DE2201764C3 - Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines elektrischen Rufsignals in ein akustisches Rufsignal in Fernmeldeanlagen, insbesondere Tonwecker - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines niederfrequenten elektrischen Rufsignals in ein tonfrequentes akustisches Rufsignal in Fernmeldeanlagen, insbesondere Tonwecker in Fernsprechvermittlungsanlagen, in denen eine Gleichrichter- so anordnung das ankommende niederfrequente elektrische Rufsignal in eine Gleichspannung umwandelt und ein von dieser Gleichspannung gespeister Oszillator in Abhängigkeit von dem auf der Teilnehmerleitung ankommenden niederfrequenten elektrischen Rufsignal ss ein tonfrequentes elektrisches Rufsignal an einen das tonfrequente akustische Rufsignal abgebenden elektroakustischen Wandler weiterleitet

Neben den bekannten elektromechanischen Glockenweckern werden seit langem elektronische Tonwecker eo in Fernsprechanlagen eingesetzt, bei denen ein niederfrequentes Rufsignal elektronisch erzeugt und einem elektroakustischen Wandler zur Abgabe eines akustischen Rufsignals zugeführt wird Die US-PS 35 08 012 gibt ein Beispiel eines solchen elektronischen Tonwek- es kers.

Beim Einsatz elektronischer Tonwecker ist es erforderlich, zwischen gültigen, also echten elektrischen Rufsignalen, und unerwünschten Impulsen und Störsignalen zu unterscheiden. Dabei sollen möglichst keine Spulen oder große Kondensatoren eingesetzt werden, da diese Bauteile sich nicht in Festkörperschaltungen integrieren lassen. In bekannter Weise sind solche Bauteile in Filterschaltungen benutzt worden, die so ausgelegt sind, daß die gültigen Rufsignalfrequenzen durchgelassen und unerwünschte Frequenzen gesperrt werden. Solche Filterschaltungen sind dann brauchbar, wenn die zu unterscheidenden Frequenzen durch einen größeren Abstand voneinander getrennt sind. Probleme ergeben sich jedoch, wenn die gültigen und ungültigen Signale gleiche oder benachbarte Frequenzen haben. Dies ist der Fall, wenn die üblichen Rufsignale von 20 oder 30 Hz verwendet werden, da störende Wählimpulse mit 10 oder 20 Impulsen pro Sekunde einen beinahe identischen Frequenzanteil aufweisen. .

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die sich in integrierter Form verwirklichen läßt und die niederfrequenten elektrischen Rufsignale mit Sicherheit von anderen Signalen, insbesondere Störsignalen, unterscheidet, so daß diese kein akustisches Rufsignal erzeugen. Die gestellte Aufgabe wird ausgehend von der eingangs genannten Schaltungsanordnung dadurch gelöst, daß eine dem Oszillator vorgeschaltete und die ankommenden Signale bewertende Einrichtung eine integrierende Schaltung aufweist, die den Energieinhalt jedes ankommenden Signals überprüft und den Oszillator nur dann aktiviert wenn das ankommende Signal einen das Vorliegen eines Rufsignals kennzeichnenden Mindestenergieinhalt (Mindestdauer) aufweist

Eine solche Schaltungsanordnung kann in Form eines Tonweckers außerdem einen elektromechanischen Wecker in Fernsprechstationen direkt ersetzen, ohne daß weitere Änderungen erforderlich sind.

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird nunmehr anhand der Zeichnungen erläutert Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Tonweckers gemäß Erfindung;

F i g. 2 und 3 zusammengefaßt das Schaltbild des gesamten Tonweckers, der in Blockform in F i g. 1 dargestellt ist;

Fig.4A ein Blockschaltbild des Tonweckers nach Fig. 1, der zur Abgabe von kontinuierlichen Ruf tönen modifiziert ist;

Fig.4B eine Modifikation zur Erzeugung von amplitudenmodulierten Ruftönen;

Fig.4C eine Modifikation zur Erzeugung von frequenzmodulierten Ruf tönen;

F i g. 5A₁B und C verschiedene Spannungskurvenformen, die an speziellen Punkten innerhalb des Tonwekkers nach F i g. 2 und 3 gemessen werden;

Fig.6A, B, C und D Spannungskurvenformen am Tonweckerausgang.

