DE2122354A1

DE2122354A1 - Hochleistungssenderanordnung

Info

Publication number: DE2122354A1
Application number: DE19712122354
Authority: DE
Inventors: O Snedkerud
Original assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Current assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Priority date: 1971-04-14
Filing date: 1971-05-06
Publication date: 1972-10-19
Also published as: US3743954A; FR2136484A5; JPS5613044B1; NO132664C; NL7204906A; NO132664B; ES401699A1; SE373469B; GB1376760A; CH530121A

Description

P 517 Sn/CB

Patelhold Patentverwertungs-u.Elektro-Holding AG, Glarus (Schweiz)

Hochleistungssenderanordnung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Hochleistungssenderanordnung, bei der eine gitterseitig mit der Trägerfrequenz gesteuerte Senderöhre über ihren Anodenkreis und eine Hochfrequenzdrosselspule mit dem Ausgang eines Modulationssignalverstärkers zusammengeschaltet ist.

Derartige Senderanordnungen werden in der Literatur als Anoden-B-Modulation bezeichnet und sind bei Hochleistungssendern, die ein amplitudenmoduliertes Signal abstrahlen, bevorzugt verwendet, weil sie gegenüber anderen Modulationsmethoden, wie Parallelröhren Modulation oder Vorröhren Modulation , mit besserem Wirkungsgrad betrieben werden können. ...

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Eine zum Stande der Technik zu zählende Hochleistungssenderanordnung der vorgenannten Art ist in Pig. 1 schematisch wiedergegeben.

In dieser Figur ist mit 1 eine Senderöhre, mit 2 ihr Anodenkreis und mit 3 eine Hochfrequenzdrosselspule bezeichnet.

Der Modulationssignalverstärker besteht im wesentlichen aus einem Modulationstransformator k_} der mit Hilfe von zwei Röhren 5 und 6 in Gegentakt angesteuert wird. Um dies zu bewerkstelligen wird das Modulationssignal U über einen weiteren Transformator 7 an die Steuergitter der Röhren 5 und 6 geführt. Da am Modulationstransformator k eine Gleichstromvormagnetisierung unerwünscht ist, muss ein Koppelkondensator 8 vorgesehen werden. Damit das niederfrequente Modulationssignal nicht von der Betriebsspannungsquelle kurzgeschlossen wird, muss der Pluspol über eine Niederfrequenzdrosselspule 9 angeschlossen werden.

Die bekannte Punktion ist die, dass der über die Niederfrequenzdrosselspule 9 zugeführten Gleichspannung das niederfrequente Modulationssignal überlagert wird, wobei das über den Koppelkondensator 8 angekoppelte Modulationssignal so gross ist, dass · die an der Senderöhre 1 wirksame Anodenspannung im Rhythmus des Modulationssignales von Null Volt bis (z.B.) 30 kV schwankt.

An der Speiseleitung P (Feeder) für die Antenne kann die in der

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Senderöhre 1 verstärkte hochfrequente Trägei^frequenz abgegriffen werden, welche infolge der schwankenden Anodenspannung mit dem Modulationssignal amplitudenmoduliert ist.

Bei einer Sendeleistung von einigen Megawatt benötigt man am Ausgang des Modulationstransformators h ein verstärktes Modulationssignal von etwa I5 bis 30 kV und einer Leistung in der vorgenannten Grössenordnung. Zudem muss der Modulationstransforraator 7 für eine Bandbreite von ^O Hz bis 10 kHz (entsprechend dem lliederfrequenzbereieh der übertragen werden soll) dimensioniert iverden. Weil aber die tiefste Frequenz neben der zu übertragenden Leistung von massgeblicher Bedeutung ist, folgt, dass der Modulationstransformator k sehr gross, sehr schwer (einige Tonnen) und auch sehr teuer ist, was einen erhebliehen Nachteil darstellt.

Weiterhin ist es notwendig, den Höhren 5 und 6 bereits eine hohe Steuerleistung anzubieten. Dazu ist eine entsprechend aufwendige Verstärkung erforderlich, die bei dem geforderten Frequenzband und der grossen Spannungs- und Leistungsverstärkung mit einem unbefriedigenden Wirkungsgrad arbeitet.

Aufgabe der Erfindung ist es» die Nachteile der bekannten Hoch-

"t

leistungssenderanordnungen der eingangs genannten Art zu vermeiden.

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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst ₃ dass der Modulationssignalverstärker aus'zwei Sinusleistungsgeneratoren gleicher Frequenz und einem Steuergerät besteht₃ durch welches die Ausgangsspannungen' der Sinusleistungsgeneratoren mit einer von einem Modulationssignal abhängigen gegenseitigen Phasenverschiebung einstellbar sind, und dass weiterhin an die Ausgänge der beiden Sinusleistungsgeneratoren eine Summiereinriehtung angeschlossen ist," deren Ausgang über eine C3eichrichterschal· fcung und ein Tiefpassfilter an Anschlussklemmen geführt ist_s welche den Ausgang des Modulationssignalverstärkers darstellen.

