DE2122354A1 - Hochleistungssenderanordnung - Google Patents
HochleistungssenderanordnungInfo
- Publication number
- DE2122354A1 DE2122354A1 DE19712122354 DE2122354A DE2122354A1 DE 2122354 A1 DE2122354 A1 DE 2122354A1 DE 19712122354 DE19712122354 DE 19712122354 DE 2122354 A DE2122354 A DE 2122354A DE 2122354 A1 DE2122354 A1 DE 2122354A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- output
- modulation signal
- frequency
- voltage
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
- H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/04—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in discharge-tube amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
P 517 Sn/CB
Patelhold Patentverwertungs-u.Elektro-Holding AG, Glarus (Schweiz)
Hochleistungssenderanordnung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Hochleistungssenderanordnung,
bei der eine gitterseitig mit der Trägerfrequenz gesteuerte Senderöhre über ihren Anodenkreis und eine
Hochfrequenzdrosselspule mit dem Ausgang eines Modulationssignalverstärkers zusammengeschaltet ist.
Derartige Senderanordnungen werden in der Literatur als Anoden-B-Modulation
bezeichnet und sind bei Hochleistungssendern, die ein amplitudenmoduliertes Signal abstrahlen, bevorzugt verwendet,
weil sie gegenüber anderen Modulationsmethoden, wie Parallelröhren Modulation oder Vorröhren Modulation , mit besserem
Wirkungsgrad betrieben werden können. ...
209843/0549
- 2 - P 517
Eine zum Stande der Technik zu zählende Hochleistungssenderanordnung
der vorgenannten Art ist in Pig. 1 schematisch wiedergegeben.
In dieser Figur ist mit 1 eine Senderöhre, mit 2 ihr Anodenkreis und mit 3 eine Hochfrequenzdrosselspule bezeichnet.
Der Modulationssignalverstärker besteht im wesentlichen aus einem Modulationstransformator k} der mit Hilfe von zwei Röhren
5 und 6 in Gegentakt angesteuert wird. Um dies zu bewerkstelligen wird das Modulationssignal U über einen weiteren Transformator 7 an die Steuergitter der Röhren 5 und 6 geführt. Da
am Modulationstransformator k eine Gleichstromvormagnetisierung
unerwünscht ist, muss ein Koppelkondensator 8 vorgesehen werden. Damit das niederfrequente Modulationssignal nicht von der Betriebsspannungsquelle
kurzgeschlossen wird, muss der Pluspol über eine Niederfrequenzdrosselspule 9 angeschlossen werden.
Die bekannte Punktion ist die, dass der über die Niederfrequenzdrosselspule
9 zugeführten Gleichspannung das niederfrequente Modulationssignal überlagert wird, wobei das über den Koppelkondensator
8 angekoppelte Modulationssignal so gross ist, dass · die an der Senderöhre 1 wirksame Anodenspannung im Rhythmus des
Modulationssignales von Null Volt bis (z.B.) 30 kV schwankt.
An der Speiseleitung P (Feeder) für die Antenne kann die in der
209843/0549
- 3 - p 5:7
Senderöhre 1 verstärkte hochfrequente Trägei^frequenz abgegriffen
werden, welche infolge der schwankenden Anodenspannung mit dem Modulationssignal amplitudenmoduliert ist.
Bei einer Sendeleistung von einigen Megawatt benötigt man am
Ausgang des Modulationstransformators h ein verstärktes Modulationssignal
von etwa I5 bis 30 kV und einer Leistung in der
vorgenannten Grössenordnung. Zudem muss der Modulationstransforraator
7 für eine Bandbreite von ^O Hz bis 10 kHz (entsprechend
dem lliederfrequenzbereieh der übertragen werden soll) dimensioniert iverden. Weil aber die tiefste Frequenz neben der
zu übertragenden Leistung von massgeblicher Bedeutung ist, folgt,
dass der Modulationstransformator k sehr gross, sehr schwer
(einige Tonnen) und auch sehr teuer ist, was einen erhebliehen Nachteil darstellt.
Weiterhin ist es notwendig, den Höhren 5 und 6 bereits eine hohe Steuerleistung anzubieten. Dazu ist eine entsprechend aufwendige
Verstärkung erforderlich, die bei dem geforderten Frequenzband und der grossen Spannungs- und Leistungsverstärkung mit einem
unbefriedigenden Wirkungsgrad arbeitet.
Aufgabe der Erfindung ist es» die Nachteile der bekannten Hoch-
"t
leistungssenderanordnungen der eingangs genannten Art zu vermeiden.
209843/0549
- U - P 51?
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst 3 dass der
Modulationssignalverstärker aus'zwei Sinusleistungsgeneratoren
gleicher Frequenz und einem Steuergerät besteht3 durch welches
die Ausgangsspannungen' der Sinusleistungsgeneratoren mit einer
von einem Modulationssignal abhängigen gegenseitigen Phasenverschiebung
einstellbar sind, und dass weiterhin an die Ausgänge der beiden Sinusleistungsgeneratoren eine Summiereinriehtung
angeschlossen ist," deren Ausgang über eine C3eichrichterschal·
fcung und ein Tiefpassfilter an Anschlussklemmen geführt ists welche
den Ausgang des Modulationssignalverstärkers darstellen.
Der Vorteil der Erfindung ist vor allem darin zu sehen3 dass die
Hoehleistungssenderanordnung insgesamt mit einem wesentlich verbesserten
Wirkungsgrad betrieben xverden kann.
Wenn nach einer bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung als
) SinusleiBtungsgeneratoren Thyristor-Wechselrichter der Klasse A
vorgesehen sind* lässt sich die Phasenverschiebung besonders
wirtschaftlich durchführenj weil der in der Wechselrichterschal
tung enthaltene Schwingkreis sum Zeitpunkt der Zündung der Thyristoren praktisch energielos ist»
, Ein typischer Thyristor-Wechselrichter der Klasse ÄA der bei*
spielsweise vorgesehen werden kanns ist dem General Electric
2O9843/Q54S
' - 5 -. P 517
SCR Manual, 4th Edition, 1967, Seite 228, Figur 11.2.1 zu
entnehmen.
