DE2034714B2

DE2034714B2 - Oszillatorschaltung zur Erzeugung einer von einer angelegten Spannung abhängigen Oszillatorfrequenz

Info

Publication number: DE2034714B2
Application number: DE2034714A
Authority: DE
Inventors: Noriaki Tokio Fujimura
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1969-07-11
Filing date: 1970-07-13
Publication date: 1975-11-20
Also published as: DE2034714A1; US3641462A; NL7010281A; SE359417B; NL155140B; GB1320403A

Description

Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung mit einem Resonanzkreis und einem an diesen angeschlossenen Phasenschieber, der ein gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° phasenverschobenes Ausgangssignal zur Steuerung einer Stromquelle liefert, die dem Resonanzkreis einen dem phasenverschobenen Ausgangssignal phasengleichen und ihrer Eingangsspannung proportionalen Strom zuführt, dessen Amplitude mittels einer externen Gleichspannung steuerbar ist.

Eine derartige Oszillatorschaltung ist bekannt (»Lehrbuch der Funkempfangstechnik« von H. Pitsch, Band II, dritte Auflage, Leipzig 1960, Seiten 859 bis 861). Bei der bekannten Anordnung wird dem Resonanzkreis eines Oszillators die Anoden-Kathoden-Strecke einer Reaktanzröhre parallel geschaltet. Dabei ist zwischen der Anode und dem Steuergitter einer Pentode eine als Phasenschieber wirkende Rückkopplung vorgesehen, die das Steuergitter mit einer gegenüber der Anodenspannung um 90° phasenverschobenen Spannung beaufschlagt. Der mit der Spannung am Steuergitter in Phase liegende und von dieser proportional abhängige Anodenstrom der Röhre, der in die Oszillatorschaltung eingespeist wird, ist folglich ebenfalls gegenüber der Anodenspannung

Prinzip der Ke^^^ - ^ _(deutsche

SeSS" WSJ). Dabei wird die Emitter-KoJekStreckeeinesTransistorseinemResonanzkreiparallel geschaltet, während die Basis mit einer von der Kollektorspannung mittels eines Phasenschieber* abgeleiteten, gegenüber dieser jedoch um fr?= SLnverschobenen Spannung gesteuert^ wird, eser Schaltung wird eine Frequenzande-•ine Änderung der Verstärkung des Reakors der hier die Stromquelle darstellt, erao reicht Der Arbeitspunkt des Transistors und damit Z ne Verstärkung sind jedoch in starkem Maß tempert unabhängig, so daß die TransistorreaktanzschalungS3S&. Im übrigen ist der Transistor im Gegenlatz zur Röhre stromgesteuert und besitzt in der « Reaktanzschaltung einen geringen Emgangswider-SS führt ⁸zu einer veränderlichen Belastung des Phasenschiebers, dessen Phasenverschiebung daher nur für eine bestimmte Frequenz 90 betragen

^kaÄⁿusder deutschen Auslegeschrift 1 275 156 ist eine Oszillatorschaltung mit einem Parallelresonanzkre.s bekannt, bei dem in Reihe mit dem Resonanzkreiskondensator ein Hall-Element geschaltet « Das Hall-Element ist einem steuerbaren Magnetfeld ausdaß an seinem weiteren Anschlußpaar eine ,.ntstPht. die dem Produkt des Kondensaischen Induktion proportional und in Phase mit dem Kondensatorstrom ist. Mit-

