DE19814681A1 - Current-Mode-Schaltregler - Google Patents
Current-Mode-SchaltreglerInfo
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Abstract
Die Erfindung betrifft einen Current-Mode-Schaltregler, bei dem zur Bestimmung des Laststromes eine Meßspannung nicht wie bisher üblich an einem Meßwiderstand abgegriffen wird. Vielmehr wird der Spannungsabfall über der ohnehin erforderlichen Drosselinduktivität als Meßspannung abgegriffen. Über eine spannungsgesteuerte Stromquelle wird durch zeitliche Integration ein vom Laststrom abgeleitetes Regelsignal ermittelt, das als Regelgröße in Regler des inneren Regelkreises zurückgekoppelt wird. Auf diese Weise kann auf den Meßwiderstand verzichtet werden. Durch eine zusätzliche Kompensationseinrichtung ist es außerdem möglich, eine Regelabweichung des Sollpotentials des äußeren Regelkreises zu kompensieren.
Description
Die Erfindung betrifft einen Current-Mode-Schaltregler zur
Stromversorgung insbesondere zur Anwendung in getakteten
Stromversorgungen.
Getaktete Stromversorgungen sind beispielsweise aus U. Tiet
ze, Ch. Schenk, Electronic Circuits - Design and Application,
Springer-Verlag 1991, Seite 502, bekannt. Derartige getakte
te Stromversorgungen umfassen üblicherweise einen Gleichrich
ter, einen zur Pulsweitenmodulation vorgesehenen Leistungs
schalter, einen Filter sowie einen Regler zur Steuerung des
Leistungsschalters. Eine Eingangsspannung - beispielsweise
eine gleichgerichtete Netzspannung - wird von dem als Puls
weitenmodulator wirkenden Leistungsschalter in eine gepulste
Gleichspannung mit variablen Tastverhältnis umgewandelt. Die
Pulsfrequenz kann dabei variabel oder fest eingestellt sein.
Die Aufgabe des Reglers besteht darin, die Spannung am Aus
gang des Filters über einen weiten Ausgangsstrombereich kon
stant zu halten. Der Regler muß also die Spannung am Ausgang
des Filters und den Strom am Ausgang des Filters als Ein
gangsgrößen verarbeiten und daraus ein Steuersignal für den
Leistungsschalter bilden. Das Taktverhältnis des Schalters
wird dabei durch das Steuersignal beeinflußt.
Zur Regelung von solchen Schaltreglern existieren im wesent
lichen drei verschiedene Regelstrategien: die Voltage-Mode-
Regelung, die Feed-Forward-Regelung und die Current-Mode-
Regelung. Diese Regelstrategien sind beispielsweise in R. E.
Tarter, Solid-State Power Conversion Handbook, Wiley Inter
science, New York, 1993, beschrieben.
Eine besonders elegante und effektive Regelung, die zudem nur
vergleichsweise kleine Kompensationskapazitäten erfordert und
somit ideal für den Einsatz in integrierten Schaltungen ist,
stellt dabei die Current-Mode-Regelung dar.
Current-Mode-Schaltregler weisen zwei Regelkreise auf. Der
innere Regelkreis dient dabei zur Regelung des Laststromes,
während der äußere Regelkreis zusammen mit dem inneren Regel
kreis zur Regelung der Ausgangsspannung dient. Bei einge
schaltetem Schalttransistor weist die Spannung an einem Meß
widerstand verursacht durch den rampenförmig ansteigenden
Strom durch die Drosselspule des Schaltreglers ebenfalls eine
rampenförmige Gestalt auf. Bei Erreichen einer durch den äu
ßeren Regelkreis vorgegebenen Sollspannung schaltet der
Schalttransistor ab.