Die Gesamtanordnung der zugrundeliegenden Ton· läutwerkschaltung ist in Blockform in F i g. 1 dargestellt Ankommende Rufsignale werden über Leitungen 101, 102 empfangen und direkt an ein Verknüpfungsglied 103 angelegt, welches zur Unterscheidung zwischen gültigen und ungültigen Rufsignalen dient Bei der Feststellung eines gültigen Signals wird ein Oszillator 104 von dem Verknüpfungsglied 103 über eine Steuerleitung 107 betätigt Die Frequenz des Oszillators ist so gewählt, daß ein gefälliges, hörbares Signal von

einem elektroakustisehen Wandler JOS erzeugt wird, Eine Gleichrichteranordnung 106 dient zur Gleichrichtung von ankommenden Rufsignalen und zur Bildung einer geregelten Spannung für den Oszillator 104,

Das in Fig,2 dargestellte Verknüpfungsglied 103 enthält einen Schwellenwertdetektor 210 mit Dioden Di-D 4, Widerständen R1, R2 und einem Kondensator Ci, eine Begrenzungsschaltung 211 mit Transistoren Ti-Ti, Dioden D 5, D 6 und Widerständen A3—Ä5, eine integrierende Schaltung 212 mit Dioden DT, DS, Widerständen R 6-RS und Kondensatoren C2, C3, sowie einen Transistorschalter 213 mit Transistoren T5, T6 und einem Widerstand R 9.

Die Wirkungsweise des Verknüpfungsgliedes 103 wird unter Bezugnahme auf F i g. 5A besser verstanden, welche typische Spannungskurven auf den Leitungen 101,102 zeigt Gültige Rufsignale sind in charakteristischer V/eise sinusförmig mit Amplituden in der Größenordnung von 40 bis 110 Volt bei Frequenzen von 20 oder 30 Hz und können der Batteriespannung des Amtes überlagert sein, welche typisch 48 Volt beträgt Unerwünschte Signale können durch zahlreiche Quellen verursacht sein, beispielsweise Wählimpuls, Gabelschalterbetätigungen, Blitzeinschläge und Rauschen. Von diesen sind die Wählimpulse am schwierigsten zu unterscheiden, da sie mit Frequenzen von 20 Impulsen pro Sekunde auftreten und Amplituden von 200VoIt oder mehr aufweisen können. Wählimpulse sind nicht sinusförmig von Natur, vielmehr können sie als unsymmetrische Spitzen charakterisiert werden, die einen raschen Anstieg und Abstieg aufweisen. Wie später erläutert wird, macht das Verknüpfungsglied 103 vorteilhaft von dieser Tatsache Gebrauch.

Es wird nun auf den Schwellenwertdetektor 210 eingegangen. Der Kondensator Cl dient zur Sperrung der Gleichstromkomponente der über die Leitungen 101, 102 ankommenden Signale. Gegeneinander geschaltete Zener-Dioden Di, D2 setzen einen Schwellenwert, der erst von ankommenden Signalen überwunden werden muß. Diese Dioden sorgen auch dafür, daß der Belastungswiderstand des Tonweckers für die Sprechsignale auf den Leitungen 101, 102 sehr hoch gehalten wird. Die Kurvenformen des Rufsignals und der Wählimpulse sind in Fig.5B für den Punkt 201 dargestellt Signale, welche den ersten Schwellenwert der Dioden Di, D 2 überwinden, gelangen danach an die gegeneinander geschalteten Zener-Dioden D 3 und D 4, die zur weiteren Entfernung von schwachen Signalen dienen.

Das am Punkt 202 erhaltene Signal wird mittels des symmetrischen Transistorbegrenzers 211 amplitudenbegrenzt. Der Begrenzer 211 umfaßt drei Zweige, die im wesentlichen parallel zueinander liegen. Der mittlere Zweig mit den Widerständen R3,R4 und R5 dient als Spannungsteiler. Die verbleibenden Zweige bestehen aus einem Darlington-Paar von Transistoren Ti, Tl bzw. 7*3 und TA und je einer Diode D 5 bzw. D 6.