Der Vorteil der Erfindung ist vor allem darin zu sehen₃ dass die Hoehleistungssenderanordnung insgesamt mit einem wesentlich verbesserten Wirkungsgrad betrieben xverden kann.

Wenn nach einer bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung als ) SinusleiBtungsgeneratoren Thyristor-Wechselrichter der Klasse A vorgesehen sind* lässt sich die Phasenverschiebung besonders wirtschaftlich durchführenj weil der in der Wechselrichterschal tung enthaltene Schwingkreis sum Zeitpunkt der Zündung der Thyristoren praktisch energielos ist»

, Ein typischer Thyristor-Wechselrichter der Klasse Ä_A der bei* spielsweise vorgesehen werden kann_s ist dem General Electric

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SCR Manual, 4th Edition, 1967, Seite 228, Figur 11.2.1 zu entnehmen.

Es empfiehlt sich, als Summiereinrichtung einen Transformator vorzusehen, über dessen Primärwicklung die Sinusleistungsgeneratoren wechselstrommässig in Reihe geschaltet sind. Dieser Transformator kann wesentlich kleiner und leichter sein als ein Modulationstransformator herkömmlicher Konzeption.

Gemäss einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist zur Bildung des Steuergerätes ein mit zumindest der doppelten maximalen Frequenz des Modulationssignales frei schwingender Sinusgenerator vorgesehen, dessen Ausgang über eine Doppelweggleichrichterschaltung an einen ersten Eingang eines Schwellwertschalters geführt ist, während an einen zweiten Eingang des Schwellwertschalters eine einstellbare Gleichspannungsquelle und eine Modulationssignalquelle angeschlossen sind und weiterhin ist der Ausgang des Schwellwertschalters an eine Differenzierstufe angeschaltet, welche aus der ansteigenden Flanke eines zugeführten Rechteckimpulses einen Steuerimpuls ableitet, der an einem Ausgang erscheint und aus der abfallenden Flanke einen Steuerimpuls bildet, der an einem weiteren Ausgang erscheint, welche Ausgänge jeweils mit einem Steuereingang eines Sinusleistungsgenerators verbünden¹''sind;

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Dabei ist es empfehlenswert, wenn der frei schwingende Sinusgenerator mit einem zweiten Ausgang ausgeführt ist, an dem in zeitlicher Uebereinstimmung mit der Mitte jeder Sinushalbwelle ein Nadelpuls erscheint, wobei der zweite Ausgang mit dem anderen Ausgang gekoppelt ist.

Das ergibt den Vorteil, dass auch bei einer Uebermodulation die Zündung der Thyristoren in den Sinusleistungsgeneratoren nicht ^ ausbleibt. Die Hochleistungssenderanordnung braucht daher bei Uebermodulation im Gegensatz zu bekannten Sendern nicht abgeschaltet werden.

Nach einer weiteren bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung wird die am Ausgang des Modulationssignalverstärkers auftretende Gleichspannungskomponente nach Art einer Gegenkopplung an das Steuergerät zurückgeführt.

W Damit ist es einfach möglich, die Gleichspannungskomponente auf jeweils gewünschte Pegel einzuregeln und damit die Senderleistung den Betriebserfordernissen anzupassen. Dabei ist aber stets gewährleistet, dass der einmal eingestellte Modulationsgrad beibehalten wird.

In der Zeichnung sind erfindungsgemässe Ausführungen beispielsweise dargestellt.

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Es zeigt

Pig. 1 eine eingangs besprochene, zum Stande der Technik zu zählende Anordnung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemässen Hochlei- . stungssenderanOrdnungj

Fig. 3 ein SpannungsZeigerdiagramm,

Fig. Ά ein Spannungs-Zeit-Diagramm,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Steuergeräts, Fig. 6 eine Abwandlung des Steuergeräts, Fig. 7 weitere Spannungs-Zeit-Diagraraiae,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines freischxd.ngenden Sinusgenerators . und

Fig. 9 eine Detailschaltung eines Sinusleistungsgenerators.

Allen Figuren gemeinsam ist mit U , ein Modulationssignal,

mit IL. eine Gleichspannung, mit GK ein Gegenkopplungszweig, mit T22 und T23 Steuerleitungen (Triggerleitungen) und mit C ein Kopplungskondensator bezeichnet.

Weiterhin ist in den Diagrammen die Zeitachse durch t gekennzeichnet, während auf der Ordinate die allgemeinen Bezeichnungen U für Spannungen eingetragen sind.

Geiaäss Fig. 2 ist mit den Bezugsziffern 21 ein Steuergerät, 22 und 23 je ein Sinusleistungsgenerator, 2k ein Transformator,

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BAD ORIGINAL

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25 eine Gleichrichterschaltung und mit 26 und 27 je ein Tiefpassfilter versehen. Pw stellt einen Belastungswiderstand dar,

JU

U₂₂, Ü₂__a U₂₂₁, O₂,- und U₂g sind Spannungen.