"rd ein dieser Spannung und in den Resonanz-

Kreis zuru_tK_Sca^ Strom ist mit dem den

Resonanzkreiskondensator durchfließenden Strom in Phase und folglich unter Voraussetzung eines idealen Kondensators gegenüber der Resonanzkreisspannung

um 90° phasenverschoben und wirkt daher wie ein zusätzlicher Kondensator. Wenn der Resonanzkreiskondensator, was praktisch immer der Fall sein wird verlustbehaftet ist, so daß die Phasenverschiebunj zwischen der Resonanzkreisspannung und dem Kon

densatorstrom nicht genau 90° beträgt, ist bei der be kannten Anordnung der zusätzliche scheinbare Kon· densator in gleichem Maße verlustbehaftet. Abgese hen davon führt die Steuerung der Resonanzfrequenz mittels eines Magnetfeldes zu einem enormen Auf

wand und einer starken Nichtlinearität zwischen emei Steuerspannung und der durch sie erzieibaren Fre quenzänderung.
Es sind außerdem

nung und damit durch Änderung der Steilheit der Röhre ist der Zusammenhang zwischen der Gitterspannung und dem Anodenstrom und damit die von der Röhre dargestellte Reaktanz steuerbar. Die Steuerbarkeit beruht hierbei also darauf, daß eine Stromquelle, hier die Pentode, mit einer veränderbaren Verstärkung verwendet wird.

Die bekannte Steuerung der Frequenz eines Os-

^...,._u,».. _rr—_o

sehe Patentschrift 979004. britische Patentschrif 617139, USA.-Patentschrift 3302129). Die Ände rung der Frequenz wird bei diesen Schaltungen da *5 durch erzielt, daß in den Rückkopplungszweig ein veränderbare Phasenverschiebung eingeführt wird was dazu führt, daß die Oszillatorschaltung bei eine durch die Größe dieser Phasenverschiebung bestimm

|en, gegenüber der Resonanzfrequenz des frequenzbestimmenden Gliedes verstimmten Frequenz erregt !wird. Zur Erzielung der veränderbaren Phasenver-F Schiebung im Rückkopplungszweig sind zwei gesonderte Rückkopplungsschleifen vorhanden, die auf den Eingang des Verstärkers Spannungen bzw. Ströme zurückkoppeln, deren Phasen gegeneinander um 90° phasenverschoben sind. Am Eingang des Verstärkers tritt dadurch eine Gesamtrückkopplungsspannung auf, deren Phasenlage vom Amplitudenverhältnis der beiden rückgekoppelten Spannungen abhängt. Eine Amplitudenmodulation einer der Rückkopplungsspannungen führt daher zu einer Frequenzmodulation der Oszillatorschwingung. Für diese Schaltungen eignen sich nur frequenzbestimmende Glieder relativ hoher Dämpfung und damit niedriger Güte, die einen flachen Phasengang besitzen, da andernfalls nur ein sehr kleiner. Frequenzhub erzielbar wäre.

Zur Durchführung einer symmetrischen Modulation mit Trägerunterdrückung sieht die französische Patentschrift 979004 zwei von der 90° phasenverschobenen Rückkopplungsspannung und der Modulationsspannung beaufschlagte Dioden vor.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Oszillatorschaltung der eingangs genannten Art mit einfachen Mitteln so auszugestalten, daß ohne Verwendung einer Reaktanzröhre oder eines Reaktanztransistors eine Frequenzänderung in Abhängigkeit von ei^er externen Gleichspannung möglich ist, wobei der Temperatureinfluß auf die Frequenz sehr gering sein und ein Resonanzkreis hoher Güte verwendet werden können soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Steuerung der Stromamplitude durch Begrenzung der Amplitude des phasenverschobenen Ausgangssignals erfolgt und diese Amplitudenbegrenzung in der Weise erzielt wird, daß eine Diode mit dem phasenverschobenen Ausgangssignal einerseits und der externen Gleichspannung andererseits beaufschlagt wird.

Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, daß an den Ausgang des Phasenschiebers ein das Ausgangssignal in eine Rechteckwelle verwandelnder Begrenzer angeschlossen ist und daß die Diode einerseits mit dem Ai.sgangssignal des Begrenzers und andererseits mit der externen Gleichspannung beaufschlagt wird.

