DE2122292C3

DE2122292C3 - Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last

Info

Publication number: DE2122292C3
Application number: DE2122292A
Authority: DE
Inventors: John R. Framingham Mass. Andrews Jun.
Original assignee: Honeywell Information Systems Inc
Current assignee: Bull HN Information Systems Inc
Priority date: 1970-05-05
Filing date: 1971-05-05
Publication date: 1981-03-19
Also published as: CA953374A; DE2122292A1; DE2122292B2; US3660675A; NL7106126A; FR2092132B1; NL174415C; FR2092132A1; NL174415B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last mit einer Lastimpedan/.. deren Wert m> wesentlich hoher ist als der Wellenwiderstand der Übertragungsleitung, wobei mit der Treiberschaltung eine Verknüpfungsschaltung verbunden ist, die zumindest einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand einzunehmen vermag. to

Es ist bereits eine Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last bekannt (US-PS 33 81236). bei der allerdings die Lastimpedanz einen Wert hat, der niedriger ist als der Wellenwiderstand der vorgesehenen Übertragungsleitung. Dadurch wird von der vorgesehenen externen Last eine Signalwelle über die Übertragungsleitung zurückreflektiert, wenn von der Treiberschaltung an die betreffende Last ein Signal abgegeben wird. Das Auftreten von derartigen zurückreflektierten Signalwellen ist aber unerwünscht, da dadurch Störungen hervorgerufen werden können.

Der Erfindung Hegt nun die Aufgabe zugrunde, einen Weg zu zeigen, wie bei einer Treiberschaltung der eingangs genannten Art auf relativ einfache Weise eine störungsfreie Übertragung von Signalen von der Treiberschaltung zu de.- externen Last erreicht wird.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einer Treiberschaltung der eingangs genannten An erfindungsgemäß dadurch, daß mit der Übertragungsleitung ein Reihenabschlußnetzwerk verbunden ist, welches zumindest einen ersten Impedanzzweig und einen zweiten Impeu»nzzweig umfaßt und welches durch die Verknüpfungsschaltung derart gesteuert ist, daß bei im ersten Zustand befindlicher Verknüpfungsschaltung ein bestimmter Spannungspegel über den ersten Impedanzzweig an der externen Last liegt und daß bei im zweiten Zustand befindlicher Verknüpfungsschaltung die externe Last über den zweiten Impedanzzweig mit ihrem Reflexionen von der externen Last absorbierenden Wellenwiderstand abgeschlossen ist.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand eine sichere und stöi ungsfreie Übertragung von Signalen von der Treiberschaltung zu der externen Last ermöglicht ist.

Weitere zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

An Hand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. I zeigt in einem Blockdiagramm eine die Erfindung umfassende Schaltungsanordnung:

Fig. la zeigt in näheren Einzelheiten eine bevorzugte Ausführungsform der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung;

F i g. 2a zeigt eine Form eines Elements eines in F ι g. la vorgesehenen Reihenabschlußnetzwerks;

F i g. 2b zeigt eine weitere Form desselben Elements des Reihenabschiußnetzwerksgemäß Fig. la;

Fig. 3a zeigt einen Teil der in Fig. la dargestellten Schaltungsanordnung, an Hand dessen die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung erläutert werden wird:

Fig. ib zeigt in einem Diagramm eine Spannungs-Strom-Kennlinie eines Teiles einer Ausgangsschaltung gemäß Fig. la und 3a

In Fig. I ist in einem Rlockdiagramm eine mit hoher Geschwindigkeit arbeitende TTLTransistorverknüpfungsschaltung 10 dargestellt, die durch eine integrierte Schaltung gebildet ist. Diese Verknüpfungsschaltung 10 bewirkt auf Ansteuerung an irgendeiner F.ingangsklem me von drei fjngangsklemmen 12, 14 und 16 eine Ansteuerung einer durch eine TTL-Verknüpfungsschaltung 80 gebildeten internen Last und einer externen Last 60, und /war über ein Reihenabsthlußnelzwerk 5Q, Für die Zwecke der vorliegenden Erfindung sei bemerkt, daß eine interne Last bzw. Eigenbelastung eine Belastung ist, die nicht Teil der Verknüpfungsschaltung 10 ist (d. h. nicht Teil des integrierten Schaltungsplättchens). sondern die ein Schallungsteil ist, der in einer Entfernung von mehreren Zentimetern von der Verknüpfungsschaltung 10 entfernt angeordnet ist. Im