Es empfiehlt sich, als Summiereinrichtung einen Transformator
vorzusehen, über dessen Primärwicklung die Sinusleistungsgeneratoren wechselstrommässig in Reihe geschaltet sind. Dieser
Transformator kann wesentlich kleiner und leichter sein als ein Modulationstransformator herkömmlicher Konzeption.
Gemäss einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist
zur Bildung des Steuergerätes ein mit zumindest der doppelten maximalen Frequenz des Modulationssignales frei schwingender
Sinusgenerator vorgesehen, dessen Ausgang über eine Doppelweggleichrichterschaltung
an einen ersten Eingang eines Schwellwertschalters geführt ist, während an einen zweiten Eingang
des Schwellwertschalters eine einstellbare Gleichspannungsquelle und eine Modulationssignalquelle angeschlossen sind und
weiterhin ist der Ausgang des Schwellwertschalters an eine
Differenzierstufe angeschaltet, welche aus der ansteigenden Flanke eines zugeführten Rechteckimpulses einen Steuerimpuls
ableitet, der an einem Ausgang erscheint und aus der abfallenden Flanke einen Steuerimpuls bildet, der an einem weiteren Ausgang
erscheint, welche Ausgänge jeweils mit einem Steuereingang
eines Sinusleistungsgenerators verbünden1''sind;
20984370549
- 6 - P 517
Dabei ist es empfehlenswert, wenn der frei schwingende Sinusgenerator
mit einem zweiten Ausgang ausgeführt ist, an dem in zeitlicher Uebereinstimmung mit der Mitte jeder Sinushalbwelle
ein Nadelpuls erscheint, wobei der zweite Ausgang mit dem anderen Ausgang gekoppelt ist.
Das ergibt den Vorteil, dass auch bei einer Uebermodulation die
Zündung der Thyristoren in den Sinusleistungsgeneratoren nicht ^ ausbleibt. Die Hochleistungssenderanordnung braucht daher bei
Uebermodulation im Gegensatz zu bekannten Sendern nicht abgeschaltet werden.
Nach einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung wird die am Ausgang des Modulationssignalverstärkers auftretende
Gleichspannungskomponente nach Art einer Gegenkopplung an das Steuergerät zurückgeführt.
W Damit ist es einfach möglich, die Gleichspannungskomponente
auf jeweils gewünschte Pegel einzuregeln und damit die Senderleistung den Betriebserfordernissen anzupassen. Dabei ist aber
stets gewährleistet, dass der einmal eingestellte Modulationsgrad beibehalten wird.
In der Zeichnung sind erfindungsgemässe Ausführungen beispielsweise
dargestellt.
209843/0549
- 7 - P 517
Es zeigt
Pig. 1 eine eingangs besprochene, zum Stande der Technik zu
zählende Anordnung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemässen Hochlei- . stungssenderanOrdnungj
Fig. 3 ein SpannungsZeigerdiagramm,
Fig. Ά ein Spannungs-Zeit-Diagramm,
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Steuergeräts,
Fig. 6 eine Abwandlung des Steuergeräts, Fig. 7 weitere Spannungs-Zeit-Diagraraiae,
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines freischxd.ngenden Sinusgenerators
. und
Fig. 9 eine Detailschaltung eines Sinusleistungsgenerators.
Allen Figuren gemeinsam ist mit U , ein Modulationssignal,
mit IL. eine Gleichspannung, mit GK ein Gegenkopplungszweig, mit
T22 und T23 Steuerleitungen (Triggerleitungen) und mit C ein
Kopplungskondensator bezeichnet.
Weiterhin ist in den Diagrammen die Zeitachse durch t gekennzeichnet,
während auf der Ordinate die allgemeinen Bezeichnungen
U für Spannungen eingetragen sind.
Geiaäss Fig. 2 ist mit den Bezugsziffern 21 ein Steuergerät, 22
und 23 je ein Sinusleistungsgenerator, 2k ein Transformator,
209843/05 4 9
BAD ORIGINAL
- 8 - p 517
25 eine Gleichrichterschaltung und mit 26 und 27 je ein Tiefpassfilter
versehen. Pw stellt einen Belastungswiderstand dar,
JU
U22, Ü2_a U221, O2,- und U2g sind Spannungen.
In Fig, 3 ist darüberhinaus mit 06 eine Phasenverschiebung
bezeichnet,
In Fig. 4 igt mit U~ eine Gleichspannungskomponente und mit
Up£ der Spitze-Spitze Wert der Spannung U ,- bezeichnet,
Gernäss Fig. 5 bedeuten die Bezugsziffern
21.1 einen freischwingenden Sinusgenerator,
21.2 eine Doppelweggleichrichterschaltung,
21.3 einen Schwellwertschalter und
21.4 eine Differenzierstufe,
Mit U , ist der Spitze-Spitze Wert des Modulationssignales
und mit U21 „ eine Spannung, welche am Ausgang der Doppelweggleichrichterschaltung
21,2 anliegt, bezeichnet, U01 , ist eine
Spannung am Ausgang des Schwellwertschalters 21.33 ^ψρο und
sind Spannungen an den Steuerleitungen T22 und T2? *
In Erweiterung zu Fig. 5 stellen in Fig. 6 die Bezugs zeichen
21.5 ein Multiplikationsglied, 21,6 ein Einstellorgan, 21*7
eine Vergleichsschaltung, 21.8 eine Umkehrstufe, Pot ein Po-
' 209843/054$
-S- P 517
tentiometer und +Ugeine Hilfsgleichspannung dar.
Die Fig. 7 enthält nur die bisher genannten Bezeichnungen.
In Fig. 8 ist 21.11 ein Rechteckgenerator, 21.12 einejFrequenzteilerstufe,
21.13 ein Tiefpassfilter, 21.14 ein Differenzierglied, 21.15 eine Diode und 21.16 eine Umkehrstufe.