In Fig, 3 ist darüberhinaus mit 06 eine Phasenverschiebung bezeichnet,

In Fig. 4 igt mit U~ eine Gleichspannungskomponente und mit Up£ der Spitze-Spitze Wert der Spannung U ,- bezeichnet,

Gernäss Fig. 5 bedeuten die Bezugsziffern

21.1 einen freischwingenden Sinusgenerator,

21.2 eine Doppelweggleichrichterschaltung,

21.3 einen Schwellwertschalter und

21.4 eine Differenzierstufe,

Mit U , ist der Spitze-Spitze Wert des Modulationssignales und mit U₂₁ „ eine Spannung, welche am Ausgang der Doppelweggleichrichterschaltung 21,2 anliegt, bezeichnet, U₀₁ , ist eine Spannung am Ausgang des Schwellwertschalters 21.3₃ ^ψρο ^und sind Spannungen an den Steuerleitungen T22 und T2? *

In Erweiterung zu Fig. 5 stellen in Fig. 6 die Bezugs zeichen

21.5 ein Multiplikationsglied, 21,6 ein Einstellorgan, 21*7 eine Vergleichsschaltung, 21.8 eine Umkehrstufe, Pot ein Po-

' 209843/054$

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tentiometer und +Ugeine Hilfsgleichspannung dar.

Die Fig. 7 enthält nur die bisher genannten Bezeichnungen.

In Fig. 8 ist 21.11 ein Rechteckgenerator, 21.12 einejFrequenzteilerstufe, 21.13 ein Tiefpassfilter, 21.14 ein Differenzierglied, 21.15 eine Diode und 21.16 eine Umkehrstufe.

In Fig. 9 stellt 23-1 einen Thyristor-Wechselrichter der Klasse A dar. Mit 23.2 ist ein monostabil^er Multivibrator (Flip-Flop) und mit 23.3 eine Umkehrstufe bezeichnet. Differenzierglieder erhielten die Bezugszeichen 23· 4 und 23·5·

Die Wirkungsweise der erfindungsgemässen Hochleistungssenderanordnung wird nun anhand der Figuren näher erläutert.

Das Blockschaltbild der Fig. 2 zeigt zunächst zwei Sinusleistungsgeneratoren 22 und 23j die ebenso wie das Steuergerät 21 noch genauer erklärt werden.

Die Ausgänge der Sinusleistungsgeneratoren 22 und 23 sind.über die Primärwicklung des Transformators 24 wechselstrommässig in Reihe geschaltet.

■i

Genauer gesagt, sind die Sinusleistungsgeneratoren 22 und 23 in Gegenreihe geschaltet, das heisst, dass die Summe der Spannungen ^U22 ^{+ U}23 ß^le^-^ch Null ist, wenn beide Sinasleistungsgeneratoren

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gleichphasig arbeiten.

Nun ist aber nach der Erfindung vorgesehen, einen Sinusleistungsgenerator (z.ß. 23) um den Phasenwinkel +°£ gegenüber dem vorher gezeigten Fall voreilend auszusteuern und den anderen Sinusleistungsgenerator (z.B. 22) mit - °6 nacheilend zu betreiben.

" Die Maschengleichung für diesen Stromkreis kann dann wie folgt angesetzt werden:

ZIU = 0 ergibt . .

" I^u ₂₂i · ^{sin (}"

Unter Berücksichtigung, dass

erhält man:

^ü ₂2j ⁼ l^Ui ' ^{sinai +} l^ül * sinc^ = 2· JUJ -sin co ;

₂2j
bei Q^" = 90° steht die maximale Amplitude, nämlich 2U

zur Verfügung.

Dieser Zusammenhang: wird im Diagramm der Fig. 3 verdeut- ^Uoht· -209 84 3/0549 · ■ .

~ 11 - P

(Fig.2) An der Sekundärseite des Transformators 24/kann folglich eine Wechselspannung abgegriffen werden» deren Frequenz gleich ist der Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren, deren Amplitude jedoch von der gegenseitigen Phasenverschiebung der Sinusleistungsgeneratoren abhängt.

Diese Phasenverschiebung ist, wie später noch ausführlich gezeigt wird, abhängig vom Modulationssignal U , welches dem Steuergerät 21 zugeführt wird.

Die dermassen amplitudenmodulierte Viechseispannung wird in . einer Gleichrichterschaltung 25 gleichgerichtet und in einem nachgeschalteten Tiefpassfilter 2β wird das niederfrequente, verstärkte I-lodulationssignal U^ ausgefiltert.

In Fig. ^ ist die gleichgerichtete, amplitudenmodulierte Wechselspannung Up₁- dargestellt, U^j. die Spannung am Ausgang des Modulationssignalverstärkers, schwankt bei voller Modulation von Null bis U_?/- um eine GIeichsρannungskomponente U , 2

welche dann _26 entspricht.

Da somit die zum Betrieb der Senderöhre erforderliche Gleichispannungskomponente bereits vom Modulationssignalverstärker mitgeliefert wird, ist eine separate Gleichspannungssufuhr nicht erforderlich. Es kann daher auch auf die beim Bekannten benötigte schwere liiederfrequenzdrossel (Pos. 9* Fig. 1) verzichtet werden,, was einen weiteren beachtlichen Vorteil dar- \ ■ . 209843/0540

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stellt.