Unterschied dazu ist eine externe Last bzw. Belastung eine Belastung, die an von der Verknüpfungsschaltung 10 fern liegenden Stellen vorgesehen ist, welche bis zu ca. 60 m von der Verknüpfungsschaltung 10 entfernt sind. -.

Die in F i g. 1 dargestellte Schaltungsanordnung ist in F i g. 1 a näher dargestellt Die Transistorverknüpfungsschaltungs-Treiberschaltung 10 enthält eine drei Eingänge aufweisende TTL-NAN D-Schaltung. Wie dargestellt, weist die Verknüpfungsschaltung 10 einen iu Eingangsteil auf, der durch einen mehrere Emitter enthaltenden Transistor 20 vom npn-Leitfähigkeitstyp gebildet ist Dieser Transistor 20 steuert einen Phasenteiler-Transistor 24 an, welcher komplementäre Ausgangssignale zur Steuerung eines Kaskoe-Aus- η gangsteiles abgibt

Von der Ausgangsklemme 70 her steuert die Verknüpfungsschaltung 10 eine externe Obertragungsleitungslast 60 und eine oder mehrere nahe gelegene gesteuerte interne TTL-Verknüpfungsschaltungen 80. >u Ober das Reihenabschlußnetzwerk 50 steuert die Verknüpfungsschaltung 10 das eine Ende der zwei Leiter umfassenden Übertragungsleitung 62 an, die an ihrem anderen Ende mit einer weit abgelegenen hochohmigen Empfangs-Verknüpfungsschaltung 64 >i verbunden ist. Die hochohmige Verknüpfungsschaltung 64 kann an sich bekannte Emitterfolgerschaltungen, Strombetriebs-Verknüpfungsschaltungen oder TTL-Schaltungen enthalten. Jede dieser Verknüpfungsschal· tungen besitzt dabei eine Eingangsimpedanz, die viele sn Male großer ist als der Wellenwiderstand Zo der Übertragungsleitung.

Das Netzwerk 50 enthält zwei Elemente 52 und 54. deren eines eine nichtlineare Impedanz besitzt und deren anderes eine lineare Impedanz besitzt. In der π einfachsten Form besteht die nichtlineare Impedanz des Netzwerks 50 aus einem Strom in nur einer Richtung leitenden Element. Dieses Element kann dabei die Form einer Diode oder eines Transistors bestitzen. wie dies aus F i g. 2a und 2b hervorgeht. 4i>

Die Verknüpfungsschaltung 10 enthält, genauer gesagt, ein UND-Glied mit einem mehrere Emitter aufweisenden Transistor 20. Dieser Transistor 20 weist im vorliegenden Fall drei Emitterelektroden auf, die mit den Eingangsklemmen 12, 14 bzw. 16 verbunden sind. 4". Die Basis des Transistors 20 ist über eine Reihenimpedan/ in Form eines Widerstands 18 mit einer positives Potential + V führenden Poientialklemme verbunden. Der Kollektor des Transistors 20 steuert die Basis des Phasenteiler-Transistors 24. Der Transistor 24 ist mn ">o seinem Kollektor über eine Impedanz in Form eines Kollcktorwiderstands 22 mit der das Potential + V führenden Potentialklemme verbunden. Der Emitter des Transistors ist mit einer Potentialabsenkimpedan/ verbunden, die gemäß F ι g. la durch den Widerstand 2Ϊ v. gebildet ist. Der Transistor 24 gibt zwei komplementäre Ausgangssignale an einen Ausgangsteil der Verknüp fungsschaltung 10 ab.