Die Dioden DS und £76 schützen die jeweiligen Transistoren gegen Beschädigung durch große, umgekehrte Spannungen. Die Dioden können durch die Emitter-Basisstrecke eines Transistors verwirklicht werden, dessen Kollektor-Basisstrecke kurzgeschlossen ist

Die Begrenzungsschaltung 211 soll unter verschiedenen Eingangsbedngungen erläutert werden. Wenn die Spannung am Punkt 202 in bezug auf die Leitung 201 ansteigt, nimmt der Spannungsabfall am Widerstand R 3 oroDortional zu. Wenn die Basis des Transistors T3 genügend negativ mit Bezug auf den Emitter des Transistors T4 wird, setzt die Stromleitung ein, und es wird ein Weg mit niedrigem Widerstand vom Punkt 202 über die Diode D 6 zur Leitung 102 gebildet Ein weiteres positives Ansteigen der Spannung am Punkt 202 wird so begrenzt Wenn die Spannung am Punkt 202 mit Bezug auf die Leitung 102 fällt, erscheint in ähnlicher Weise eine proportionale negative Spannung an der Basis des Transistors 7*2 und dem Emitter des

ίο Transistors 7Ί. Wenn diese Spannung genügend groß ist, um den Transistor Ti leitend zu schalten, wird ein Weg niedriger Impedanz zwischen der Leitung 102 über die Diode DS zum Punkt 202 gebildet, und ein weiteres Abnehmen der Spannung am Punkt 202 wird begrenzt

Die F i g. 5C stellt einen Vergleich der Spannungskurvenformen am Punkt 202 als Ergebnis der Eingangsbedingungen im schlechtesten Fall dar, d.h. eine sehr kleine Rufsignalspannung und eine sehr große Wählimpulsspannung. Es ist ersichtlich, daß gültige Rufsignale ihre charakteristische, symmetrise!;:: Gestalt behalten und einen relativ hohen Energieinhalt besitzen, während

Wählimpulse unsymmetrisch sind und einen relativ

geringen Energieinhalt aufweisen.

Es wird darauf hingeweisen, daß die Darlington-Tran-

sistoren Ti, T2 bzw. 73, 7*4 das zusätzliche Merkmal einer Temperaturkompensation für die Transistorschalter TS, 7*6 aufweisen. Dies kommt durch die Tatsache zustande, daß die zur Einschaltung der Darlington-Traiisistoren TS und 7*6 benötigte Spannung eine Funktion von zwei Emitter-Basisstrecken ist und die Abschneid-Wirkung der Begrenzungsschaltung 211 ähnlich abhängig von zwei solchen Strecken ist, die jeweils durch die Darlington-Transistorpaare 7Ί, T2 sowie T3, TA gebildet werden. Deshalb werden Temperaturauswirkungen auf die Schwelle der Transistorschalter TS, T6 durch identische Änderungen der Spannung ausgeglichen, die durch die Begrenzungsschaltung zugeführt wird.
Nach der Begrenzung wird das ankommende Signal an die integrierende Schaltung 212 angelegt Der Widerstand R 6 bewirkt eine Zeitkonstante in Verbindung mit dem Kondensator C2, der mit der Anode der Diode DS und mit der Kathode der Diode Dl verbunden ist Die Anode der Kathode Dl steht in

« Verbindung mit einem Anschluß des Kondensators C3 am Punkt 205, dessen anderer Anschluß mit der Leitung 102 verbunden ist Die Serienkombination der Widerstände Rl und RS liegt parallel zum Kondensator C3 und stellt für diesen einen Entladungsweg dar.

Wenn während einer Viertelperiode die Spannung zwischen dem Punkt 202 und der Leitung 102 von Null in positiver Richtung zunimmt, fließt Strom über den Begrenzungswiderstand R 6, den Kondensator C% die Diode DS zur Leitung 102. Der Kondensator C2 wird mit einer Geschwindigkeit geladen, die durch die Zeitkonstante der ÄCGlieder bestimmt wird. Wenn in der nächsten Viertelperiode die Eingangsspannung vom Maximalwert auf Null absinkt, wirkt der geladene Kondensator C? als Spannungsquelle in Serie mit der Eingangsschaltung. Der Strom fließt von der Leitung 102 über den Kondensator C3, die Diode Dl, den Kondensator C 2 und den Begrenzungswiderstand R 6 zum Punkt 202. Die Spannung am Kondensator Ci beginnt anzusteigen, der Punkt 2OS wird negativ in

es bezug auf die Leidig 102. Der Kondensator C3 wird weiter während der gesamten negativen Halbperiode der Eingangsspannung geladen.
Am Ende einer vollständigen Periode ist der