Bei Current-Mode-Schaltreglern ist zur Stromabfassung an der
Drossel bisher, wie oben beschrieben, ein Meßwiderstand im
Laststromkreis erfordert. Dieser Meßwiderstand ist zur
Stromerfassung typischerweise niederohmig ausgebildet und
aufgrund seiner Verluste für den Einsatz in integrierten
Schaltung nicht geeignet. Solche Meßwiderstände müssen ko
stenintensiv extern an den integrierten Schaltungen ange
schlossen werden, was erheblichen Aufwand bei der Herstellung
erfordert.
Das Vorsehen eines typischerweise externen Meßwiderstandes
erweist sich jedoch nicht nur aus Kostengründen als nachtei
lig, sondern reduziert auch den Wirkungsgrad des Schaltreg
lers. Da der Meßwiderstand typischerweise extern an der inte
grierten Schaltung angeschlossen werden muß, ist es, abgese
hen von einem größeren Platzbedarf auf der Platine, unter Um
ständen notwendig, einen zusätzlichen Ausgangsanschluß an der
integrierten Schaltung vorzusehen.
Schließlich weist der gemessene Spannungsabfall am Meßwider
stand pro Schaltperiode eine anfängliche Spannungsspitze auf,
die beim Einschalten des Leistungsschalters durch Umladung
parasitärer Kapazitäten entsteht. Diese unerwünschten Span
nungsspitzen müssen durch zusätzliche, schaltungstechnisch
aufwendige Maßnahmen - wie z. B. dem sogenannten "Leading Edge
Current Blanking" - ausgeblendet werden, da sie sonst den
tatsächlichen Meßwert unzulässig verfälschen.
Ausgehend von diesem Stand der Technik ist es daher die Auf
gabe der vorliegenden Erfindung, einen sogenannten Current-
Mode-Schaltregler anzugeben, der für die Realisierung in in
tegrierter Schaltungstechnik besser geeignet ist.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch einen Current-Mode-
Stromregler mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Demgemäß ist ist ein Current-Mode-Schaltregler zur Stromver
sorgung mit den folgenden Merkmalen vorgesehen:
- (a) mit einer ersten Regeleinrichtung zur Spannungsregelung und einer zweiten Regeleinrichtung zur Laststromregelung, die jeweils zwei Eingänge und jeweils einen Ausgang auf weisen, wobei einem ersten Eingang der ersten Regelein richtung ein Referenzsignal und einen zweiten Eingang als Regelgröße ein Ausgangssignal des Current-Mode-Schalt reglers zuführbar ist und wobei der Ausgang der ersten Regeleinrichtung mit einem ersten Eingang der zweiten Re geleinrichtung gekoppelt ist,
- (b) mit mindestens einem durch ein Steuersignal der zweiten Regeleinrichtung steuerbaren Leistungsschalter, dessen Laststrecke zwischen einem ersten Pol mit einem ersten Versorgungspotential und einem zweiten Pol mit einem zweiten Versorgungspotential angeordnet ist,
- (c) mit einer in Reihe zur dieser Laststrecke angeordneten Drosseleinrichtung,
- (d) mit einem Integrator, der durch zeitliche Integration der an der Drosseleinrichtung abfallenden Drosselspannung ein einen Laststrom abbildendes Regelsignal erzeugt, das als Regelgröße in einen zweiten Eingang der zweiten Regelein richtung eingekoppelt wird.
Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens
sind Gegenstand der Unteransprüche.
Bei dem erfindungsgemäßen Current-Mode-Schaltregler kann auf
einen Meßwiderstand zur Abfassung der Meßspannung wie bisher
üblich, verzichtet werden. Die zur Regelung des Laststromes
notwendige Meßspannung wird hier an der Drosselinduktivität
selbst, die ohnehin für die Funktionsweise des Schaltreglers
erforderlich ist, abgegriffen. Man nutzt dabei die Beziehung
zwischen Strom I und Spannung U an einer Induktivität I, d. h.
U = L dI/dt.