Beachtet man die in Fig. 4 beispielsweise dargestellten Frequenzverhältnisse von U_p. zu UpfTj dann ist su erkennen, dass die Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren zumindest zweimal so gross sein muss, wie die höchste Frequenz des Modulationssignales. Diese Forderung ergibt sich auch aus dem Abtasttheorem.

R₁. in Fig. 2 symbolisiert die Belastung, welche die Senderöhre mit ihrem Anodenkreis (Fig. 1) darstellt.

Ein^;Gegenkopplungszweig GK, der ein weiteres Tiefpassfilter enthält, führt vom Ausgang zurück an das Steuergerät. Dieüe Gegenkopplung wird ebenfalls noch genauer erklärt.

Das Prinzip dieser ModulationssignalverstärKyunpr ist darin zu sehen, dass mit dem schwachen Modulationssignal U , die beiden Sinunleistungsgeneratoren phasenverschoben gesteuert v/erden, welche dann direkt die erforderliche Modulati onsenerg-ie von z.B. einigen Megawatt liefern. Dac konventionelle Verstärkerprinzip wird hitr nicht angewandt.

Γ-'a nun an Hand der Figuren 2, 3 und k uns Prinzip des Modu-Ia1 Jonssignal Verstärkers gezeigt i,.f , :;o].lon nun die ein::olnen Komponenten der Anordnung .erläutert v.'crien,

2 Q 9 8 ii 3 / 0 5 4 9 BAD OHfQiWAl,

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Für die Sinusleistungsgeneratoren wurde bereits eine Referenz genannt. Diese Schaltung ist zudem noch unter der Position 23·1 in Fig. 9 gezeigt. Es ist dies eine bestens bekannte Wechselrichterschaltung, so dass wohl eine separate Beschreibung nicht erforderlich ist.

In Fig. 9 sind zur Vollständigkeit die für die Zündung der Thyristoren notwendigen Details gezeigt, deren Erklärung folgt jedoch etwas später.

Die Gleichrichterschaltung 25 ist als bekannte Brückenschaltung, eventuell mit Avalanche-Dioden, aufgebaut.

Bekannt sind ebenfalls die Tiefpassfilter 26 und 27· Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 26 ist grosser als die zu übertragendeJFrequenz des Modulationssignales und kleiner als die Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren zu wählen.

Handelt es sich beim Modulationssignal um Sprach- oder Tonsignale mit einem Frequenzbereich von ¹JO bis 10 000 Hz, dann ist die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 26 auf z.B. 11 000 Hz einzustellen. (Die Sinusleistungsgeneratoren arbeiten dann zweckmässig mit 20 bis 50 kHz und darüber).

Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 27 soll so niedrig als möglich liegen, da hier nur die Gleichstromkomponente U durchgelassen werden soll.

- ^rt 20 9843/0549

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Das Steuergerät 21 besteht aus an sich ebenfalls bekannten Bauelementen, so dass diese in Fig. 5 lediglich als Blöcke dargestellt sind. Von Bedeutung ist ja die Zusammenschaltung der einzelnen Elemente.

Um das Entstehen der Steuersignale U_r„_?p und U„p, besser verfolgen zu können, sind die entsprechenden Spannungs-Zeit-Diagramme für die Spannungen an den einzelnen Verbindungsleitungen |} mit eingezeichnet.

Der freischwingende Sinusgenerator 21.1 liefert an einem Ausgang eine Wechselspannung mit einer Frequenz, die der gewünschten Frequenz der Sinusleistungsgeneratoren entspricht. An einem zweiten Ausgang liefert dieser- Sinusgenerator in zeitlicher Uebereinstimmung mit der Mitte jeder Sinushalbwelle einen liadelimpuls.

ψ Beide Ausgänge sind gekoppelt und am Ausgang der Doppelweggleichrichterschaltung 21.2 (Brückengleichrichter) erscheint dann die Spannung Ug, ₂s welche an einen ersten Eingang des Schwellwertschalters 21.3 geführt ist.

Die zu verstärkende Modulationssignalspannung U , wird über einen Kopplungskondensator C einer Gleichspannung ü_ überlagert. Diese Spannung U^ + ü_ liegt am zweiten Eingang des Schwellwertschalters 21.3 an.

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Eine als Schwellwertschalter geeignete Schaltung ist .der schwedischen Druckschrift "Radio und Television", Nr. 12, 1968, Seite 2k, Pig· 17 zu entnehmen. Dieser Schwellwertschalter ist ein Baustein aus der Technik der binären Schaltelemente. Das heisst, der zweite Eingang führt das Bezugspotential, nämlich U + U_, und immer dann, wenn die Spannung am ersten Eingang (U„_ „) das Bezugspotential überschreitet, erscheint am Ausgang das Signal L. Dieses L-Signal stellt den zu 0 konträren Spannungszustand dar.