In Fig. 9 stellt 23-1 einen Thyristor-Wechselrichter der Klasse
A dar. Mit 23.2 ist ein monostabil^er Multivibrator (Flip-Flop) und mit 23.3 eine Umkehrstufe bezeichnet. Differenzierglieder
erhielten die Bezugszeichen 23· 4 und 23·5·
Die Wirkungsweise der erfindungsgemässen Hochleistungssenderanordnung
wird nun anhand der Figuren näher erläutert.
Das Blockschaltbild der Fig. 2 zeigt zunächst zwei Sinusleistungsgeneratoren
22 und 23j die ebenso wie das Steuergerät 21
noch genauer erklärt werden.
Die Ausgänge der Sinusleistungsgeneratoren 22 und 23 sind.über
die Primärwicklung des Transformators 24 wechselstrommässig in Reihe geschaltet.
■i
Genauer gesagt, sind die Sinusleistungsgeneratoren 22 und 23 in Gegenreihe geschaltet, das heisst, dass die Summe der Spannungen
U22 + U23 ßle^-ch Null ist, wenn beide Sinasleistungsgeneratoren
209843/0549
- 10 - P 517
gleichphasig arbeiten.
Nun ist aber nach der Erfindung vorgesehen, einen Sinusleistungsgenerator (z.ß. 23) um den Phasenwinkel +°£ gegenüber
dem vorher gezeigten Fall voreilend auszusteuern und den anderen Sinusleistungsgenerator (z.B. 22) mit - °6 nacheilend
zu betreiben.
" Die Maschengleichung für diesen Stromkreis kann dann wie folgt
angesetzt werden:
ZIU = 0 ergibt . .
" Iu 22i · sin ("
Unter Berücksichtigung, dass
erhält man:
ü 22j = lUi ' sinai + lül * sinc^ = 2· JUJ -sin co ;
22j
bei Q^" = 90° steht die maximale Amplitude, nämlich 2U
bei Q^" = 90° steht die maximale Amplitude, nämlich 2U
zur Verfügung.
Dieser Zusammenhang: wird im Diagramm der Fig. 3 verdeut- Uoht· -209 84 3/0549 · ■ .
~ 11 - P
(Fig.2) An der Sekundärseite des Transformators 24/kann folglich eine
Wechselspannung abgegriffen werden» deren Frequenz gleich ist der Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren, deren Amplitude jedoch
von der gegenseitigen Phasenverschiebung der Sinusleistungsgeneratoren abhängt.
Diese Phasenverschiebung ist, wie später noch ausführlich gezeigt wird, abhängig vom Modulationssignal U , welches dem
Steuergerät 21 zugeführt wird.
Die dermassen amplitudenmodulierte Viechseispannung wird in . einer Gleichrichterschaltung 25 gleichgerichtet und in einem
nachgeschalteten Tiefpassfilter 2β wird das niederfrequente, verstärkte I-lodulationssignal U^ ausgefiltert.
In Fig. ^ ist die gleichgerichtete, amplitudenmodulierte
Wechselspannung Up1- dargestellt, U^j. die Spannung am Ausgang
des Modulationssignalverstärkers, schwankt bei voller Modulation von Null bis U?/- um eine GIeichsρannungskomponente U ,
2
welche dann _26 entspricht.
Da somit die zum Betrieb der Senderöhre erforderliche Gleichispannungskomponente
bereits vom Modulationssignalverstärker mitgeliefert wird, ist eine separate Gleichspannungssufuhr
nicht erforderlich. Es kann daher auch auf die beim Bekannten benötigte schwere liiederfrequenzdrossel (Pos. 9* Fig. 1) verzichtet
werden,, was einen weiteren beachtlichen Vorteil dar- \ ■ . 209843/0540
- 12 - P 517
stellt.
Beachtet man die in Fig. 4 beispielsweise dargestellten Frequenzverhältnisse
von U_p. zu UpfTj dann ist su erkennen, dass
die Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren zumindest zweimal so gross sein muss, wie die höchste Frequenz des Modulationssignales.
Diese Forderung ergibt sich auch aus dem Abtasttheorem.
R1. in Fig. 2 symbolisiert die Belastung, welche die Senderöhre
mit ihrem Anodenkreis (Fig. 1) darstellt.
Ein;Gegenkopplungszweig GK, der ein weiteres Tiefpassfilter
enthält, führt vom Ausgang zurück an das Steuergerät. Dieüe Gegenkopplung
wird ebenfalls noch genauer erklärt.
Das Prinzip dieser ModulationssignalverstärKyunpr ist darin zu
sehen, dass mit dem schwachen Modulationssignal U , die beiden Sinunleistungsgeneratoren phasenverschoben gesteuert v/erden,
welche dann direkt die erforderliche Modulati onsenerg-ie
von z.B. einigen Megawatt liefern. Dac konventionelle Verstärkerprinzip
wird hitr nicht angewandt.
Γ-'a nun an Hand der Figuren 2, 3 und k uns Prinzip des Modu-Ia1
Jonssignal Verstärkers gezeigt i,.f , :;o].lon nun die ein::olnen
Komponenten der Anordnung .erläutert v.'crien,
2 Q 9 8 ii 3 / 0 5 4 9 BAD OHfQiWAl,
- 13 - P 517
Für die Sinusleistungsgeneratoren wurde bereits eine Referenz
genannt. Diese Schaltung ist zudem noch unter der Position 23·1 in Fig. 9 gezeigt. Es ist dies eine bestens bekannte
Wechselrichterschaltung, so dass wohl eine separate Beschreibung nicht erforderlich ist.
In Fig. 9 sind zur Vollständigkeit die für die Zündung der Thyristoren notwendigen Details gezeigt, deren Erklärung folgt
jedoch etwas später.
Die Gleichrichterschaltung 25 ist als bekannte Brückenschaltung, eventuell mit Avalanche-Dioden, aufgebaut.
Bekannt sind ebenfalls die Tiefpassfilter 26 und 27· Die Grenzfrequenz
des Tiefpassfilters 26 ist grosser als die zu übertragendeJFrequenz
des Modulationssignales und kleiner als die Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren zu wählen.