Kondensator Ci aufgeladen, und zwar im Falle von gültigen Eingangsrufsigtialen auf eine Spannung, die in die Nähe des doppelten Wertes der maximalen Spannung am Punkt 202 kommt, weil gültige Signale während einer relativ langen Zeitdauer auf ihrem maximalen Wert bleiben, so daß die vollständige Ladung der Kondensatoren Λ und C3 ermöglich' wird. Wenn im Vergleich dazu Wählimpulse oder andere Impulse als Eingangssignale anliegen, ist ein vollständiges Laden nicht möglich. Diese Signale besitzen einen relativ geringen Energieinhait, da sie nur für eine kurze Zeitperiode auf ihrem maximalen Pegel bleiben. Die vollständige Ladung der Kondensatoren C2 und C3 wird deshalb nicht erreicht und so eine Unterscheidungsmöglichkeit geschaffen.

Der Transistorschalter 213 umfaßt Transistoren 7"5 und 76 in Darlington-Schaltung. Der Widerstand Λ 9 verhindert einen Durchbruch der Basis-Emitterstrecken der Transistoren 75 und 76. Wenn die Spannung am Kondensator C3 einen genügenden Wert hat, der nur bei gültigen Rufsignalen erreicht wird, beginnen die Transistoren 75 und 76 zu leiten. Die Auswertung wird später beschrieben.

Wie zuvor erwähnt, dient die Gleichrichterschaltung 106 zur Bereitstellung einer gleichgerichteten und geregelten Spannung, die aus dem Eingangsrufsignal abgeleitet wird. Bei positiven Halbwellen der Eingangsspannung stellt die Diode D10, die parallel zu den Widerständen RIO und RiI liegt, einen Weg niedrigerer Impedanz dar, so daß der Kondensator CA sich nicht auflädt. Wenn dagegen die ankommende Spannung negativ wird, wird der Kondensator CA aufgeladen, wobei der Stromweg von der Leitung 102 über den Kondensator CA, die Diode D11 und den Widerstand Λ12 zum Punkt 203 führt. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand R 10 die Durchbruchspannung der Zener-Diode D9 erreicht, wird die Emitter-Basis-Verbindung des Transistors 77 in Durchlaßrichtung vorgespannt. Der Transistor 77 beginnt zu leiten und verhindert eine weitere Aufladung des Kondensators CA. Wählt man die Werte der Widerstände R 10 und All entsprechend

R10/(R10 + RU) = — ,
η

Speisespannung für den Multivibrator wird an die Leitung 215 über den leitenden Transistor 79 vom geladenen Kondensator C4 geliefert. Das Ausgangssignal des Multivibrators wird am Emitter des Transistors 713 abgenommen. Der Wert des Widerstandes Ä21 beeinflußt die Ausgangsfrequenz. Wie später ersichtlich ist, ist der Widerstand R 21 wichtig, wenn unterschiedliche Töne vorgesehen werden sollen. Der Transistor 714 dient zur Bildung eines niederohmigen Weges zum

to schnellen Entladen des Kondensators CS. Dies führt zu einem relativ kleinen Tastverhältnis, wodurch der Wirkungsgrad des Multivibrators verbessert wird.

Die Verbindungsschaltung zwischen dem Transistorschalter 75, 76 und dem Oszillator 104 umfaßt

ι i Transistoren 78 - 711 und Widerstände R14 - R 16.

Es wird zunächst die Betriebsweise der Schaltung beim Anliegen von unerwünschten Impulsen betrachtet. Wie zuvor festgestellt, sind solche Impulse unwirksam zur vollständigen Aufladung des Kondensators Ci und

2n zur Betätigung des Transistorschalters 75 und 76. Demgemäß verbleiben diese Transistoren in ihrem nichtleitenden Zustand. Dagegen ist es möglich, daß der Kondensator CA geladen wird. Trotzdem darf kein Ausgangston erzeugt werden. Dieses Verhalten wird auf

