DE1266833B - Vorrichtung zur Phasenmodulation eines Traegersignals - Google Patents
Vorrichtung zur Phasenmodulation eines TraegersignalsInfo
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Description
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Int. Cl.:
H03c
Deutsche KL: 21 a4 -14/01
Nummer: 1 266 833
Aktenzeichen: R 39627IX d/21 a4
Anmeldetag: 12. Januar 1965
Auslegetag: 25. April 1968
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Phasenmodulation eines Trägersignals, die aus einem passiven
Netzwerk mit einer variablen Kapazität in Form eines spannungsabhängigen Kondensators, insbesondere
einer Kapazitätsdiode, besteht, dem eine Modulalionsspannung zugeführt wird.
Eine bekannte derartige Modulalionsvorrichtung ist nach Art eines einfachen RC-Phasenschiebers
ausgebildet, der nur in einem sehr beschränkten Bereich annähernd linear ist. Bei einer Ausführungsform
dieses bekannten Phasenschiebers wird eine annehmbare Linearität nur in einem Bereich von
± 25 Phasenwinkel erzielt. Daher muß eine größere Anzahl dieser bekannten Modulatoren in Kaskade
geschaltet werden, um einen ausreichenden Modulationsgrad zu erzielen.
Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen einstufigen Phasenmodulator zu
schaffen, der in einem großen Frequenzbereich einen hohen Modulationsindex bei geringem Klirrfaktor
ermöglicht, bei dem also in einem großen Winkelbereich die Phasenverschiebung der Trägerfrequenz
eine lineare Funktion der Modulationsspannung ist.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß das passive Netzwerk von einer T-Schaltung
oder einer äquivalenten .τ-SchaItung gebildet wird, die in ihren Längszweigen je eine Induktivität
und in ihrem Querzweig den spannungsabhängigen Kondensator aufweist, so daß sie unter Berücksichtigung
des Innenwiderstandes einer das Trägersignal zuführenden Spannungsquelle und eines Abschlußwiderstandes
die übertragungsfunktion
Γ — 2 —
U1 —"ΓΓ-—■
U1 —"ΓΓ-—■
aufweist, wenn die beiden Induktivitäten den gleichen Wert L und die beiden Widerstände den gleichen
Wert R haben und X die Spannung des unmodulierten
Trägersignals, \ die modulierte Ausgangsspannung, f) die Kreisfrequenz des Trägersignals
und C den Wert des spannungsabhängigen Kondensators bedeutet und daß bei vorgegebenem R und
<·> der Wert L der Induktivitäten so gewählt ist, daß
nach Einsetzen der Funktion der Spannungsabhängigkeit der variablen Kapazität fz. B. C — yj-4-in die
übertragungsfunktion sich eine lineare Abhängigkeit der Phase der übertragungsfunktion von der an den
spannungsabhängigen Kondensator angelegten Modulalionsspannung
V ergibt.
Vorrichtung zur Phasenmodulation eines
Trägersignals
Trägersignals
Anmelder:
Raytheon Company, Lexington, Mass. (V. St. A.)
Vertreter:
Dipl.-Phys. R. Kohler
und Dipl.-Phys. H. Schwindling, Patentanwälte,
7000 Stuttgart, Hohentwielstr. 28
Als Erfinder benannt:
Rene Ernst Theodor Brutsch,
Schaffhausen (Schweiz)
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 26. Mai 1964 (370 167)
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist den beiden Induktivitäten der T-Schaltung
ein Uberbrückungszweig parallel geschaltet, der aus einer Parallelschaltung eines Ohmschen Widerstandes,
dessen Wert der Summe aus den Werten des Innenwiderstandes der Spannungsquelle und des
Abschlußwiderstandes gleich ist, und eines Kondensators besteht, der so bemessen ist, daß der aus den
beiden Längsinduktivitäten und dem Kondensator gebildete Parallelkreis bei der Trägerfrequenz in
Resonanz ist.