Handelt es sich beim Modulationssignal um Sprach- oder Tonsignale mit einem Frequenzbereich von 1JO bis 10 000 Hz, dann
ist die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 26 auf z.B. 11 000 Hz einzustellen. (Die Sinusleistungsgeneratoren arbeiten dann
zweckmässig mit 20 bis 50 kHz und darüber).
Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 27 soll so niedrig als möglich liegen, da hier nur die Gleichstromkomponente U durchgelassen
werden soll.
- rt 20 9843/0549
P. 517
Das Steuergerät 21 besteht aus an sich ebenfalls bekannten Bauelementen, so dass diese in Fig. 5 lediglich als Blöcke
dargestellt sind. Von Bedeutung ist ja die Zusammenschaltung der einzelnen Elemente.
Um das Entstehen der Steuersignale Ur„?p und U„p, besser verfolgen
zu können, sind die entsprechenden Spannungs-Zeit-Diagramme für die Spannungen an den einzelnen Verbindungsleitungen
|} mit eingezeichnet.
Der freischwingende Sinusgenerator 21.1 liefert an einem Ausgang
eine Wechselspannung mit einer Frequenz, die der gewünschten Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren entspricht. An einem
zweiten Ausgang liefert dieser- Sinusgenerator in zeitlicher Uebereinstimmung mit der Mitte jeder Sinushalbwelle einen liadelimpuls.
ψ Beide Ausgänge sind gekoppelt und am Ausgang der Doppelweggleichrichterschaltung
21.2 (Brückengleichrichter) erscheint dann die Spannung Ug, 2s welche an einen ersten Eingang des
Schwellwertschalters 21.3 geführt ist.
Die zu verstärkende Modulationssignalspannung U , wird über einen Kopplungskondensator C einer Gleichspannung ü_ überlagert.
Diese Spannung U^ + ü_ liegt am zweiten Eingang des Schwellwertschalters 21.3 an.
209843/0549
- 15 - P 517
Eine als Schwellwertschalter geeignete Schaltung ist .der
schwedischen Druckschrift "Radio und Television", Nr. 12, 1968, Seite 2k, Pig· 17 zu entnehmen. Dieser Schwellwertschalter
ist ein Baustein aus der Technik der binären Schaltelemente.
Das heisst, der zweite Eingang führt das Bezugspotential, nämlich U + U_, und immer dann, wenn die Spannung am ersten
Eingang (U„_ „) das Bezugspotential überschreitet, erscheint
am Ausgang das Signal L. Dieses L-Signal stellt den zu 0 konträren
Spannungszustand dar.
In Fig. 7a ist veranschaulicht, wie auf diene Weise das der Gleichspannung überlagerte Modulationssignal U + U_ durch
die Spannung U01 o abgetastet wird. Je nach dem Momentanwert
der Spannung U. + U_ entstehen am Ausgang des Schwellwert-
πιο d —
schalters 21.3 verschieden breite Rechteckimpulse, entsprechend
Fig. 7 b.
Diese P.eeliteckimpulse werden nun der Differenzierstufe 21.^
(Fig. 3) zugeführt. Aus der ansteigenden Flanke des Rechteckir.pulsos
bildet diese Differensierstufρ einen positiven Uadeliinpulö,
der dann über eine entsprechend gepolte Diode? und über
die St-euerleitung T23 an den Steuereingang de:; Cinunleintun/::"-renei;-!
ο rs ΐ.'ϊ ff? lan ^t. Bei der abfallenden Fla;,ke des RochtecUär.
.■?;'].:eö liefert, die Diffovor.r-icvstuft 21.'Ί einen ne^t ivcn
8AD ORIGINAL
2 Π G 8 A 3 / Π b A 9
- 16 - P 517
Nadelirnpuls, der dann über eine zweite, diesmal anders gepolte, Diode an ein Ümkehrglied (normale Transistorstufe in Emitterschaltung) gelangt. Vom Ausgang dieses Umkehrgliedes führt die
Steuerleitung Ψ.22 an den Steuereingang des Sinusleistungsgenerators,
22.
Die Ableitung der Steuerimpulse U1^2 und U^, aus den Rechteckimpulsen
U01 ., ist in Fig. 5 angedeutet und in Fig. 7b,c,d für
eine Periode des Modulationssignales dargestellt.
Nun ist man bestrebt, bei einem Sender einen bestimmten optimalen Modulationsgrad einzustellen. Der Modulationsgrad ist bekanntlich
definiert mit:
(Bezeichnungen mit Bezug auf Fig.
Das heisst, wenn sich das verstärkte Modulationssignal U„g von
Null bis 2·U um den Mittelwert U ändert, dann liegt die maxi-
mal mögliche Modulation (m = 1) vor, bei der auch noch keine.Verzerrungen
auftreten.
Ein weiterer Gesichtspunkt ist die Senderleistung, welche von der Gleichspannungskomponente U (z.B.: 30 kV) bestimmt wird.
Soll daher die Senderleistung geändert werden, dann braucht bei
209843/0549'
- 17 - p 517
der vorliegenden Hochleistungssenderanordnung lediglich die Gleichspannung U_ (Pig. 2 und 5) entsprechend geändert au werden,
da diese der Gleichspannungskoniponente U umgekehrt proportional
ist.
Dabei wird es zweckmässig sein, die Einstellung von U mit einem
Regelkreis vorzunehmen, da diese Methode am genauesten ist. Dazu ist beim Steuergerät 21 eine kleine Erweiterung nötig, wie in
Fig. 6 gezeigt.
Mittels einer Hilfsgleichspannung +Ugund eines Potentiometers
Pot. wird der Sollwert für die Gleichspannungskomponente U an den negierenden Eingang der Vergleichsschaltung 21.7 gelegt.
Selbstverständlich arbeitet man hier nicht mit einigen 1000 Volt, weswegen ein Masstabsfaktor k zu berücksichtigen ist; man erhält
somit U0J30,-, »k . Um den gleichen Paktor k verkleinert gelangt
an den nichtinvertierenden Eingang der Vergleichsschaltung die Gleichspannungskomponente U . Um diese Gleichspannungskomponente
auszufiltern und abzuschwächen, ist das Tiefpassfilter 27 (Fig. 2) in den Gegenkopplungszweig GK eingeschaltet.
