DE19824223B4

DE19824223B4 - Steuereinrichtung für einen Reluktanzmotor

Info

Publication number: DE19824223B4
Application number: DE19824223A
Authority: DE
Inventors: Masanori Nishio Sugiyama
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 1997-05-30
Filing date: 1998-05-29
Publication date: 2006-11-16
Anticipated expiration: 2018-05-30
Also published as: JP3697623B2; DE19824223A1; US5999431A; JPH10337083A

Abstract

Steuereinrichtung für einen geschalteten Reluktanzmotor, umfassend:
einen Schalter (18a) zur Energiezufuhr an eine elektrische Phasenspule (1a);
einen Stromsensor (2) zum Ermitteln des elektrischen Stroms, der durch die elektrische Phasenspule (1a) fließt;
einen Vergleichsprüfer (16a, 30a) zur Erzeugung eines ersten und eines zweiten Zustandssignals (L/H), wobei das erste Zustandssignal (L) erzeugt wird, wenn der ermittelte Strom kleiner ist als ein Zielwert, und das zweite Zustandssignal (H) erzeugt wird, wenn der ermittelte Strom den Zielwert überschreitet;
eine Filtervorrichtung (23), der die Zustandssignale des Vergleichsprüfers (16a, 30a) zugeführt werden und die das zugeführte Zustandssignal (H/L) an ihrem Ausgang erst dann ausgibt, wenn der Vergleichsprüfer nach dem Wechsel des Zustandssignals das gleiche Zustandssignal für eine Zeitperiode beibehalten hat;
eine Schaltsignalausgabevorrichtung (24–26) zum Abschalten der Schaltvorrichtung (18a), während die Filtervorrichtung (23) das zweite Zustandssignal (H) erzeugt, gekennzeichnet dadurch, dass die Filtervorrichtung eine Zeitstellvorrichtung umfasst, durch welche während des Wechsels des...

Description

Hintergrund der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf einen Schaltkreis für eine Wechselrichteransteuerung zur Zufuhr von elektrischer Energie an einen geschalteten Reluktanzmotor.

Mit Bezug auf die 14a, 14b, 14c, 15a, 15b, 15c, 16a und 16b wird nunmehr ein Schaltkreis erklärt, der einen Energiezufuhrschaltkreis betrifft, der elektrische Energie einem geschalteten Reluktanzmotor zuführt. Ein geschalteter Reluktanzmotor (im folgenden SR-Motor) umfaßt im allgemeinen einen Rotor, der nach außen ragende magnetische Pole aufweist sowie einen Stator, der nach innen ragende magnetische Pole aufweist. Der Rotor beinhaltet einen lamellenartigen Rumpf mit Stahlplatten. Der Stator beinhaltet Spulen, die sich um die magnetische Pole winden. Der Rotor des SR-Motors rotiert, wenn Pole des Rotors von den Polen des Stators angezogen werden. Dementsprechend müssen die Spulen einen elektrischen Strom in einer bestimmten Reihenfolge aufnehmen, die von der Winkelposition des Rotors abhängt, um den Rotor in eine erwünschte Richtung zu drehen. Beispielsweise ist ein solcher herkömmlicher SR-Motor in der japanischen Patentoffenlegungsschrift H01-298940 (JP 01-298940 A) offenbart.

In dem herkömmlichen SR-Motor wechselt die magnetische Anziehung schnell aufgrund des Stroms, der von einer Spule zur anderen geschaltet wird, in Abhängigkeit einer Position der Pole des Rotors. Die schnellen Wechsel der magnetischen Anziehung verursachen eine relativ große mechanische Vibration, die unerwünschtes Rauschen erzeugt.

Die japanische Veröffentlichung offenbart ein System, um ein Winkelpositionssignal mit langsam ansteigenden und abfallenden Flanken zu erzeugen. Die Veröffentlichung offenbart auch ein System, um elektrischen Strom den Statorspulen mit langsam ansteigenden und abfallenden Flanken zuzuführen, basierend auf ein solches Winkelpositionssignal. Durch solche langsamen Veränderungen des elektrischen Stroms kann die Vibration und das Rauschen reduziert werden. Jedoch kann in einem solchen herkömmlichen System die Vibrations- und Rauschverminderung unerheblich sein, wenn der Rotor langsam rotiert, weil die ansteigenden und abfallenden Flanken des zugeführten Stroms sich aufgrund des Winkelpositionssignals schnell ändern. Andererseits kann sich das Ausgangsdrehmoment in dem herkömmlichen System verschlechtern, wenn der Rotor schnell rotiert, weil die Spulen den elektrischen Strom in einer kurzen Zeit aufnehmen und sich die ansteigenden und abfallenden Flanken des zugeführten Stroms langsam aufgrund des Winkelpositionssignals verändern. Wirkungsgrad und Ausgangsdrehmoment des SR-Motors können nicht ausreichend gut sein, wenn die Schaltzeit des Versorgungsstroms nicht auf der Basis der erwünschten Rotationsgeschwindigkeit und des Ausgangsdrehmoments geregelt wird.

Die japanischen Offenlegungsschriften Nr. H07-274569 (JP 01-274569 A), H07-298669 (JP 07-298669 A) und H08-172793 (JP 08-172793 A) offenbaren Pulsbreitenmodulationsschaltkreise für den sanften Übergang des elektrischen Stroms, der dem Motor zugeführt wird, und eine Schaltmodussteuerung zur Erhöhung des Ausgangsdrehmoments.

Z. B. führt ein „H"-förmiger Schaltkreis elektrische Leistung einer Spule 1a zu, die eine der drei Spulen eines Dreiphasenmotors ist. Der Schaltkreis beinhaltet das erste Schaltelement 18a, das zweite Schaltelement 18b, die erste Diode D1 und die zweite Diode D2. Der erste Schaltkreis 18a ist zwischen einem Ende einer elektrischen Spule 1a und der ersten Stromversorgungsleitung 18e geschaltet. Der zweite Schaltkreis 18b ist zwischen dem anderen Ende der elektrischen Spule 1a und der zweiten Stromversorgungsleitung 18f geschaltet. Die erste Diode D1 ist zwischen einem Ende der elektrischen Spule 1a und der zweiten Stromversorgungsleitung 18f geschaltet, so daß ermöglicht wird, daß Gleichstrom von der zweiten Stromversorgungsleitung 18f zu der elektrischen Spule 1a fließt. Die zweite Diode D2 ist zwischen dem anderen Ende der elektrischen Spule 1a und der ersten Stromversorgungsleitung 18e geschaltet, so daß ermöglicht wird, daß Gleichstrom von der elektrischen Spule 1a zu der ersten Stromversorgungsleitung 18e fließt. Ein Stromsensor ermittelt die Menge an elektrischem Strom, die durch die elektrische Spule 1a fließt. Die Schaltelemente 18a und 18b werden angeschaltet, wenn der ermittelte Strom geringer ist als ein Zielwert (Vr1). Die Schaltelemente 18a und 18b werden ausgeschaltet, wenn der ermittelte Strom einen Zielwert (Vr2) überschreitet. D. h., daß wechselnde elektrische Leistung einer elektrischen Spule 1a zugeführt wird, basierend auf dem Vergleich zwischen dem ermittelten Strom und den Zielwerten (Vr1, Vr2).

Wie in 14(a) gezeigt, fließt ein elektrischer Strom durch die elektrische Spule 1a, wenn die Schaltelemente 18a und 18b angeschaltet werden. Demgegenüber, wie in 14(b) gezeigt, fließt ein elektrischer Rückkopplungsstrom durch die elektrische Spule 1a, wenn die Schaltelemente 18a und 18b ausgeschaltet werden. Wie in 14(c) gezeigt, fließt ein stark wellenförmiger Strom durch die elektrische Spule 1a, wenn die Schaltelemente 18a und 18b wiederholt zusammen an- und ausgeschaltet werden. In dieser Anmeldung wird dieser Schaltmodus „abruptes Wechseln" genannt. In dem abrupten Wechselmodus wird der Rückkopplungsstrom der ersten Stromversorgungsleitung 18e zugeführt, damit er schnell vermindert wird, wenn beide der Schaltelemente 18a und 18b ausgeschaltet werden. In dieser Anordnung variiert der Strom stark als Antwort auf die Operation der Schaltelemente 18a und 18b. Somit kann die anziehende Kraft, die auf den Rotor ausgeübt wird, aufgrund des stark wellenförmigen elektrischen Stroms stark variiert werden.