Bei der erfindungsgemäßen Lösung wird die Änderung der Amplitude des in den Resonanzkreis zurückgespeisten Stroms nicht durch eine Änderung der Verstärkung der diesen Strom liefernden Stromquelle, sondern dadurch erzielt, daß die Amplitude des die Stromquelle steuernden phasenverschobenen Ausgangssignals in Abhängigkeit von der veränderbaren Gleichspannung mehr oder weniger begrenzt wird. Auf diese Weise läßt sich beim Anmeldungsgegenstand eine eine Eingangsspannung in einen proportionalen Ausgangsstrom verwandelnde Stromquelle verwenden, deren Verstärkung konstant ist und die daher sehr viel einfacher temperaturstabilisiert werden kann als eine Stromquelle veränderbarer Verstärkung. Die Begrenzung des die Stromquelle steuernden phasenverschobenen Ausgangssignals in Abhängigkeit von der externen Gleichspannung erfolgt dabei auf sehr einfache Weise mittels einer Diode, die dafür sorgt, daß das die Amplitude des phasenverschobenen Ausgangssignals bestimmende, an einem Anschluß der Diode anliegende Poteitial - je nach Polung der Diode - nicht positiver bzw. negativer als das von der externen Gleichspannung auf den anderen Anschluß der Diode gebrachte Potential werden kann, da die Diode in diesen Fällen leitend ist und den Potential-

a unterschied ausgleicht. Die Amplitude des phasenverschobenen Ausgangssignals wird damit an die Höhe der externen Gleichspannung gebunden. Wie dies auch bei der Reaktanzröhre der Fall ist, hat die Rückführung des gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° phasenverschobenen Stroms in den Resonanzkreis die Wirkung einer scheinbaren zusätzlichen Reaktanz, und führt nicht zu einer Verstimmung des Resonanzkreises, sondern zu einem scheinbaren neuen, mit seiner (anderen) Resonanzfrequenz

¹S schwingenden Resonanzkreis. Die Frequenzänderung ist daher unabhängig vom Phasengang des Resonanzkreises, so daß auch Resonanzkreise hoher Güte verwendet werden können. Durch die gemäß der Weiterbildung der Erfindung vorgesehene Umwandlung des

»° phasenverschobenen Ausgangssignals in eine Rechteckwelle vor der Begrenzung mittels der externen Gleichspannung erreicht man einen linearen Zusammenhang zwischen der steuernden Gleichspannung und dem begrenzten und phasenverschobenen Signal,

*5 das als proportionaler Strom wieder in den Resonanzkreis eingespeist wird.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die Figuren erläutert. Es zeigt

3» Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 2A und 2B Signalverläufe des phasenverschobenen Ausgangssignals zur Erläuterung der Begrenzung,

Fig. 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform de. Erfindung und

Fig. 4 ein Schaltbild einer anderen Ausfuhrungsform der Erfindung.

In Fig. 1 ist die mit gestrichelten Linien umgebene

4» Schaltung 1 eine übliche Oszillatorschaltung. Eine Induktivität L und eine Kapazität C bilden einen Parallelresunanzkreis und bestimmen die Oszillatorfrequenz. Ein negativer Widerstand R stellt einen äquivalenten Lastwiderstand dar und führt die Oszil-

« latorenergie zu. An die Oszillatorschaltung 1 bzw. an den Resonanzkreis ist ein 90°-Phasenschieber 2 angeschlossen, der ein gegenüber der Rcsonanzkreisspannung um 90° phasenverschobenes Ausgangssignal liefert. Der Ausgang des Phasenschiebeis 2 ist mit einem Begrenzer 3 verbunden, der die vom Phasenschieber gelieferte Sinuswelle in eine Rechteckwelle umwandelt. Die Amplitude der Rechteckwelle wird über einen Widerstand A₁ mittels einer Diode 4 auf den in Fig. 2 A dargestellten Wert einer im folgenden als Steuerspannung bezeichneten externen Gleichspannung V_in begrenzt. Die in ihrer Amplitude begrenzte Rechteckwelle steuert über einen Widerstand R₂ eine parallel zum Resonanzkreis der Oszillatorschaltung 1 liegende Stromquelle 5. Der durch die Stromquelle 5 fließende Strom ist proportional der begrenzten Amplitude in der Rechteckwelle. Das Frequenzspektrum der Rechteckwelle enthält eine Grundwelle und viele höhere Harmonische. Dabei ist die Grundwelle gegenüber der Resonanzkreisspannung der Oszillatorschaltung 1 um 90° phasenverschoben.