Als Vergleichsschaltung 21.7 kann die in der bereits genannten schwedischen Druckschrift, Seite 21I, in Fig. 16 gezeigte Schaltung
vorgesehen werden. Es handelt sich hierbei um einen als Differenzverstärker beschalteten Operationsverstärker,
Dieser verknüpft bekanntlich die an »einen beiden Eingängen lie-
209843/0549
- 18 - P 517
genden Spannungen in der Form:
U= = (U - k) - (U08011 . k) oder
Zur Illustration der Regelung sei angenommen, dass mit Hilfe des Potentiometers Pot. eine Verkleinerung der Gleichspannungskomponente U (damit eine Leistungsverminderung) bewirkt wird.
Aus obiger Gleichung ist zu ersehen, dass eine Verkleinerung von üosoll * k eine Vergrösserung von U_ bewirkt. Der weitere Vorgang
ist am besten in Fig. 7 erkenntlich. Man denke sich in Fig. 7a die Linie für U_ nach oben verschoben. Das hat zur Folge,
dass die Rechteckimpulse in Fig. 7b schmäler werden und demnach die daraus abgeleiteten Steuerimpulse υτ?-, bzw. U _ zu einer
geringeren gegenseitigen Phasenverschiebung der Sinusleistungsgeneratoren 23 und 22 führen.
Eine kleinere gegenseitige Phasenverschiebung ergibt aber eine reduzierte Spannung U»^ am Transformator 24 und, wie gewünscht,
eine verkleinerte Gleichspannungskomponente U .
Wird Un · k konstant gehalten, dann ist infolge der Wirkung
"soll ϊ
des Regelkreises gewährleistet, dass auch U konstant bleibt.
Damit nun bei geänderter Gleichspannungskomponente U der einmal eingestellte Modulationsgrad erhalten bleibt, wird das Modulations-
-209843/0549
- 19 - P 517
signal U , über ein' Multiplikationsglied 21.5 (Pig. E) ge-
Hi O CI
leitet. Dieses ändert seine Verstärkungproportional «u der
an seinem Steuereingang anliegenden Gleichspannung ■■ -
JS*
Um Rückwirkungen vom Ausgang des Multipiikationsgliedes 21.5
auf seinen Steuereingang zu vermeiden, ist in die Steuerleitung das Einstellorgan 21.6 eingeschaltet. Dieses enthält ein Tiefpassfilter
(ähnlich Pos. 27 in Fig. 2), um zu gewährleisten, dass nur die Gleichspannung U_ zur Wirkung kommt. Zudem ist
dem Tiefpassfilter ein Potentiometer zur Einstellung eines Faktors 14 nachgeschaltet, mit dem dann der gewünschte Modulationsgrad
m einstellbar ist. Eine separate Darstellung des Einstexiorganes 21.6 dürfte wegen seiner Einfachheit nicht nötig sein.
Als Multiplikationsglied 21.5 kann z.B. die integrierte Schaltung unter der Bezeichnung MC 1^95L von Motorola verwendet werden.
Damit diese integrierte Schaltung den gewünschten Regeleffekt ergibt, muss allerdings noch die Umkehrstufe 21.8 vorgesehen
eein.
An dieser Stelle soll nun der Zweck der Nadelimpulse in der Mitte
jeder Sinushalbwelle bei der Ausgangsspannung des freischwingenden Sinusgenerators 21.1 (Fig. 5, 6) erklärt werden.
■Hier ist wieder die Fig. 7a sehr anschaulich. Man denke sich,
dass durch eine Verstärkungserhöhung im Modulationssignalvorver-
209843/0549
- 20 - ρ
stärker (nicht gezeigt) die Amplitude des Modulationssignales über den normalen V/ert ansteigt.Der Verlauf dieser Spannung
U , + U ist strichliert angedeutet. mod =
Zunächst ist eine starke Verzerrung des verstärkten Modulationssignales
zu erwarten, aber viel schwerwiegender ist, dass es
vim
ohne die Nadelpulse stets während einer Halbwelle zu einem Ausbleiben
der Steuerimpulse käme. Die aufgesetzten Nadelinipulse schaffen sozusagen eine Reserve, so dass das Modulationssignal
zwar verzerrt übertragen wird, wobei aber dennoch der Sender ungestört weiterarbeiten kann.
Im Gegensatz dazu müssen herkömmlich aufgebaute Sender bei Uebermodulation
abgeschaltet werden.
Ein passender Sinusgenerator, der auch die gewünschten Nadelim-.
pulse liefert, kann beispielsweise entsprechend Fig. 8 aufgebaut " sein.
Hier sind wieder zum besseren Verständnis die Spannungs-Zeit"
Diagramme mit eingezeichnet«
Das Ausgangssignaldes Rechteckgenerators 21.11 (der quarzgesteuert
sein kann) wird über das Differcnsierglied 21.14 geleitet und von der Diode-21.15 werden nur die negativen"Nadel-
209 8 43/0649
- 21 - P 517
vim
impulse durchgelassen. Die negativen Nadelpulse haben zwar die gewünschte
zeitliche Lage, jedoch eine ungeeignete Polarität, weswegen sie der Umkehrstufe 21.16 zugeführt werden. Am Ausgang der
Umkehrstufe 21.16 können dann die richtig gepolten Nadelimpulse abgegriffen werden.
Als Umkehrstufe kann z.B. eine Transistorstufe in Emitterschaltung
vorgesehen sein.
dm
Eine feste Phasenbeziehung der Nadelpulse zur Wechselspannung am Ausgang des Sinusgenerators ergibt sich zwangsläufig dadurch, dass zur Erzeugung dieser Wechselspannung eine Frequenzteilerstufe 21.12 (siehe z.B. die deutsche Druckschrift "Funkschau", 1970, Heft 9, Seite 264 ff) an den Ausgang des Rechteckgenerators 21.11 angeschlossen wird. Diese Frequenzteilerstufe 21.12 liefert eine Rechteckspannung mit halber Frequenz, aus welcher mittels eines Tiefpassfilters 21.13 die sinusförmige Grundwelle ausgefiltert wird.