Diese bevorzugte Schaltung hat den besonderen Vorteil, daß die Ortskurve seiner übertragungsfunktion
in der komplexen Ebene einen zum Ursprung dieser Ebene konzentrischen Kreis bildet, so daß
also die Amplitude der Ausgangsspannung konstant bleibt. Durch diese Ausgestaltung der Erfindung
wird also ein Phasenmodulator geschaffen, der unmittelbar ein Ausgangssignal konstanter Amplitude
liefert. Außerdem ist zugleich die Phasenempfindlichkeit dieses Modulators gegenüber einem Modulator
ohne uberbrückungszweig verdoppelt.
Die Erfindung wird an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele im einzelnen erläutert.
Es zeigt
F i g. 1 das Schaltbild einer Ausführungsform des Phasenmodulators nach der Erfindung,
F i g. 2 das Schaltbild einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform eines Phasenmodulators nach der
809 540 137
3 4
Erfindung, der einen Uberbrückungszweig zur Unter- Werkes zu kompensieren, das aus Induktivitäten,
drückung einer Amplitudenmodulation aufweist. Widerständen und Kapazitäten besteht. Die von
F i g. 3 ein Schaltbild ähnlich F i g. 2 unter An- der Kapazitätsdiode bewirkte Kompensation hat
gäbe der Werte der Schaltelemente, eine lineare Beziehung zwischen der vom Netzwerk
F i g. 4 ein Diagramm der übertragungsfunktion 5 bewirkten Phasenverschiebung und der an die Diode
der Schaltung nach Fig. 1, angelegten Spannung zur Folge. Infolgedessen kann
F i g. 5 ein Diagramm zur Darstellung der Wirkung durch Anlegen einer Modulationsspannung an die
des zur Unterdrückung der Amplitudenmodulation Kapazitätsdiode eine dem Netzwerk zugeführte Trä-
dienenden Uberbrückungszweiges auf die Ubertra- gerfrequenz als Funktion der Amplitude der Modu-
gungsfunktion nach F i g. 4, io lationsspannung phasenmoduliert werden.
F i g. 6 ein Diagramm zur Darstellung der Pha- Die übertragungsfunktion der Schaltung nach
senverschiebung, die ohne und mit Uberbrückungs- F i g. 1 errechnet sich zu
zweig erzielt wird, und
F i g. 7 ein Diagramm der übertragungsfunktion G1 = — =
zur Bestimmung der für eine Unterdrückung der '5 K -, ~>
>2ic \ i\ l'"^ \ C ( R '"^ W
Amplitudenmodulation benötigten reaktiven Kompo- ~ \_ R ' \ R /J
nenten.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 bildet In dieser Gleichung ist V1 das an die Klemme 20
das passive Netzwerk eine T-Schaltung. Es versteht angelegte Eingangssignal mit der Trägerkreisfresich
jedoch, daß Netzwerke anderen Aufbaues, bei- 20 quenz «>
und V2 das Ausgangssignal, das an der spielsweise .-τ-Netzwerke oder Variationen von .τ- Klemme 22 des Netzwerkes abgenommen werden
oder T-Netzwerken, für den gleichen Zweck benutzt kann. Die obige Gleichung wird unter der Annahme
werden könnten. erhalten, daß die der Klemme 21 zugeführte Modu-
Die Modulationsschaltung enthält eine Kapazitäts- lationsspannung eine wesentlich geringere Frequenz
diode IO mit der spannungsabhängigen Kapazität C,., 25 hat als das zu modulierende Signal. Wird die über-.
die in dem Querzweig des ^Netzwerkes mit einem tragungsfunktion des Netzwerkes nach F i g. 1 als
Kondensator 13 mit der Kapazität Cj in Serie ge- Funktion des kapazitiven Widerstandes des Netzschaltet
ist. Der Kondensator 13 ist ein Hochfre- Werkes aufgetragen, so erhält man die Kurve nach
quenzableitkondensator, und infolgedessen ist die F i g. 4. Diese Kurve zeigt, daß das Spannungs-Kapazität
Cj sehr viel größer als die Kapazität C1. der 3° verhältnis G1 als Funktion des kapazitiven Wider-Kapazitätsdiode.