Deshalb liefert die Stromquelle S einen parallel zum Resonanzkreis fließenden Strom, dessen Phase

gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90^c verschöben ist. Die Wirkung dieses Stromes ist gleichbedeutend mit dem Zuschalten einer äquivalenten Reaktanz an den aus den Elementen L, C bestehenden Resonanzkreis. Dieses Zuschalten einer äquivalenten Reaktanz, die mit X₀ bezeichnet sei, führt zu einem neuen Resonanzkreis L, C, X_u mit einer neuen Resonanz- und Oszillatorfrequenz. Diese neue Resonanzfrequenz hängt vom Wert der äquivalenten Reaktanz Anschluß eines Widerstands 8 verbunden, dessen anderer Anschluß an Masse liegt. Die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 8 und dem Kondensator 7 ist mit einem Eingang eines Operationsverstärkers 9 verbunden, dessen anderer Eingang an Masse liegt. Zwei Zenerdioden 10 liegen zwischen dem einen Eingang und einem Ausgang des Operationsverstärkers 9. Der Ausgang des Operationsverstärkers 9 ist durch einen Widerstand R₁ mit der Anode einer

JP₀ ab und kann daher durch Änderung dieses Wertes >o Diode 4 verbunden. Ein Eingangsanschluß 11. an dem

beeinflußt werden. Unter der Annahme, daß K₀ und die Steuerspannung V_1n anliegt, ist durch einen Wi-

I₀ die Amplitude der Resonanzkreisspannung bzw. die derstand 18 mit der Basis eines Transistors 12 verbun-Amplitude der Grundwelle des von der Stromquelle 5 gelieferten Stroms bedeuten, läßt sich die Reaktanz

den, dessen Kollektor über einen Widerstand 19 am positiven Pol 4 \\ der Spannungsquelle liegt. Der

JP₁₁ ausdrücken durch

Emitter des Transistors 12 ist mit der Kathode der Diode 4 verbunden und liegt außerdem über einen Widerstand 20 am negativen Pol - V₁ der Spannungsquelle. Die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R, und der Anode der Diode ist über ei-

AT_n= V_nIl₀ (1) Wenn diese Reaktanz kapazitiv ist, entspricht dies dem Anschluß eines äquivalenten Kondensators. Unter der Annahme, daß C₀ der Wert des äquivalenten *» nen Widerstand R₂ mit der Verbindungsstelle zwi-Knndensators ist eilt sehen dem Emitter des Transistors 6 und dem Wider -' ^B stand 17 verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen C₀ = V2π/₀ V_it (2) dem Emitter des Transistors 6 und dem Widerstand wobei /η die Oszillatorfrequenz bedeutet. 17 liegt außerdem über einen Widerstand 13 und ei-Wie erwähnt, soll der Strom /„ proportional zur be- ·5 nen Kondensator 14 an einem Mittelabgi iff der Ingrenzten Rechteckwelle sein. Setzt man K als Propor- ->--·--— · -■-- - ._-.-- · -

tionalitätskonstante ein, dann folgt aus Fig. 2 A die folgende Beziehung:

I₀=K{V_m-V_t) (3)

worin V_1n die angelegte Steuerspannung und V_x den minimalen Spannungswert der Rechteckwelle bedeuten. Damit kann Gleichung (2) wie folgt umgewandelt werden:

Q = (K,- K)V2xf₀V_n (4)

Die Gleichung (4) zeigt, daß innerhalb des kleinen Bereichs einer Änderung der Oszillatorfrequenz /₀, in dem üblicherweise gearbeitet wird, die Beziehung zwischen /₀ und der angelegten Steuerspannung V_in als nahezu linear betrachtet werden kann, so daß die Steuercharakteristik gut ist. Die erläuterte Schaltung ist temperaturstabil, da sich Temperaturänderungen auf die der Proportionalitätskonstanten K entspre duktivität L des Resonanzkreises la.