Eine feste Phasenbeziehung der Nadelpulse zur Wechselspannung am Ausgang des Sinusgenerators ergibt sich zwangsläufig dadurch, dass zur Erzeugung dieser Wechselspannung eine Frequenzteilerstufe 21.12 (siehe z.B. die deutsche Druckschrift "Funkschau", 1970, Heft 9, Seite 264 ff) an den Ausgang des Rechteckgenerators 21.11 angeschlossen wird. Diese Frequenzteilerstufe 21.12 liefert eine Rechteckspannung mit halber Frequenz, aus welcher mittels eines Tiefpassfilters 21.13 die sinusförmige Grundwelle ausgefiltert wird.
An den beiden Ausgängen des freischwingenden Sinusgenerators 21.1 (Fig. 5» 6) stehen somit die gewünschten Spannungen zur
Verfügung.
Die Figur 9 zeigt schliesslich ein Uebersichtsschaltbild des
Sinusleistungsgenerators 23, das heisst, einen Thyristor-Wechselrichter
der Klasse A (Position 23.1) sowie die Zündschaltung für die Thyristoren.
209843/0549
- 22 - P 517
Anstelle eines an sich ausreichenden Blockschaltbildes sind in den strich-punktierten Blöcken die Detaiischaltungen angedeutet.
Diese Detailschaltungen stellen bestens bekannte Schaltungen dar
und brauchen wohl an dieser Stelle nicht separat beschrieben zu werden.
So sind 23.4 und 23.5 übliche Differenzierglieder, welche nur
P kurze Spannungsimpulse durchlassen, unerwünschte niederfrequente
Ueberlagerungen jedoch abblocken. Sie gewährleisten somit, dass die Thyristoren des Thyristor-V/echselrichters 23.1 saubere
und scharfe Zündimpulse erhalten.
Der monostabile Multivibrator 23·2 (auch Flip-Flop genannt) kippt
bekanntermassen nach einem Setzimpuls wieder in seine Ruhelage zurück, und zwar stets nach Ablauf seiner Eigenzeit.
Im vorliegenden Fall ist ein monostabiler Multivibrator .zu
wählen, dessen Eigenzeit der halben Periodendauer der Ausgangswechselspannung des Sinusleistungsgenerator entspricht. Die
Umkehrstufe 23·3 sorgt dafür, dass das vom monostabilen Multivibrator
erzeugte Signal eine l80 Phasendrehung erfährt.
Ein an den Steuereingang T23 angelegter Steuerimpuls gelangt
einerseits über das Differenzierglied 23·^ an die Steuerelektrode
209843/0549
0R1GlfMt·
- 23 - - P 517
eines der Thyristoren des Thyristor-Wechselrichters 23.1
und setzt andererseits den monostabilen Multivibrator 23.2 in den astabilen Schaltzustand.
Nach einer halben Periode kippt der monostabile Multivibrator 23.2 wieder in seine Ruhelage zurück und von dem invertierten
Signal am Ausgang der Umkehrstufe 23·3 gelangt die ansteigende Flanke (mit der richtigen Polarität) über das Differenzierglied
23*5 an die Steuerelektrode des zweiten Thyristors, der damit die Stromführung während der zweiten Halbzelle übernimmt.
Der Thyristor-Wechselrichter 23*1 erzeugt eine Sinuswechselrspannunc
konstanter Periodendauer, wobei die Anfänge jeder Periode durch das Steuergerät mehr oder weniger stark verzögert
werden.
Eingehende Untersuchungen haben nun gezeigt, dass sich die Phasensteuerung
der Sinusleistungsgeneratoren noch wirksamer gestalten lässt, wenn die Periodendauer der Sinusschwingungen
mit geändert wird.
Das heisst, wenn z.B. der Sinusleistungsgenerator 23 zunächst mit oC - 0° Phasenverzögerung arbeitet und dann nach oC = 900
gesteuert wird (um dies zu erreichen muss kurzzeitig die Frequenz erhöht werden), wird zur Unterstützung dieses Vorganges
0 9-8 43/0649 . ßAD original
- 2k - P 517
auch die Periodendauer verkürzt (was ja ebenfalls eine Frequenzerhöhung
bewirkt). In der anderen Richtung von °£ - 90°
nach oL = 0° wird wieder entsprechend die Periodendauer verlängert
♦
Dieser Effekt ist in einfacher Weise dadurch zu erreichen, dass parallel an den Eingang des monostabilen Multivibrators 23.2
(strichliert gezeichnet) noch das Modulationssignal Umod (mit
der richtigen Phasenlage) angeschlossen wird.
Es ändert sich damit die Eigenzeit des monostabilen Multivibrators
im Rhythmus des Modulationssignales U ,, so dass die Zündung des zweiten Thyristors im Thyristor-Wechselrichter 23.1
ebenfalls gegenüber dem Steuerimpuls verschieden stark verzögert erfolgt.
Obgleich sich die vorstehenden Erklärungen im Zusammenhang mit Fig. 8 auf den Sinusleistungsgenerator 23 bezogen, gilt doch das
gleiche auch für den Sinusleistungsgenerator 22. Eine Ausnahme
besteht jedoch darin, dass bei diesem das Modulationssignal ■
U , zur Beeinflussung der Eigenzeit des monostabilen Multivibrators
mit umgekehrter Phasenlage angeschlossen werden muss, weil ja auch der Sinusleistungsgenerator 22 konträr zum Sinusleistungsgenerator
23 gesteuert wird.