Diese Drosselspannung U wird anschließend einem Integrator,
z. B. einer spannungsgesteuerten Stromquelle mit nachgeschal
tetem Integrierglied, zugeführt. Es wird also die an der
Drosselinduktivität abfallende Spannung über die Zeit auf in
tegriert. Auf diese Weise ist ein zusätzlicher, typischerwei
se extern ausgebildeter Meßwiderstand mit allen oben be
schriebenen Nachteilen nicht mehr erforderlich.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der
Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigt dabei:
Fig. 1 ein allgemeines Blockschaltbild eines erfindungsgemä
ßen Current-Mode-Schaltreglers;
Fig. 2 ein Detailschaltbild mit einem bevorzugten Ausfüh
rungsbeispiel des erfindungsgemäßen Schaltreglers;
Fig. 3 einige Signal-/Zeit-Diagramme des erfindungsgemäßen
Schaltreglers entsprechend Fig. 2.
In den Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktionsglei
che Elemente und Signale, sofern nicht anders angegeben, mit
gleichen Bezugszeichen versehen.
Fig. 1 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild des erfindungs
gemäßen Current-Mode-Schaltreglers beispielsweise für den
Einsatz in einem Schaltnetzteil.
Der Current-Mode-Schaltregler in Fig. 1 enthält eine erste
Regeleinrichtung 1. Die erste Regeleinrichtung 1 weist zwei
Regeleingänge und einen Ausgang auf. Im vorliegenden Ausfüh
rungsbeispiel wird dem positiven Eingang der ersten Regelein
richtung 1 ein Referenzpotential 2 zugeführt. Dem negativen
Eingang der ersten Regeleinrichtung 1 wird über einen Rück
kopplungszweig 4 als Regelgröße das Ausgangspotential 3 des
Schaltreglers eingekoppelt. Am Ausgang der ersten Regelein
richtung 1 ist ein Sollpotential 23 abgreifbar, das einer
nachgeschalteten zweiten Regeleinrichtung 5 zugeführt wird.
Die zweite Regelreinrichtung 5 enthält beispielsweise durch
eine Einrichtung zur Pulsweitenmodulation (PWM), der über ei
nen Rückkopplungszweig 7 die Regelgröße zuführbar ist, ausge
bildet sein. Die PWM-Einrichtung umfaßt einen PWM-Komparator
8, in dessen positiven Eingang das Sollpotential 23 und in
dessen negativen Eingang als Regelgröße das Regelsignal 24
der zweiten Regeleinrichtung 5 eingekoppelt wird. Das Aus
gangssignal des PWM-Komparators 8 wird zusammen mit dem Sy
stemtakt 10 einem nachgeschalteten Latch 9 zugeführt. Am Aus
gang des Latches 9 ist dann ein pulsweitenmoduliertes Ansteu
ersignal 11 abgreifbar, über das der Steueranschluß eines
nachgeschalteten Laststromschalter 12 angesteuert wird.
Der Laststromschalter 12 ist zwischen einem ersten Pol mit
einem ersten Versorgungspotential 13 und einem zweiten Pol
mit einem zweiten Versorgungspotential 14 geschaltet. Das er
ste Versorgungspotential 13 kann dabei das Eingangspotential
sein, während das zweite Versorgungspotential 14 das Potenti
al der Bezugspotential sein kann.
In Reihe zur Laststromstrecke des Leistungsschalters 12 ist
eine Drosselinduktivität 15 sowie eine Last 16, die nicht
notwendigerweise resistiv sein muß, geschaltet. Am Abgriff
zwischen Drosselinduktivität 15 und Last 16 ist das Ausgangs
potential 3 des Current-Mode-Schaltreglers abgreifbar. Am Ab
griff zwischen Drosselinduktivität 15 und Leistungsschalter
12 ist ein Meßpotential 17 abgreifbar. Die an der Drosselin
duktivität 15 abfallende Drosselspannung 18 wird einem Inte
grator, z. B. einer spannungsgesteuerten Stromquelle 19 zuge
führt. Dabei wird das Meßpotential 17 dem positiven Eingang
und das Ausgangspotential 3 dem negativen Eingang der span
nungsgesteuerten Stromquelle 19 zugeführt. Die span
nungsgesteuerte Stromquelle 19 erzeugt das Regelsignal 24, das
wie oben erwähnt über den Rückkopplungszweig 7 als Regelgröße
der PWM-Einrichtung zugeführt wird.
Zusätzlich ist in Fig. 1 ein Freilaufelement 20 sowie ein
Element zur Spannungsglättung 21 vorgesehen. Das Freilaufele
ment 20 ist hier als Freilaufdiode vorgesehen, während das
Element zur Spannungsglättung als Glättungskondensator 21
ausgebildet ist. Der Glättungskondensator 21 ist dabei der
Last 16 parallel geschaltet, während die Freilaufdiode 20
zwischen Bezugsmasse 14 und dem Abgriff des Leistungsschal
ters 12 und der Drosselspule 15 geschaltet ist.
Der steuerbare Leistungsschalter 12 kann durch jede Art von
Feldeffekt gesteuerten Transistoren, gesteuerten Bipolartran
sistoren oder ähnlichen steuerbaren Schaltern gebildet sein.
Wesentlich ist hier lediglich, daß der steuerbare Leistungs
schalter 12 für das Schalten eines (gepulsten) Laststromes 22
im Lastkreis des Schaltreglers geeignet ist.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Drosselspule 15
zwischen Last 16 und Leistungsschalter 12 geschaltet. Die
Drosselspule 15 kann jedoch auch zwischen Leistungsschalter
12 und erstem Pol der Versorgungsspannungsquelle 13 geschal
tet sein. Die Drosselinduktivität 15 kann als Spule, als Teil
eines Transformators oder einem ähnlichen induktiven Element
gebildet sein. Wesentlich ist hier lediglich, daß die Dros
selinduktivität im Lastkreis des Schaltreglers angeordnet
ist.
Der Glättungskondensator 21 und die Drosselinduktivität 15
dienen zur Glättung des Ausgangspotentials 3 bzw. des Last
stromes 22 des Current-Mode-Schaltreglers. Das Freilaufele
ment 20 dient dabei zum Schutz des Leistungsschalters 12 vor
Zerstörung bei Überschreiten dessen Sperrspannung.
Die erste Regeleinrichtung 1 wird typischerweise auch als äu
ßerer Regelkreis bezeichnet, während die zweite Regeleinrich
tung 5 als innerer Regelkreis bezeichnet wird. Die erste Re
geleinrichtung 1 dient dabei zur Regelung des Ausgangspoten
tiales 3 des Schaltreglers, während die zweite Regeleinrich
tung 5 zur Regelung des Laststromes 22 vorgesehen ist.
Die zweite Regeleinrichtung 5 weist typischerweise, jedoch
nicht notwendigerweise, eine PWM-Einrichtung entsprechend Fig.
1 auf. Wesentlich ist hier lediglich, daß die zweite Re
geleinrichtung 5 Mittel zur Regelung des Laststromes 22 auf
weist.
In der Schaltungsanordnung entsprechend Fig. 1 wird die Meß
spannung nicht wie bisher üblich an einem resistiven Meßele
ment, beispielsweise einem Meßwiderstand, abgegriffen und als
Regelgröße des inneren Regelkreises rückgekoppelt. Es wird
hier vielmehr die Spannung an der ohnehin vorhandenen und
zwingend notwendigen Drosselinduktivität 15 abgegriffen. Die
se Drosselspannung 18 wird dann einem Integrator zugeführt.
Auf diese Weise wird der Laststrom 22 durch Messung des Span
nungsabfalls 18 über der Drosselinduktivität 15 und zeitliche
Integration ermittelt. Am Ausgang der spannungsgesteuerten
Stromquelle ist dann ein vom Laststrom 22 abgeleitetes Regel
signal 24 abgreifbar, das als Regelgröße des inneren Regel
kreis der PWM-Einrichtung zuführbar ist.
Die genaue Funktionsweise des erfindungsgemäßen Current-Mode-
Schaltreglers wird anhand eines Detailschaltbildes entspre
chend Fig. 2 näher erläutert. In Fig. 2 ist ein bevorzugtes
Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
aus Fig. 1 angegeben, das zusätzlich Mittel zur Kompensation
einer Regelabweichung des äußeren Regelkreises aufweist.
In Fig. 2 ist die erste Regeleinrichtung 1 als Verstärker
ausgebildet, dessen Verstärkung in der Regel frequenzabhängig
ist. Die erste Regeleinrichtung 1 enthält einen Komparator
30, zwischen dessen Ausgang und negativem Eingang ein erster
Widerstand 31 geschaltet ist. Der Parallelschaltung des Kom
parators 30 und des Widerstandes 31 ist ein zweiter Wider
stand 32 in Reihe vorgeschaltet ist. Über das Verhältnis der
Widerstandswerte des ersten Widerstandes 31 und des zweiten
Widerstandes 32 ist somit bekanntermaßen der Verstärkungsfak
tor des Verstärkers und damit der ersten Regeleinrichtung 1
dimensionierbar.
Die PWM-Einrichtung 6 ist in Fig. 2 durch einen PWM-Kom
parator 8 und einem dem PWM-Komparator 8 nachgeschalteten
RS-Flip-Flop 9 realisiert. Dabei wird das Ausgangssignal des
PWM-Komparators 8 in den Reset-Eingang und der Systemtakt 10
in den Set-Eingang des RS-Flip-Flops 9 eingekoppelt. Das am
Ausgang des RS-Flip-Flops 9 abgreifbare pulsweitenmodulierte
Ansteuersignal 11 wird dem Steueranschluß des nachgeschalte
ten Leistungsschalters 12 zugeführt. Der Leistungsschalter 12
ist hier als npn-Bipolartransistor realisiert. Das als RS-Flip-
Flop 9 ausgebildete Latch dient dazu, daß jeweils nur
ein Puls pro Taktperiode dem Steueranschluß des nachgeschal
teten Leistungsschalters 12 zugeführt wird. Im eingeschwunge
nen Zustand und bei geschlossenen Leistungsschalter 12 fließt
im Mittel ein konstanter Laststrom.
Die durch die Drosselspannung 18 gesteuerte spannungsgesteu
erte Stromquelle 19 ist in Fig. 2 als Transkonduktanzver
stärker 33 mit nachgeschaltetem integrierenden Element 34
ausgebildet. Zwischen dem Ausgang des Transkonduktanzverstär
kers 33 und dem zweiten Pol der Versorgungsspannungsquelle
ist als integrierendes Element 34 ein Kondensator geschaltet.
Es wäre selbstverständlich auch denkbar, als spannungsgesteu
erte Stromquelle 19 einen Operationsverstärker zu verwenden,
jedoch wäre diese Möglichkeit schaltungstechnisch sehr viel
aufwendiger.
Der Transkonduktanzverstärker erzeugt aus dem Meßspannung
über der Drosselinduktivität 15, d. h. aus der Differenz des
Meßpotentiales 17 und des Ausgangspotentiales 3, einen Aus
gangsstrom, der über das integrierende Element 34 über die
Zeit aufintegriert wird. Der aufintegrierte Ausgangsstrom 24
bildet dann den Laststrom 22 ab. Über den Rückkopplungszweig
7 wird dann das sich ergebende Regelpotential 40 über eine
Spannungsquelle 38 als Regelgröße des inneren Regelkreises
rückgekoppelt. Die Trägheit dieses inneren Regelkreises bzw.
der zweiten Regeleinrichtung 5 ist dabei über den Kondensator
34 dimensionierbar.
Zusätzlich ist in Fig. 2 eine sogenannte "Feed-Forward Re
gelschaltung" zur Kompensation einer Regelabweichung der
Sollspannung des äußeren Regelkreises vorgesehen. Dazu ist
eine Kompensationseinrichtung 35 vorgesehen, die einen zwei
ten Transkonduktanzverstärker 36 und einen Kondensator ent
hält. Dem negativen Eingang des Transkonduktanzverstärkers 36
wird das Sollpotential 23 der ersten Reglereinrichtung 1 zu
geführt. Dem positiven Eingang des Transkonduktanzverstärkers
36 wird ein zweites Sollpotential 37 einer Sollwertspannungs
quelle zugeführt. Am Ausgang der Kompensationseinrichtung ist
dann ein Kompensationssignal 39 abgreifbar, das über den
Rückkopplungszweig 7 zusammen mit dem Ausgangsstrom 24 das
Regelpotential 40 erzeugt und in den Regeleingang der PWM-Ein
richtung eingekoppelt wird.
Nachfolgend wird die Funktionsweise dieser Kompensationsein
richtung 35 näher erläutert.
Wie oben erläutert ergibt sich der Verstärkungsfaktor des
Komparators 30 und damit der ersten Regeleinrichtung 1 über
das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 31 und
32. Weist jedoch der Komparator 30 eine zu kleine Verstärkung
auf, dann kann es zu einer Regelabweichung im Ausgangssignal
der ersten Reglereinrichtung 1 kommen, d. h. es kommt zu ei
ner Abweichung des von der ersten Reglereinrichtung 1 aus
gangsseitig erzeugten Sollpotentiales 23 von einem vorgegebe
nen Sollpotential 37.
Eine Vergrößerung des Verstärkungsfaktors des Komparators 30
durch geeignete Dimensionierung der Widerstände 31, 32 ist
jedoch nur begrenzt möglich, da bei einer zu großen Verstär
kung der äußere Regelkreis nicht stabil ist und anfängt zu
schwingen. Beispielsweise ergibt sich bei einem Verstärkungs
faktor V = 10 eine Regelabweichung des Sollpotentials 23 der
ersten Reglereinrichtung 1 vom vorgegebenen Sollpotential 37
von etwa 10%.
Zur Kompensation dieser Regelabweichung wird das Sollpotenti-
als 23 der ersten Regeleinrichtung 1 der Kompensationsvor
richtung 35 zugeführt. Bei einer Regelabweichung wird am Aus
gang der Kompensationsvorrichtung 35 ein Kompensationssignal
39 erzeugt. Dieses Gleichspannungssignal 39 wird dem aus
gangsseitig von der spannungsgesteuerten Stromquelle 19 be
reitgestellten Wechselspannungssignal 24 überlagert. In die
PWM-Einrichtung wird dann ein Wechselspannungsüberlagertes
Gleichspannungssignal 40 als Regelgröße zugeführt. Bei einer
Regelabweichung des Sollpotentials 23 wird somit ein der Re
gelabweichung entsprechender Gleichanteil zur Kompensation in
den negativen Eingang der PWM-Einrichtung eingekoppelt. Auf
diese Weise wird erreicht, daß die Ausgangsspannung des äu
ßeren Regler und damit auch dessen Eingangsspannung auf einem
festen, daß heißt dem vorgegebenen Sollwertpegel des Sollpo
tentials liegt. Es wird dadurch vermieden, daß eine Regelab
weichung im Ausgangssignal des äußeren Regelkreises beibehal
ten wird und sich somit ungünstig auf die Stabilität des Re
gelsystems auswirkt.
Bei geringen Regelabweichungen ist es nicht erforderlich bzw.
häufig auch nicht erwünscht, diese sofort, d. h. dynamisch
ohne Verzögerung auszuregeln. Es ist daher typischerweise ein
die Trägheit der Kompensationseinrichtung bestimmendes Ele
ment, das typischerweise durch ein Kondensator ausgebildet
ist, vorgesehen. Vorteilhafterweise wird in Fig. 2 dieser
Kondensator durch den Kondensator 34 der spannungsgesteuerten
Stromquelle 19 gebildet. Auf diese Weise kann ein Kondensator
eingespart werden.
Die Kompensationseinrichtung ist bekanntermaßen ein Integra
tor und kann daher, ähnlich wie der Integrator 19, durch jede
Art von spannungsgesteuerten Stromquellen ausgebildet sein.
Die Spannungs-Strom-Wandlung der Kompensationseinrichtung 35
ist somit auch nicht notwendigerweise auf einen Transkonduk
tanzverstärker 36 beschränkt, sondern kann beispielsweise
auch durch einen Operationsverstärker ersetzt werden.
Fig. 3 zeigt drei Signal-/Zeit-Diagramme der erfindungsgemä
ßen Schaltungsanordnung entsprechend Fig. 2. Fig. 3a zeigt
in einer Simulation der Schaltungsanordnung entsprechend Fig.
2 den zeitlichen Verlauf des Laststromes 22, Fig. 3b den
zeitlichen Verlauf der Drosselspannung 18 und Fig. 3c den
zeitlichen Verlauf des durch die spannungsgesteuerte Strom
quelle 19 ermittelten Laststromes 22, bei dem der Gleichspan
nungsanteil des Regelsignals durch das Kompensationssignal 39
der dritten Regeleinrichtung "verfälscht" wurde.
Im eingeschwungenen Zustand stellt sich ein Laststrom 22 im
Lastkreis des Schaltreglers ein (Fig. 3a). Die gemessene
Drosselspannung 18 repräsentiert die zeitliche Ableitung die
ses Laststromes 22 (Fig. 3b). Nach Aufintegration der recht
eckförmigen Drosselspannung 18 ergibt sich dann ein Regelpo
tential 40, das exakt die gleiche Kurvenform wie der Last
strom 22 aufweist.
In den Fig. 1 und 2 ist der Current-Mode-Schaltregler als
Tiefsetzsteller (Buck-Converter) ausgebildet. Die Erfindung
ist jedoch nicht auf einen Tiefsetzsteller beschränkt, son
dern kann bei jedem Current-Mode-Schaltregler, wie beispiels
weise bei einem Hochsetzsteller (Boost-Converter), Sperrwand
ler (Fly-Back-Converter), oder daraus abgeleiteten Konvertern
angewendet werden.
Die bevorzugte, jedoch nicht notwendigerweise ausschließliche
Anwendung, finden die erfindungsgemäßen Current-Mode-
Schaltregler bei getakteten Stromversorgungen. Besonders vor
teilhaft ist die Erfindung in einem Schaltnetzteil mit Cur
rent-Mode-Schaltregler.
1
erste Regeleinrichtung, Regler des äußeren Regelkreises
2
Referenzpotential
3
Ausgangspotential des Schaltreglers
4
(erster) Rückkopplungszweig
5
zweite Regeleinrichtung, Regler des inneren Regelkreises, PWM-Einrichtung
7
(zweiter) Rückkopplungszweig
8
PWM-Komparator
9
Latch, Flip-Flop
10
Systemtakt
11
(pulsweitenmoduliertes) Ansteuersignal
12
steuerbarer Leistungsschalter/Leistungstransistor
13
,
14
erstes/zweites Versorgungspotential
15
Drosselinduktivität, Drosselspule
16
Last
17
Meßpotential
18
Drosselspannung
19
spannungsgesteuerte Stromquelle
20
Freilaufelement, Freilaufdiode
21
Element zur Spannungsglättung, Glättungskondensator
22
Laststrom
23
(von der ersten Regeleinrichtung erzeugtes) Sollpotential
24
Ausgangssignal des Integrators
30
Komparator der ersten Regeleinrichtung
31
,
32
erster/zweiter Widerstand der ersten Regeleinrichtung
33
(erster) Transkonduktanzverstärker
34
integrierendes Element, Kondensator
35
Kompensationseinrichtung
36
(zweiter) Transkonduktanzverstärker
37
(vorgegebenes) Sollpotential
38
Spannungsquelle
39
Kompensationssignal
40
Regelsignal/-potential des inneren Regelkreises
Claims (13)
1. Current-Mode-Schaltregler zur Stromversorgung mit den fol
genden Merkmalen:
- (a) mit einer ersten Regeleinrichtung (1) zur Spannungsrege
lung und einer zweiten Regeleinrichtung zur Laststromre
gelung, die jeweils zwei Eingänge und jeweils einen Aus
gang aufweisen, wobei
- - einem ersten Eingang der ersten Regeleinrichtung (1) ein Referenzsignal (2) und einen zweiten Eingang als Regelgröße ein Ausgangssignal (3) des Current-Mode- Schaltreglers zuführbar ist und wobei
- - der Ausgang der ersten Regeleinrichtung (1) mit einem ersten Eingang der zweiten Regeleinrichtung (5) gekop pelt ist,
- (b) mit mindestens einem durch ein Steuersignal (11) der zweiten Regeleinrichtung (5) steuerbaren Leistungsschal ter (12), dessen Laststrecke zwischen einem ersten Pol mit einem ersten Versorgungspotential (13) und einem zweiten Pol mit einem zweiten Versorgungspotential (14) angeordnet ist,
- (c) mit einer in Reihe zur dieser Laststrecke angeordneten Drosseleinrichtung (15),
- (d) mit einem Integrator (19), der durch zeitliche Integrati on der an der Drosseleinrichtung (15) abfallenden Dros selspannung (18) ein einen Laststrom (22) abbildendes Re gelsignal (40) erzeugt, das als Regelgröße in einen zwei ten Eingang der zweiten Regeleinrichtung (5) eingekoppelt wird.
2. Schaltregler nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Integrator (19) als spannungsgesteuerten Stromquelle
ausgebildet ist.
3. Schaltregler nach einem der vorherigen Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß als Integrator (19) ein erster Transkonduktanzverstärker
(33) mit nachgeschaltetem kapazitiven Element (34) vorgesehen
ist.
4. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß als Integrator (19) ein Operationsverstärker mit nachge
schaltetem kapazitiven Element (34) vorgesehen ist.
5. Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Regeleinrichtung (5) einen Pulsweitenmodulator
(6) aufweist, der zumindest einen pulsweiten modulierten Kom
parator (8) und eine taktgesteuerte Speichereinrichtung (9)
enthält.
6. Schaltregler nach einen der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß der steuerbare Leistungsschalter (12) ein durch Feldef
fekt gesteuerter Transistor oder ein Bipolartransistor ist.
7. Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Schaltregler einen Tiefsetzsteller aufweist.
8. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Schaltregler einen Hochsetzsteller aufweist.
9. Schaltregler nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Schaltregler einen Sperrwandler aufweist.
10. Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß im Lastkreis des Schaltreglers Mittel zur Signalglättung
vorgesehen sind, wobei die Mittel zur Signalglättung zumin
dest einen Glättungskondensator (21) und/oder zumindest eine
Drosselspule (15) enthalten.
11. Schaltregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine Kompensationseinrichtung (35) vorgesehen ist, die
bei einer Regelabweichung der ersten Regeleinrichtung (1) ein
von dieser Regelabweichung abgeleitetes Kompensationssignal
(39) erzeugt, das dem vom Laststrom (22) abgeleiteten Regel
signal (24) überlagert wird und als Regelgröße in die zweite
Regeleinrichtung (5) eingekoppelt wird.
12. Schaltregler nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Regelung der Kompensationseinrichtung (35) träge er
folgt, wobei als das die Trägheit bestimmende Element das in
tegrierende Element (34) der ersten Regeleinrichtung (5) vor
gesehen ist.
13. Schaltnetzteil mit einem Current-Mode-Schaltregler nach
einem der vorhergehenden Ansprüche.
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