Der Ausgangstell der Verknüpfungsschaltung 10 enthält einen oberen Teil und einen unteren Teil. Der mi untere Teil enthält einen ersten Transistor 34 vom npn-Leilfähigkeitstyp. Dieser Transistor 34 ist mit seiner Basis mit dem Emitter des Transistors 24 verbunden. Der Emitter des Transistors 34 ist geerdet, und der Kollektor des Transistors 34 ist mit der ir> Ausgangsklemme 70 der Verknüpfungsschaltung 10 verbunden.

Der obere Teil des Ausgangsteiles enthält zwei Transistoren 26 und 30 von npn-Leitfähigkeitstyp. Diese beiden Transistoren 26 und 30 sind unter Bildung einer Darlington-Schaltung in Reihe geschaltet. Dabei ist drr Emitter des Ausgangstransistors 30 mit der Ausgangsklemme 70 verbunden. Im einzelnen ist die Ba^Kis des Transistors 30 mit dem Emitter des Transistors 26 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand 25 geerdet ist Die Kollektoren der Transistoren 26 und 30 sind über eine Impedanz Zl mit einer das Potential + V führenden Potentialklemme verbunden. Die betreffende Impedanz Zl entspricht bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung einem Widerstand 28. Die Basis des Transistors 26 ist mit dem Kollektor des Transistors 24 verbunden.

Der Transistor 30 gibt ein Ausgangssignal ab, welches die Verknüpfungsschaltung 10 für die Ansteuerung großer kapazitiver Lasten geeignet macht, ohne daß damit lange Verteilungsverzögerungen in Kauf genommen werden. Der Widerstand 28 ist mit der das Potential -V V führenden Potentialklemme verbunden: er begrenzt die Höhe des den Tran· tor 30 in dem Fall durchfließenden Stromes, daß der Emir er des Transistors 30 in unbeabsichtigter Weise geerdet wird. Damit bewirkt diese Anordnung einen Kurzschlußschutz.

Im folgenden sei die Arbeitsweise der Verknüpfungsschaltung 10 näher erläutert. Die NAND-Verknüpfungsschaltung 10 gemäß Fig. la arbeitet in folgender Weise. Wenn an irgendeiner Eingangsklemme der Eingangsklemmen 12,14,16 ein niedriger Spannungspegel, wie z. B. ein Spannungspegel von 0,2 Volt auftritt, der kennzeichnend ist für eine binäre 0, so fließt ein Strom von der Potentialklemme + V durch den Widerstand 18 und durch den Emitter des Transistors 20 zu einer hier nicht näher dargestellten Steuerquelle hin. Da die Spannungsdifferenz zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors 20 sehr gering ist, wird auch nur der niedrige Spannungspegel, der der einen Eingangsklemme zugeführt worden ist. der Basis des Phasenteiler-Transistors 24 zugeführt. Dieser η edrige Spannungspegel vermindert stark das Leitendsein des Transistors 24. Die Spannung am Kollektor des Tr„nsistors 24 steigt damit auf einen hohen Spannungspegel an. während der Spannungspegel am Emitter dieses Transistors 24 auf den niedrigen Spannungspegel absinkt.

Die komplementären Spannungspegel am Kollektor und Emitter des Phasenteilcr-Transistors 24 werden den Basen der Transistoren 26 und 34 zugeführt. Demgemäß bewirkt der hohe Spannungspegel, der etwa mit dem Potentialwert + V auftritt, daß der Transistor 26 leitet. Dies wiederum senkt den Spannungspegel am Emitter des Transistors 26 auf den Wert der Kollektorspannung des Transistors 24. und zwar vermindert um den Spannungsabfall (Vhf) au der ßasis-Emittcr-Diodc des Transislors 26. Diese Spannung wird der Basis des Transistors 30 /ι%-.führt, der dadurch in iit" leitenden Zustand umgeschaltet wird. Gleichzeitig wird der niedrige Spannungspegcl der Basis des Transistors 14 zugeführt, der c'adtirch in den nichtleitenden Zustand gelenkt. Damit wirkt der Transistor Ϊ0 als hohe Impedanz, zwischen der Klemme 70 und Erde. Der einer binären I entsprechende Spannungspegel, der mit Hilfe der Verknüpfungsschaltung 10 an der Ausgangsklemme 70 abgegeben wird, wird durch den Spannungsabfall an der Basis- Emitter-Diode des Transistors 30 geliefert.

