dessen Fußpunktdiode Di11 in Flußrichtung gepolt ist. Auch hier geschieht
eine Integration, denn R3 und C3 sind so bemessen, daß pro Impuls nur eine kleine
Teilladung übernommen wird. Erst wenn auch.der Hauptintegrator seine Schaltschwelle
erreicht hat, ist die Ladung in C3 so groß, daß sie zur Ansteuerung des Komplementär-RS-Flipflops
T4, T5 mit dem Indikator La 3 ausreicht.
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Dieser Ansteuerungsvorgang geschieht folgendermaßen: Mit dem Schalten
des Triggers im Hauptintegrator beginnt der siebente Programmtakt. Dieser ist jedoch
nicht mehr für das Nor-Gatter 29 charakteristisch, so daß dessen Ausgang auf Null
zurückschaltet. Damit sind wieder alle Nand-Gatter 28 mit den Eingängen 6a, 6b,
6c, 6d gesperrt, aber das ist jetzt bedeutungslos. Entscheidend ist, daß der Nor-Gatter-Ausgang
29 über die Dioden Di 5, Di 6, Di 7, Di 8 die positiven Seiten der Kondensatoren
C1> C2, C3 und C4 auf Null schaltet. Derjenige Kondensator, der eine Ladung aufweist
- im gewählten Beispiel C3 - muß mit seiner anderen Seite in den negativen Spannungsbereich
ausweichen. Er acht damit den Emitter von T4 gegenüber seiner Basis, die über La
3 und seinen Basiswiderstand Null-Potential hat, kurzzeitig staiknegativ und bewirkt
damit das Kippen des RS-Flipflops. Die drei übrigen RS-Flipflops bleiben von diesem
Vorgang unberührt, da ihre vorgeschalteten Integrationskondensatoren C1, CZ1 C4
nicht aufgeladen waren, Auch nach solch einer vollständig abgeschlossenen Auswertung
stellt
der retriggerbare Mono-Flop 27 - 1,5 Takte nach dem Erkennen des sechsten Tones
den erneut empfangsbereiten Ausgangszustand wieder her.