209843/0S49
- 25 - p 517
Dass in Pig. 2 als Summiereinrichtung ein Transformator 2k gezeigt
ist, schliesst selbstverständlich nicht aus, dass auch andere geeignete Einrichtungen, wie z.B. unter Vervrendung von
Halbleitern, vorgesehen werden können. Gleichfalls ist es möglich, die beiden Sinusleistungsgeneratoren direkt an die Gleichrichter.schaltung
25 anzuschalten. Jedoch erlaubt ein zwischengeschalteter Transformator eine optimale Ausnutzung der Thyristoren
in den Sinusleistungsgeneratoren. Da Thyristoren eher in der Lage sind, sehr hohe Ströme zu bewältigen, als die erforderliche
hohe Spannung von ca. 30 kV, kann man die notwendige Spannungsübersetzung mit dem Transformator erzielen, während die Thyristoren
einer optimalen Stromausnutzung unterliegen. Es ist selbstverständlich,
dass die beiden Sinusleistungsgeneratoren auch direkt in Reihe geschaltet werden können. Allerdings muss die
Steuerung entsprechend abgeändert werden, was aber sicherlich im Rahmen normalen technischen Handelns liegt. Das Grundprinzip der
Erfindung wird davon nicht geändert.
209843/0549
Claims (7)
- - 26 - P 517Patentansprücheί Iy Hochleistungssenderanordnung, bei der eine gitterseitig mit der Trägerfrequenz gesteuerte Senderöhre über ihren Anodenkreis und eine Hochfrequenzdrosselspule mit dem Ausgang eines Modulationssignalverstärkers zusammengeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationssignalverstärker aus zwei Sinusleistungsgeneratoren (22, 23) gleicher Frequenz und einem Steuergerät (21) besteht, durch welches die Ausgangsspannungen (U22, Up3^ der Sinusleistungsgeneratoren (22, 23) mit einer von einem Modulationssignal (ü ,) abhängigen gegenseitigen Phasenverschiebung einstellbar sind, und dass weiterhin an die Ausgänge der beiden Sinusleistungsgeneratoren (.22, 23) eine Summiereinrichtung (24) angeschlossen ist, deren Ausgang über eine Gleichrichterschaltung (25) und ein Tiefpassfilter (26) an Anschlussklemmen geführt ist, welche den Ausgang des Modulationssignalverstärkers darstellen.
- 2. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Sinusleistungsgeneratoren Thyristor-Wechselrichter der Klasse A vorgesehen sind, mit einer Frequenz, die zumindest dem Zweifachen der höchsten Frequenz des Modulationssignals entspricht.
- 3. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge-209843/0549- 27 - P 517kennzeichnet, dass als Summiereinrichtung ein Transformator (24) vorgesehen ist, über dessen Primärwicklung die Sinusleistungsgeneratoren wechselstrommässig in Reihe geschaltet sind.
- 4.Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung des Steuergerätes (21) ein mit zumindest der doppelten maximalen Frequenz des Modulationssignales freischwingender Sinusgenerator (21.1) vorgesehen ist, dessen Ausgang über eine Doppelweggleichrichterschaltung (21.2) an einen ersten Eingang eines Schwellwertschalters (21.3) geführt ist, dass an einen zweiten Eingang des Schwellwertschalters (21.3) eine einstellbare CUeiehspannungsquelle (U-) und eine Modulationssignalquelle (U ,) angeschlossen sind unc^iass weiterhin der Ausgang des Schwellwertschalters (21.3) an eine Differenzierstufe (21.4) angeschaltet ist, welche aus der ansteigenden Planke eines zugeführten Rechteckimpulses einen Steuerimpuls ableitet, der an einem Ausgang (T23) erscheint und aus der abfallenden Flanke einen Steuerimpuls bildet, der an einem weiteren Ausgang (T22) erscheint, welche Ausgänge jeweils mit einem Steuereingang eines Sinusleistungsgenerators (22, 23) verbunden sind.
- 5. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 4, dadurch ge-kennzeichnet, dass der freischwingende Sinusgenerator (21.1) mit einem zweiten Ausgang ausgeführt ist, an dem in zeitlicher Ueber-2Q9843/0549- 28 - P. 517einstimmung mit der Mitte jeder Sinushalbwelle ein Nadelimpuls erscheint, wobei der zweite Ausgang mit dem anderen Ausgang gekoppelt ist. . . ·
- 6. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass an einen ersten Eingang einer Vergleichsschaltung (21.7) eine Spannung (UQ«k) angeschaltet ist, welche der Gleichspannungskomponente .(U,) am Ausgang des Modulations-- signalverstärkers proportional ist, dass an einen zxveiten Eingang der Vergleichsschaltung (21.7) eine dem Sollwert der Gleichspannungskomponente proportionale Gleichspannung (U ^, k) angeschlossen ist und dass weiterhin die Modulationssignalquelle (U ,) mit einem Multiplikationsglied (21.5) verbunden ist und dass der Ausgang des Multiplikationsgliedes über einen Kopplungskondensator (C) mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung (21.7) zusammengeschaltet und an den zweiten Eingang des Schwellwertschalters (21.3 angeschlossen ist, wobei der Ausgang der Vergleichsschaltung (21.7) über ein Einstellorgan (21.6) und ein Urnkehrglied (21.8) mit dem den Multiplikationsfaktor beeinflussenden Steuerein?rang des Multiplikationsgliedes (21.5) verbunden ist.