Wenn die Eingangsklcmmen 12, 14 iincl 16 jeweils einen hohen Spannungspegcl führen, wie /. B. einen Spannungspcgcl von 3,3 Volt, was einer binären I

entspricht, so fließt der Strom von der Potentialkleimne + V nicht mehr durch den Widerstand 18, da nämlich sämtliche Emitter-Basis-Dioden des Transistors 20 in Sperrichtung vorgespannt sind. Mit kleiner werdendem Stromfluß durch den Widerstand 18 steigt der Spannungspegel an der Basis des Phasenteiler-Transistors 24 an, was zu einem starken Leiten des Transistors 24 führt. Durch den erhöhten Strom, der den Transistor 24 und die mit diesem in Reihe liegenden Widerstände 22 und 23 durchfließt, werden die Spannungspegel am Kollektor bzw. Emitter dieses Transistors abgesenkt bzw. angehoben. Der Transistor 34 wird in den leitenden Zustand übergeführt, in welchem ein niederohmiger Stromweg zwischen der Ausgangsklcmmc 70 und F.rdc geschaffen ist. Auf diese Weise wird ein niedriger Spannungspegel, entsprechend einer binaren 0. an der Ausgangsklemme 70 abgegeben. Der Spannungspcgel an der Basis de<, Spanmingscinstell-Transistors 30 ist dabei von solcher Größe, daß dessen Nichtleitenclscin gewährleistet ist. Dadurch wird die Ausgangsklenime 70 auf dem binären Null-Pegel gehalten.

Die von der Verknüpfungsschaltung 10 erzeugten, einem Verknüpfungspegel 0 bzw. I entsprechenden niedrigen bzw. hohen Spannungspegel werden über das Reihenabschlußnetzwerk 50 dem einen F.nde des Leiters 62a der Übertragungsleitung 62 zugeführt, und zwar für die Aufnahme durch die an dem anderen Ende der Leitung vorgesehene hochohmige Empfangs-Verknüpfungsschaltung 64. Der Leiter 626 stellt einen Erdrück führleiter für Verknüpfungssignale dar. die zwischen den Verknüpfungsschalttingen 10 und 64 übertragen werden.

Wie oben bereits erwähnt, werden die von der Verknüpfungsschaltung 64 aufgenommenen Spannungspegel in ihrem Wert verdoppelt, da nämlich die Eingangsimpedanz der Verknüpfungsschaltung 64 wie ein unterbrochener Stromkreis im Vergleich zu der niedrigen Impedanz der Übertragungsleitung 62 wirkt.

Im folgenden sei die Wirkungsweise des Reihenabschlußnetzwerks 50 in Verbindung mit den F i g. 3a und 3b näher erläutert. In F i g. 3a ist dabei eine Ersatzschaltung des Ausgangsteiles, des Reihenabschlußnetzwerks Cn -.~A A_n- MU_nr,^_n,.n^lni„mn CO namql) P Ί π Io

dargestellt. Dabei sind entsprechende Bezugszeichen verwendet wie in Fig. la. Bei Vorhandensein einer hohen Spannung liegt in der Schaltung 10 der Widerstand 28 in Reihe zu den Darlington-Emitterfolgetransistoren 26 und 30, wodurch eine Ansteuerung über das Netzwerk 50 und die Last 60 nach Erde hin erfolgt. Die Last 60 weist einen Impedanzwert Zn auf. der dem Wellenwiderstand der Übertragungsleitung 62 entspricht. Von <Lt Klemme 70 in die Schaltung hinein gemessen ist eine Impedanz mit dem aus Fig. 3b ersichtlichen Verlauf vorhanden. In Fig.3b ist dabei speziell die Ausgangsspannungs-Ausgangsstrom-Kennlinie einer typischen TTL-Verknüpfungsschaltung gezeigt.