Die Funktionsweise der beschriebenen Schaltung ist folgende. Der Transistor 6 in Fig 3stelltdas aktive Element der Oszillatorschaltung dar. deren Induktivi-

tat L und Kapazität C den Resonanzkreis bilden, der die Oszillatorfrequenz bestimmt. Die Rückkopplung eines Teils der Resonanzkreisspannung vom Mittelabgriff der Induktivität L über den Kondensator 14 und den Widerstand 13 auf den Emitter des Transi stors 6 ermöglicht, daß die Oszillatorschaltung arbei tet. Der Kondensator 7 und der Widerstand 8 bilden zusammen den Phasenschieber 2, wobei über dem Widerstand 8 die gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° phasenverschobene Spannung auftritt.

Der Operationsverstärker 9 und die beiden Zenerdioden 10 bilden den Begrenzer 3, der die vom Phasenschieber 2 gelieferte sinusförmige Spannung in eine rechteckförmige Spannung umwandelt. Mit Hilfe einer Gegenkopplup.gsschaltung kann die Eingangsim-

chende konstante Verstärkung der Stromquelle und 45 pedanz des Begrenzers 3 sehr niedrig gehalten wer-

/₀ nicht

auswirken den. was dazu führt, daß der durch den Kondensator 7 fließende Strom tatsächlich um 90° gegenüber der Resonanzkreisspannung verschoben ist. Die der Fig. 2A entsprechende rechteckförmige Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 9 liegt, wie er wähnt, über dem Widerstand R₁ an der Anode der Diode 4. An der Kathode der Diode 4 Hegt eine Spannung, die der angelegten Steuerspannung V_1n propor-

_o tional ist. Wenn die rechteckförmige Ausgangsspan-

In Fig. 3°ist ein Schaltbild einer Ausführungsfonn 55 nung des Operationsverstärkers 9 positiver als das an der Erfindung dargestellt. Darin ist ein Anschluß eines der Kathode der Diode 4 liegende Potential wird, wird Parallelresonanzkreises 1 a, der aus einer Induktivi- die Diode leitend, so daß das Potential an der Anode tat L und einer Kapazität C besteht, mit dem KoTlek- der Diode auf das an ihrer Kathode wirkende Potentor eines Transistors 6 verbunden, dessen Basis an tial gezogen wird, während ober dem Widerstand R_t Masse lieet Der zweite Anschluß des Resonanzkrei- 80 eine Spannung abfällt, die der Potentialdifferenz zwi-

damit auf die Höhe des Stroms können.

Die obige Erläuterung gilt auch dann, wenn kein Begrenzer 3 verwendet wird. In diesem Fall wird ein sinusförmiges, gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° phasenverschobenes Ausgangssignal durch die angelegte Steuerspannung V^ begrenzt, wie in Fig. 2B dargestellt. Im übrigen arbeitet die Oszillatorschaltung in derselben Weise, wie oben erläutert.

ses lfl ist über einen Widerstand 21 an den positiven Pol + V_c einer Spannungsquelle angeschlossen und außerdem über eine Parallelschaltung aus einer Zenerdiode 15 und einem Kondensator 16 mit Masse verbunden. Der Emitter des Transistors 6 ist über einen Widerstand 17 an den negativen Pol - V₁ der Spannungsquelle angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 6 ist über einen Kondensator 7 mit einem sehen der Kathode der Diode 4 und der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 9 entspricht. Auf diese Weise kann das Potential zwischen den Widerständen R₁ und R₂ nicht größer als das der Steuer-C₃ spannung V_ta proportionale Potential am Emitter des Transistors 12 werden. Die auf die beschriebene Weise begrenzte phasenverschobene Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 9 liegt über den Wi-