In Fig. 7a ist veranschaulicht, wie auf diene Weise das der Gleichspannung überlagerte Modulationssignal U + U_ durch die Spannung U_{01 o} abgetastet wird. Je nach dem Momentanwert der Spannung U. + U_ entstehen am Ausgang des Schwellwert-

πιο d —

schalters 21.3 verschieden breite Rechteckimpulse, entsprechend Fig. 7 b.

Diese P.eeliteckimpulse werden nun der Differenzierstufe 21.^ (Fig. 3) zugeführt. Aus der ansteigenden Flanke des Rechteckir.pulsos bildet diese Differensierstufρ einen positiven Uadeliinpulö, der dann über eine entsprechend gepolte Diode? und über die St-euerleitung T23 an den Steuereingang de:; Cinunleintun/::"-renei;-! ο rs ΐ.'ϊ ff? lan ^t. Bei der abfallenden Fla;,ke des RochtecUär. .■?;'].:eö liefert, die Diffovor.r-icvstuft 21.'Ί einen ne^t ivcn

8AD ORIGINAL

2 Π G 8 A 3 / Π b A 9

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Nadelirnpuls, der dann über eine zweite, diesmal anders gepolte, Diode an ein Ümkehrglied (normale Transistorstufe in Emitterschaltung) gelangt. Vom Ausgang dieses Umkehrgliedes führt die Steuerleitung Ψ.22 an den Steuereingang des Sinusleistungsgenerators, 22.

Die Ableitung der Steuerimpulse U₁^₂ und U^, aus den Rechteckimpulsen U₀₁ ., ist in Fig. 5 angedeutet und in Fig. 7b,c,d für eine Periode des Modulationssignales dargestellt.

Nun ist man bestrebt, bei einem Sender einen bestimmten optimalen Modulationsgrad einzustellen. Der Modulationsgrad ist bekanntlich definiert mit:

(Bezeichnungen mit Bezug auf Fig.

Das heisst, wenn sich das verstärkte Modulationssignal U„g von Null bis 2·U um den Mittelwert U ändert, dann liegt die maxi-

mal mögliche Modulation (m = 1) vor, bei der auch noch keine.Verzerrungen auftreten.

Ein weiterer Gesichtspunkt ist die Senderleistung, welche von der Gleichspannungskomponente U (z.B.: 30 kV) bestimmt wird.

Soll daher die Senderleistung geändert werden, dann braucht bei

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der vorliegenden Hochleistungssenderanordnung lediglich die Gleichspannung U_ (Pig. 2 und 5) entsprechend geändert au werden, da diese der Gleichspannungskoniponente U umgekehrt proportional ist.

Dabei wird es zweckmässig sein, die Einstellung von U mit einem Regelkreis vorzunehmen, da diese Methode am genauesten ist. Dazu ist beim Steuergerät 21 eine kleine Erweiterung nötig, wie in Fig. 6 gezeigt.

Mittels einer Hilfsgleichspannung +Ugund eines Potentiometers Pot. wird der Sollwert für die Gleichspannungskomponente U an den negierenden Eingang der Vergleichsschaltung 21.7 gelegt. Selbstverständlich arbeitet man hier nicht mit einigen 1000 Volt, weswegen ein Masstabsfaktor k zu berücksichtigen ist; man erhält somit U₀J₃₀,-, »k . Um den gleichen Paktor k verkleinert gelangt an den nichtinvertierenden Eingang der Vergleichsschaltung die Gleichspannungskomponente U . Um diese Gleichspannungskomponente auszufiltern und abzuschwächen, ist das Tiefpassfilter 27 (Fig. 2) in den Gegenkopplungszweig GK eingeschaltet.

Als Vergleichsschaltung 21.7 kann die in der bereits genannten schwedischen Druckschrift, Seite 2¹I, in Fig. 16 gezeigte Schaltung vorgesehen werden. Es handelt sich hierbei um einen als Differenzverstärker beschalteten Operationsverstärker,

Dieser verknüpft bekanntlich die an »einen beiden Eingängen lie-

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genden Spannungen in der Form:

U₌ = (U - k) - (U₀₈₀₁₁ . k) oder

Zur Illustration der Regelung sei angenommen, dass mit Hilfe des Potentiometers Pot. eine Verkleinerung der Gleichspannungskomponente U (damit eine Leistungsverminderung) bewirkt wird.

Aus obiger Gleichung ist zu ersehen, dass eine Verkleinerung von ^üosoll * ^{k e}i^ne Vergrösserung von U_ bewirkt. Der weitere Vorgang ist am besten in Fig. 7 erkenntlich. Man denke sich in Fig. 7a die Linie für U_ nach oben verschoben. Das hat zur Folge, dass die Rechteckimpulse in Fig. 7b schmäler werden und demnach die daraus abgeleiteten Steuerimpulse υ_τ?-, bzw. U _ zu einer geringeren gegenseitigen Phasenverschiebung der Sinusleistungsgeneratoren 23 und 22 führen.