Bei einem Null-Strom gibt die Verknüpfungsschaltung in typischer Weise eine Ausgangsspannung von 3JVoIt ab. Die Darlingtonschaltung stellt eine niedrige Steuerimpedanz (d. h. von nahezu 0) dar. und zwar so lange, bis der Punkt a erreicht isL Wie ersichtlich, ändert sich die Steuer- bzw. Treiberimpedanz, wenn die Schaltung einen höheren Strom als 10 mA liefert. Dies bedeutet, daß die Darlington-Schaltung dann gesättigt ist und daß mit weiterem Stromanstieg die Treiberimpedanz sich an den Wert des KoIIektorlastwiderstands 28 annähert, der den Sättigungswiderstand des Transistors 30 darstellt.

Der Punkt b entspricht dem Wert maximalen Stroms bzw. dem sogenannten Kurzschlußstrompunkt. Dieser Stromwert wird dadurch berechnet, daß der Spannungsabfall an der Darlington-Schaltung (das ist Vce<n,„t„n_r) von der Speisespannung + V subtrahiert wird und daß dieser Wert dann durch den Wert des Kollektorwiderstands dividiert wird. Unter Annahme typischer Werte beträgt der Kurzschlußstrom:

)' ,„ = 76mA

Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Wert des Kollektorwiderstands 28 so gewühlt, daß ein

ι angemessener Kurzschlußschutz erreicht wird und daß eine hinreichend hohe Ausgangsspannung und ein hinreichend hoher Ausgangsstrom zur Ansteuerung der Übertragiingsleitungslast 60 und der Eigenlast 80 erzielt sind. Der Wert des Kollektorwiderstands 28 und der

ή nichtlinearen Impedanz 52 des Netzwerks 50 sind im übrigen so gewählt, daß sie gemeinsam die Übertragungsleitung 62 unter Vermeidung von Reflexionen abschließen.

Der Wert der Impedanz 54 des Netzwerks 50 ist so

j- gewählt, daß er etwa dem Wellenwiderstand Zo der Leitung 62 entspricht. Der Grund hierfür liegt darin, daß dann, wenn der Ausgangspegel an der Klemme 70 von einer binären I auf eine binäre 0 umschaltet (das heißt von einem hohen Spannungspegel auf einen niedrigen

in Spannungspegel) die Impedanz der Schaltung 10 sehr niedrig ist. Dies bedeutet, daß die Impedanz der sehr niedrigen Ausgangsimpedanz der Kollektor-Emitter-Strecke des gesättigten Transistors 34 entspricht. Wenn sich die Schaltung in ihrem Zustand niedriger Spannung befindet, entsprechend der binären 0. dann ist die Diode 52 in Sperrichtung vorgespannt, wodurch auf die Übertragungsleitung 62 eine hohe Impedanz wirkt. Deshalb schließt die Impedanz 54 des Netzwerks 50 die Übertragungsleitung 62 mit ihrem Wellenwiderstand ab.

i" Wenn nunmehr die Verknüpfungsschaltung 10 von ihrem Zustand niedriger Spannung in ihren Zustand hoher Spannung (d.h. entsprechend einer binären 1) iimcrhaltpt mnR Hac Npi7u/prlc ^O iintpr tvniorhon

Bedingungen die Hälfte des Spannungspegels einer 4'. binären I abgeben. Dies ruft dann in der Verknüpfungsschaltung 64 einen Spannungspegel hervor, der einer binären 1 entspricht.