derstand A₂ am Emitter des Transistors 6, der bei dieser Ausführungsform gleichzeitig als Stromquelle 5 dient. Der Transistor 6 führt einen dieser Spannung proportionalen Kollektorstromanteil, der mit der Grundwelle der angelegten Rechteckspannung in Phase und daher gegenüber der Resonanzkreisspannung um 90° phasenverschoben ist, in den Resonanzkreis zurück. Wie erwähnt, ist dies in der Wirkung gleichbedeutend mit der Zuschaltung einer weiteren Reaktanz an den Resonanzkreis 1 a, deren Größe vom Wert des um 90° phasenverschobenen Stroms abhängt. Die Steuerspannung V_in könnte auch direkt an die Begrenzerdiode 4 angelegt werden, anstatt indirekt über die Steuerung des als Emitterfolger geschalteten Transistors 12.

Fig. 4 zeigt die Schaltung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. In diesem Fall ist die Verbindungsstelle zwischen dem Resonanzkreis la und dem Kollektor des Transistors 6 mit einem 90°-Phasenschieber 2 verbunden, der aus zwei Kondensatoren 22 und 24 und den Widerständen 23 und 25 besteht. Die Ausgangsspannung des Phasenschiebers 2 liegt an der Basis eines als Emitterfolger geschalteten Transistors 26. Der Kollektor des Transistors 26 ist über einen Widerstand 27 an den positiven Pol -I- V_c der Spannungsquelle angeschlossen, während der Emitter über einen Widerstand 28 an den negativen Pol — V_c der Spannungsquellf angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 26 ist außerdem über den Widerstand A₁ mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R₁ und der Anode der Diode 4 verbunden. Mit

»· der in Fig. 4 dargestellten Schaltung kann die gleiche Wirkung wie mit der in Fig. 3 dargestellten Schaltung erzielt werden, ohne daß ein Begrenzer 3 verwendet wird. Der Transistor 26 stellt einen Verstärker dar, dessen am Emitter auftretendes Ausgangssignal mit dem phasenverschobenen Ausgangssigiial des Phasenschiebers 2 in Phase liegt und entsprechend der Darstellung in Fig. 2B in ähnlicher Weise wie in bezug auf Fig. 3 beschrieben in Abhängigkeit von der Steuerspannung V_in in der Amplitude begrenzt wer-

»o den kann. Die Wirkungsweise der Schaltung von Fig. 4 ist im übrigen die gleiche wie bei der Schaltung von Fig. 3.

Hierau 2 Blatt Zeichnungen

119547/

Claims

Reaktanzröhre ist heute schon

3 Patentansprüche:

f j 1. Oszillatorschahung mit einem Resonanzkreis rijjnd einem ..an diesen angeschlossenen Phasen-

4 schieber, der ein gegenüber der Resonanzkreis- ;^: spannung um 90° phasenverschobe ι< es Ausgangssigna] zur Steuerung einer Stromquelle liefert, die dem Resonanzkreis einen dem phasenverschobenen Ausgangssignal phasengleicher, und ihrer Eingangsspannung proportionalen Strom zuführt, dessen Amplitude mittels einer externen Gleichspannung steuerbar ist, dadurch gekennz e i c h ne t, daß die Steuerung der Stromamplitude durch Begrenzung der Amplitude des phasenverschobenen Ausgangssignals erfolgt und diese Amplitudenbegrenzung in der Weise erzielt wird, daß eine Diode (4) mit dem phasenverschobenen Ausgangssignal einerseits und der externen Gleichspannung andererseits beaufschlagt wird.
2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Phasenschiebers (2) ein das Ausgangssignal in eine Rechteckwelle verwandelnder Begrenzer (3) angeschlossen ist und daß die Diode (4) einerseits mit dem Ausgangssignal des Begrenzers und andererseits mit der externen Gleichspannung beaufschlagt wird.