Mit dem anderen Ende der Kapa- Standes des Netzwerkes variiert. Da V2 = G1 V1 ist
zitätsdiode 10 sind zwei Spulen 11 und 12 mit der und V1 eine konstante Amplitude hat, repräsentiert
Induktivität L verbunden. An die Spule 11 ist ein diese Kurve zugleich die Spannung V2. Während
Ohmscher Widerstand 14 mit dem Wert Rx ange- also die Schaltung nach F i g. 1 ein hohes Maß von
schlossen, der dem Innenwiderstand der Signal- 35 Phasenmodulation bewirkt, erzeugt sie auch ein
quelle gleich ist. An die Spule 12 ist ein Lastwider- amplitudenmoduliertes Signal,
stand 15 mit dem Wert R1 angeschlossen. Der Last- Bei einer verbesserten Ausführungsform der Erfin-
widerstand wird bei diesem Ausführungsbeispiel eben- dung, die in Fig. 2 dargestellt ist, ist auch noch
falls dem Innenwiderstand der Signalquelle gleich- diese Amplitudenmodulation beseitigt. In der Schalgemacht.
Ein Eingangsträgersignal mit einer Kreis- 4° tung nach F i g. 2 ist eine Impedanz, die in ihrer
frequenz <·» wird an die Eingangsklemme 20 angelegt. Gesamtheit mit 16 bezeichnet ist, als überbrückungs-Ein
niederfrequentes Modulationssignal wird der zeit parallel zu den Längsinduktivitäten 11 und 12
Klemme 21 zugeführt, so daß die Kapazität der geschaltet, um eine Unterdrückung der Amplituden-Kapazitätsdiode
10 verändert wird. An der Klemme 22 modulation zu bewirken, die bei der Phasenmodulawird
eine Ausgangsspannung V2 erhalten. Die Span- 45 tion der an der Klemme 20 nach F i g. 1 zugeführten
nung V2 ist das "durch Anlegen der Modulations- Trägerfrequenz angetroffen wird. Der Grund für die
spannung V1n phasenmodulierte Trägersignal. Addition dieser Impedanz ist der folgende: Da die
Zur Beschreibung der Wirkungsweise dieser Vor- übertragungsfunktion G1 von einem Kreis dargestellt
richtung sollen zunächst die Eigenschaften der Kapa- wird, kann der unerwünschten Amplitudenmodulazitätsdiode
beschrieben werden. Bei der Kapazitäts- 5° tion dadurch vorgebeugt werden, daß der Mittelpunkt
diode handelt es sich um ein Halbleiterelement, des Kreises G1 in den Ursprung der komplexen
das im Bereich zwischen dem leitenden Zustand in Ebene verschoben wird. Dies ist in F i g. 5 dargestellt.