2'. zwei Wegen sicher erhalten. Erstens erscheint die Spannung am Kondensator CA auch an der Reihenschaltung des Widerstandes R 15, der Basis-Emitterstrecke rles Transistors R 8 und der Basis-Emitterstrekke des Transistors 711. Diese Transistoren werden

in daher leitend gesteuert. In diesem Fall wird die Basis des Transistors 79 auf einer Spannung gehalten, die urn den Spannungsabfall an einer Basis-Emitterstrecke oberhalb des Potentials der Leitung 102 ist, und zwar infolge des Weges über den leitenden Transistor 78 und die

Ji Basis-Emitterstrecke des Transistors 711. Der Emitter des Transistors 79 wird auf der gleichen Spannung gehalten, und zwar infolge des Weges über den Widerstand R16 und die Basis-Emitterstrecke des Transistors 710. Da somit der Emitter- und Basis-Anschluß des Transistors 79 auf der gleichen Spannung ist ist der Transistor 79 in seinem nichtleitenden Zustand. Die Leitung 215 empfängt so keine Spannung vom

so wird die maximale Spannung, auf welche sich der Kondensator CA aufladen kann, auf einen Wert n-mal der Durchbruchsspannung der Zener-Diode D9 begrenzt Diese Schaltung stellt somit ein bequemes 5i Äquivalent für π Zener-Dioden in Serienschaltung dar und kann leicht als integrierte Schaltung hergestellt werden.

Die am Kondensator CA anstehende Spannung wird zur Speisung für den Tonwecker benutzt Während zwar die maximale, am Kondensator CA erscheinende Spannung begrenzt wird, ist die Schaltung aber so ausgelegt, daß die periodischen Schwankungen der Eingangsspannung an den Oszillator 104 gelangen. Daher erzeugen Standardrufsignale mit 20 Hz ein akustisches Signal, welches aus einem stetigen Ton besteht, der mit 20 Hz moduliert ist F i g. 6A zeigt die Spannungskurvenform für diese Bedingung.

In F i g. 3 ist die Schaltung des Oszillators 104 gezeigt Es können an sich beliebige Standardschaltungen zur Erzeugung von Schwingungen verwendet werden, beispielsweise ein Doppel-T-Oszillator, aber es wird ein astabiler Multivibrator bevorzugt

Die zweite Sicherung wird durch den leitenden Transistor 711 geschaffen, der den Emitter- und Basis-Anschluß des Transistors 715 kurzschließt Da der Transistor 715 so im nichtleitenden Zustand gehalten wird, bleibt der in Serie dazu liegende elektromechanische Wandler 105 ausgeschaltet Diese Schaltungsmerkmale stellen sicher, daß beliebige kurzzeitige Störimpulse am Eingang oder innerhalb der Schaltung selbst nicht in der Lage sind, den Wandler 105 zur Erzeugung von Tönen anzuregen.

Es wird nunmehr auf die Wirkungsweise der Schaltung bei gültigen Rufsignalen eingegangen und daran erinnert, daß die Transistoren 75 und 76 infolge des Verknüpfungsgliedes 103 zu leiten beginnen. Als Ergebnis wird die Basis des Transistors 78 mit der positiven Leitung 102 verbunden, wodurch die Transistoren 78 und 711 nichtleitend werden. Der Transistor 715 kann dann leiten. Wenn der Transistor 78 nicht leitet wird die Basis des Transistors 79 negativ mit Bezug auf den Emitter, und der Transistor 79 beginnt zu leiten, so daß die Spannung des Kondensators CA an die Leitung 215 angelegt wird.

Da die Ausgangsfrequenz des Multivibrators von der an der Leitung 215 anliegenden Spannung abhängig ist, ist es notwendig, diese Spannung zu regeln. Dies wird

durch die Widerstände R 16 und R 8 in Kombination mit den Transistoren 79 und 710 erreicht. Es wird beispielsweise angenommen, daß der Wert des Widerstandes /78 zu einem Neuntel des Wertes des Widerstands R16 gewählt wird. Wenn die Spannung auf der Leitung 215 zehnmal die Spannung erreicht, die zur Einschaltung des Transistors 710 benötigt wird, erscheint ein Zehntel dieser Spannung am Widerstand /78 und schaltet den Transistor 710 ein. Die Basis des Transistors 79 ist dann direkt mit der Leitung 102 verbunden, wodurch der Transistor 79 ausgeschaltet wird. Wenn die Spannung am Widerstand /78 wieder auf einen Wert absinkt, der ausreicht, den Transistor 710 auszuschalten, beginnt der Transistor 79 erneut zu leiten. Dieser Regelvorgang hält die Leitung 215 auf einer Spannung, die direkt proportional zur Emitter-Basis-Einschaltspannung des Transistors 710 ist. Es wird auch eine Temperaturkompensation des Multivibrators erreicht, da die iviuitivibrator-Äusgangsfrequenz, weiche proportional zum Verhältnis der Emitter-Basis-Einschaltspannung zur Betriebsspannung ist, im wesentlichen konstant gemacht ist.