Eine kleinere gegenseitige Phasenverschiebung ergibt aber eine reduzierte Spannung U»^ am Transformator 24 und, wie gewünscht, eine verkleinerte Gleichspannungskomponente U .

Wird U_n · k konstant gehalten, dann ist infolge der Wirkung "soll ϊ

des Regelkreises gewährleistet, dass auch U konstant bleibt.

Damit nun bei geänderter Gleichspannungskomponente U der einmal eingestellte Modulationsgrad erhalten bleibt, wird das Modulations-

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signal U , über ein' Multiplikationsglied 21.5 (Pig. E) ge-

Hi O CI

leitet. Dieses ändert seine Verstärkungproportional «u der an seinem Steuereingang anliegenden Gleichspannung ■■ -

JS*

Um Rückwirkungen vom Ausgang des Multipiikationsgliedes 21.5 auf seinen Steuereingang zu vermeiden, ist in die Steuerleitung das Einstellorgan 21.6 eingeschaltet. Dieses enthält ein Tiefpassfilter (ähnlich Pos. 27 in Fig. 2), um zu gewährleisten, dass nur die Gleichspannung U_ zur Wirkung kommt. Zudem ist dem Tiefpassfilter ein Potentiometer zur Einstellung eines Faktors 14 nachgeschaltet, mit dem dann der gewünschte Modulationsgrad m einstellbar ist. Eine separate Darstellung des Einstexiorganes 21.6 dürfte wegen seiner Einfachheit nicht nötig sein.

Als Multiplikationsglied 21.5 kann z.B. die integrierte Schaltung unter der Bezeichnung MC 1^95L von Motorola verwendet werden. Damit diese integrierte Schaltung den gewünschten Regeleffekt ergibt, muss allerdings noch die Umkehrstufe 21.8 vorgesehen eein.

An dieser Stelle soll nun der Zweck der Nadelimpulse in der Mitte jeder Sinushalbwelle bei der Ausgangsspannung des freischwingenden Sinusgenerators 21.1 (Fig. 5, 6) erklärt werden.

■Hier ist wieder die Fig. 7a sehr anschaulich. Man denke sich, dass durch eine Verstärkungserhöhung im Modulationssignalvorver-

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stärker (nicht gezeigt) die Amplitude des Modulationssignales über den normalen V/ert ansteigt.Der Verlauf dieser Spannung

U , + U ist strichliert angedeutet. mod =

Zunächst ist eine starke Verzerrung des verstärkten Modulationssignales zu erwarten, aber viel schwerwiegender ist, dass es

vim

ohne die Nadelpulse stets während einer Halbwelle zu einem Ausbleiben der Steuerimpulse käme. Die aufgesetzten Nadelinipulse schaffen sozusagen eine Reserve, so dass das Modulationssignal zwar verzerrt übertragen wird, wobei aber dennoch der Sender ungestört weiterarbeiten kann.

Im Gegensatz dazu müssen herkömmlich aufgebaute Sender bei Uebermodulation abgeschaltet werden.

Ein passender Sinusgenerator, der auch die gewünschten Nadelim-. pulse liefert, kann beispielsweise entsprechend Fig. 8 aufgebaut " sein.

Hier sind wieder zum besseren Verständnis die Spannungs-Zeit" Diagramme mit eingezeichnet«

Das Ausgangssignaldes Rechteckgenerators 21.11 (der quarzgesteuert sein kann) wird über das Differcnsierglied 21.14 geleitet und von der Diode-21.15 werden nur die negativen"Nadel-

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vim

impulse durchgelassen. Die negativen Nadelpulse haben zwar die gewünschte zeitliche Lage, jedoch eine ungeeignete Polarität, weswegen sie der Umkehrstufe 21.16 zugeführt werden. Am Ausgang der Umkehrstufe 21.16 können dann die richtig gepolten Nadelimpulse abgegriffen werden.

Als Umkehrstufe kann z.B. eine Transistorstufe in Emitterschaltung vorgesehen sein.

dm
Eine feste Phasenbeziehung der Nadelpulse zur Wechselspannung am Ausgang des Sinusgenerators ergibt sich zwangsläufig dadurch, dass zur Erzeugung dieser Wechselspannung eine Frequenzteilerstufe 21.12 (siehe z.B. die deutsche Druckschrift "Funkschau", 1970, Heft 9, Seite 264 ff) an den Ausgang des Rechteckgenerators 21.11 angeschlossen wird. Diese Frequenzteilerstufe 21.12 liefert eine Rechteckspannung mit halber Frequenz, aus welcher mittels eines Tiefpassfilters 21.13 die sinusförmige Grundwelle ausgefiltert wird.

An den beiden Ausgängen des freischwingenden Sinusgenerators 21.1 (Fig. 5» 6) stehen somit die gewünschten Spannungen zur Verfügung.

Die Figur 9 zeigt schliesslich ein Uebersichtsschaltbild des Sinusleistungsgenerators 23, das heisst, einen Thyristor-Wechselrichter der Klasse A (Position 23.1) sowie die Zündschaltung für die Thyristoren.