Im folgenden sei lediglich als Beispiel angenommen, daß eine binäre 1 und eine binäre 0 mit den folgenden .(ι typischen Spannungspegeln an den Empfängereingängen auftreten:

Verknüpfungssignal I = 33 Volt
Verknüpfungssignal 0 = 0,2 Volt

Unter typischen Bedingungen beträgt die Hälfte des einem Verknüpfungssignal I entsprechenden Spannungspegels 1.65 Volt. Die Leitungsspannung V/ für ein Verknüpfungssignal 1 am Eingang der Leitung 62

mi entspricht damit dem Spannungspegel, wenn die Leitung erne binäre 0 führt (das ist die Dauerzustandsspannung Vsimgmg) zuzüglich der einen Hälfte der Differenz der Spannungspegel zwischen einer binären 1 und einer binären 0 (das sind die Übergangsspannungs-

bs pegel). Dies führt zu einem einem vollständigen Verknüpfungssignal 1 entsprechenden Wert von 33 Volt an der Verknüpfungsschaltung 64. Demgemäß genügt Vt folgender Beziehung:

I, - Iv,,,,,,, , · ',(I »Verkmipfunussiuniil I

I »Verknüpfungssigriiil Ο« Ι

I, 0.2 Voll
I₁ - 1.75VoIt

,(.1.JVoIt 0.2VnItI

lim·¹" der Aiinnhnie. daß der Wellenwiderstand Zu tier l.eili ng 62 hier 80 ( Mini helriigi. berechnet sich der Wert des Ausgangsstroms /,, der Verknüpfungsschaltung 10 bei einer Last /.wie folgt:

01,/,, - 1.75VoIi 0.2VoIHNO- ΙΜ.4ηιΛ

Wie ausgeführt, entspricht die Änderung der l.eitungsspanniing l)\ ι der Differenz /wischen dem Spannungspcgcl. um ilen die Ausgangslasl lii angehoben wird. d. h. 1,7"' Volt, und dem Spanmmgspegel, den die I.,lsi /t, /Λινοί geführt hat. bei dem die Sätiigungsspantuing des Transistors 34 (das ist !'»,,,„.J einer binaren 0 entspricht

Die Verknüpfungsschaltung IO muß eine l.eilungsspannung \) abgeben, deren Wen /iiniindest 1.7) Voll betragt, mn nämlich den erwünschten Siromwerl für die Übcrlragungsleiiungslasi Z, zu erzielen. DemgemiiU muli das Netzwerk 50 denselben Spannungspegel von 1.75VoIt an die Last // abgegeben, wenn the Verknüpfungsschaltung IO im Zustand hoher Spannung ist.

Da die Diode 52 des Netzwerks 50 in Durchlaßrichtung vorgespannt ist. wenn die Verknüpfungsschaltung IO si<_n im Zustand hoher Spannung befindet, genügt die Ausgangsspannung l·',,,,· an der Klemme 70 folgender Uc/iehurig:

• „, - i,. · ι,.

l·.,., I·⁷? Volt * 0.S Voll

L.,., - 2.^5 Voll

Bezugnehmend auf (ig. 3b sei bemerkt, daß die von der Verknüpfungsschaltung IO mit der dargestellten

heißt bei einer Kolleklorimpedan/ von 50 Ohm) abgegebene Spannung bei 3.3 Voll liegt. Damit liegt diese Spannung höher als die geforderten 2.55 Voll. Diese Spannung läßt sich aus der in Kennlinie gemäß I i g. 3b kennzeichnenden Gleichung errechnen. Dies bedeutet, daß die Gleichung der in I i g. 3b dargestellten Kennlinie, die eine Neigung von 50 besitzt (das ist MZi) folgender Beziehung genügt:

Γ = ml ' h

Hierbei sind m= 50 und 6= - 76/n. wie dies sich von den Punkten ergibt, die 10 niA. i.3 Volt und 76 mA und 0 VoU in Fig. 3b entsprechen. Durch Einsetzen dieser Werte in die Gleichung (3) unter Berücksichtigung eines Stromes / von 19.4 mA und Auflösen der Gleichung nach Vergibt sich:

I= 50/ + 3.x

I = 50 (19.4 mA) + 3.X

!■· = 183 Volt

Netzwerk 50 einen Spannungspcgcl V/ abgibt, der höher ist als zur Ansteuerung der Übertragungsleitung Zn mit dem an sich geforderten Strom ausreicht. Während Impedanzweite, die niedriger sind ais die gewählten Impedanzwerte ebenfalls zu einer entsprechenden Anslcuereigcnschafl führen, wird die Verwendung einer Impedanz bevorzugt, die den maximalen Kurzschlußstrom / hinreichend stark begrenzt, der durch den Transistor 30 im falle eines Kurzschlusses fließt, und die Reflexionen vermeidet.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß das Netzwerk 50 durch die dem Widerstand 54 parallelgcschallete Diode 52 die Höhe der Spannung heraufsetzt, welche die Verknüpfungsschaltung IO an den Eingang der Übertragungsleitung 62 in dem lall abgibt, daß die betreffende Schaltung IO im Zustand hoher Spannung bzw. im Binärzustand I ist. Ohne die Verwendung der Diode 52 oder eines ihr entsprechend geschalteten Bauelements vermag die Verknüpfungsschaltung IO nicht den gewünschten Spanmmgspcgcl bei ilen in upischer Weise höheren Strompegeln abzugeben, wie sie zur Steuerung der Übertragungsleitung 62 erforderlich sind. Der Grund hierfür liegt darin, daß ohne das Netzwerk 50 die Verknüpfungsschaltung IO einen Strom desselben Wertes durch eine Reiheninipedan/ 54 des Wertes Z_n und einen Wellenwiderstand (60) des Wertes Z₁ abgeben muß. Da das Net/werk 50 einen .Spannungspegel, der der Hälfte des Spannungspcgels des Verknüpfungssignals I entspricht, an den liingang der Leitung 62 abgibt, nimmt die Empfangs-Verknüpfungsschaltung 64 einen Spannungspcgcl auf. der vollständig dem Verknüpfungssignal 1 entspricht. Hierdurch wird die Störgrenz.e der Verknüpfungsschal tung 64 heraufgesetzt, und außerdem ermöglicht diese Maßnahme eine flexible Einstellung des Störspannungspegcls in dieser Verknüpfungsschaltung. Darüber hinaus absorbiert die nichtlincare Impedanz der leitenden Diode 52 in Verbindung mit der Impedanz des Widerstands 28 Energie, wodurch Reflexionen vermieden sind.

Wie ausgeführt, gibt die beschriebene Schaltungsanordnung, wenn sie sich im Zustand hoher Spannung

mc 70 ab. der etwa 0.8 Volt beträgt. Dieser Spannungs pegel liegt damit um den Spannungsabfall an einer Diodenstrecke oberhalb des halben Spannungspegels entsprechend einer binären I. Dieser Spannungspegel hat sich als zufriedenstellende Störgrnzc im Rahmen der Ansteuerung verschiedener TTL-Schallungen erwiesen, und zwar für den Fall, daß die Las! 80 gemäß F i g. I und la in unmittelbarer Nähe dieser Schaltungen vorgesehen ist (z. B. in einem Abstand von mehreren Zentimetern im Unterschied zu einem Absland bis zu ca. 60 Nietern).

Gemäß den Lehren der Erfindung vermag sich eine TTL-Verknüpfungsschaltung mit einer typischen Aus- gangsspannungs-Ausgangsstrom-Kennlinie über ein Reihenabschlußnetzwerk anzupassen an die hohe Störgrenze und an die Stcucrungsanfordcrungen einer Leitungstreiberschahung. Die Werte der Bauelemente einer typischen Ausführungsform sind nachstehend aufgeführt.