Die Transistoren 79 und 710 führen zusätzlich dazu, daß die Transistoren 75 und 76 in Anwesenheit von gültigen Signalen sicher eingeschaltet werden. Wenn der Wert des Widerstandes R 7 im Vergleich zum Wert des Widerstandes /7 8 groß gemacht wird, ist die Spannung an diesem sehr klein, wenn die Transistoren 75 und 76 zunächst eingeschaltet werden. Wenn die Transistoren 79 und 710 zu leiten beginnen, nimmt die Spannung am Widerstand R 8 plötzlich auf einen Wert zu, der gleich ist dem Emitter-Basis-Spannungsabfall des Transistors 710, welcher parallel hierzu liegt. Dieser Rückkopplungseffekt treibt die Transistoren 75 und 76 weiter in ihren leitenden Zustand.

Der Ausgangsteil des Tonweckers umfaßt den Transistor 715, den Widerstand R 22, den Kondensator C7 und den elektroakustischen Wandler 105.

Am Emitter des Transistors 713 erzeugte Schwingungen führen zum Ein- und Ausschalten des Transistors 715, wobei die Ein- und Ausschaltfrequenz durch

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ein akustisches Ausgangssignal erzeugt

Es sind verschiedene Möglichkeiten zur Änderung des Klangs verfügbar. Beispielsweise kann die Frequenz oder das Tastverhältnis des Oszillators 104 geändert werden.

Eine bevorzugte Alternative besteht jedoch darin, alle erforderlichen Änderungen äußerlich zugängig zu machen. Der offenbarte Tonwecker ist für eine solche Lösung gut geeignet, da durch die Zufügung von verschiedenen Schaltungen an drei Punkten unterscheidbare Klänge erzielt werden können. Die Punkte sind mit 1, 2 und 3 bezeichnet und aus F i g. 4 ersichtlich. Der Punkt 1 ist mit der Anode der Diode D 7, der Punkt 2 direkt mit der Leitung 204 und der Punkt 3 mit der Verbindung der Widerstände /718, /720 und /7 21 verbunden.

F i g. 4A zeigt in Blockform die einfachsten Modifikationen zur Erzeugung eines kontinuierlichen Ausgangsstroms. In dieser Anordnung sind die Punkte 1 und 2 jeweils über Dioden D13 bzw. D14 sowie einen Schalter 51 mit einer negativen Gleichspannung verbunden. Beim Schließen des Schalters 51 wird das Verknüpfungsglied 103 betätigt, so daß der Oszillator

104 schwingt. Zusätzlich wird die Spannung am -, Kondensator C 4 konstant gehalten. Als Ergebnis wird ein gleichbleibender, unmodulierter Ton erzeugt. Die Kurvenform am Wandler 105 ist in F i g. 6B dargestellt.

Fig.4B zeigt die Modifikationen, die zur Erzeugung von amplitudenmodulierten Tönen benötigt werden. In

ίο dieser Schaltung ist die Klemme 2 wiederum über die Diode D 14 und den Schalter 51 mit einer negativen Gleichspannung verbunden, wobei eine konstante Spannung von der Gleichrichterschaltung 106 geliefert wird. Ein Rechteck-Impulsgenerator 401 wird über die

ι-, Klemme 1 und die Diode D13 angeschaltet und durch den Schalter 51 gesteuert. Die Rechteckimpulse dienen zur Ein- und Ausschaltung des Verknüpfungsgliedes 103 mit vorgewählter Taktfrequenz, so daß die am Wandler iü5 erscheinende Spannung mit einer Taktfrequenz von