- 7. Ho. hl eistun^ssende-rariordru"'-* nach Anrrryoh 6, dadurch rrekenr:"-. ichns.t, las? ·:';-.- ]■'? r..st^rio;··-;-u (V"!.1""! ein Tiv. f i;assf i V:. .■·- 29 - P- 517mit einer ßrenzfrequenz, die kleiner ist als die niedrigste Frequenz des Modulationssxgnales (U_od) » gefolgt von einem Potentiometer zur Einstellung eines Faktors M, enthält.PATELHOLD Patentverwertungs- u» Elektro-Holding AG,20984370549Lee rsei te
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH538371A CH530121A (de) | 1971-04-14 | 1971-04-14 | Hochleistungssenderanordnung |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2122354A1 true DE2122354A1 (de) | 1972-10-19 |
Family
ID=4292644
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19712122354 Withdrawn DE2122354A1 (de) | 1971-04-14 | 1971-05-06 | Hochleistungssenderanordnung |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3743954A (de) |
JP (1) | JPS5613044B1 (de) |
CH (1) | CH530121A (de) |
DE (1) | DE2122354A1 (de) |
ES (1) | ES401699A1 (de) |
FR (1) | FR2136484A5 (de) |
GB (1) | GB1376760A (de) |
NL (1) | NL7204906A (de) |
NO (1) | NO132664C (de) |
SE (1) | SE373469B (de) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1551711A (en) * | 1978-03-02 | 1979-08-30 | Marconi Ltd | Modulation circuits |
NZ338096A (en) * | 1999-09-29 | 2001-06-29 | Tait Electronics Ltd | Amplifier circuit for radio transmitter using LINC techniques |
FR2798537B1 (fr) * | 1999-09-15 | 2003-02-14 | Nicolas Girard | Interface preamplificatrice a tube electronique en ligne audiofrequence fonctionnant sur alimentation a decoupage haute frequence, destinee notamment aux ordinateurs multimedia |
WO2002003547A1 (en) * | 2000-06-30 | 2002-01-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Amplifier with output transformer |
EP1612934B1 (de) * | 2004-06-29 | 2018-07-25 | Lantiq Beteiligungs-GmbH & Co.KG | Klasse-D Verstärker |
KR100846785B1 (ko) | 2006-03-14 | 2008-07-16 | 삼성전자주식회사 | 가열 롤러를 위한 전력 제어 방법과 장치 및 이를 위한위상 제어 회로 |
GB2501524A (en) * | 2012-04-26 | 2013-10-30 | Toshiba Res Europ Ltd | An efficient asymmetric push-pull amplifier for an envelope modulator |
CN115327202B (zh) * | 2022-07-08 | 2023-11-14 | 珠海多创科技有限公司 | 一种tmr电流传感器 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3231885A (en) * | 1962-02-28 | 1966-01-25 | Bendix Corp | Resolver phase shift encoder |
US3284634A (en) * | 1962-12-28 | 1966-11-08 | Honeywell Inc | Apparatus for positioning a body relative to a radiant energy source |
US3348151A (en) * | 1965-03-08 | 1967-10-17 | Boeing Co | Dc power supply and amplitude modulator |
-
1971
- 1971-04-14 CH CH538371A patent/CH530121A/de not_active IP Right Cessation
- 1971-05-06 DE DE19712122354 patent/DE2122354A1/de not_active Withdrawn
-
1972
- 1972-04-05 US US00241245A patent/US3743954A/en not_active Expired - Lifetime
- 1972-04-12 NO NO1255/72A patent/NO132664C/no unknown
- 1972-04-12 SE SE7204758A patent/SE373469B/xx unknown
- 1972-04-12 ES ES401699A patent/ES401699A1/es not_active Expired
- 1972-04-12 FR FR7213501A patent/FR2136484A5/fr not_active Expired
- 1972-04-12 GB GB1695372A patent/GB1376760A/en not_active Expired
- 1972-04-12 NL NL7204906A patent/NL7204906A/xx not_active Application Discontinuation
- 1972-04-14 JP JP3698672A patent/JPS5613044B1/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ES401699A1 (es) | 1975-02-16 |
GB1376760A (en) | 1974-12-11 |
SE373469B (de) | 1975-02-03 |
NL7204906A (de) | 1972-10-17 |
CH530121A (de) | 1972-10-31 |
JPS5613044B1 (de) | 1981-03-26 |
FR2136484A5 (de) | 1972-12-22 |
US3743954A (en) | 1973-07-03 |
NO132664C (de) | 1975-12-10 |
NO132664B (de) | 1975-09-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2806852C3 (de) | Verstärkereinrichtung | |
DE881705C (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines stets gleichen Verlaufs der Kippschwingungen in fremdgesteuerten Kippschaltungen | |
DE757346C (de) | Nachlaufpeiler | |
DE2122354A1 (de) | Hochleistungssenderanordnung | |
EP3460970A1 (de) | Windenergieanlage mit oberschwingungsarmen umrichtersystem sowie verfahren zum betrieb | |
DE2432978B2 (de) | Schaltungsanordnung zur multivibratorsteuerung mit einer differenzverstaerkerschaltung | |
DE851965C (de) | Anordnung zur UEbertragung von Signalen mittels Impulszeitmodulation | |
CH634183A5 (de) | Amplitudenmodulierter sender. | |
DE1110330B (de) | Verfahren und Anordnung zur Impulssteuerung des Strahlstromes eines Ladungstraegerstrahlgeraetes | |
DE961986C (de) | Einrichtung zur Erzeugung frequenzmodulierter Signale, insbesondere Telegrafiezeichen | |
DE861873C (de) | Schaltung zur Modulierung elektrischer Schwingungen | |
DE892609C (de) | Amplitudenmodulationsanordnung | |
DE1253754B (de) | Schaltung zur Stabilisierung einer aus einem Saegezahnstromgenerator entnommenen Hochspannung | |
DE1962197B2 (de) | Datenuebertragungsanlage fuer fernsprechnetze | |
DE2754241A1 (de) | Statischer frequenzumformer nach dem gleichstrom-zwischenkreis-prinzip zur speisung von drehstrommotoren | |
DE1274200B (de) | Frequenzteiler | |
DE854373C (de) | Einrichtung zur Impulsphasenmodulation | |
DE586259C (de) | Anordnung zum simultanen Erzeugen von zwei oder mehreren hochfrequenten Wellen oder Wellenbaendern | |
DE2020095A1 (de) | Elektronisch geregelte Gleichspannungsteiler und -wandler | |
DE2434165C3 (de) | Ultraschallsender zur Fernbedienung von Rundfunk- und Fernsehempfängern | |
DE945253C (de) | Anordnung zur UEbertragung von Gleichstromsignalen | |
AT160886B (de) | Synchronisierschaltung | |
DE1488089C (de) | Verfahren zur Steuerung eines Umrichters mit Gleichstromzwischenkreis und Anordnung zur Durchführung dieses Verfahrens | |
CH623293A5 (en) | High-voltage generator on an ozoniser | |
DE1762693C3 (de) | Elektrische Schaltung zur Ableitung einer Impulsfolge aus einem Analogsignal |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OD | Request for examination | ||
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |