WO2008138771A1 - Vorrichtung zum betreiben eines schaltnetzteils - Google Patents

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WO2008138771A1
WO2008138771A1 PCT/EP2008/055388 EP2008055388W WO2008138771A1 WO 2008138771 A1 WO2008138771 A1 WO 2008138771A1 EP 2008055388 W EP2008055388 W EP 2008055388W WO 2008138771 A1 WO2008138771 A1 WO 2008138771A1
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current
voltage
choke
sdiff
signal
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PCT/EP2008/055388
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Stephan Bolz
Martin GÖTZENBERGER
Original Assignee
Continental Automotive Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Definitions

  • the invention relates to a device for operating a switched mode power supply with a choke coil and a switching element associated with the choke coil.
  • Switching power supplies find a variety of uses. They are used to generate a higher or lower operating voltage than a supply voltage. Compared to analog regulated power supplies, switch mode power supplies are characterized by efficiencies of around 70 to 95%. This leads only to low heating and connected to high reliability. In addition, the regularly high clock frequency with which they are operated leads to small component size and relatively low weight.
  • Switching power supplies have a switching element, supported by the energy portions are taken at a high clock frequency from a supply voltage source. Usual clock frequencies are between 20 and 300 kHz depending on the power. The ratio between the switch-on and switch-off time of the switching element determines the average energy flow.
  • a low-pass filter is basically arranged, which smoothes the discontinuous energy flow.
  • Secondarily clocked switching power supplies have no galvanic isolation between input and output.
  • Primary switched mode power supplies offer a galvanic
  • Switched-mode power supplies may be configured such as buck converters, step-up converters, inverting converters, flyback converters, single-ended forward transformers, half-bridge flyback converters, full bridge offset converters, half-bridge balanced converters, parallel feed balanced push-pull converters and push-pull resonant converters.
  • Switched-mode power supplies are thus also used to generate a suitable operating voltage for, for example, devices of the fuel injection system or also for devices for voltage supply and voltage monitoring of microcontractors, as used, for example, in control units of the engine management or of the braking system in motor vehicles.
  • a suitable operating voltage for, for example, devices of the fuel injection system or also for devices for voltage supply and voltage monitoring of microcontractors, as used, for example, in control units of the engine management or of the braking system in motor vehicles.
  • the switching element When operating a switching power supply, it is necessary to detect the output voltage of the switching power supply and the current flowing through the inductor current. Depending on the switching state of the switching power supply, the switching element can then be adjusted by means of a control signal. If the value of the throttle current is less than a predetermined limit value, the switching element can be switched on. The inductor current increases and, as a consequence, also the current detected at the inductor. The detected current is then compared to an upper limit. Once the detected current is greater than the upper limit, the switching element can be switched off via the control signal.
  • the switching element now remains off until a predetermined period of time has expired or until the inductor current has reached a lower limit. This value can also be zero.
  • a shunt resistor can be inserted in series with the choke coil and / or in series with the switching element.
  • the inductor current flowing through the shunt resistor generates a voltage drop that is detected and represents the inductor current.
  • the choke coil real consisting of an inductive and a resistive component, simulated by a matched, parallel to the choke coil RC network
  • the choke coil are the components of the RC Network dimensioned so that the time constant of the RC network is equal to the time constant of the real inductor coil, the voltage across the capacitor is equal to the voltage drop across the resistive portion of the choke coil.
  • a signal representative of the current through the choke coil can be tapped off across the capacitor.
  • the temperature-dependent ohmic portion of the choke coil can be compensated by a temperature compensation by an external resistance circuit. The temperature measurement required for the temperature compensation takes place indirectly within the ISL 6561 IC.
  • the object on which the invention is based is to provide an apparatus and a method for operating a switching power supply, which enables a simple, as lossless and accurate detection of the current through a choke coil of the switching power supply.
  • the invention is characterized by an apparatus and a method for operating a switched-mode power supply having a choke coil and a switching element associated with the choke coil.
  • the apparatus includes an observer configured to determine a throttle voltage signal that is representative of a throttle voltage that drops across the inductor.
  • the device has an integrator which integrates the choke voltage signal during each current increase phase of a current through the choke coil. On the output side, a throttle current signal is thereby generated at the integrator which is representative of the current through the choke coil, depending on the respective integrated throttle voltage signal.
  • Throttle voltage signal across the choke coil and the subsequent integration a loss of free image of the current can be generated by the choke coil.
  • high currents for example currents of more than 10 A
  • Parasitic properties of the choke coil and their temperature dependence play a particularly negligible role, because no adapted image of the choke coil properties must be created, the ohmic portion of the inductor may even be zero.
  • the unnecessary temperature measurement and compensation simplifies the detection of the current through the choke coil. Rapid temperature changes of the inductor are so negligible.
  • the use of standard components, which are also available for the special requirements in the motor vehicle enables simple and cost-effective production. Furthermore, it has been shown that it is possible to determine the inductor current signal over a wide frequency bandwidth with good accuracy.
  • the observer comprises a differential amplifier.
  • the differential amplifier is designed to detect the throttle voltage across the choke coil and to generate the choke voltage signal on the output side. In this way, only the voltage drop across the choke coil is amplified and high common-mode rejection is achieved.
  • the observer comprises an integrator.
  • the integrator integrates the throttle voltage signal during each current increase phase of the current through the choke coil and generates on the output side a signal representative of the current through the choke coil, depending on the respective integrated choke voltage signal. So a particularly simple integration is possible.
  • the differential amplifier comprises an operational amplifier. The operational amplifier is configured to detect the choke voltage across the choke coil. On the operational amplifier, a particularly high common-mode rejection is achieved in this way on the input side and, on the output side, a mass-related choke voltage signal is generated.
  • the integrator comprises an operational amplifier and an integration capacitor.
  • the operational amplifier and the integration capacitor associated with the operational amplifier integrate the choke voltage signal during each current increase phase of the current through the choke coil and generate on the output side a signal representative of the current through the choke coil, depending on the respective integrated choke voltage signal. In this way, a ground related voltage is generated across the integration capacitor representing the inductor current signal.
  • the observer comprises a current mirror circuit having an input network and an integration network.
  • the input network is configured to detect the throttle voltage and to generate a first intermediate voltage representative of the throttle voltage by means of a current mirror input resistance assigned to the input network.
  • the integration network tapped by the input network is designed to generate a second intermediate voltage representative of the choke voltage by means of an integration resistor assigned to the integration network.
  • the second intermediate voltage is assigned by the integration resistor an intermediate current, which represents the throttle voltage signal.
  • the observer includes an integration capacitor.
  • the integration capacitor is arranged to be supplied with the choke voltage signal. A voltage drop across the integration capacitor represents the inductor current signal. In this way, the integrator is particularly simple, robust and inexpensive realized by the integration capacitor.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement of a switched-mode power supply and a device for operating the switched-mode power supply
  • FIG. 2 shows a circuit arrangement according to FIG. 1 with a more detailed representation of the device for operating the switched-mode power supply
  • FIG. 3 shows a further circuit arrangement of the device for operating the switched-mode power supply
  • Figure 5 shows another circuit arrangement of the device for operating the switching power supply.
  • a switched-mode power supply (FIG. 1) is designed, for example, as a step-down converter.
  • the buck converter converts a higher input voltage V_IN into a lower output voltage V_OUT.
  • the switching power supply is provided on the input side with an input capacitor Cl for stabilizing the input side applied input voltage V IN.
  • the switched-mode power supply can be arranged, for example, in a motor vehicle, and the input voltage V_IN can be provided, for example, by a supply voltage source which is part of the electrical system of the motor vehicle.
  • a reference potential is denoted by GND.
  • the switched-mode power supply comprises a choke coil L, a switching element Tl, a switching mains diode D and an output capacitor C2.
  • the output voltage of the switching power supply is designated V_OUT.
  • An apparatus for operating the switching power supply comprises an observer OB and a control unit CTL.
  • the observer OB is configured to generate a throttle current signal U_IL that represents the inductor current IL through the inductor L.
  • the control unit CTL preferably comprises a current and / or a voltage regulator, wherein the current and / or voltage regulators can be designed, for example, as a two-point regulator.
  • the control unit CTL is assigned as an actuator the switching element Tl.
  • the control unit CTL is designed to compare the inductor current signal U_IL and / or the output voltage V_OUT of the switched-mode power supply with a predetermined lower or upper current and / or voltage limit value and to switch the switching element T1 on or off by means of a manipulated variable.
  • a control variable is a control signal CNTL for adjusting the switching state of the switching element Tl.
  • the operation of the switching power supply is as follows.
  • the inductor current signal U_IL is compared with the predetermined lower current limit, which may also be zero.
  • the switching element Tl is activated for switching on.
  • a choke current I_L driven by the voltage difference between the input voltage V IN and the output voltage V_OUT is established by the choke coil L.
  • the throttle current signal U_IL is compared with the predetermined upper current limit. As soon as the inductor current signal reaches the upper current limit, the switching element Tl is driven to turn off. The GmbHnetztildiode D is conductive, driven by the EMF of the inductor L. The energy stored in the inductor L then discharges as
  • the switching element Tl is controlled by means of inductor L from V_IN to V_OUT amount of energy and thus the value of the output voltage V_OUT controlled.
  • the throttle current signal U_IL is compared with the predetermined lower current limit. As soon as the inductor current signal U IL reaches the predefined lower current limit value, the switching element T1 is again activated to be switched on by means of the control signal CNTL. The inductor current I_L rises again and the process repeats.
  • the device for operating a switched-mode power supply can also be designed to drive the switching element T 1 in the sense of a pulse width modulation.
  • FIG. 2 shows in more detail a schematic structure of the FIG.
  • the observer OB comprises a differential amplifier DIFF and an integrator INT.
  • the differential amplifier DIFF picks up the choke voltage UL at the choke coil L. from.
  • the choke voltage U_L results approximately as the difference between the input voltage V IN and the output voltage V OUT.
  • a throttle voltage signal SDIFF is generated at the differential amplifier DIFF.
  • the SDIFF is detected and integrated by the integrator INT on the input side.
  • the inductor current signal U_IL is generated, which represents the inductor current I_L through the inductor L.
  • the differential amplifier DIFF comprises a first operational amplifier OP1 and the input resistors R1 and R3, as well as the resistors R2 and R4. Via the input resistors Rl and R3, the first operational amplifier OP1 picks up the choke voltage U_L across the choke coil L.
  • the inverting input of the first operational amplifier OP1 via the input resistor Rl the higher throttle potential is supplied.
  • the non-inverting input of the first operational amplifier OP1 is supplied via the input resistor R3, the lower throttle voltage potential.
  • the integrator INT thus generates on the output side the inductor current signal U_IL, which represents the inductor current I_L through the inductor L.
  • the integrator INT comprises a second operational amplifier OP2, an integration resistor RINT and an integration capacitor CINT.
  • the inverting input of the second operational amplifier OP2 uses the integration resistor RINT to pick up the choke voltage signal SDIFF generated by the differential amplifier.
  • the non-inverting input of the second operational amplifier OP2 is connected directly to the reference potential GND.
  • the integration capacitor CINT is connected on the one hand to the inverting input and on the other hand to the output of the second operational amplifier OP2.
  • the second operational amplifier OP2 is designed on the output side to control the voltage across the integration capacitor CINT such that the differential voltage is kept at 0 V at its inverting input.
  • the voltage UO here represents the initial condition, which was already at the beginning of the integration interval to the integration capacitor CINT. Due to the additional input for the reset signal RESET, which is located at the integrator INT, the initial condition of the integrator can be set.
  • the reset signal RESET is ideally inverted to the control signal CNTL. This will switching time of the switching element Tl achieved that on the one hand, the integration capacitor CINT is discharged and on the other hand, that the inductor current build-up IL in the inductor L and the inductor current signal increase U_IL at the integration capacitor CINT of the integrator INT start simultaneously.
  • time profile of the control signal CNTL shows, illustrated in an idealized form, the time profile of the control signal CNTL, the time profile of the inductor current I_L through the inductor L, the time profile of the inductor voltage signal SDIFF, the time profile of the reset signal RESET and the time profile of the inductor current signal U IL.
  • the time courses are based on the behavior of the circuit arrangement according to FIG. 3.
  • the switching power supply is in the deactivated state.
  • the control signal CNTL is at the O level and no inductor current I_L flows through the inductor L.
  • the inductor voltage signal SDIFF at the output of the differential amplifier DIFF is at the OV potential.
  • the reset signal RESET is ideally inverted to the control signal CNTL connected and carries 1 level and thus turns on a reset switching element TRES.
  • the reset switching element TRES is connected in FIG. 3 by way of example to the integration capacitor CINT in such a way that the integration capacitor CINT is short-circuited when the reset switching element TRES is switched on. Thus, no voltage across the integration capacitor CINT can be tapped and the inductor current signal U_IL remains at 0 V.
  • the switching power supply is activated and the control signal CNTL is set to 1-level.
  • the control signal CNTL is turned on, the switching element Tl.
  • a choke voltage UL which approximately results from the difference between the input voltage V_IN and the output voltage V_OUT.
  • the choke voltage U_L leads to a throttle current increase I_L in the choke coil L.
  • the choke voltage U L is amplified by the differential amplifier DIFF on the output side to the choke voltage signal SDIFF. Since the differential amplifier DIFF is embodied as an inverting differential amplifier in FIG. 3 by way of example, the choke voltage signal SDIFF is formed inverted with respect to the choke voltage U_L.
  • the reset signal RESET carries an O level at this time and thus holds the reset switching element TRES in the off state. Since the integrator INT in FIG. 3 is designed, for example, as an inverting integrator, an increasing voltage, which represents the inductor current signal U_IL, is dropped across the integration capacitor CINT during the time period TD 1.
  • the throttle current signal U_IL reaches an upper throttle current signal limit value U ILMAX and the switching element Tl is switched off via the control signal CNTL.
  • the switching element T 1 is switched off and the switching time diode D acts as freewheeling and takes over the inductor current I_L through the inductor L.
  • the inductance voltage UL across the inductance L is approximated.
  • the output side amplified inductor voltage signal SDIFF at the differential amplifier DIFF is thus also approximately 0 V.
  • the reset switch TRES which is turned on by the reset signal RESET, short-circuits the integration capacitor CINT in order to reduce the stored charge.
  • the inductor current signal U IL approaches 0 V.
  • the differential amplifier DIFF comprises an input network EN, an integration network IN and a current mirror circuit.
  • the input network EN comprises a resistor RI1, a base emitter path of a second current mirror switching element TIL, a base emitter path of a first current mirror switching element T10 and a current mirror input resistance RIO. Furthermore, it is associated with the inductor L. In the following, it is assumed that when the switching element T1 is on, the throttle voltage potential at a first tap point AP1 is higher than at a second tap point AP2 and the resistor R1l has approximately zero .OMEGA.
  • a first intermediate voltage U_l that of the choke voltage, drops when the switching element T1 is switched on above the current mirror input resistance RIO UL across the inductor L corresponds.
  • the first intermediate voltage U 1 dropping across the current mirror input resistance RIO causes a first intermediate current I_1, which is supplied to the current mirror.
  • the first intermediate current I_l can be adjusted with regard to its current intensity.
  • the first intermediate current I 1 is thus substantially dependent on the current mirror input resistance RIO and the choke voltage UL across the choke coil L and substantially independent of common-mode voltage changes across the choke coil L.
  • the voltage drops across the base emitter paths of the first and second current mirror switching elements T10 and T11 are not identical. With suitable dimensioning of the resistor RIl this inequality of the voltage drops can be compensated.
  • the current mirror consists of the current mirror switching elements T10 to T13 and two current mirror resistors R12 and R13.
  • the current mirror is designed so that the base collector path of the second current mirror switching element TIl and the base collector section of the third current mirror switching element T12 are short-circuited.
  • the impressed by the StromLiteeingangs- resistance RIO first intermediate current I_l flows at a closer look through the first and third current mirror switching element TlO and T12 and through the current mirror resistor R12 to the reference potential GND.
  • a part of the first intermediate current I 1 is tapped off by a second node K 2 and supplied to a third node K 3 in an inflowing manner to the base of the third current mirror switching element T 12 and to the base of the fourth current mirror switching element T 13.
  • the base-emitter voltage of the third and fourth current mirror switching elements T12 and T13 are identical.
  • the tapped current at the third node K3 thus divides evenly and flows into the base of the third StromLiteschalt- element T12 and in the base of the fourth current mirror switching element T13.
  • the base current of the fourth current mirror switching element T13 has a control effect on the current through the emitter collector path and thereby a second intermediate current I_2 is impressed by this base current.
  • This second intermediate current I 2 flows through the resistor RIl, through the second and fourth current mirror switching element TIl and T13 and through the current mirror resistor R13 to the reference potential GND. Due to the even distribution of the current mes at the third node K3, the first intermediate current I_l is identical to the second intermediate current I_2.
  • this can act as negative feedback and counteract the base emitter voltage of the fourth current mirror switching element T13.
  • the second intermediate current I_2 impressed from the first intermediate current I_1 can be adjusted in its current intensity.
  • the integration network IN comprises the integration resistor RINT, the base emitter path of the integration switching element TINT, the base emitter path of the first current mirror switching element T10 and the current mirror input resistance RIO.
  • the integration network IN is connected to the input network EN via a first contact point K1 and via a fourth contact point K4.
  • a second intermediate voltage U_INT drops across the integration resistor RINT, which is identical to the first intermediate voltage U 1.
  • Der second intermediate voltage U_INT is associated with an intermediate current through the integration resistor RINT, which represents the throttle voltage signal SDIFF. By suitable dimensioning of the integration resistor RINT, the throttle voltage signal can be adjusted.
  • the second intermediate voltage U_INT associated throttle voltage signal SDIFF through the integration resistor RINT can be supplied via the integration switching element TINT an integrator.
  • the first and second current mirror diodes D10 and D11 are formed as protection diodes for the base emitter paths of the first current mirror switching element T10 and the integration switching element TINT.
  • the choke coil L is free.
  • the first current mirror diode D10 protects the base emitter path of the first current mirror switching element TlO and the second current mirror diode Dil the base emitter path of the integration switching element TINT characterized in that when freewheeling a short-term voltage drop across the Drosseisispule L in the forward direction of the current mirror diodes DlO and Dil is reduced by these.
  • the integrator comprises the integration capacitor CINT.
  • the integration capacitor CINT integrates the supplied thereto choke voltage signal SDIFF.
  • the voltage generated via the integration capacitor CINT corresponds to the inductor current signal U_IL.
  • the inductor current signal U IL thus represents an inductor current profile I_L through the choke coil L.
  • the reset switching element TRES switches on and thus closes the integration capacitor CINT briefly, causing it to discharge and the inductor current signal U IL to 0V ,
  • the throttle voltage signal SDIFF and the throttle current signal U IL can also be represented by a current, for example.
  • the observer OB can also be easily assembled as integrated circuits. This makes it particularly versatile.

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Abstract

Ein Schaltnetzteil umfasst eine Drosselspule (L) und einem der Drosselspule (L) zugeordnetes Schaltelement (T1). Eine Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetzteils umfasst einen Beobachter (OB), der dazu ausgebildet ist, ein Drosselspannungssignal (SDIFF) zu ermitteln, welches repräsentativ ist für eine Drosselspannung (U_L), die über der Drosselspule (L) abfällt. Das Drosselspannungssignal (SDIFF) wird, während jeweils einer Stromanstiegsphase eines Stromes (I_L) durch die Drosselspule (L), integriert. Durch die Integration wird ein für den Strom (I_L) durch die Drosselspule (L) repräsentatives Drosselstromsignal (U_IL) abhängig von dem jeweiligen integrierten Drosselspannungssignal (SDIFF) ermittelt.

Description

Beschreibung
Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils mit einer Drosselspule und einem der Drosselspule zugeordneten Schaltelement. Schaltnetzteile finden vielfältigen Einsatz. Sie werden eingesetzt, um eine gegenüber einer Versorgungsspannung höhere oder auch niedrigere Betriebsspannung zu erzeugen. Im Vergleich zu analog geregelten Netzteilen zeichnen sich Schaltnetzteile dadurch aus, dass sie Wirkungsgrade von etwa 70 bis 95 % erreichen. Dies führt nur zu geringer Erwärmung und verbunden damit zu hoher Zuverlässigkeit. Zudem führt die regelmäßig hohe Taktfre- quenz, mit der sie betrieben werden, zu kleiner Bauteilgröße und relativ geringem Gewicht.
Schaltnetzteile weisen ein Schaltelement auf, unterstützt durch das Energieportionen mit einer hohen Taktfrequenz aus einer Versorgungsspannungsquelle entnommen werden. Übliche Taktfrequenzen liegen je nach Leistung zwischen 20 und 300 KHz. Das Verhältnis zwischen Einschalt- und Ausschaltzeit des Schaltgliedes bestimmt den mittleren Energiefluss . Ausgangs- seitig ist grundsätzlich ein Tiefpass angeordnet, der den diskontinuierlichen Energiefluss glättet.
Es existieren sekundär und primär geschaltete getaktete Schaltnetzteile. Sekundär getaktete Schaltnetzteile weisen keine galvanische Trennung zwischen Eingang und Ausgang auf. Primär getaktete Schaltnetzteile bieten eine galvanische
Trennung zwischen Eingang und Ausgang. Ihre Schaltelemente arbeiten auf der Primärseite des Transformators. Ferner wird bezüglich der Schaltnetzteile zwischen Sperr-, Durchfluss- und Resonanzwandlern unterschieden. Sperrwandler übertragen die Energie von der Primärseite zu der Sekundärseite während der Sperrphase der Schaltelemente. Durchflusswandler übertragen die Energie während der Leitendphase der Schaltelemente. Resonanzwandler benutzen einen Schwingkreis, um die Schalt- elemente im Strom- oder Nulldurchgang schalten zu lassen, um auf diese Weise die Belastung der Halbleiter während des Schaltvorganges zu reduzieren. Schaltnetzteile können so ausgebildet sein, beispielsweise als Abwärtswandler, Aufwärts- wandler, invertierender Wandler, Sperrwandler, Eintaktdurch- flusswandler, Halbbrückendurchflusswandler, Vollbrückengegen- taktwandler, Halbbrückengegentaktwandler, Gegentaktwandler mit Parallelspeisung und Gegentaktresonanzwandler .
Schaltnetzteile werden so auch eingesetzt zum Erzeugen einer geeigneten Betriebsspannung für beispielsweise Vorrichtungen der Kraftstoffeinspritzanlage oder auch für Vorrichtungen der Spannungsversorgung und Spannungsüberwachung von Mikrocont- rollern, wie sie beispielsweise in Steuergeräten des Motorma- nagements oder des Bremssystems in Kraftfahrzeugen eingesetzt werden. Im Zusammenhang mit dem Einsatz von Kraftstoffeinspritzanlagen, wo in der Regel eine höhere Spannung als die vom Bordnetz verfügbaren 12 V benötigt werden, sowie beim Einsatz von Spannungsüberwachern von MikroControllern, wo in der Regel eine niedrigere Spannung als die vom Bordnetz verfügbaren 12 V benötigt werden, werden aufgrund der benannten Vorteile gegenüber analog geregelten Netzteil zur Wandlung von Gleichspannungen zunehmend Schaltnetzteile eingesetzt.
Beim Betrieb eines Schaltnetzteils ist es erforderlich, die Ausgangsspannung des Schaltnetzteils und den durch die Drosselspule fließenden Strom zu erfassen. Je nach Schaltzustand des Schaltnetzteils kann dann das Schaltelement mittels eines Steuersignals eingestellt werden. Ist der Wert des Drossel- Stroms kleiner als ein vorgegebener Grenzwert, so kann das Schaltelement eingeschaltet werden. Der Drosselstrom steigt an und in der Folge davon auch der an der Drosselspule er- fasste Strom. Der erfasste Strom wird dann mit einem oberen Grenzwert verglichen. Sobald der erfasste Strom größer ist als der obere Grenzwert, kann über das Steuersignal das Schaltelement ausgeschaltet werden.
Je nach Bedarf bleibt das Schaltelement nun ausgeschaltet, bis eine vorgegebene Zeitdauer abgelaufen ist oder aber bis der Drosselstrom einen unteren Grenzwert erreicht hat. Dieser Wert kann auch Null sein.
Zur Erfassung des Drosselstromes kann beispielsweise ein Shuntwiderstand in Reihe mit der Drosselspule und/oder in Reihe mit dem Schaltelement eingefügt werden. Der durch den Shuntwiderstand fließende Drosselstrom erzeugt einen Spannungsabfall, der erfasst wird und den Drosselstrom repräsentiert.
Eine andere Möglichkeit der Erfassung des Drosselstromes ist eine Magnetfeldmessung. Bei der Magnetfeldmessung, wie sie in der Druckschrift „ASIC Based Closed-Loop Transducers from 6 A up to 25 A nominal" von Rüdiger Bürkel, Hans Dieter Huber und Stephane Rollier publiziert im Jahr 2003 des Herstellers LEM Components beschrieben wird, wird das durch den Drosselstrom erzeugte Magnetfeld erfasst und in eine repräsentative Messgröße umgewandelt.
In einer weiteren Ausführung der Magnetfeldmessung, wie sie in der Druckschrift „ASIC Based Closed-Loop Transducers from 6 A up to 25 A nominal" von Rüdiger Bürkel, Hans Dieter Huber und Stephane Rollier publiziert im Jahr 2003 des Herstellers LEM Components beschrieben wird, wird das durch den Drossel- ström erzeugte Magnetfeld erfasst und durch einen Strom in einer zusätzlichen Kompensationswicklung im Stromsensor zu Null kompensiert. Die Stromstärke des Stroms durch diese zusätzliche Kompensationswicklung entspricht dann der Stromstärke des zu erfassenden Drosselstromes.
In der Druckschrift FN9098.5 „Multi-Phase PWM Controller with Precision rDS (ON) or DCR Differential Current Sensing for VRlO. X Application" des Bauelements ISL 6561 des Herstellers INTERSIL vom 12. Mai 2005 wird eine weitere Möglichkeit der Stromerfassung beschrieben. Hier wird die Drosselspule, real bestehend aus einem induktiven und einem ohmschen Anteil, durch ein angepasstes, zur Drosselspule parallel geschaltetes RC-Netzwerk nachgebildet. Sind die Komponenten des RC- Netzwerks so dimensioniert, dass die Zeitkonstante des RC- Netzwerks gleich ist mit der Zeitkonstante der realen Drosselspule, ist die Spannung über dem Kondensator gleich dem Spannungsabfall über dem ohmschen Anteil der Drosselspule. Durch diesen Zusammenhang kann ein zum Strom durch die Drosselspule repräsentatives Signal über dem Kondensator abgegriffen werden. Der temperaturabhängige ohmsche Anteil der Drosselspule kann durch eine Temperaturkompensation durch eine externe Widerstandsbeschaltung ausgeglichen werden. Die für die Temperaturkompensation benötigte Temperaturerfassung erfolgt indirekt innerhalb des ISL 6561 ICs.
Die Aufgabe, die der Erfindung zugrunde liegt, ist es, eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetz- teils zu schaffen, die eine einfache, möglichst verlustfreie und genaue Erfassung des Stromes durch eine Drosselspule des Schaltnetzteils ermöglicht.
Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale des unabhängigen Patentanspruchs. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung zeichnet sich aus durch eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils mit einer Drosselspule und einem der Drosselspule zugeordneten Schaltelement. Die Vorrichtung weist einen Beobachter auf, der ausgebildet ist, ein Drosselspannungssignal zu ermitteln, das repräsentativ ist für eine Drosselspannung, die über der Drosselspule abfällt. Des Weiteren weist die Vorrichtung ei- nen Integrator auf, der das Drosselspannungssignal, während jeweils einer Stromanstiegsphase eines Stroms durch die Drosselspule, integriert. Ausgangsseitig wird dadurch am Integrator ein Drosselstromsignal erzeugt, das repräsentativ ist für den Strom durch die Drosselspule, abhängig vom jeweiligen in- tegrierten Drosselspannungssignal. Durch das Erfassen des
Drosselspannungssignals über der Drosselspule und die nachfolgende Integration, kann besonders verlustfrei ein Abbild des Stroms durch die Drosselspule erzeugt werden. Dadurch können hohe Ströme, beispielsweise Ströme von mehr als 10 A, durch die Drosselspule erfasst werden, ohne das hohe Verlustleistungen entstehen und hohe Anforderungen an die Wärmeabfuhr gestellt werden müssen. Somit kann ein hoher Wirkungs- grad des Schaltnetzteils sichergestellt werden. Parasitäre Eigenschaften der Drosselspule und deren Temperaturabhängigkeit spielen eine besonders zu vernachlässigende Rolle, weil kein angepasstes Abbild der Drosselspulen-Eigenschaften erstellt werden muss, wobei der ohmsche Anteil der Drosselspule sogar Null sein darf. Durch die nicht notwendige Temperaturmessung und -kompensation vereinfacht sich die Erfassung des Stromes durch die Drosselspule. Schnelle Temperaturänderungen der Drosselspule sind so vernachlässigbar. Ein Einsatz von Standardbauelementen, die auch für die besonderen Anforderun- gen im Kraftfahrzeug zur Verfügung stehen, ermöglicht ein einfaches und kostengünstiges Herstellen. Ferner hat sich gezeigt, dass mit guter Genauigkeit so ein Ermitteln des Drosselstromsignals über eine breite Frequenzbandbreite möglich ist .
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst der Beobachter einen Differenzverstärker. Der Differenzverstärker ist dazu ausgebildet, die Drosselspannung über der Drosselspule zu erfassen und das Drosselspannungssignal ausgangsseitig zu erzeugen. Auf diese Weise wird nur der Spannungsabfall über der Drosselspule verstärkt und eine hohe Gleichtaktunterdrückung erreicht.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst der Beobachter einen Integrator. Der Integrator integriert das Drosselspannungssignal während jeweils einer Stromanstiegsphase des Stromes durch die Drosselspule und erzeugt ausgangsseitig ein für den Strom durch die Drosselspule repräsentatives Signal, abhängig von dem jeweiligen integrierten Drosselspannungssignal. So ist ein besonders einfaches Integrieren möglich. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst der Differenzverstärker einen Operationsverstärker. Der Operationsverstärker ist dazu ausgebildet, die Drosselspannung über der Drosselspule zu erfassen. Am Operationsverstärker wird auf diese Weise eingangsseitig eine besonders hohe Gleichtaktunterdrückung erreicht und ausgangsseitig ein massebezogenes Drosselspannungssignal erzeugt.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst der Integrator einen Operationsverstärker und einen Integrationskondensator. Der Operationsverstärker und der dem Operationsverstärker zugeordnete Integrationskondensator integrieren das Drosselspannungssignal während jeweils einer Stromanstiegsphase des Stromes durch die Drosselspule und erzeugen ausgangsseitig ein für den Strom durch die Drosselspule repräsentatives Signal, abhängig von dem jeweiligen integrierten Drosselspannungssignal. Auf diese Weise wird eine massebezogene Spannung über dem Integrationskondensator erzeugt, die das Drosselstromsignal repräsentiert.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst der Beobachter eine Stromspiegelschaltung mit einem Eingangsnetzwerk und einem Integrationsnetzwerk. Das Eingangsnetzwerk ist dazu ausgebildet, die Drosselspannung zu erfassen und eine der Drosselspannung repräsentative erste Zwischenspannung mittels eines dem Eingangsnetzwerk zugeordneten Stromspiegel- eingangswiderstandes zu erzeugen. Das vom Eingangsnetzwerk abgegriffene Integrationsnetzwerk ist dazu ausgebildet, eine für die Drosselspannung repräsentative zweite Zwischenspan- nung mittels eines dem Integrationsnetzwerk zugeordneten Integrationswiderstands zu erzeugen. Der zweiten Zwischenspannung ist durch den Integrationswiderstand ein Zwischenstrom zugeordnet, der das Drosselspannungssignal repräsentiert. Durch die Verwendung des Eingangsnetzwerks wird nur der Span- nungsabfall über der Drosselspule berücksichtigt und eine besonders hohe Gleichtaktunterdrückung erreicht. Durch die Verwendung des Integrationsnetzwerkes kann eine sehr genaue Einstellung des Zwischenstromes erfolgen und dieser dann integ- riert werden. Durch die sehr einfache Realisierung der Stromspiegelschaltung mit dem Eingangsnetzwerk und dem Integrationsnetzwerk mittels Standardbauelementen, kann eine sehr einfache und sehr kostengünstige Ausgestaltung erreicht werden. Durch geeignete Dimensionierung der Standardbauelemente der Stromspiegelschaltung, des Eingangsnetzwerks und des Integrationsnetzwerks, kann ein Störeinfluss des Beobachters auf die Funktion des Schaltnetzteils sehr gering gehalten werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst der Beobachter einen Integrationskondensator. Der Integrationskondensator ist so angeordnet, dass ihm das Drosselspannungssignal zugeführt wird. Ein Spannungsabfall über dem Integrationskondensator repräsentiert das Drosselstromsignal. Auf diese Weise wird der Integrator besonders einfach, robust und kostengünstig durch den Integrationskondensator realisiert.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind im Folgenden anhand der schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1 eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteils und einer Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetzteils,
Figur 2 eine Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 mit einer detaillierteren Darstellung der Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetzteils,
Figur 3 eine weitere Schaltungsanordnung der Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetzteils,
Figur 4 einen zeitlichen Verlauf von Signalen,
Figur 5 eine weitere Schaltungsanordnung der Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetzteils.
Elemente gleicher Konstruktion oder Funktion sind figurenübergreifend mit dem gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Ein Schaltnetzteil (Figur 1) ist beispielsweise als Tiefsetz- steller ausgebildet. Der Tiefsetzsteiler wandelt eine höhere Eingangsspannung V_IN in eine niedrigere Ausgangsspannung V_OUT um.
Das Schaltnetzteil ist eingangsseitig mit einem Eingangskondensator Cl versehen zum Stabilisieren der eingangsseitig anliegenden Eingangsspannung V IN.
Das Schaltnetzteil kann beispielsweise in einem Kraftfahrzeug angeordnet sein und die Eingangsspannung V_IN kann beispielsweise von einer Versorgungsspannungsquelle zur Verfügung gestellt werden, die Bestandteil des Bordnetzes des Kraftfahr- zeuges ist. Ein Bezugspotential ist mit GND bezeichnet.
Das Schaltnetzteil umfasst eine Drosselspule L, ein Schaltelement Tl, eine Schaltnetzteildiode D und einen Ausgangskondensator C2. Die Ausgangsspannung des Schaltnetzteils ist mit V_OUT bezeichnet.
Eine Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetzteils umfasst einen Beobachter OB und eine Steuereinheit CTL. Der Beobachter OB ist dazu ausgebildet, ein Drosselstromsignal U_IL zu erzeugen, dass den Drosselstrom I L durch die Drosselspule L repräsentiert. Die Steuereinheit CTL umfasst bevorzugt einen Strom- und/oder einen Spannungsregler, wobei die Strom- und/oder Spannungsregler beispielsweise als Zweipunktregler ausgebildet sein können. Der Steuereinheit CTL ist als Stell- glied das Schaltelement Tl zugeordnet. Die Steuereinheit CTL ist dazu ausgebildet, das Drosselstromsignal U_IL und/oder die Ausgangsspannung V_OUT des Schaltnetzteils mit einem vorgegebenen unteren oder oberen Strom- und/oder Spannungsgrenzwert zu vergleichen und mittels einer Stellgröße das Schalt- element Tl ein- oder auszuschalten. Als Stellgröße dient ein Steuersignal CNTL zum Einstellen des Schaltzustandes des Schaltelements Tl. Die Funktionsweise des Schaltnetzteils ist wie folgt. Zum Betrieb des Schaltnetzteils wird das Drosselstromsignal U_IL mit dem vorgegebenen unteren Stromgrenzwert verglichen, der auch Null sein kann. Sobald der untere Stromgrenzwert er- reicht wird, wird das Schaltelement Tl zum Einschalten angesteuert. Es wird ein Drosselstrom I_L, getrieben durch die Spannungsdifferenz zwischen Eingangsspannung V IN und Ausgangsspannung V_OUT, durch die Drosselspule L aufgebaut.
Das Drosselstromsignal U_IL wird mit dem vorgegebenen oberen Stromgrenzwert verglichen. Sobald das Drosselstromsignal den oberen Stromgrenzwert erreicht, wird das Schaltelement Tl zum Ausschalten angesteuert. Die Schaltnetzteildiode D wird leitend, getrieben durch die EMK der Drosselspule L. Die in der Drosselspule L gespeicherte Energie entlädt sich dann als
Stromfluss durch die Schaltnetzteildiode D zu dem Ausgangskondensator C2, wodurch dieser geladen wird und die Ausgangsspannung V_OUT erzeugt. Über das Tastverhältnis, d.h. Verhältnis der Ein- zu Ausschaltzeit, des Schaltelements Tl wird die mittels Drosselspule L von V_IN nach V_OUT übertragene Energiemenge und damit der Wert von der Ausgangsspannung V_OUT gesteuert.
Das Drosselstromsignal U_IL wird mit dem vorgegebenen unteren Stromgrenzwert verglichen. Sobald das Drosselstromsignal U IL den vorgegebenen unteren Stromgrenzwert erreicht, wird das Schaltelement Tl mittels Steuersignal CNTL wieder zum Einschalten angesteuert. Der Drosselstrom I_L steigt erneut an und der Vorgang wiederholt sich.
Alternativ kann die Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils auch dazu ausgebildet sein, das Schaltelement Tl im Sinne einer Pulsbreitenmodulation anzusteuern.
Figur 2 zeigt detaillierter einen schematischen Aufbau des
Beobachters OB. Der Beobachter OB umfasst einen Differenzverstärker DIFF und einen Integrator INT. Der Differenzverstärker DIFF greift die Drosselspannung U L an der Drosselspule L ab. Bei eingeschaltetem Schaltelement Tl ergibt sich die Drosselspannung U_L näherungsweise als die Differenz zwischen der Eingangsspannung V IN und der Ausgangsspannung V OUT. Ausgangsseitig wird am Differenzverstärker DIFF ein Drossel- Spannungssignal SDIFF erzeugt. Das Drosselspannungssignal
SDIFF wird eingangsseitig vom Integrator INT erfasst und integriert. Am Ausgang des Integrators INT wird das Drosselstromsignal U_IL erzeugt, welches den Drosselstrom I_L durch die Drosselspule L repräsentiert.
Somit besteht ein Zusammenhang zwischen dem Anstieg des Drosselstroms I_L, erzeugt durch die Drosselspannung U_L über der Drosselspule und dem Anstieg des Drosselstromsignals U IL am Integrator, erzeugt durch das Drosselspannungssignal SDIFF, nach folgender Beziehung
I_L = (1 / L) J U_L dt ~ (1 / C) J SDIFF dt = U_IL.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel (Figur 3) umfasst der Differenzverstärker DIFF einen ersten Operationsverstärker OPl und die Eingangswiderstände Rl und R3, sowie die Widerstände R2 und R4. Über die Eingangswiderstände Rl und R3 greift der erste Operationsverstärker OPl die Drosselspannung U_L über der Drosselspule L ab. Dabei sei in diesem Ausfüh- rungsbeispiel darauf hingewiesen, dass dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärker OPl über den Eingangswiderstand Rl das höhere Drosselspannungspotential zugeführt wird. Dem nicht invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers OPl wird über den Eingangswiderstand R3 das niedrigere Drosselspannungspotential zugeführt. Durch diese Zuordnung der Eingänge des ersten Operationsverstärkers OPl bei eingeschaltetem Schaltelement Tl, wird ausgangsseitig eine invertierende Verstärkung der abgegriffenen Drosselspannung U_L erzeugt. Das gemäß der Beziehung
SDIFF = -U L * (R2 / Rl) mit Rl = R3, R2 = R4 erzeugte Drosselspannungssignal SDIFF kann von einem Integrator INT eingangsseitig abgegriffen und integriert werden. Der Integrator INT erzeugt so ausgangsseitig das Drosselstromsignal U_IL, welches den Drosselstrom I_L durch die Drosselspule L repräsentiert.