Wie in 15(c) gezeigt, fließt ein weniger wellenförmiger Strom durch die elektrische Spule 1a, wenn 15(a) und 15(b) abwechselnd wiederholt werden. In 15(a) sind beide ersten und zweiten Schaltelemente 18a und 18b angeschaltet. 14(a) ist mit der 15(a) identisch. In 15(b) ist das erste Schaltelement 18a ausgeschaltet und das zweite Schaltelement 18b bleibt angeschaltet. 15(b) zeigt einen Zustand, wenn ein Strom, der durch die Spule 1a fließt, geringer ist als der zweite Zielwert (Vr2) und den ersten Zielwert überschreitet (Vr1). In dieser Anmeldung ist ein solcher Wechsel von 15(a) und 15(b) als „sanfter Wechsel" bezeichnet. Im sanften Wechselmodus wird der Rückkopplungsstrom langsam vermindert, wenn das erste Schaltelement 18a ausgeschaltet wird und das zweite Schaltelement 18b angeschaltet ist. Deshalb wird die Antriebskraft des SR-Motors und die radiale Anziehungskraft zwischen dem Rotor und dem Stator auch langsam vermindert. Demzufolge können weniger Vibration und Rauschen im sanften Wechselmodus erzeugt werden.

Einige herkömmliche Leistungssteuerungen wählen einen der abrupten und sanften Wechselmodi durch Bezug auf den zugeführten Stroms oder die Rotationsbedingung des SR-Motors, um geringe Vibration und hohes Drehmoment zu erreichen. Z. B. offenbaren die japanischen Patentoffenlegungsschriften Nr. H07-274569, H07-298669 und H08-1722793 solche herkömmlichen Leistungssteuerungen.

Jedoch kann Hochfrequenzrauschen ein ermitteltes Signal beeinflussen, das durch den Stromsensor für eine elektrische Spule 1a erzeugt wird. Solches Hochfrequenzrauschen kann erheblich sein, wenn ein billiger und einfacher Sensor benutzt wird. 16(a) und 16(b) zeigen typische Hochfrequenzrausch-Zustände. 16(a) zeigt ein solches Rauschen im abrupten Wechselmodus. 16(b) zeigt ein solches Rauschen im sanften Wechselmodus. Im abrupten Wechselmodus wird relativ großes Rauschen erzeugt, weil der zugeführte Strom sich stark durch die Wechselsteuerung ändert. Die Schaltelemente können unerwartet unmittelbar nach dem Anschalten durch ein solches Rauschen abgeschaltet werden, falls eine solche Wechselsteuerung auf den Zielwerten (Vr1, Vr2) wie oben erklärt basiert. Dieses Prob lem kann vergleichsweise öfter im abrupten Wechselmodus als im sanften Wechselmodus auftreten, da größeres Rauschen im abrupten Wechselmodus erzeugt werden kann. Der Wechselmodus kann durch das Rauschen für eine längere Zeitperiode beeinflußt werden, bis der Rückkopplungsstrom geschwächt wird.

Das Dokument DE 44 06 770 C1 zeigt eine Vorrichtung zur Zweipunktregelung eines geschalteten Reluktanzmotors, umfassend einen Komparator, der das von einem Stromsensor ermittelte Signal mit einem Referenzwert vergleicht und ein erstes Zustandssignal erzeugt, wenn der ermittelte Strom kleiner als der Referenzwert ist, und ein zweites Zustandssignal erzeugt, wenn der ermittelte Strom den Referenzwert überschreitet. Durch das zweite Zustandssignal wird das Abschalten eines Leistungsschaltkreises beim nächsten Taktzeitpunkt bewirkt.

Das Dokument EP 0 769 844 A1 offenbart eine Steuervorrichtung für einen geschalteten Reluktanzmotor, bei der Störsignale aus dem Motorstrom herausgefiltert werden.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuerung für einen Reluktanzmotor zu schaffen, welche zum einen die Filterung von Hochfrequenzsignalen ermöglicht und zum anderen eine Abnahme der Wechselfrequenz des zugeführten Stroms verhindert.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Steuereinrichtung gemäß Anspruch 1 oder gemäß dem nebengeordneten Anspruch 3. Der Anspruch 1 geht in seinem Oberbegriff von der Druckschrift DE 44 06 770 C1 aus.

Die Wechselrichteransteuerung der vorliegenden Erfindung kann umfassen: eine Schaltvorrichtung (18a) zur Energiezufuhr an eine elektrische Last (1a); einen Stromsensor (2) zum Ermitteln des elektrischen Stroms, der durch die elektrische Last (1a) fließt;
einen Vergleichsprüfer (16a, 30a) zur Erzeugung eines ersten und eines zweiten Zustandssignals (L, H), wobei das erste Zustandssignal (L) erzeugt wird, wenn der ermittelte Strom kleiner als ein Zielwert ist, und das zweite Zustandssignal (H) erzeugt wird, wenn der ermittelte Strom den Zielwert überschreitet;
eine Filtervorrichtung (23) zur Ausgabe von Signalen (k), identisch zum Vergleichsprüfer (16a, 30a), nachdem der Vergleichsprüfer (16a, 30a) das gleiche Zustandssignal für eine Zeitperiode beibehalten hat;
eine Schaltsignalausgabevorrichtung (24–26) zum Abschalten der Schaltvorrichtung (18a), während die Filtervorrichtung (23) das zweite Zustandssignal (H) erzeugt.

In der obigen Anordnung kann die Filtervorrichtung das Rauschen entfernen, das eine kürzere Periode hat als die Filtervorrichtung. D. h., daß die Filtervorrichtung (23) das Hochfrequenzrauschen aus dem Schaltsignal entfernt, das durch den Vergleichsprüfer erzeugt wird, um ein exaktes Schaltsignal entsprechend dem ermittelten elektrischen Strom zu erzeugen. Deshalb wird ein geringerer, durch das Hochfrequenzrauschen verursachter Schaltfehler erzeugt.

Es ist möglich, die Zeitperiode der Filtervorrichtung (23) in Abhängigkeit eines nachfolgenden Ausgangssignals des Vergleichsprüfers (16a, 30a) zu verändern. In einer bevorzugten Ausführungsform kann die Zeitperiode auf 10 oder 1,25 Mikrosekunden gesetzt sein, wenn das Ausgangssignal des Vergleichsprüfers (16a, 30a) von dem ersten Zustand (L) in den zweiten Zustand (H) ansteigt. Die Zeitperiode ist auf 0 Mikrosekunden gesetzt, wenn das Ausgangssignal des Vergleichsprüfers (16a, 30a) von dem zweiten Zustand (H) in den ersten Zustand (L) abfällt. Durch diese Festlegungen wird das Ausgangssignal der Filtervorrichtung (23) von dem ersten Zustand (L) in den zweiten Zustand (H) geschaltet, nachdem der Vergleichsprüfer (16a, 30a) das zweite Zustandsausgangssignal (H) über 10 oder 1,25 Mikrosekunden beibehält. Wenn der Vergleichsprüfer (16a, 30a) sein Ausgangssignal aufgrund von Hochfrequenzrauschen ändert, wechselt die Filtervorrichtung (23) ihr Ausgangssignal nicht, da solche Veränderungen des Vergleichsprüfers (16a, 30a) sich nicht über 10 oder 1,25 Mikrosekunden hinaus ausdehnen. Andererseits kann das Ausgangssignal der Filtervorrichtung (23) auf den ersten Zustand (L) unmittel bar wechseln, nachdem der Vergleichsprüfer (16a, 39a) das erste Zustandssignal (L) erzeugt. Deshalb gibt es keine wesentliche Verzögerung für die Filtervorrichtung (23) bei der Erzeugung des ersten Zustandssignals (L). Das bedeutet eine geringere durch die Verzögerung der Filtervorrichtung (23) verursachte Abnahme der Wechselfrequenz.

Eine Wechselrichteransteuerung der vorliegenden Erfindung kann auch umfassen:
eine erste Schaltvorrichtung (18a), zwischen dem einen Ende einer Last (1a) und einer ersten Stromversorgungsleitung (18e) geschaltet;
eine zweite Schaltungsvorrichtung (18b), zwischen dem anderen Ende der Last (1a) und einer zweiten Stromversorgungsleitung (18f) geschaltet;
eine erste Diode (18c), zwischen dem einen Ende der Last (1a) und der zweiten Stromversorgungsleitung (18f) geschaltet, wobei es die erste Diode ermöglicht, daß elektrischer Strom von der zweiten Stromversorgungsleitung (18f) zur Last (1a) fließt;
eine zweite Diode (18d), zwischen dem anderen Ende der Last und der ersten Stromversorgungsleitung (18e) geschaltet, wobei es die zweite Diode ermöglicht, daß der elektrische Strom von der Last (1a) zu der ersten Stromversorgungsleitung (18e) fließt;
Modus-Auswahl-Vorrichtungen (16a, 16b, 21) zur Erzeugung eines Modus-Auswahl-Signals (d), das entweder einen abrupten Wechselmodus oder einen sanften Wechselmodus auswählt, wobei die zweite Schaltvorrichtung (18b) intermittierend im abrupten Wechselmodus angeschaltet wird, und die zweite Schaltvorrichtung kontinuierlich im sanften Wechselmodus angeschaltet ist;
Detektionsvorrichtungen zum Ermitteln des elektrischen Stroms, der durch die Last (1a) fließt;
eine Vergleichsvorrichtung (16a, 30a) zum Erzeugen von entweder einem ersten Zustandssignal (L) oder einem zweiten Zustandssignal (H), wobei das erste Zustandssignal (L) erzeugt wird, wenn der ermittelte elektrische Strom kleiner als ein erwünschter Zustand ist, und das zweite Zustandssignal (H) erzeugt wird, wenn der ermittelte elektrische Strom den erwünschten Zustand überschreitet;
eine Filterzeit-Stellvorrichtung zum Einstellen einer Filterzeit auf entweder einen langen Zeitwert (10 Mikrosekunden) oder einen kurzen Zeitwert (1,25 Mikrosekunden), wobei der lange Zeitwert im abrupten Wechselmodus gesetzt wird, und der kurze Zeitwert im sanften Wechselmodus gesetzt wird;
Filtervorrichtungen zur Erzeugung des zweiten Zustandssignals (H), nachdem die Vergleichsvorrichtung das zweite Zustandssignal für eine Zeitperiode konstant hält, die durch die Filterzeit-Stellvorrichtung festgesetzt ist; und
Schaltsignal-Erzeugungsvorrichtungen (24–26) zum Ausschalten eines oder beider der ersten und zweiten Schaltungsvorrichtung (18a, 18b), während die Filtervorrichtung das zweite Zustandssignal erzeugt, wobei die erste und die zweite Schaltvorrichtung (18a, 18b) beide im abrupten Wechselmodus ausgeschaltet sind, und wobei im sanften Wechselmodus die erste Schaltvorrichtung ausgeschaltet und die zweite Schaltvorrichtung eingeschaltet ist.

Die Filtervorrichtung (23) entfernt das Hochfrequenzrauschen mit einer relativ längeren Periode im abrupten Wechselmodus. Ferner entfernt die Filtervorrichtung (23) das Hochfrequenzrauschen mit einer relativ kürzeren Periode im sanften Wechselmodus. Somit kann die Filtervorrichtung (23) ein exaktes Schaltsignal entsprechend dem ermittelten elektrischen Strom erzeugen, so daß das Hochfrequenzrauschen keinen Schaltfehler verursachen kann.

Wie oben erklärt, ist eine Zeitperiode, die das Rauschen im abrupten Wechselmodus beeinflußt, größer als eine Zeitperiode im sanften Wechselmodus. Falls die Zeiteinstellung für die Filtervorrichtung in einem Modus optimiert ist, kann deshalb das Rauschen im anderen Modus nicht vollkommen entfernt werden oder der Wechselvorgang kann im anderen Modus, aufgrund der nicht angepaßten Filterfunktion, schlechter werden. Jedoch arbeitet die Filtervorrichtung in dieser Ausführungsform gut, da eine optimierte Zeiteinstellung basierend auf den Wechselmodi ausgewählt ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Schaltdiagramm für eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 ist ein detailliertes Blockdiagramm, das einen der drei in 2 gezeigten Antriebsschaltkreise zeigt;
3 ist ein detailliertes Blockdiagramm eines in 2 gezeigten Ausgangssignal-Unterscheidungsschaltkreises;
4 ist ein Zeitdiagramm, das Eingangs- und Ausgangssignale eines Taktwählers und eines Filterschaltkreises zeigt;
5 ist ein Zeitdiagramm eines in 3 gezeigten Anstiegsflankendetektors;
6 ist ein Zeitdiagramm, das Wellenformen der Zielströme für den SR-Motor zeigt;
7 ist ein Zeitdiagramm, das Wellenformen des einem SR-Motor zugeführten Stroms unter verschiedenen Bedingungen zeigt;
8 ist ein Flußdiagramm, das eine Operation der CPU zeigt;
9 ist eine Tabelle, die teilweise Information eines Stromplans zeigt, die in dem in 1 gezeigten Stromplanspeicher gespeichert ist;
10 ist eine Tabelle, die teilweise Information eines Zielstromplans zeigt, die im in 2 gezeigten Speicher gespeichert ist;
11 ist ein Zeitdiagramm, das einen Strom, magnetischen Fluß und die Variation des magnetischen Flusses in einer typischen Leistungssteurung eines SR-Motors zeigt;
12 ist ein Zeitdiagramm, das einen Strom, magnetischen Fluß und die Variation des magnetischen Flusses in einer langsamen Leistungssteuerung eines SR-Motors zeigt;
13 ist eine Tabelle, die teilweise Information zeigt, die in einem in 1 gezeigten Wellenformspeicher gespeichert ist;
14(a) und 14(b) sind Schaltdiagramme, die Ströme zeigen, die in einem abrupten Wechselmodus fließen;
14(c) ist ein Schaltdiagramm, das Wellenformen im abrupten Wechselmodus zeigt;
15(a) und 15(b) sind Schaltdiagramme, die Ströme zeigen, die in einem sanften Wechselmodus fließen;
16(a) und 16(b) zeigen typische Rauschzustände in abrupten und sanften Wechselmodi.
Bevorzugte Ausführungsformen
1 zeigt die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die erste Ausführungsform ist ein Teil der Antriebseinheit des elektrischen Fahrzeugs. In dieser Ausführungsform ist ein SR-Motor 1 als Antriebsstromquelle enthalten. Der SR-Motor 1 wird mit einer ECU-Steuerung gesteuert. Die ECU-Steuerung steuert den geschalteten SR-Motor 1 basierend auf einem Schalthebel, einem Bremsschalter, einem Beschleunigungsschalter und einem Winkelpositionsdetektor für den Be schleunigungsschalter. Elektrische Leistung wird von einer mitgenommenen Batterie zugeführt.
Der SR-Motor 1 enthält drei Phasenspulen 1a, 1b und 1c, um einen Rotor anzutreiben. Der SR-Motor 1 enthält auch einen Winkeldetektor 1d. Die Spulen 1a, 1b und 1c sind mit den Antrieben 18, 19 und 1A der ECU-Steuerung verbunden. Stromdetektoren 2, 3 und 4 sind um die Stromkabel herum bereitgestellt, die die Spulen 1a, 1b, 1c mit den Antrieben 18, 19, 1A verbinden. Die Stromsensoren 2, 3, 4 ermitteln die elektrischen Ströme, die durch die Spulen 1a, 1b und 1c fließen. Die vorliegenden Sensoren 2, 3, 4 erzeugen Spannungsignale S6 als Antwort auf die tatsächlichen elektrischen Ströme, die durch die Spulen 1a, 1b und 1c fließen.
Die ECU-Steuerung enthält eine CPU (Mikroprozessor) 11, eine Eingangsschnittstelle 12, einen Speicherchip 13a, der einen Stromplan speichert, einen Speicherchip 13b, der einen Wellenform-Plan speichert, eine Stromversorgung 14, einen Stromwellenformgenerator 15, einen Gleichheitsprüfer 16, einen Ausgangssignal-Unterscheidungsschaltkreis 17 und die Antriebe 18, 19 und 1A. Die ECU-Steuerung berechnet regelmäßig die gewünschte Rotationsrichtung, Rotationsgeschwindigkeit und das Antriebsdrehmoment des SR-Motors 1. Die ECU-Steuerung steuert die Ströme, die den Spulen 1a, 1b und 1c des SR-Motors 1 zugeführt werden auf der Basis des berechneten Ergebnisses.
Der Winkeldetektor 1d erzeugt ein Elf-Bit-Binärsignal, das den Absolutbetrag des Drehwinkels des Rotors darstellt. Der Winkeldetektor 1d kann die Drehposition von 0 bis 360° mit einer Auflösung von 0,35° ermitteln.
2 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines in 1 gezeigten Leistungssteuerungsschaltkreises. Die ECU-Steuerung beinhaltet zwei weitere identische Leistungssteuerungsschaltkreise (nicht gezeigt) für die Spulen 1b und 1c, obwohl 2 nur einen Leistungssteuerungsschaltkreis für die Spule 1a zeigt.
Mit Bezug auf 2 ist ein Ende der Spule 1a mit der Hochspannungsleitung 18e über einen Schalttransistor 18a verbunden. Das andere Ende der Spule 1a ist mit der Niederspannungsleitung 18f über einen Schalttransistor 18b verbunden. Eine Diode 18c ist zwischen dem Emitter des Transistors 18a und der Niederspannungsleitung 18f geschaltet. Eine Diode 18d ist zwischen dem Kollektor des Transistors 18b und der Hochspannungsleitung 18e geschaltet. Deshalb fließt ein elektrischer Strom zwischen den Spannungsleitungen 18e und 18f durch die Spule 1a, während beide Transistoren 18a und 18b angeschaltet sind. Demgegenüber kann die Stromversorgung zu der Spule 1a gestoppt werden, wenn einer oder beide der Transistoren 18a und 18b ausgeschaltet sind.
Der Vergleichsprüfer 16 umfaßt ferner analoge Vergleichsprüfer 16a und 16b. Der analoge Vergleichsprüfer 16a vergleicht eine erste Referenzspannung Vr1 mit einer tatsächlichen Spannung Vs6 des Signals S6, um ein Binärsignal S71 zu erzeugen. Die erste Referenzspannung Vr1 wird von dem Stromwellenform-Generator 15 zugeführt. Das Signal S6 wird von dem Stromdetektor 2 zugeführt. Der analoge Vergleichsprüfer 16b vergleicht auch eine zweite Referenzspannung Vr2 mit der tatsächlichen Spannung Vs6 des Signals S6, um ein Binärsignal S72 zu erzeugen. In dieser Ausführungsform ist die erste Referenzspannung Vr1 immer kleiner als die zweite Referenzspannung Vr2 (Vr1 < Vr2).
Wenn das Signal S5 in dem hohen Zustand H ist, werden die Transistoren 18a und 18b des Antriebs 18 gemäß Tabelle 1 gesteuert, in Übereinstimmung mit der tatsächlichen Spannung Vs6 des Signals S6, der ersten Referenzspannung Vr1 und der zweiten Referenzspannung Vr2: Tabelle 1
14(a) und 15(a) stellen die obige Bedingung (i) dar. 14(b) stellt die obige Bedingung (ii) dar. 15(b) stellt die obige Bedingung (iii) dar. Im abrupten Wechselmodus werden die obigen Bedingungen (i) und (iii) abgewechselt. Im sanften Wechselmodus werden die obigen Bedingungen (i) und (ii) abgewechselt.
Wie oben erklärt, können in dieser Ausführungsform in Abhängigkeit von der tatsächlichen Spannung Vs6 die Transistoren 18a und 18b unabhängig voneinander an-/ausgeschaltet werden.
Beim Einschalten der Transistoren 18a und 18b beginnt elektrischer Stromfluß durch die Spule 1a. Die Anstiegscharakteristik des Anfangsstroms wird durch die Zeitkonstante des Schaltkreises bestimmt und kann nicht gesteuert werden. Jedoch hat diese Ausführungsform zwei Möglichkeiten, den elektrischen Stromfluß durch die Spule 1a abzuschneiden. Eine Möglichkeit besteht im Abschalten der Transistoren 18a und 18b zum gleichen Zeitpunkt. Die andere Möglichkeit besteht im Ausschalten des Transistors 18a und im Anlassen des Transistors 18b. Die Abfallcharakteristik des elektrischen Stroms kann gewählt werden, da die Zeitkonstanten für die unterschiedlichen Möglichkeiten verschieden sind. D.h., daß der elektrische Strom scharf abfällt, wenn beide Transistoren 18a und 18b gleichzeitig ausge schaltet werden. Der elektrische Strom fällt langsam ab, wenn der Transistor 18a ausgeschaltet wird und der Transistor 18b weiter angeschaltet bleibt.
Die tatsächliche Spannung Vs6 ist immer kleiner als die Referenzspannung Vr2 (Vs6 < Vr2), wenn die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 geringe Schwankungen aufweisen. Das liegt daran, weil ein Unterschied zwischen der Referenzspannung Vr1 und der tatsächlichen Spannung Vs6 nicht anwächst, während der elektrische Strom langsam abfällt. Demzufolge ist in dieser Situation die Variation des elektrischen Stroms relativ klein. In dieser Ausführungsform können ferner die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 beim Schalten der Spule, die den elektrischen Strom aufnimmt, schnell wechseln. In dieser Situation kann die tatsächliche Spannung Vs6 größer sein als die Referenzspannung Vr2 (Vs6 > Vr2), falls der elektrische Strom langsam gemindert wird. Unter dieser Bedingung werden die beiden Transistoren 18a und 18b gleichzeitig abgeschaltet, so daß der elektrische Strom in Übereinstimmung mit den Referenzspannungen Vr1 und Vr2 schnell gemindert wird. Der elektrische Strom kann wieder langsam gewechselt werden, nachdem der Unterschied zwischen der Referenzspannung Vr1 und der tatsächlichen Spannung Vs6 klein geworden ist, da die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 in geringerem Maße gewechselt werden können.
In dieser Ausführungsform folgt der elektrische Strom den Referenzen mit geringerer Verzögerung. Des weiteren werden geringere Vibrationen und Rauschen durch den langsamen Wechsel des elektrischen Stroms erzeugt, da die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 kleinere Schwankungen aufweisen.
Wie in Tabelle 1 gezeigt, schaltet der Ausgangssignal-Unterscheidungsschaltkreis 17 die Transistoren 18a und 18b selektiv ein und aus, in Übereinstimmung mit den Ausgangssignalen des Vergleichsprüfers 16a und 16b. Jedoch kann der Unterscheidungsschaltkreis 17 die Transistoren 18a und 18b aufgrund des Hochfrequenzrauschens unerwartet abschalten. Um solches unerwartetes Abschalten zu vermeiden, ist ein Filterschaltkreis 23 in dem Unterscheidungsschaltkreis 17 eingebaut.
3 zeigt ein Schaltdiagramm des Unterscheidungsschaltkreises 17. 4 und 5 zeigen Signalzeitdiagramme von den verschiedenen Punkten des Unterscheidungsschaltkreises 17.
Das Ausgangssignal S71 des Vergleichsprüfers 16a wird dem Unterscheidungsschaltkreis 17 als ein Signal (a) zugeführt. Das Signal (a) wird durch den Wandler 30a umgewandelt und dem ersten Flip-Flop 23a eines Filterschaltkreises 23 zugeführt. Der Filterschaltkreis 23 umfaßt fünf Flip-Flops 23a bis 23e und einen AND-Durchgang 23f (AND entspricht Boolscher Verknüpfung „und"). Die Flip-Flops 23a bis 23e werden als ein Schieberegister mit einem seriellen Eingang und vielfachen Ausgängen benutzt. Das gewandelte Signal S71 wird dem Schieberegister 23a bis 23e zugeführt und synchron in Übereinstimmung mit einem Schiebetakt (e) verschoben.
Ein HAND-Durchgang 21 (NAND entspricht Boolscher Verknüpfung „und nicht") erhält das Ausgangssignals S71 von dem Vergleichsprüfer 16a und das Ausgangssignal S72 von dem Vergleichsprüfer 16b. Der NAND-Durchgang 21 erzeugt ein Niederzustandsmodussignal (d) unter der Bedingung (ii) der Tabelle 1. Das Niedrigzustandsmodussignal (d) wird einem AND-Durchgang 22b eines Taktwählers 22 zugeführt. Das Modussignal (d) wird durch den Wandler 22a gewandelt und einem AND-Durchgang 22c zugeführt. Der AND-Durchgang 22c ist angeschaltet, wenn das Modussignal (d) im Niedrigzustand ist (unter der Bedingung (ii) der Tabelle 1). Wenn der AND-Durchgang 22c angeschaltet ist, wird ein Vier-Megahertz-Taktimpuls (c) dem Schieberegister 23a bis 23e durch einen OR-Durchgang 22d zugeführt (OR entspricht Boolscher Verknüpfung „oder"). Der AND-Durchgang 22b ist angeschaltet, falls das Modussignal (d) in hohem Zustand ist (unter der Bedingung (i) bis (iii) der Tabelle 1). Während der AND-Durchgang 22b angeschaltet ist, wird ein 500-Kilohertz-Taktimpuls dem Schieberegister 23a bis 23e über den OR-Durchgang 22d zugeführt.
Der AND-Durchgang 23f des Filterschaltkreises 23 erzeugt das Hochzustandssignal nur, wenn alle der mehrfachen Ausgangssignale des Schieberegisters 23a bis 23e im hohen Zustand sind. Der fünfte Taktimpuls schaltet das Ausgangssignal des letzten Flip-Flops 23e in den hohen Zustand, nachdem das Ausgangssignal des Wandlers 30a in den hohen Zustand gewechselt ist. Demzufolge wird das Ausgangssignal des AND-Durchgangs 23f vom niedrigen Zustand in den hohen Zustand geschaltet, wenn der Wandler 30a das Hochzustands-Ausgangssignal für eine Zeitperiode von fünf Taktimpulsen beibehält. D.h., daß der Filterschaltkreis 23 eine Zeitverzögerung hat, die der Zeitperiode von fünf Taktimpulsen entspricht. Im abrupten Wechselmodus (iii) der Tabelle 1 ist eine solche Zeitverzögerung 10 Mikrosekunden = (5 Impulse) × 1/(500 Kilohertz). Im sanften Wechselmodus (ii) der Tabelle 1 ist eine solche Zeitverzögerung 1,25 Mikrosekunden = (5 Impulse) × 1/(4 Megahertz).
Im abrupten Wechselmodus (iii) wird das Ausgangssignal des Filterschaltkreises 23 von dem niedrigen Zustand in den hohen Zustand geschaltet, nachdem das Ausgangssignal des Wandlers 30a für 10 Mikrosekunden im hohen Zustand gehalten worden ist. Das Hochfrequenzrauschen kann das Ausgangssignal nicht in den hohen Zustand schalten, da das Hochfrequenzrauschen das Ausgangssignal des Wandlers 30a nicht in dem hohen Zustand für die Verzögerungsperiode von 10 Mikrosekunden halten kann. Demzufolge kann das Hochfrequenzrauschen unbeachtet bleiben und kann nicht durch den Filterschaltkreis 23 gehen.
Ein Schaltvorgang des sanften Wechselmodus (ii) ist der gleiche wie im abrupten Wechselmodus (iii) bis auf die Verzögerungsperiode. Im sanften Wechselmodus (ii) beträgt die Verzögerungsperiode 1,25 Mikrosekunden, was kürzer ist als die Periode im abrupten Wechselmodus (iii).
Das Ausgangssignal (k) des AND-Durchgangs 23f wird in den niedrigen Zustand geschaltet, wenn der Wandler 30a das Hochzustandssignal dem AND-Durchgang 23f zuführt. D.h., daß es keine Verzögerung zum Anschalten der Transistoren 18a und 18b gibt. Der Filterschaltkreis 23 stellt eine notwendige Verzögerung zum Ausschalten der Transistoren 18a und 18b bereit, so daß die Transistoren 18a und 18b sich nicht aufgrund des Hochfrequenzrauschens ausschalten können. Demge genüber stellt der Filterschaltkreis 23 keine Verzögerung zum Einschalten der Transistoren 18a und 18b bereit.
Das Ausgangssignal (k) des Filterschaltkreises 23 geht durch einen OR-Durchgang 24 und einen NOR-Durchgang 26 (NOR entspricht Boolscher Verknüpfung „oder nicht"). Das Ausgangssignal (k) wird durch den NOR-Durchgang 26 gewandelt und wird zu einem Antriebssignal (o) für den Transistor 18a. Der Transistor 18a schaltet sich ein, wenn das Antriebssignal (o) in seinem hohen Zustand ist. Der NOR-Durchgang 26 erhält das gewandelte Signal S5 zur Steuerung der elektrischen Leistung, welche die erste Phasenspule 1a aufnimmt. Das gewandelte Signal S5 wird von dem Stromwellenformgenerator 15 durch den Wandler 30b zugeführt. Das gewandelte Signal S5 ist in dem niedrigen Zustand während der Periode, in welcher der ersten Phasenspule 1a Leistung zugeführt wird. Demgegenüber ist das gewandelte Signal S5 im hohen Zustand während der Periode, in welcher der ersten Phasenspule 1a keine Leistung zugeführt wird. Das Ausgangssignal (o) des NOR-Durchgangs 36 geht in den hohen Zustand, um den Transistor 18a anzuschalten, während das gewandelte Signal S5 und ein Ausgangssignal (n) des OR-Durchgangs 24 im niedrigen Zustand sind.
Wenn das Ausgangssignal (o) des NOR-Durchgangs 26 in den hohen Zustand übergeht (Transistor 18a an), wird ein Flip-Flop 29a eines Flankenanstiegsdetektors 29 in den hohen Zustand synchron mit einem Vier-Megahertz-Takt gesetzt. Das Hochzustandssignal wird vom Anschluß Q des Flip-Flops 29a einem AND-Durchgang 29c über einen Wandler 29d zugeführt. Das Ausgangssignal (m) des AND-Durchgangs 29c ist beispielsweise das Ausgangssignal des Flankenanstiegsdetektors 29, das in den hohen Zustand geht, synchronisiert mit dem Vier-Megahertz-Takt. Das Hochzustandssignal (m) wird Lösch-Anschlüssen CLR des Schieberegisters 23a bis 23e zugeführt. Das Schieberegister 23a bis 23e wird zurückgesetzt, wenn das Hochzustandssignal (m) den Lösch-Anschlüssen CLR zugeführt wird, so daß der Filterschaltkreis 23 initialisiert wird. Nach dem Initialisieren gehen alle Ausgangssignale des Schieberegisters 23a bis 23e in den niedrigen Zustand. Dementsprechend wird der Unterscheidungsschaltkreis 17 wieder die Verzögerungsperi ode von fünf Taktimpulsen messen, wenn das Hochzustandssignal den Filterschaltkreis 23 zugeführt wird.
Ein Ausgang Q eines Flip-Flops 25 wird in den hohen Zustand durch das Ausgangssignal (k) des Filterschaltkreises (23) gesetzt, wenn das Signal (k) in den hohen Zustand übergeht. Danach wird der Ausgang Q des Flip-Flops 25 in den niedrigen Zustand durch einen 15-Kilohertz-Taktimpuls zurückgesetzt. Falls das Ausgangssignal (k) in den niedrigen Zustand zwischen zwei sequentiellen Impulsen des 15-Kilohertz-Taktes geschaltet wird, hält das Ausgangssignal (n) des OR-Durchgangs 24 den hohen Zustand, bis der nachfolgende Impuls des 15-Kilohertz-Taktes ankommt, da das Ausgangssignal des Q-Anschlusses logisch zum Ausgangssignal (k) des Filterschaltkreises 23 hinzuaddiert wird. D.h., daß das Ausgangssignal (n) in dem hohem Zustand gehalten wird, bis zur Ankunft des nachfolgenden Impulses des 15-Kilohertz-Taktes. Jedoch ist das Ausgangssignal (n) des OR-Durchgangs 24 mit dem Ausgangssignal (k) des Filterschaltkreises 23 synchronisiert, falls das Ausgangssignal (k) sich über den nachfolgenden Impuls des 15-Kilohertz-Taktes erstreckt.
D.h., daß das Hochzustands-Ausgangssignal (k) verzögert wird, so daß das Niedrigzustands-Ausgangssignal (n) ausgedehnt wird, wenn das Hochzustands-Ausgangssignal (k) des Fillterschaltkreises 23 kürzer ist als eine Periode des 15-Kilohertz-Taktimpulses und beide Anstiegs- und Abfallsflanken des Ausgangssignals (k) zwischen zwei sequentiellen Impulsen des 15-Kilohertz-Taktes auftreten. Jedoch wird das Niedrigzustands-Ausgangssignal (n) nicht ausgedehnt, sondern folgt dem Ausgangssignal (k), wenn die Anstiegsflanke des Ausgangssignals (k) vor dem nachfolgenden Taktimpuls ist und wenn die Abfallsflanke des Ausgangssignals (k) nach dem nachfolgenden Taktimpuls ist. Die Antriebssignale (o) = (k) werden mit dem 15-Kilohertz-Takt synchronisiert, so daß es vermieden wird, daß die Wechselfrequenz des Transistors 18a aufgrund der Verzögerungssteuerung in Übereinstimmung mit dem 15-Kilohertz-Takt variiert. In dieser Ausführungsform wird weniger Rauschen erzeugt, und die Wechselfrequenz wird nicht zu groß, da sich die Wechselfrequenz bei ungefähr 15 Kilohertz stabilisiert, was höher ist als die akustische Frequenz.
Das Ausgangssignal (n) des OR-Durchgangs 24 wird dem Transistor 18b als ein EIN/AUS-Antriebssignal (p) über einen AND-Durchgang 27 und einen NOR-Durchgang 28 zugeführt. Das Hochzustands-Ausgangssignal (n) erzeugt das Niedrigzustands-Antriebssignal (o), das den Transistor 18a ausschaltet. Im sanften Wechselmodus (ii) in Tabelle 1 wird der Transistor 18a aufgrund des Niedrigzustands-Ausgangssignals (o) ausgeschaltet, jedoch bleibt der Transistor 18b durch das Hochzustands-Ausgangssignals (p) angeschaltet aufgrund des Niedrig-Zustands-Modussignals (d), das dem AND-Durchgang 27 zugeführt wird.
Im übrigen wird in dieser Ausführungsform eine Abfallgeschwindigkeit des elektrischen Stroms auf die andere Abfallgeschwindigkeit geschaltet, die auf den Ausgangssignalen S71 und S72 des Vergleichsprüfers 16 basiert. Jedoch neigt ein solches Schalten dazu, etwas Verzögerung von der exakten Schaltzeit zu haben. Idealerweise sollte die Abfallgeschwindigkeit schneller sein, wenn der Zielstrom schnell abfällt. Jedoch kann das Signal S72 nicht auf den niedrigen Zustand (Transistoren 18a und 18b aus) geschaltet werden, wenn der tatsächliche Strom sich nicht ausreichend von dem Zielstrom unterscheidet. Deshalb kann ein solches Schalten der Signale S71 und S72 etwas Verzögerung haben, so daß der tatsächliche Strom nicht dem Zielstrom folgen kann, wenn der Zielstrom schnell wechselt.
In dieser Ausführungsform kann demzufolge die Abfallgeschwindigkeit ungeachtet des tatsächlichen Stroms (Vs6) durch die Steuerung des Signals S5 erhöht werden. D. h., daß die Transistoren 18a und 18b zur Erhöhung der Abfallgeschwindigkeit des tatsächlichen Stroms ungeachtet der Signale S71 und S72 ausgeschaltet werden, wenn das Signal S5 in den niedrigen Zustand übergeht.
In 2 erzeugt der Stromwellenformgenerator 15 zwei Arten von Referenzspannungen Vr1, Vr2 und ein Binärsignal S5. Die Referenzspannungen Vr1, Vr2 und das Binärsignal S5 werden auf der Basis der Information erzeugt, die in den RAMs 15a, 15b und 15c gespeichert ist. Die Speicher 15a und 15b speichern Acht-Bit-Daten in jeder Adresse. Der Speicher 15c speichert Ein-Bit-Daten in jeder Adresse. Die Speicher 15a und 15b liefern die Acht-Bit-Daten an D/A-Wandler 15e und 15f. Das durch den D/A-Wandler 15e gewandelte analoge Signal ist die Referenzspannung Vr2 nach der Verstärkung durch einen Verstärker 15g. Das durch den D/A-Wandler 15f gewandelte analoge Signal ist die Referenzspannung Vr1 nach Verstärkung durch einen Verstärker 15h. Ferner wird ein analoges Signal S1 durch eine CPU 11 erzeugt und zu den Eingangssignalen der Verstärker 15g und 15h hinzuaddiert. Die CPU 11 kann die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 durch die Steuerung des Zustands des analogen Signals S1 anpassen. Die durch den Speicher 15c erzeugten Ein-Bit-Daten werden zum Signal S5, das durch den AND-Durchgang 15i geht. Ein Start/Stop-Signal S3 wird auch dem AND-Durchgang 15i zugeführt. Das Signal S3 ist immer im hohen Zustand, wenn der SR-Motor 1 rotiert. Deshalb ist das Signal S5 identisch mit dem Ausgangssignal des Speichers 15c, während der SR-Motor 1 rotiert.
Die Speicher 15a, 15b und 15c enthalten viele Adressen. Jede Adresse entspricht einer der Winkelpositionen des Rotors. In dieser Ausführungsform entspricht jede Adresse 0,5° der Winkelpositionen. Ein Adress-Decoder 15d erzeugt Adress-Informationen basierend auf dem Positionssignal S9, das durch den Winkeldetektor 1d ermittelt wird. Die Adress-Information wird gleichzeitig den Adresseingängen der Speicher 15a, 15b und 15c zugeführt. Dementsprechend werden die Speicher 15a, 15b und 15c die gespeicherten Daten sequentiell ausgeben, in Übereinstimmung mit den Winkelpositionen des Rotors, während der SR-Motor 1 rotiert. Somit können die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 an jeder Winkelposition des Rotors verändert werden.
6 zeigt Wellenformen des Zielstroms, der den drei Spulen 1a, 1b, 1c des SR-Motors 1 zugeführt werden. In dieser Ausführungsform speichern die Speicher 15a und 15b Information wie in 10 gezeigt, um die Zielströme zu erzeugen. Das heißt, die Zielwerte für die Spulen 1a, 1b, 1c werden in jeder Adresse gespeichert, die jeder Winkelposition entspricht (z. B. jedes halbe Grad). Die gespeicherte In formation in dem Speicher 15a ist etwas unterschiedlich von derjenigen in dem Speicher 15b, so daß Vr1 immer kleiner als Vr2 ist (Vr2 > Vr1), da die gespeicherte Information in den Speichern 15a und 15b den Referenzspannungen Vr1 und Vr2 entspricht. Wie oben erklärt, folgt der elektrische Strom durch die Spule 1a der Referenzspannung Vr1. Deshalb kann der elektrische Strom durch die Spule 1a fließen, wie in 6 gezeigt, indem man die Zielwellenform in den Speichern 15a und 15b als die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 speichert.
In dieser Ausführungsform muß der elektrische Strom einer der Spulen 1a, 1b und 1c nach jeweils 30° zugeführt werden, wie in 6 gezeigt. Die Signale S71 und S72 können auch für eine solche Stromzufuhrsteuerung verwendet werden, indem man die Wellenformen der entsprechenden Phasen in den Speichern 15a und 15b speichert. D. h., daß die CPU 11 keine solche zusätzliche Stromzufuhrsteuerung ausführen muß.
Aufgrund des Speichers 15c wird eine Information „1" in den meisten der Adressen gespeichert, um das Hochzustands-Signal S5 zu erzeugen. Jedoch ist zur Erzeugung des Niedrigzustands-Signals S5 (z. B. Transistor 18a, 18b aus) die andere Information „0" in bestimmten Adressen gespeichert, die den Winkelpositionen entsprechen, bei denen die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 schnell abfallen müssen. D. h., daß das Signal S5 vor dem Schalten des Signals S72 in den niedrigen Zustand geschaltet wird, in Übereinstimmung mit der gespeicherten Information in dem Speicher 15c und an den vorbestimmten Positionen, bei denen der elektrische Strom schnell abfallen muß. Solche vorbestimmten Positionen können z. B. den Winkelpositionen entsprechen, bei denen die Referenzspannungen Vr1 und Vr2 abzufallen beginnen. Dementsprechend kann in dieser Ausführungsform eine Antwort auf den elektrischen Strom ohne zeitliche Verzögerung geändert werden, so daß der tatsächliche elektrische Strom den Zielstrom präzise folgen kann.
Die Speicher 15a, 15b und 15c können die Information simultan lesen und schreiben. Die Speicher 15a, 15b und 15c sind mit der CPU 11 durch die Datenleitungen S2 verbunden. Die CPU 11 erneuert die gespeicherte Information in den Speichern 15a, 15b und 15c, falls erforderlich.
Mit Bezug auf 8 wird eine Operation der CPU 11 erklärt. Ein Initialisierungsprozeß wird nach dem Einschalten (Strom an) in Schritt 61 ausgeführt. Bei der Initialisierung setzt die CPU 11 die internen Speicher, Zeitgeber und Interrupts auf die Anfangsmodi. Die CPU 11 überprüft ferner das gesamte System und führt die nachfolgenden Schritte aus, falls keine Fehlfunktion festgestellt wird.
Im Schritt 62 liest und speichert die CPU 11 die Information von einem Schalthebel, einem Bremsschalter, einem Beschleunigungsschalter und einem Beschleunigungsauslösungssensors. Im Schritt 63 entscheidet die CPU, ob sich etwas im Schritt 62 verändert hat. Die CPU 11 führt Schritt 64 aus, falls sich etwas verändert hat. Die CPU 11 führt Schritt 65 aus, falls sich nichts verändert hat.
Im Schritt 64 legt die CPU 11 eine Zielantriebsrichtung und ein Zielantriebsdrehmoment des SR-Motors 1 fest, auf der Basis der im Schritt 62 gespeicherten Information. Z. B. wird das Zielantriebsdrehmoment erhöht, falls der Beschleunigungsauslösungssensor einen Beschleunigungsbefehl des Fahrers ermittelt hat. Ferner wird eine Drehmomentmodifikationsmarke gesetzt, um einen Wechsel des Zieldrehmoments anzuzeigen.
Im Schritt 65 wird eine Winkelgeschwindigkeit des SR-Motors 1 ermittelt. In dieser Ausführungsform werden Elf-Bit-Winkelpositionsdaten von dem Winkelsensor 1d zugeführt. Die CPU 11 berechnet die Rotationsgeschwindigkeit des Rotors auf der Basis einer Periode der Wechsel der niedrigen Bits der Elf-Bit-Winkeldaten, da der periodische Wechsel der Winkeldaten umgekehrt proportional zu der Rotationsgeschwindigkeit des Rotors ist. Die berechnete Rotationsgeschwindigkeit wird in dem internen Speicher der CPU 11 gespeichert.
Schritt 68 wird nach Schritt 66 ausgeführt, falls sich die Rotationsgeschwindigkeit geändert hat. Schritt 67 wird nach Schritt 66 ausgeführt, falls sich die Rotationsge schwindigkeit nicht geändert hat. Im Schritt 67 wird die Drehmomentmodifikationsmarke überprüft. Schritt 68 wird nach Schritt 67 ausgeführt, falls die Drehmomentmodifikationsmarke nicht gesetzt worden ist. Andernfalls führt die CPU 11 den Schritt 62 nochmals aus.
Im Schritt 68 wird Information von einem Stromplanspeicher 13a bereitgestellt. Im Schritt 69 wird Information von einem Wellenformspeicher 13b bereitgestellt. In dieser Ausführungsform sind der Stromplanspeicher 13a und der Wellenformspeicher 13b ROM-Speicher. Der Stromplanspeicher 13a speichert die in 9 gezeigte Information. Der Wellenformspeicher 13b speichert die in 13 gezeigte Information.
Wie in 9 gezeigt, speichert der Stromplanspeicher 13a viele Daten C_nm, die den vielfältigen Zieldrehmomenten und Rotationsgeschwindigkeiten entsprechen (n: eine Spalte, die einem Zieldrehmoment entspricht; m: eine Zeile, die einer Rotationsgeschwindigkeit entspricht). Alle Daten C_nm beinhalten einen „Strom an"-Winkel, einen „Strom aus"-Winkel und einen Zielstrom. Z. B. entspricht ein Datensatz C₃₄ einem Zieldrehmoment von 20_Nm und einer Rotationsgeschwindigkeit von 500 Umdrehungen pro Minute. Der Datensatz C₃₄ enthält einen „Strom an"-Winkel von 52,5°, einen „Strom aus"-Winkel von 82,5° und einen Zielstrom von 200 Ampere. D. h., daß die Spule 1a einen Strom von 200 Ampere aufnimmt, bei den Winkelpositionen von 52,5° bis 82,5°, wohingegen die Spule 1a einen elektrischen Strom an den anderen Positionen innerhalb eines Bereichs von 0 bis 90° aufnimmt (z. B. von 0 bis 52,5° und von 82,5 bis 90°).
In dieser Ausführungsform kann der Zielstrom keine Rechteckwelle erzeugen. An- statt der Rechteckwelle hat der Zielstrom langsame Übergänge an den Anstiegs- und Abfallsflanken. Diese Wellenform ist in dem Wellenformplanspeicher 13b gespeichert.
Wie in 13 gezeigt, sind viele Daten D_1n und D_2n (n: Reihennummer, die der Rotationsgeschwindigkeit entspricht) in dem Wellenformplanspeicher 13b gespei chert. Die Daten D_1n sind Leistungserhöhungswinkel, die notwendigen Winkeln entsprechen, um den elektrischen Strom von einem niedrigen Zustand (0 Ampere) zu einem hohen Zustand (200 Ampere) zu erhöhen. Die Daten D_2n sind Leistungsabfallswinkel, die notwendigen Winkeln entsprechen, um den elektrischen Strom von dem hohen Zustand (200 Ampere) zu dem niedrigen Zustand (0 Ampere) herabzusetzen.
Z. B. wird der Zielstrom langsam von dem Leistungsanstiegswinkel D_1n zum „Strom an"-Winkel von 52,5° erhöht, wenn die Daten C₃₄ aus 9 benutzt werden. Der Zielstrom beträgt 100% am „Strom an"-Winkel. Demgegenüber fällt der Zielstrom langsam von dem Leistungsabfallswinkel D_2n zu dem „Strom aus"-Winkel von 82,5° ab. Der Zielstrom wird 0 am „Strom aus"-Winkel.
Die Daten D_1n und D_2n des Wellenformspeichers 13b sind vorbestimmte Winkel, um einen bestimmten Übergangsbereich für den Anstieg und Abfall des Zielstroms übereinstimmend mit der Rotationsgeschwindigkeit festzusetzen. D. h., es werden geeignete Daten D_1n und D_2n festgelegt, um Vibration und Rauschen ausreichend zu reduzieren und nicht den Wirkungsgrad zu sehr zu verschlechtern. Die Vibration und das Rauschen werden deutlicher aufgrund einer größeren Ableitung des wechselnden magnetischen Flusses, falls die Stromveränderungen so groß sind. Demgegenüber wird Antriebsdrehmoment und Wirkungsgrad entscheidend verschlechtert, falls die Übergangsbereiche zu groß sind. Insbesondere werden Zeitperioden bestimmt, die den „Strom an"- und „Strom aus"-Winkeln entsprechen, die größer sind als eine halbe Periode der fundamentalen Frequenz (der Resonanzfrequenz) des SR-Motors 1. Dadurch werden weniger Vibration und Rauschen erzeugt, da eine Vibrationsfrequenz, die durch wechselnde Erregungen erzeugt wird, geringer wird als die fundamentale Frequenz des SR-Motors 1.
Im Schritt 69, in 8 gezeigt, ist ein Datensatz D_1n und D_2n von dem Wellenformplanspeicher 13b übereinstimmend mit der Rotationsgeschwindigkeit ausgewählt. Die ausgewählten Daten von dem Wellenformplanspeicher 13b werden der CPU 11 zugeführt. Z. B., wie in 13 gezeigt, werden die Daten D₁₄ und D₂₄ aus gewählt und der CPU 11 zugeführt, wenn die Rotationsgeschwindigkeit 500 Umdrehungen pro Minute beträgt.
Im Schritt 6A werden neue Daten erzeugt und in dem in 10 gezeigten Zielstromplan gespeichert, basierend auf den Daten C_nm, D_1n und D_2n, die in den Schritten 68 und 69 erhalten worden sind. Auf der Basis des neuen Zielstromplans wird die CPU 11 die Speicher 15a, 15b und 15c des Stromwellenformgenerators 15 (in 2 gezeigt) aktualisieren (oder überschreiben). Obwohl 2 nur einen Satz von Speichern 15a, 15b und 15c für eine Spule 1a zeigt, werden die Speicher für die anderen Spulen 1b und 1c auch aktualisiert.
Wie in 10 gezeigt, ist der Zielstrom 0 Ampere bei der Winkelposition A1 für die dritte Phasenspule 1c. Die W Winkelposition A1 entspricht dem "Strom an"- Winkel Aon abzüglich des Winkels D_1n (A1 = Aon – D_1n). Beim „Strom an"-Winkel Aon wird der Zielstrom durch die Daten C_nm bestimmt (z. B. 200 Ampere). Die CPU 11 berechnet dazwischenliegende Zielwerte von jeweils 0,5°, so daß die Zielströme langsam und sanft von der Winkelposition A1 zum „Strom an"-Winkel Aon ansteigen. Ähnlich wird der Zielstrom durch die Daten C_nm (z. B. 200 Ampere) für eine Winkelposition A2 bestimmt. Die Winkelposition A2 entspricht dem „Strom aus"-Winkel Aoff abzüglich des Winkels D_2n (A2 = Aoff – D_2n). Am „Strom aus"-Winkel Aoff beträgt der Zielstrom 0 Ampere. Die CPU 11 berechnet dazwischenliegende Zielwerte nach jeweils 0,5°, so daß die Zielströme langsam und sanft von der Winkelposition A2 zum „Strom aus"-Winkel Aoff abfallen. Die CPU 11 speichert 0 Ampere für den Rest der Winkelpositionen.
Für die anderen Spulen 1a und 1b benutzt die CPU 11 identische Daten mit 30° und 60°-Phasenverschiebungen, um die Zielstrompläne zu erneuern.
10 zeigt nur die Daten (Vr1), die in den Speicher 15b geschrieben werden. Die Daten (Vr2) haben einen etwas größeren Wert als die Daten (Vr1) und werden ähnlich erneuert und in dem Speicher 15a gespeichert.
In dieser Ausführungsform werden Ströme, die durch die Spulen 1a, 1b und 1c fließen durch die in den Speichern 15a, 15b und 15c gespeicherten Daten gesteuert. Dementsprechend ändert die ECU-Steuerung die Erregungen für die Spulen 1a, 1b und 1c ohne einen zusätzlichen Schaltkreis, da die CPU 11 die Zielstrompläne für die Spule 1a, 1b und 1c berechnet und in den Speichern 15a, 15b und 15c speichert.
Wie in 8 gezeigt, wiederholt die CPU 11 die obigen Schritte 62 bis 6A. Die Schritte 66–67–62 werden ausgeführt, während die Rotationsgeschwindigkeit und das Drehmoment des SR-Motors 1 konstant ist. Die Schritte 68–69–6A–6B werden ausgeführt, um die in 15a, 15b und 15c gespeicherten Zielstrompläne zu verändern, wenn die Rotationsgeschwindigkeit und/oder das Drehmoment des SR-Motors 1 geändert worden ist.

Claims

Steuereinrichtung für einen geschalteten Reluktanzmotor, umfassend: einen Schalter (18a) zur Energiezufuhr an eine elektrische Phasenspule (1a); einen Stromsensor (2) zum Ermitteln des elektrischen Stroms, der durch die elektrische Phasenspule (1a) fließt; einen Vergleichsprüfer (16a, 30a) zur Erzeugung eines ersten und eines zweiten Zustandssignals (L/H), wobei das erste Zustandssignal (L) erzeugt wird, wenn der ermittelte Strom kleiner ist als ein Zielwert, und das zweite Zustandssignal (H) erzeugt wird, wenn der ermittelte Strom den Zielwert überschreitet; eine Filtervorrichtung (23), der die Zustandssignale des Vergleichsprüfers (16a, 30a) zugeführt werden und die das zugeführte Zustandssignal (H/L) an ihrem Ausgang erst dann ausgibt, wenn der Vergleichsprüfer nach dem Wechsel des Zustandssignals das gleiche Zustandssignal für eine Zeitperiode beibehalten hat; eine Schaltsignalausgabevorrichtung (24–26) zum Abschalten der Schaltvorrichtung (18a), während die Filtervorrichtung (23) das zweite Zustandssignal (H) erzeugt, gekennzeichnet dadurch, dass die Filtervorrichtung eine Zeitstellvorrichtung umfasst, durch welche während des Wechsels des Signals des Vergleichsprüfers (16a, 30a) vom ersten Zustandssignal (H) auf das zweite Zustandssignal (L) eine Zeitperiode der Filtervorrichtung (23) eingestellt wird, die unterschiedlich von der Zeitperiode der Filtervorrichtung (23) während des Wechsels des Signals des Vergleichsprüfers (16a, 30a) vom zweiten Zustandssignal (L) auf das erste Zustandssignal (H) ist.
Steuereinrichtung nach Anspruch 1, die ferner umfasst: einen Flankendetektor, um die Filtervorrichtung (23), umfassend Digitalbausteine (23a–23e), zur Herstellung eines definierten Anfangszustands beim Anschalten des Schalters (18a) zu initialisieren.
Steuereinrichtung für einen geschalteten Reluktanzmotor, umfassend: einen ersten Schalter (18a) zwischen dem einen Ende einer Phasenspule (1a) und einer ersten Stromversorgungsleitung (18e) geschaltet; einen zweiten Schalter (18b) zwischen dem anderen Ende der Phasenspule (1a) und einer zweiten Stromversorgungsleitung (18f) geschaltet; eine erste Diode (18c) zwischen dem einen Ende der Phasenspule (1a) und der zweiten Stromversorgungsleitung (18f) geschaltet, wobei es die erste Diode ermöglicht, dass der elektrische Strom von der zweiten Stromversorgungsleitung (18f) zur Phasenspule (1a) fließen kann; eine zweite Diode (18d), zwischen dem anderen Ende der Phasenspule (1a) und der ersten Stromversorgungsleitung (18e) geschaltet, wobei es die zweite Diode (18d) ermöglicht, dass der elektrische Strom von der Phasenspule (1a) zu der ersten Stromversorgungsleitung (18e) fließen kann; Modus-Auswahl-Vorrichtungen (16a, 16b, 21) zur Erzeugung eines Modus-Auswahl-Signals (d), das entweder einen abrupten Wechselmodus oder einen sanften Wechselmodus auswählt, wobei der zweite Schalter (18b) im abrupten Wechselmodus intermittierend angeschaltet und im sanften Wechselmodus kontinuierlich angeschaltet wird; einen Stromsensor (4) zum Ermitteln des elektrischen Stroms, der durch die Phasenspule (1a) fließt; eine Vergleichsvorrichtung (16a, 30a) zum Erzeugen von entweder einem ersten Zustandssignal (L) oder einem zweiten Zustandssignal (H), wobei das erste Zustandssignal (L) erzeugt wird, wenn der ermittelte elektrische Strom kleiner als ein Referenzwert ist, und das zweite Zustandssignal (H) erzeugt wird, wenn der ermittelte elektrische Strom den Referenzwert überschreitet; eine Filterzeit-Stellvorrichtung zum Einstellen einer Zeitperiode auf entweder einen langen Zeitwert oder einen kurzen Zeitwert, wobei der lange Zeitwert im abrupten und der kurze Zeitwert im sanften Wechselmodus gesetzt werden; eine Filtervorrichtung, der die Zustandssignale der Vergleichsvorrichtung (16a, 30a) zugeführt werden und die das zweite Zustandssignal (H) an ihrem Ausgang erst dann ausgibt, wenn die Vergleichsvorrichtung das zweite Zustandssignal (H) für eine Zeitperiode konstant hält, die durch die Filterzeit-Stellvorrichtung festgesetzt ist; und Schaltsignal-Erzeugungsvorrichtungen (24, 26) zum Ausschalten eines oder beider der ersten und zweiten Schalter (18a, 18b), während die Filtervorrichtung (23) das zweite Zustandssignal erzeugt (H), wobei der erste und zweite Schalter (18a, 18b) beide im abrupten Wechselmodus ausgeschaltet und wobei im sanften Wechselmodus der erste Schalter (18a) ausgeschaltet und der zweite Schalter (18b) eingeschaltet ist.
Steuereinrichtung nach Anspruch 3, die ferner umfasst: einen Flankendetektor zum Initialisieren der Filtervorrichtung (23), umfassend Digitalbausteine (23a–23e), zur Herstellung eines definierten Anfangszustands beim Anschalten des ersten Schalters (18a).