Durchlaßrichtung und der Durchbruchsspannung Ein Verschieben des Kreises G1 in den Ursprung
in Sperrichtung als spannungsabhängige Kapazität hat eine übertragungsfunktion mit einem konstanten
benutzt werden kann. Die Kapazität ist eine Funk- 55 Absolutwert, also ohne Amplitudenmodulation, zur
tion der an der Diode anliegenden Spannung, nämlich Folge. Um die übertragungsfunktion in den Ursprung
g der komplexen Ebene zu verschieben, wird eine
^- ~ ~yi~ ■ Spannung V3, die der Eingangsspannung V1 proportio
nal ist, der Ausgangsspannung V2 hinzuaddiert. Die
In dieser Gleichung bedeutet C die Kapazität, ^ Amplitude der Spannung V3 muß dem Radius des
y eine Konstante, V die Spannung an der Diode Kreises V2 gleich sein und eine Phase haben, die
und t einen von der Art der Diode abhängigen Wert der Phase entgegengesetzt ist, die durch die Linie
zwischen 0,3 und 0,5. Aus der obigen Gleichung ist vom Ursprung der komplexen Ebene zum Mittelersichtlich, daß die Kapazität der Diode eine nicht- punkt des Kreises V2 repräsentiert wird. Weiterhin
lineare Funktion der angelegten Spannung ist. Diese 65 wird durch die Befreiung der Schaltung nach F i g. 1
Nichtlinearität kann dazu benutzt werden, die nicht- von der unerwünschten Amplitudenmodulation eine
lineare Beziehung zwischen der Phase und der Verbesserung der Phasenempfindlichkeit erzielt. Beim
Änderung des kapazitiven Widerstandes eines Netz- Ändern der Kapazität von C1 in C2 ist die Phasen-
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verschiebung im einen Falle 0„ und im anderen der komplexen Ebene wird die Ausgangsspannung
Falle Φ,,. Die Beziehung zwischen Φ.. und 0,, kann, , ,., . , , .. , .. ¥/ K IT ,. o
wie aus F i g. 6 ersichtlich, zu <l>h = 2Φα ermittelt den Wert haben " + ^3 = K, = ^. Um diese Span-
werden. Der Beweis für diese Beziehung kann aus , ,, . . , , „.. r K . . ,
F ig. 6 wie folgt abgeleitet werden: Unfer der An- 5 "Ung de" VerluSte" °der der DamPfu"S f gleich"
nähme, daß der Radius des Kreises = 1 ist, gilt zumachen, muß ein Widerstand in den Modulationskreis
eingeschaltet werden. Es ist leicht zu bestimmen,
AD — 1 + cos Φι , da3 (jer Widerstand, der eingeschaltet werden muß,
DC = sin 0, , um diese Ausgangsspannung von -± zu erzeugen,
(ACf = (ADf + (DCf = 2(1 + cos Φχ). den Wert 2RS haben muß, weil alle Verluste der
Schaltung durch die Widerstände bedingt sind.
Da AD außerdem AC cos Φ2 gleich ist, gilt Nun gilt es noch, den Wert von C zu bestimmen,
Da AD außerdem AC cos Φ2 gleich ist, gilt Nun gilt es noch, den Wert von C zu bestimmen,
— der in das Netzwerk eingeschaltet werden muß,
cos 0, = — = + C0S '— = 1/ COS ' . '5 um die mit der Spannung V3 beabsichtigte Spannungs-
AC /2(1 + cos 0,) V 2 ,,^ kompensation zu erzielen. Hierbei ist zu beachten,
daß keine Phasenverschiebung zwischen der Aus-
Die Gleichung (1) ist die trigonometrische Bezie- gangsspannung V0 und der Eingangsspannung V1, die
hung für halbe Winkel, d. h. als Punkt A in F i g. 7 dargestellt ist, vorhanden ist,
- — 20 wenn alle reaktiven Komponenten kompensiert sind.
' + cos Für die unkompensierte Schaltung entspricht der
cos — =
- ' - Punkt B dem Punkte A der kompensierten Schaltung.
Daraus folgt Φ = 2 Φ-, ^er ί*1"1^ B 'st ebenfalls in F i g. 7 dargestellt.
Der Realteil des Punktes B stellt das Maximum
Aus dem Obigen folgt ferner 25 aller Werte von V2 dar. Aus der Gleichung für G1
0 == ~>
Φ ergibt sich
(2- 2,.,2LC) = 2 für C = O.
woraus
woraus
_ Mit C = O verbleibt in der Schaltung als einzige
0,, = 0i - 04 = ±Φι - -03- 30 Reaktanz die Induktivität 2 L. Diese Induktivität
0(( = 0, - 0,, kann durch die Parallelschaltung einer Kapazität
woraus sich endlich ergibt C" = 2,7 L komPe«siert werden. Dies ist in F i g. 2
_ dargestellt. Bei der Berechnung der Ubertragungs-
0/1 = - 0« · 35 funktion zeigt sich, daß die Amplitude von V0, die
Infolgedessen wird durch Addieren der Span- der in F i g. 2 angegebenen Ausgangsspannung gleich
nung V3, wodurch der die übertragungsfunktion G1 ist, unabhängig von C ist, d. h. also, daß das Zentrum
der Schaltung repräsentierende Kreis in den Ursprung des Kreises G1 in den Ursprung der komplexen
der komplexen Ebene verschoben wird, die Änderung Ebene gerückt worden ist. Bei der Ermittlung der
des Phasenwinkels bei einer gleichen Änderung der 4o übertragungsfunktion G2 der Schaltung nach F i g. 2
Kapazität erhöht. Die Addition dieser Spannung V3 ergibt sich, daß G2 von der Gleichung dargestellt
bewirkt also eine zweifache Verbesserung der Schal- wird:
tung nach Fig. 1. nämlich eine Unterdrückung der Ί .
Amplitudenmodulation und zugleich eine Erhöhung 1 —-—^ P —
der Empfindlichkeit der Schaltung. Um auf einfache 45 G-, = -- = - - -
<■>' Ii- R^
Weise die Spannung V3 zu der Spannung V2 derart 'K 4 2 L
zu addieren, daß eine Dämpfung der Spannung V2 2 — f>2LC ^ R
erzielt wird, wird ein Widerstand mit dem Wert 2^s
erzielt wird, wird ein Widerstand mit dem Wert 2^s
gewählt. Der Widerstand 2RS ergibt sich daraus. In dieser Gleichung ist ρ die komplexe Kreisfrequenz
daß der Radius der benötigten Spannung V3 gleich 50 a + /,;. Aus dieser Gleichung ist ersichtlich, daß für
dem halben Durchmesser des Kreises ist. der gleich alle Werte von C der Gewinn G2 den gleichen Absolut-
dem Maximum von G, ist. . wert hat. Demnach erfüllt diese Schaltung des Modu-
Da die einzigen Leistungsverluste des Kreises in lators alle Bedingungen für eine konstante Amplitude
dem Quellenwiderstand und dem Lastwiderstand von V0 für jede Änderung von C1., das dem C der
auftreten, existiert stets für alle Werte der Indukti- 55 Gleichung entspricht.
vitäten und Widerstände eine Kapazität, bei der Zur Bestimmung der Werte der L-, C- und /?-Komeine
maximale Leistung in dem Lastwiderstand R1 ponenten der Modulatorschaltung für eine optimale
verbraucht wird. Das maximale Spannungsverhältnis lineare Wirkungsweise bei einer speziellen Arbeitsist infolgedessen G, = -i = — woraus folgt V, = ^ frequenz, beispielsweise bei 40 MHz, und für eine
Vx 2 " " - 2 ' 60 spezielle Diodenkapazität sind die Methoden der
Dies ist der Fall, wenn Rx — RL. Da ermittelt wurde. üblichen Schaltungsanalyse anwendbar. Obwohl unter
daß der benötigte Radius die Hälfte des Durch- Wahrung der Prinzipien einer guten Konstruktionsmessers beträgt und da der Durchmesser der Span- praxis eine große Auswahl von Schaltelementen
nung ^ gleich ist. muß der Radius der Spannung V3 ft "fg^ch ist "nd diese Eleminte auch in J10Jf"1
2 r a J 65 Maße von den benutzten Frequenzen und dem
den Wert £ haben. Nach dem Verschieben des den Zweck der Anordnung abhängen wurden die im
4 folgenden angegebenen Werte als besonders nützlich
Gewinn G1 repräsentierenden Kreises in den Ursprung bei der Konstruktion der Schaltung nach F i g. 2
für eine Eingangsträgerfrequenz von etwa 40 MHz und bei einer Modulationsfrequenz V1n von bis zu
1,5 MHz gefunden:
Kapazitätsdiode vom Typ Y100, vertrieben von
der Firma Thompson, Ramo, Wooldridge, Inc.
Q13 .
LIl und LU =
Widerstand 18 =
C1.
1000 pF
0,47 mH
150 Ohm
9 bis 35 pF
0,47 mH
150 Ohm
9 bis 35 pF
IO
Diese Schaltung ist in F i g. 3 dargestellt zusammen mit einer Vorspannung für die Kapazitätsdiode und
einen Eingangskondensator, der an eine Quelle 30 für die Modulationsspannung angeschlossen ist.
Außerdem ist eine Quelle 31 für eine der Schaltung zugeführte Hochfrequenz von 40 MHz dargestellt.
Obwohl eine Schaltung zur Erzeugung einer Phasenmodulation dargestellt worden ist, versteht es
sich, daß durch eine Integration der Trägerfrequenz, also des HF-Eingangssignals, vor dem Zuführen
dieses Signals zu dem Phasenmodulator ein frequenzmoduliertes Ausgangssignal mit dieser Schaltung
erzielt werden kann. Diese Technik ist in dem Buch »Active Networks« von Vincent C. R i d e ο u t,
Prentice-Hall, Inc., 1954, im Kapitel 11 beschrieben.
Claims (3)
1. Vorrichtung zur Phasenmodulation eines Trägersignals, die aus einem passiven Netzwerk
mit einer variablen Kapazität in Form eines spannungsabhängigen Kondensators, insbesondere
einer Kapazitätsdiode, besteht, dem eine Modulationsspannung zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet,
daß das passive Netzwerk von einer Γ-Schaltung oder einer äquivalenten
rr-Schaltung gebildet wird, die in ihren Längszweigen
je eine Induktivität (11 bzw. 12) und in ihrem Querzweig den spannungsabhängigen Kondensator
(10) aufweist, so daß sie-unter Berücksichtigung des Innenwiderstandes (14) einer das
Trägersignal zuführenden Spannungsquelle und
eines Abschluß Widerstandes (15) die übertragungsfunktion
G1 =
ü
V1
V1
aufweist, wenn die beiden Induktivitäten (11 und 12) den gleichen Wert L und die beiden
Widerstände (14 und 15) den gleichen Wert R haben und V1 die Spannung des unmodulierten
Trägersignals, V2 die modulierte Ausgangsspannung,
1» die Kreisfrequenz des Trägersignals und C den Wert des spannungsabhängigen Kondensators
bedeutet und daß bei vorgegebenem R und ο der Wert L der Induktivitäten so gewählt
ist, daß nach Einsetzen der Funktion der Spannungsabhängigkeit der variablen Kapazität (z. B.
C= yr)in die übertragungsfunktion sich eine
lineare Abhängigkeit der Phase der übertragungsfunktion von der an den spannungsabhängigen
Kondensator angelegten Modulationsspannung V ergibt.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß den beiden Induktivitäten (11
und 12) der 7^-Schaltung ein Uberbrückungszweig
(16) parallel geschaltet ist, der aus einer Parallelschaltung eines Ohmschen Widerstandes (18), dessen
Wert der Summe aus den Werten des Innenwiderstandes der Spannungsquelle und des Abschlußwiderstandes
gleich ist, und eines Kondensators (17) besteht, der so bemessen ist, daß der aus den beiden Längsinduktivitäten und dem
Kondensator gebildete Parallelkreis bei der Trägerfrequenz in Resonanz ist.
In Betracht gezogene Druckschriften:
»Electronics«, Vol. 34, Nr.
»Electronics«, Vol. 34, Nr.
3, S. 56 bis 59, Januar 1961.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
809 510'· 1 f'8 S Hiiiiilesdriitkorci Berlin
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