Aus obigem dürfte ersichtlich sein, daß mit dem für den Kollektorwiderstand 28 gewählten Wert das Widerstand 18
Widerstand 22
Widerstand 23
Widerstand 25
Widerstand 28

4000 0hm
800 0hm
800 Ohm

3500 Ohm
50 Ohm

Diode 52

Widerstand 54
Übertragungsleitung 62 mit
zwei verdrallten Leitungen

Speisespannung + V

Schwellwert +0.8 Volt
Fairchild FD-624
80 Ohm

80 Ohm

1.3 Nanosekunden auf

ca. 30 cm

5 Volt

Die oben aufgeführten Werte sind lediglich zum Zwecke der Veranschaulichuiig angegeben. Es sei jedoch bemerkt, daß die Erfindung durch diese Werte nicht beschränkt sein soll. So ist z. B. die Verbindungsanordnung gemäß der Erfindung nicht auf den angegebenen TTL-Schaltungstyp beschränkt oder auf die dargestellte Steueranordnung. Vielmehr können auch andere Typen von Verknüpfiingsschallimgen. einschließlich solche mit Verstärker-Flipflops, in Verbindung mit den Prinzipien gemäß der Erfindung angewandt werden. Einige dieser Schaltungen sind in der Druckschrift »Honeywell Computer lournal«. Winter-Spring 1163. Copyright 1968. Seiten 54 bis 59 beschrieben. Anstatt der Ansteuerung einer Übertragungsleitungslast von einer unsymmetrischen Anordnung her kann die Erfindung auch in Verbindung mit einer doppelseitigen oder symmetrischen Leitungssteueranordnung verwendet werden.

Abschließend sei noch bemerkt, daß bei den dargestellten Schaltungen ohne weiteres Abhanderungen vorgenommen werden können So können /. B. die Polaritäten der Spannungsquellen, die Werte der Impedanzen 54 und Zi und die Transistortypen geändert werden, und darüber hinaus können für das Element 52 entsprechende Äquivalente vorgesehen werden.

Claims

Patentansprüche:

1. Treiberschaltung für eine an einer Übertragungsleitung angeschlossene externe Last mit einer ί Lastimpedanz, deren Wert wesentlich höher ist als der Wellenwiderstand der Übertragungsleitung, wobei mit der Treiberschaltung eine Verknüpfungsschaltung verbunden ist, die zumindest einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand einzunehmen vermag, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Übertragungsleitung (62) ein Reihenabschlußnetzwerk (50) verbunden ist, welches zumindest einen ersten Impedanzzweig (52) und einen zweiten ■mpedanzzweig (54) umfaßt und welches durch die ι > Verknüpfungsschaltung (10) derart gesteuert ist, daß bei im ersten Zustand befindlicher Verknüpfungsschaltung (10) ein bestimmter Spannungspegel über den ersten Impedanzzweig (52) an der externen Last (60) lieg* und daß bei im zweiten Zustand -'» befindlich«- Verknüpfungsschaltung (10) die externe Last (60) über den zweiten Impedanzzweig (54) mit ihrem Reflexionen von der externen Last (60) absorbierenden Wellenwiderstand (Zo) abgeschlossen ist. ·?>

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ersce Impedanzzweig (52) des Reihenabschlußnetzwerkes (50) eine nichtlineare Impedanz (52) enthält und daß der zweite Impedanzzweig (54) des Reihenabschlußnetzwerkes )<> (50) eine lineare Impedanz (54) enthält.

3. Treiberschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die nie- «lineare Impedanz (52) ein einen Strom in πίγ einer Richtung leitendes Element (52) ist. i">

4. Treiberschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das einen Strom in nur einer Richtung leitende Element (52) eine Diode (52) ist.

5. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die lineare ·'» Impedanz (54) ein Widerstand (54) ist, dessen Widerstandswert etwa dem Wellenwiderstand (Zo) der Übertragungsleitung(62) entspricht.

6. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche I bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Reihenab- »■ Schlußnetzwerk (50) von der Verknüpfungsschaltung (10) ein Signalpegel zuführbar ist. der etwa der Hälfte des eine binäre 1 darstellenden Spannungspe gels entspricht.

7. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche I '·» bis 6. dadurch gekennzeichnet, daß die (Jbertra gungsleitung (62) eine verdrallie zweiadrige Leitung (62a. 626; ist