DE2034714C3 - Oszillatorschaltung zur Erzeugung einer von einer angelegten Spannung abhängigen Oszillatorfrequenz - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine OszIÜatorschaltung mit einem Resonanzkreis und einem an diesen angeschlossenen Phasenschieber, der ein gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° phasenverschoben* Ausgangssignal zur Steuerung einer Stromquelle liefert, die dem Resonanzkreis einen dem phasenverschobenen Ausgangssignal phasengleichen und ihrer Eingangsspannung proportionalen Strom zuführt, dessen Amplitude mittels einer externen Gleichspannung steuerbar ist.

Eine derartige Oszillatorschaltung ist bekannt (»Lehrbuch der Funkempfangstechnik« von H. Pitsch. Band II, dritte Auflage, Leipzig I960. Seiten 859 bis 861). Bei der bekannten Anordnung wird dem Resonanzkreis eines Oszillators die Anoden-Kathoden-Sirecke einer Reaktanzröhre parallel geschaltet. Dabei ist zwischen der Anode und dem Steuergitter So einer Pentode eine als Phasenschieber wirkende Rückkopplung vorgesehen, die das Steuergitter mit einer gegenüber der Anodenspannung um 90° phasenverschooenen Spannung heauiM;niagi. Dci mit der Spannung am Steuergitter in Phase liegende und von dieser proportional abhängige Anodenstrom der Röhre, der in die Oszillatorschaltung eingespeist wird, ist folglich ebenfalls gegenüber der Anodenspannung und damit der Resonanzkreisspännung um 90° phasenverschoben" Durch Änderung der Gittervorspannung und damit durch Änderung der Steilheit der Röhre ist der Zusammenhang zwischen der Gitterspannung und dem Anodenstrom und damit die von der Röhre dargestellte Reaktanz steuerbar. Die Steuerbarkeit beruht hierbei also darauf, daß eine Stromquelle, hier die Pentode, mit einer veränderbaren Verstärkung verwendet wird.

Die bekannte Steuerung der Frequenz eines Oszillators mittels der Reaktanzröhre ist heute schon deshalb nicht mehr realisierbar, weil in modernen Transistorschaltungen nicht nur die für eine Röhre erforderlichen Versorgungsspannungen nicht vorhanden sind, sondern beispielsweise auch die Größe der Röhre dem Miniaturisierungstrend entgegensteht, so daß die bekannte Schaltung nicht als integrierte Schaltung ausführbar ist. Es ist auch versucht worden, das Prinzip der Reaktanzröhre auf eine Reaktanzschaltung mit einem Transistor zu übertragen (leutschc Auslegeschrift 1274679). Dabei wird die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors einem Resonanzkreis parallel geschaltet, während die Basis mit einer von der Kollektorspannung mittels eines Phasenschiebers abgeleiteten, gegenüber dieser jedoch um 90° phasenverschobenen Spannung gesteuert wird. Auch bei dieser Schaltung wird eine Frequenzänderung durch eine Änderung der Verstärkung des Reak tanztransistors, der hier die Stromquelle darstellt, erreicht. Der Arbeitspunkt des Transistors und damit seine Verstärkung sind jedoch in starkem Maß temperaturabhängig, so daß die Transistorreaktanzschallung instabil ist. Im übrigen ist der Transistor im Gegensatz zur Röhre stromgesteuert und besitzt in der Reaktanzschaltung einen geringen Eingangswiderstand. Dies führt zu einer veränderlichen Belastung des Phasenschiebe s, dessen Phasenverschiebung daher nur für eine bestimmte Frequenz 90" betragen kann.

Aus der deutschen Auslegeschrift 1 275 156 ist eine Oszillatorschaltung mit einem Parallelresonanzkreis bekannt, bei dem in Reihe mit dem kesonanzkreiskondensator ein Hall-Element geschaltet ist. Das Hall-Element ist einem steuerbaren Magnetfeld ausgesetzt, so daß an seinem weiteren Anschlußpaar eine Spannung entsteht, die dem Produkt des Kondensatorstroms und der magnetischen Induktion proportional und in Phase mit dem Kondensatorstrom ist. Mittels ^ ines Stromverstärker^ wird ;in dieser Spannung proportionaler Strom erzeugt und in den Resonanzkreis zurückgehest. Dieser Strom ist mit dem den Resonanzkreiskondensator durchfließenden Strom in Phase und folglich unter Voraussetzung eines idealen Kondensators gegenüber der Resonan/kreisspannung um 90° phasenverschoben und wirkt daher wie ein zusätzlicher Kondensator. Wenn der Resonanzkreiskondensator, was praktisch immer der FaI! sein wird, verlustbehaftet ιΛ, so daß die Phasenverschiebung zwischen der Resonanzkreisspannung und dem Kondensatorstrom nicht genau 90⁼ beträgt, ist bei der bekannten Anordnung der zusätzliche scheinbare Kondensator in gleichem Maße verlustbehaftet. Abgesehen davon führt die Steuerung der Resonanzfrequenz mittels ein'.·« Magnetfeldes /u einem enormen Aufwand und einer starken Nichtlinearität zwischen einer Steuerspannunj. nd der durch sie er/n_lbaren Frequenzänderung.

Es sind außerdem frequenzmodulierte Os/illatorschaltungen bekannt, bei denen ein aperiodischer Verstärker mit einer ein frequenzbestimmendes Glied enthaltenden Rückkopplung versehen ist (französische Patentschrift 979004, britische Patentschrift 617139, USA.'Patentschrift 3302129). Die Änderung der Frequenz wird bei diesen Schaltungen dadurch erzielt, daß in den Rückkopplungszweig eine veränderbare Phasenverschiebung eingeführt wird, was dazu führt, daß die Oszillatorschaltung bei einer durch die Größe dieser Phasenverschiebung bestimm-

ten, gegenüber der Resonanzfrequenz des frequenz- Diode - nicht positiver bzw. negativer als das von der bestimmenden Gliedes verstimmten Frequenz erregt externen Gleichspannung auf den anderen Anschluß wird. Zur Erzielung der veränderbaren Phasenver- der Diode gebrachte Potential werden kann, da die Schiebung im Rückkopplungszweig sind zwei geson- Diode in diesen Fällen leitend ist und den Potentialderte Rückkopplungsschleifen vorhanden, die auf den 5 unterschied ausgleicht. Die Amplitude des phasen-Eingang des Verstärkers Spannungen bzw. Ströme verschobenen Ausgangssignals wird damit an die zurückkoppeln, deren Phasen gegeneinander um 90° Höhe der externen Gleichspannung gebunden. Wie phasenverschoben sind. Am Eingang des Verstärkers dies auch bei der Reaktanzröhre der Fall ist, hat die tritt dadurch eine Gesamtrückkopplungsspannung Rückführung des gegenüber der Resonanzkreisspanauf. deren Phasenlage vom Amplitudenverhältnis der « nung um 90° phasenverschobenen Stroms in den Rebeiden rückgekoppelten Spannungen abhängt. Eine sonanzkreis die Wirkung einer scheinbaren zusätzli-Amplitudenmodulation einer de: Rückkopplungs- chen Reaktanz, und führt nicht zu einer Verstimmung spannungen führt daher zu einer Frequ. /„modulation des Resonanzkreises, sondern zu einem scheinbaren der Oszillatorschwingung. Für rüese Sc""!tungen eig- neuen, mit seiner (anderen) Resonanzfrequenz nen sich nurfrequenzbestimmende iAir-^r relativ ho- 15 schwingenden Resonanzkreis. Die Frequenzänderung her Dämpfung und damit IHcJiVj"' \jüte, die einen ist daher unabhängig vom Phasengang des Resonanzflachen Phasengang besitzen, ^ andernfalls nur ein kreises, so daß auch Resonanzkreise hoher Güte versehr kleiner Frequen/b ^ crzieibar wäre. wendet werden können. Durch die gtmäß der Weiter-

Zu Durchführung Cu.- symmetrischen Modula- bildung der Erfindung vorgesehene Umwandlung des tion mit Trägerunterdrückung sieht die französische *° phasenverschobenen Ausgang-ss^;«nals in eine Recht-Patentschrift 979004 zwei von der '«)" phasenver eckwelle vor der Begrenzung mittels der externen schobenen Ruckkopplungsspannung und der Modu- Gleichspannung erreicht man einen linearen Zusamlationsspannung beaufschlagte Dioden vo«\ menhang zwischen der steuernden Gleichspannung

Aufgabe der Erfindung is: es, eine Oszillatorschal- und dem begrenzten und phasenverschübenen Signal, tung der eingangs genannten Art mit einfachen Mit- »5 das ?.'s proportionaler Strom wieder in den Resonan/-teln λο auszugestalten, daß ohne Verwendung einer kreis eingespeist wird

Reaktanzröhre oder eines Reaktanztransistors eine Die Erfindung wird im folgenden an Hand von

Frequenzänderung in Abhängigkeit von einer exter- Austührungsbeispielen unter Bezug auf die Figuren nen Gleichspannung möglich ist, wobei der Tempera- erläutert. Es zeigt

tureinfluß auf die Frequenz sehr gering sein unc¹ ein 3° Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform Resonanzkreis hoher Güte verwendet werden können der Erfindung,
soll. Fig. 2 A und 2B Signalverläufe des phasenver-

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch ge- schobenen Ausgangssignals zur Erläuterung der Belöst, daß die Steuerung der Stromamplitude durch Be- grenzung.

grenzung der Amplitude des phasenverschobenen 35 Fig. 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Ausgangssignals erfolgt und diese Amplitudenbe- Erfindung und

grenzung in der Weise erzielt wird, daß eine Diode Fig. 4 ein Schaltbild einer anderen Ausführungs-

mit den phasenverschobenen Ausgangssignal einer- form der Erfindung.

scits und der externen Gleichspannung andererseits Ip. Fig. 1 ist die mit gestrichelten Linien umgebene

beaufschlagt wird. 4° Schaltung 1 eine übliche Oszillatorschaltung. Eine In-

Bei einer vorteilhaften Weiteibildung der Erfin- duktivität L und eine Kapazität C bilden einen Paraldungist vorgesehen, daß an den Ausgang des Phasen- lelresonanzkreis und bestimmen die Oszillatorfreschiebers ein das Ausgangssignal in eint Rechteck- queiiz. Ein negativer Widerstand R stellt einen welle verwandelnder Begrenzer angeschlossen ist und äquivalenten Lastwiderstand dar und führt die Oszildaß die Diode einerseits mit dem Ausgangssignal des 45 latorenergie zu. An die Oszillatorschaltung 1 bzw. an Begrenzers und andererseits mit der externen Gleich- den Resonanzkreis ist ein 90°-Phasenschieber 2 anspannung beaufschlagt wird. geschlossen, der ein gegenüber der Resonanzkreis-

Bei der erfindi'iigstiemäßen Losung wird die Ände- spannung um 90° phasenverschobenes Ausgangssirungder Amplitude des in den Resonanzkreis zurück- gnai liefert. Der Ausgang des Phasenschiebers 2 ist gespeisten Stroms nicht durch eine Änderung der 5" mit einem Begrenzer 3 verbunden, der die vom Pha-Verstärkungder diesen Strom liefernden Stromquelle senschieber gelieferte Sinuswelle in eine Rechtecksondern dadurch er/.ielt, daß die Amplitude des die w-jl'e umwandelt. Die Amplitude der Rechteckwelle Stromquelle steuernden phasenverschobenen Aus- wird über e!nen Widerstand/?, mittels einer Diode 4 gangssignaN in Abhängigkeit von der veränderbaren auf den in Fig. 2 A dargestellten wert einei im ίοϊ-Gleichspannung mehr odei weniger begrenzt wird. 55 genden als Steuerspannung bezeichneten externen Auf diese Weise läßt sich beim Xnmeldungsgegen- Gleichspannung V_m begrenzt. Die in ihrer Amplitude stand eine eine Eingangsspannung in einen proportio- begrenzte Hechteckwelle steuert über einen Widernalen Ausgangsstrom verwandelnde Stromquelle ver- stand R₁ eine parallel zum Resonanzkreis der Oszillawenden, deren Verstärkung konstant ist und die daher torschaltung 1 liegende Stromquelle S. Der durch die sehr viel einfacher temperaturstabilisierl werden kann 6° Stromquelle 5 fließende Strom ist proportional der als eine Stromquelle veränderbarer Verstärkung. Die begrenzten Amplitude in der Rechteckwelle Das Begrenzung des die Stromquelle steuernden phasen- Frequenzsprktrum der Rechteckwelle enthält eine verschobenen Ausgangssignals in Abhängigkeit von Grundwelle und viele höhere Harmonische. Dabei ist der externen Gle>hspannung erfolgt dabei auf sehr die (irundwelle gegenüber der Resonanzkreisspaneinfache Weise miUi Is einer Diode, die dafür sorgt, 65 nung der Oszillatorschaltung 1 um 90° phasenver daß das die Amplitude des phasenverschobenen Aus- schoben.

gangssignals bestaunende, an einem Anschluß der Deshalb liefert die Stromquelle 5 einen parallel

Diode anliegende Potential - je nach Polung der zum Resonanzkreis fließenden Strom, dessen Phase

gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° verschoben ist. Die Wirkung dieses Stromes ist gleichbedeutend mit dem Zuschalten einer äquivalenten Reaktanz an den aus den Elementen L, C bestehenden Resonanzkreis- Dieses Zuschalten einer äquivalenten Reaktanz, die mit X₀ bezeichnet sei, führt zu einem neuen Resonanzkreis L, C, X₁₁ mit einer neuen Resonanz- und Oszillatorfrequcnz. Diese neue Resonanzfrequenz hängt vom Wert der äquivalenten Reaktanz X₁₁ ab und kann daher durch Änderung dieses Wertes beeinflußt werden. Unter der Annahmc.daß V_u Und /„die Amplitude der Resonanzkreisspannung h/.w. die Amplitude der Grundwelle des von der Stromquelle 5 gelieferten Stroms bedeuten, läßt sich die Reaktanz X₁₁ ausdrucken durch

X_n- y„'t_a (D

Wenn diese Reaktanz kapazitiv ist, entspricht dies dem Anschluß eines äquivalenten Kondensators. Unter der Annahme, daß C₁₁ der Wert des äquivalenten Kondensators ist. gilt

C₁₁= J_ni2nf₀V„ (2)

wobei /,, die Os/illatorfrequcn/ bedeutet.

Wie erwähnt, soll der Strom /„ proportional zur begrenzten Rechteckwelle sein. Set/t man K als Proportionalitatskonstante ein, dann folgt aus Fig. 2 A die folgende Beziehung:

/„- K(V_1n K₁) (3)

worin V_n die angelegte Steuerspannung und V, den minimalen Spannungswert der Rechtcckwelle bedeuten. Damit kann Gleichung (2) wie folgt umgewandelt werden:

<",.= (V_1n- V₁)KUKf₀V₁, (4)

Die Gleichung (4) zeigt, daß innerhalb des kleinen Bereichs einer Änderung der Oszillatorfrequenz. /„. in dem üblicherweise gearbeitet wird, die Beziehung zwischen /„ und der angelegten Steuerspannung V_1n fils nahezu linear betrachtet werden kann, so daß die Steuercharakteristik gut ist. Die erläuterte Schaltung ist temperaturstabil, da sich Temperaturänderungen auf die der Proportionalitätskonstanten K entsprechende konstante Verstärkung der Stromquelle und damit auf die Höhe des Stroms J_n nicht auswirken können.

Die obige Erläuterung gilt auch dann, wenn kein Begrenzer 3 verwendet wird. In diesem Fall wird ein sinusförmige."., gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90' phasenverschobenes Ausgangssignal durch die angelegte Steuerspannung V_1n begrenzt, wie in Fig. 2 B dargestellt. Im übrigen arbeitet die Oszillatorschaltung in derselben Weise, wie oben erläutert. In Fig. 3 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Darin ist ein Anschluß eines Parallelresonanzkreises la, der aus einer Induktivität L und einer Kapazität C besteht, mit dem Kollektor eines Transistors 6 verbunden, dessen Basis an Masse liegt. Der zweite Anschluß des Resonanzkreises 1 α ist über einen Widerstand 21 an den positiven Pol + V_c einer Spannungsquelle angeschlossen und außerdem über eine Parallelschaltung aus einer Zenerdiode 15 und einem Kondensator 16 mit Masse verbunden. Der Emitter des Transistors 6 ist über einevi Widerstand 17 an den negativen Pol - V_c der Spannungsquelle angeschlossen. Der Kollektor des 6 sst über einen Kondensator 7 mit einem Anschluß eines Widerstands 8 verbunden, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 8 und dem Kondensator 7 ist mit einem Eingang eines Operationsverstärkers 9 verbunden, dessen anderer Eingang an Masse liegt. Zwei Zcncrdiodcn 10 liegen zwischen dem einen Eingang und einem Ausgang des Operationsverstärkers 9. Der Ausgang des Operationsverstärkers 9 ist. durch einen Widerstand Ji₁ mit der Anode einer to Diode 4 verbunden. Ein Eingangsanschluß 11, an dem die Steuerspannung V₁₁₁ anliegt, ist durch einen Widersland 18 mit der Basis eines Transistors 12 verbunden, dessen Kollektor übet einen Widerstand 19 am positiven Pol + V₁ der Spannungsquelle liegt Der »5 Emitter des Transistors 12 ist mit der Kathode der Diode 4 verbunden und liegt außerdem über einen Widerstand 20 am negativen Pol V₁ der Spannungsquellc. Die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand Ji₁ und der Anode der Diode ist über ei- »o nen Widerstand R, mit der Verbindungsstelle zwischen dem hmitter des Transistors 6 und dem Widerstand 17 verbunden. Die Verbindungsstelle /wischen dem I-.mittcr des Transistors 6 und dem Widerstand 17 liegt außerdem über einen Widerstand 13 und ei· as ncn Kondensator 14 au oinem Mittelabgriff der Induktivität /. des Resonanzkreises la.

Die Funktionsweise der beschriebenen Schaltung is' folgende. Der Transistor 6 in Fig. 3 stellt das aktive Element der Oszillatorschaltung dar. deren Induktiviao tat /. und Kapazität (den Resonanzkreis bilden, der die Osziilatorfrequenz bestimmt. Die Rückkopplung eines Teils der Resonjnzkreisspannung vom Mitlelabgrifi der Induktivität L über den Kondensator 14 und den Widerstand 13 auf den Emitter des Transistors ti ermöglicht, daß die Oszillatorschaltung arbeitet. Der Kondensator 7 und der Widerstand 8 bilden zusammen den Phasenschieber 2, wobei über dem Widerstand 8 die gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90' phasenverschobene Spannung auftritt. Der Operationsverstärker 9 und die beiden Zenerdioden 10 bilden den Begrenzer 3. der die vom Phasenschieber 2 gelieferte sinusförmige Spannung in eine rechteckformige Spannung umwandelt. Mit Hilfe einer Gegenkopplungsschaltung kann die Eingangsimpedanz des Begrenzers 3 sehr niedrig gehalten werden, was dazu führt, daß der durch den Kondensator 7 fließende Strom tatsächlich um 90° gegenüber der Resonanzkreisspannung verschoben ist. Die der Fig. 2 A entsprechende rechteckformige Ausgangsspannung des Operationsverstärkers ·* Hegt, wie erwähnt, über dem Widerstand A₁ an der Anode der Diode 4. An der Kathode der Diode 4 liegt eine Spannung, die der angelegten Steuerspannung V._m proportional ist. Wenn die rechteckformige Ausgangsspannungdes Operationsverstärkers 9 positiver als das aider Kathode der Diode 4iiegende Potential wird, wird die Diode leitend, so daß das Potential an der Anode der Diode auf das an ihrer Kathode wirkende Potential gezogen wird, während über dem Widerstand R_x So eine Spannung abfällt, die der Potentialdifferenz zwischen der Kathode der Diode 4 und der Ausgängsspannung des Operationsverstärkers 9 entspricht. Auf diese Weise kann das Potential zwischen den Widerständen R₁ und A₂ nicht größer als das der Steuer-•₅ spannung V_1n proportionale Potential am Emitter des Transistors 12 werden. Die auf die beschriebene Weise begrenzte phasenverschobene Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 9 liegt über den Wi-

derstand K₂ am {-!milter des Transistors 6, der bei dieser AusfürifUngsiorm gleichzeitig als Stromquelle 5 dient. Der Transistor 6 führt einen dieser Spannung proportionalen Kollektorstromanteil, der mit der Grundwellc der angelegten Rechteckspannüng in Phase und daher gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90" phasenverschoben ist, in den Resonanzkreis zurück- Wie;erwähnt, ist dies'i in der Wirkung gleichbedeutend mieder /fuscha'iturig einer ^eiteren Reaktanz an den Resonanzkreis \u, {leren Große vom Wert des inn ¹H)'' phasenverschobenen Stroms abhangt. Die Slcucrspannung V_1n könnte auch direkt an die Begrenzerdiode 4 angelegt werden, anstatt indirekt über die Steuerung des als F-.mitterfolger geschalteten Transistors 12.

I-ig 4 /eigt die Schaltung einer weiteren Ausftihrungsfoim der Erfindung, in diesem l-all ist die Verbindungsstelle /wischen \Sc\f\ Resonanzkreis la und dem Kollektor des Transistors 6 mit einem W'-Phasenschieber 2verbunden.derauszwci Kondensatoren 22 und 24 und den Widerständen 23 und 25 besteht. Du· Ausgangsspannung des Phasenschiebers 2 liegt an

der Basis eines als Emitterfolger geschalteten Transistors 26. Der Kollektor des Transistors 26 ist über einen Widerstand 27 an den positiv*. , Pol + V_t der Spannungsciuelle angeschlossen, während der Emitter über einen Widerstand 28 an den negativen Pol — V_e der Spannungsquelle angeschlossen ist, Der Emitter des Transistors 26 ist außerdem über den Widerstand /i, mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstund R₁ und u\tr Anode der Diode 4 verbünden. Mit

ίο tier in Fig -1 dargestellten Schaltung kann die gleiche Wirkung wie mit der in Fig. 3 dargestellten Schaltung erzielt werden, ohne daß ein Begrenzer 3 verwendet wird Der Transistor 26 stellt einen Verstarker dar, dessen am Emitter auftretendes Ausgangssignal mit

'5 dem phasenverschobenen Ausgangssignal des Phasenschiebers 2 in Phase liegt und entsprechend der Darstellung in Fig. 2B in ähnlicher Weise v/ie in bezug auf Fig. 3 beschrieben in Abhängigkeit von der Steuerspannung V_1n in der Amplitude begrenzt wer-

den kann. Die Wirkungsweise der Schaltung von Fig. 4 ist im übrigen die gleiche wie bei der Schaltung von Fig. 3.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen «9627/119

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Oszillatorschaltung mit einem Resonanzkreis und einem an diesen angeschlossenen Phasenschieber, der ein gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° phasenverschobenes Ausgangssignal zur Steuerung einer Stromquelle liefert, die dem Resonanzkreis einen dem phasenverschobenen Ausgangssignal phasengleichen und ih^er Eingangsspannung proportionalen Strom zuführt, dessen Amplitude mittels einer externen Gleichspannung steuerbar ist. dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung der Stromamplitude durch Begrenzung der Amplitude des phasenver- ¹^ schobenen Ausgangssignals erfolgt und diese Amplitudenbegrenzung in der Weise erzielt wird, daß eine Diode (4) mit dem phasenverschobenen Ausgangssignal einerseits und der externen Gleichspannung an lererseits beaufschlagt wird. ^ao

2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Phasenschiebers (2) ein das Ausgangssignal in eine Rechteckwelle verwandelnder Begrenzer (3) angeschlossen ist und daß die Diode (4) einerseits ^a5 mit dem Ausgangssignal des Begrenzers und andererseits mit der externen Gleichspannung beaufschlagt wird.