.'η z. B. 10 Hz moduliert ist, wie in F i g. 6C dargestellt

F i g. 4C stellt die Modifikationen dar, die zur Erzeugung von frequenzumgetasteten Tönen benötigt werden. Dieses Verhalten wird durch Verbindung der Klemmen 1 und 2 mit einer negativen Gleichspannung

jj über die Dioden D13 und D14 sowie den Schalter 51 erzielt, und zwar in der gleichen Weise, wie zuvor in Verbindung mit der Erzeugung eines gleichbleibenden Tons beschrieben wurde. Zusätzlich ist der Rechteck-Impulsgenerator 401 zwischen die Klemme 3 und die

tu negative Spannung geschaltet, und zwar über den Schalter 51, wodurch die Spannung am Widerstand R 21 periodisch geändert wird. Da, wie zuvor erwähnt, diese Spannung die Frequenz des Oszillators 104 steuert, werden frequenzumgetastete Töne bei der

Ji Betätigung des Schalters 51 erzeugt Die am Wandler

105 erscheinende Ausgangsspannung für eine Frequenzumtastung mit 10 Hz ist in F i g. 6D dargestellt

Bei jeder der oben beschriebenen Schaltungen

(Fig.4A-4C) kann die Betätigung des Schalters 51 von Hand oder automatisch gesteuert werden. Im Falle von manueller Steuerung kann der Schalter 51 kAtcnifklcu/otcA rlirplrt am pArncnrprhannurat einAr

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Nebenstellenanlage angebracht sein, so daß die Betätigung des Schalters 51 ein akustisches Rufsignal

•4 5 am gerufenen Apparat bewirkt, welches vom Rufsignal unterschiedlich ist das bei einem-auswärtigen Anruf erzeugt wird. Zusätzlich können unterschiedliche Apparate in hörbarer Weise unterscheidbar gemacht werden durch die Anwendung von unterschiedlichen

so Grundfrequenzen oder Frequenzumtastkombinationen.

Um eine automatische Steuerung zu erzeugen, kann

der Schalter 51 direkt mit dem Verknüpfungsglied 103 verbunden werden. In diesem Fall erzeugen alle ankommenden Anrufe an einem speziellen Fernsprechapparat ein bestimmtes akustisches Signal, dessen Eigenschaften vom Teilnehmer vorgewählt worden sind. Teilnehmer mit mehreren Fernsprechapparaten oder -diensten können durch Wahl unterschiedlicher Eigenschaften feststellen, an welchem Apparat ein Ruf ankommt oder welche Art von ankommendem Ruf vorliegt

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Umsetzen eines niederfrequenten elektrischen Rufsignals in ein tonfrequentes akustisches Rufsignal in Fernmeldeanlagen, insbesondere Tonwecker in Fernsprechvermittlungsanlagen, in denen eine Gleichrichteranordnung das ankommende niederfrequente elektrische Rufsignal in eine Gleichspannung umwandelt und ι ο ein von dieser Gleichspannung gespeister Oszillator in Abhängigkeit von dem auf der Teilnehmerleitung ankommenden niederfrequenten elektrischen Rufsignal ein tonfrequentes elektrisches Rufsignal an einen das tonfrequente akustische Rufsignal abgebenden elektroakustischer! Wandler weiterleitet, dadurch gekennzeichnet, daß eine dem Oszillator (104) vorgeschaltete und die ankommenden Signale bewertende Einrichtung (103) eine integriergade Schaltung (212) aufweist, die den Energieinhalt jedes ankommenden Signals überprüft und den Oszillator (104) nur dann aktiviert, wenn das ankommende Signal einen das Vorliegen eines Rufsignals kennzeichnenden Mindestenergieinhalt (Mindestdauer) aufweist .

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verhinderung eines akustischen Rufsignals bei Auftreten von Störimpulsen die integrierende Schaltung (212) einen ersten Transistorschalter fT9), der die Gleichrichteranordnung (106) von dem Oszillator (104) trennt, und einen zweiten Transistorschalter (T 15) steuert (mittels T5, T6, TS, TU), der den elektroakustischen Wandler (105) von dem Oszillator (lMi-trennt _Λ

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierenden Schaltung eine Schwellenwertschaltung (212) zur Feststellung ankommender, einen vorgegebenen Schwellenwert übersteigender Signale und eine Begrenzerschaltung (211) zur Amplitudenbegrenzung der festgestellten Signale vorgeschaltet sind.