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Anstelle eines an sich ausreichenden Blockschaltbildes sind in den strich-punktierten Blöcken die Detaiischaltungen angedeutet.

Diese Detailschaltungen stellen bestens bekannte Schaltungen dar und brauchen wohl an dieser Stelle nicht separat beschrieben zu werden.

So sind 23.4 und 23.5 übliche Differenzierglieder, welche nur P kurze Spannungsimpulse durchlassen, unerwünschte niederfrequente Ueberlagerungen jedoch abblocken. Sie gewährleisten somit, dass die Thyristoren des Thyristor-V/echselrichters 23.1 saubere und scharfe Zündimpulse erhalten.

Der monostabile Multivibrator 23·2 (auch Flip-Flop genannt) kippt bekanntermassen nach einem Setzimpuls wieder in seine Ruhelage zurück, und zwar stets nach Ablauf seiner Eigenzeit.

Im vorliegenden Fall ist ein monostabiler Multivibrator .zu wählen, dessen Eigenzeit der halben Periodendauer der Ausgangswechselspannung des Sinusleistungsgenerator entspricht. Die Umkehrstufe 23·3 sorgt dafür, dass das vom monostabilen Multivibrator erzeugte Signal eine l80 Phasendrehung erfährt.

Ein an den Steuereingang T23 angelegter Steuerimpuls gelangt einerseits über das Differenzierglied 23·^ an die Steuerelektrode

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^0R1GlfMt·

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eines der Thyristoren des Thyristor-Wechselrichters 23.1 und setzt andererseits den monostabilen Multivibrator 23.2 in den astabilen Schaltzustand.

Nach einer halben Periode kippt der monostabile Multivibrator 23.2 wieder in seine Ruhelage zurück und von dem invertierten Signal am Ausgang der Umkehrstufe 23·3 gelangt die ansteigende Flanke (mit der richtigen Polarität) über das Differenzierglied 23*5 an die Steuerelektrode des zweiten Thyristors, der damit die Stromführung während der zweiten Halbzelle übernimmt.

Der Thyristor-Wechselrichter 23*1 erzeugt eine Sinuswechselrspannunc konstanter Periodendauer, wobei die Anfänge jeder Periode durch das Steuergerät mehr oder weniger stark verzögert werden.

Eingehende Untersuchungen haben nun gezeigt, dass sich die Phasensteuerung der Sinusleistungsgeneratoren noch wirksamer gestalten lässt, wenn die Periodendauer der Sinusschwingungen mit geändert wird.

Das heisst, wenn z.B. der Sinusleistungsgenerator 23 zunächst mit oC - 0° Phasenverzögerung arbeitet und dann nach oC = 90⁰ gesteuert wird (um dies zu erreichen muss kurzzeitig die Frequenz erhöht werden), wird zur Unterstützung dieses Vorganges

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auch die Periodendauer verkürzt (was ja ebenfalls eine Frequenzerhöhung bewirkt). In der anderen Richtung von °£ - 90° nach oL = 0° wird wieder entsprechend die Periodendauer verlängert ♦

Dieser Effekt ist in einfacher Weise dadurch zu erreichen, dass parallel an den Eingang des monostabilen Multivibrators 23.2 (strichliert gezeichnet) noch das Modulationssignal U_mod (mit der richtigen Phasenlage) angeschlossen wird.

Es ändert sich damit die Eigenzeit des monostabilen Multivibrators im Rhythmus des Modulationssignales U ,, so dass die Zündung des zweiten Thyristors im Thyristor-Wechselrichter 23.1 ebenfalls gegenüber dem Steuerimpuls verschieden stark verzögert erfolgt.

Obgleich sich die vorstehenden Erklärungen im Zusammenhang mit Fig. 8 auf den Sinusleistungsgenerator 23 bezogen, gilt doch das gleiche auch für den Sinusleistungsgenerator 22. Eine Ausnahme

besteht jedoch darin, dass bei diesem das Modulationssignal ■ U , zur Beeinflussung der Eigenzeit des monostabilen Multivibrators mit umgekehrter Phasenlage angeschlossen werden muss, weil ja auch der Sinusleistungsgenerator 22 konträr zum Sinusleistungsgenerator 23 gesteuert wird.

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Dass in Pig. 2 als Summiereinrichtung ein Transformator 2k gezeigt ist, schliesst selbstverständlich nicht aus, dass auch andere geeignete Einrichtungen, wie z.B. unter Vervrendung von Halbleitern, vorgesehen werden können. Gleichfalls ist es möglich, die beiden Sinusleistungsgeneratoren direkt an die Gleichrichter.schaltung 25 anzuschalten. Jedoch erlaubt ein zwischengeschalteter Transformator eine optimale Ausnutzung der Thyristoren in den Sinusleistungsgeneratoren. Da Thyristoren eher in der Lage sind, sehr hohe Ströme zu bewältigen, als die erforderliche hohe Spannung von ca. 30 kV, kann man die notwendige Spannungsübersetzung mit dem Transformator erzielen, während die Thyristoren einer optimalen Stromausnutzung unterliegen. Es ist selbstverständlich, dass die beiden Sinusleistungsgeneratoren auch direkt in Reihe geschaltet werden können. Allerdings muss die Steuerung entsprechend abgeändert werden, was aber sicherlich im Rahmen normalen technischen Handelns liegt. Das Grundprinzip der Erfindung wird davon nicht geändert.

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Claims

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Patentansprüche

ί Iy Hochleistungssenderanordnung, bei der eine gitterseitig mit der Trägerfrequenz gesteuerte Senderöhre über ihren Anodenkreis und eine Hochfrequenzdrosselspule mit dem Ausgang eines Modulationssignalverstärkers zusammengeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationssignalverstärker aus zwei Sinusleistungsgeneratoren (22, 23) gleicher Frequenz und einem Steuergerät (21) besteht, durch welches die Ausgangsspannungen (U₂₂, Up3^ ^der Sinusleistungsgeneratoren (22, 23) mit einer von einem Modulationssignal (ü ,) abhängigen gegenseitigen Phasenverschiebung einstellbar sind, und dass weiterhin an die Ausgänge der beiden Sinusleistungsgeneratoren (.22, 23) eine Summiereinrichtung (24) angeschlossen ist, deren Ausgang über eine Gleichrichterschaltung (25) und ein Tiefpassfilter (26) an Anschlussklemmen geführt ist, welche den Ausgang des Modulationssignalverstärkers darstellen.
2. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Sinusleistungsgeneratoren Thyristor-Wechselrichter der Klasse A vorgesehen sind, mit einer Frequenz, die zumindest dem Zweifachen der höchsten Frequenz des Modulationssignals entspricht.
3. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge-

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kennzeichnet, dass als Summiereinrichtung ein Transformator (24) vorgesehen ist, über dessen Primärwicklung die Sinusleistungsgeneratoren wechselstrommässig in Reihe geschaltet sind.
4.Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung des Steuergerätes (21) ein mit zumindest der doppelten maximalen Frequenz des Modulationssignales freischwingender Sinusgenerator (21.1) vorgesehen ist, dessen Ausgang über eine Doppelweggleichrichterschaltung (21.2) an einen ersten Eingang eines Schwellwertschalters (21.3) geführt ist, dass an einen zweiten Eingang des Schwellwertschalters (21.3) eine einstellbare CUeiehspannungsquelle (U_-) und eine Modulationssignalquelle (U ,) angeschlossen sind unc^iass weiterhin der Ausgang des Schwellwertschalters (21.3) an eine Differenzierstufe (21.4) angeschaltet ist, welche aus der ansteigenden Planke eines zugeführten Rechteckimpulses einen Steuerimpuls ableitet, der an einem Ausgang (T23) erscheint und aus der abfallenden Flanke einen Steuerimpuls bildet, der an einem weiteren Ausgang (T22) erscheint, welche Ausgänge jeweils mit einem Steuereingang eines Sinusleistungsgenerators (22, 23) verbunden sind.
5. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 4, dadurch ge-

kennzeichnet, dass der freischwingende Sinusgenerator (21.1) mit einem zweiten Ausgang ausgeführt ist, an dem in zeitlicher Ueber-

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einstimmung mit der Mitte jeder Sinushalbwelle ein Nadelimpuls erscheint, wobei der zweite Ausgang mit dem anderen Ausgang gekoppelt ist. . . ·
6. Hochleistungssenderanordnung nach Anspruch 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass an einen ersten Eingang einer Vergleichsschaltung (21.7) eine Spannung (U_Q«k) angeschaltet ist, welche der Gleichspannungskomponente .(U,) am Ausgang des Modulations-

- signalverstärkers proportional ist, dass an einen zxveiten Eingang der Vergleichsschaltung (21.7) eine dem Sollwert der Gleichspannungskomponente proportionale Gleichspannung (U ^, k) angeschlossen ist und dass weiterhin die Modulationssignalquelle (U ,) mit einem Multiplikationsglied (21.5) verbunden ist und dass der Ausgang des Multiplikationsgliedes über einen Kopplungskondensator (C) mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung (21.7) zusammengeschaltet und an den zweiten Eingang des Schwellwertschalters (21.3 angeschlossen ist, wobei der Ausgang der Vergleichsschaltung (21.7) über ein Einstellorgan (21.6) und ein Urnkehrglied (21.8) mit dem den Multiplikationsfaktor beeinflussenden Steuerein?rang des Multiplikationsgliedes (21.5) verbunden ist.
7. Ho. hl eistun^ssende-rariordru"'-* nach Anrrryoh 6, dadurch rrekenr:"-. ichns.t, las? ·:';-.- ]■'? r..st^rio;··-;-u (V"!.¹""! ein Tiv. f i;assf i V:. .■·

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mit einer ßrenzfrequenz, die kleiner ist als die niedrigste Frequenz des Modulationssxgnales (U__od) » gefolgt von einem Potentiometer zur Einstellung eines Faktors M, enthält.

PATELHOLD Patentverwertungs- u» Elektro-Holding AG,

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