Der Integrator INT umfasst einen zweiten Operationsverstärker OP2, einen Integrationswiderstand RINT und einen Integrationskondensator CINT. Der invertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers OP2 greift über den Integrationswiderstand RINT das vom Differenzverstärker erzeugte Drosselspannungssignal SDIFF ab. Der nicht invertierende Eingang des zweiten Operationsverstärkers OP2 ist direkt mit dem Bezugspotential GND verbunden. Der Integrationskondensator CINT ist einerseits mit dem invertierenden Eingang und andererseits mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers OP2 verschaltet. Der zweite Operationsverstärker OP2 ist dazu ausgebildet ausgangsseitig die Spannung über dem Integrationskondensator CINT so auszusteuern, dass die Differenzspannung an seinem invertierenden Eingang auf 0 V gehalten wird. Durch die integrierende Wirkung des Integrationskondensators CINT wird ausgangsseitig des zweiten Operationsverstärkers OP2 dem Integrationskondensator CINT ein Strom zugeführt, der einen ansteigenden Spannungsabfall U_IL über dem Integrationskon- densator CINT erzeugt. Das Drosselstromsignal U IL über dem Integrationskondensator CINT repräsentiert somit gemäß der Beziehung
U_IL = -(I / (RINT * CINT)) * J(SDIFF dt) + UO
den Drosselstrom I L durch die Drosselspule L bei eingeschaltetem Schaltelement Tl. Die Spannung UO repräsentiert hier die Anfangsbedingung, die zu Beginn des Integrationsintervalls bereits an dem Integrationskondensator CINT lag. Durch den zusätzlichen am Integrator INT liegenden Eingang für das Resetsignal RESET, kann die Anfangsbedingung des Integrators gesetzt werden. Das Resetsignal RESET ist idealerweise invertiert zum Steuersignal CNTL geschaltet. Dadurch wird zum Ein- schaltzeitpunkt des Schaltelements Tl erreicht, dass zum einen der Integrationskondensator CINT entladen ist und zum anderen, dass der Drosselstromaufbau I L in der Drosselspule L und der Drosselstromsignalanstieg U_IL am Integrationskonden- sator CINT des Integrators INT gleichzeitig starten.
Gemäß der Vorrichtung nach Figur 3, ergibt sich somit die Gesamtbeziehung
U_IL = ( (R2 / Rl) / (RINT * CINT)) * J U_L dt.
Figur 4 zeigt, idealisiert dargestellt, den zeitlichen Verlauf des Steuersignals CNTL, den zeitlichen Verlauf des Drosselstromes I_L durch die Drosselspule L, den zeitlichen Ver- lauf des Drosselspannungssignals SDIFF, den zeitlichen Verlauf des Resetsignals RESET und den zeitlichen Verlauf des Drosselstromsignales U IL. Die zeitlichen Verläufe basieren auf dem Verhalten der Schaltungsanordnung nach Figur 3.
Zum Zeitpunkt t < tθ ist das Schaltnetzteil im deaktivierten Zustand. Das Steuersignal CNTL ist auf O-Pegel und es fließt kein Drosselstrom I_L durch die Drosselspule L. Das Drosselspannungssignal SDIFF am Ausgang des Differenzverstärkers DIFF ist auf OV-Potential . Das Resetsignal RESET ist idealer- weise invertiert zum Steuersignal CNTL geschaltet und führt 1-Pegel und schaltet somit ein Resetschaltelement TRES ein. Das Resetschaltelement TRES ist in Figur 3 beispielhaft so mit dem Integrationskondensator CINT verschaltet, dass bei eingeschaltetem Resetschaltelement TRES der Integrationskon- densator CINT kurzgeschlossen ist. Somit kann keine Spannung über dem Integrationskondensator CINT abgegriffen werden und das Drosselstromsignal U_IL verbleibt auf 0 V.
Zum Zeitpunkt t = tθ wird das Schaltnetzteil aktiviert und das Steuersignal CNTL auf 1-Pegel gesetzt. Bei eingeschaltetem Steuersignal CNTL schaltet das Schaltelement Tl ein. Über der Drosselspule L liegt dann eine Drosselspannung U L an, die sich näherungsweise aus der Differenz der Eingangsspannung V_IN und Ausgangsspannung V_OUT ergibt.
Während einer Zeitdauer TD_1, die sich von dem Zeitpunkt tθ bis zu einem Zeitpunkt tl erstreckt, führt die Drosselspannung U_L zu einem Drosselstromanstieg I_L in der Drosselspule L. Die Drosselspannung U L wird durch den Differenzverstärker DIFF ausgangsseitig zum Drosselspannungssignal SDIFF verstärkt. Da der Differenzverstärker DIFF in Figur 3 beispiel- haft als invertierender Differenzverstärker ausgebildet ist, ist das Drosselspannungssignal SDIFF invertiert in Bezug auf die Drosselspannung U_L ausgebildet. Das Resetsignal RESET führt zu diesem Zeitpunkt O-Pegel und hält somit das Reset- schaltelement TRES im ausgeschalteten Zustand. Da der In- tegrator INT in Figur 3 beispielhaft als invertierender Integrator ausgebildet ist, fällt über dem Integrationskondensator CINT während der Zeitdauer TD 1 eine ansteigende Spannung ab, die das Drosselstromsignal U_IL repräsentiert.
Zum Zeitpunkt t = tl erreicht das Drosselstromsignal U_IL einen oberen Drosselstromsignal-Grenzwert U ILMAX und das Schaltelement Tl wird über das Steuersignal CNTL ausgeschaltet.
Während einer Zeitdauer TD 2, die sich von dem Zeitpunkt tl bis zum Zeitpunkt t2 erstreckt, ist das Schaltelement Tl ausgeschaltet und die Schaltnetzteildiode D dient als Freilauf und übernimmt den Drosselstrom I_L durch die Drosselspule L. Die Drosselspannung U L über der Drosselspule L wird nähe- rungsweise zu 0 V und das ausgangsseitig verstärkte Drosselspannungssignal SDIFF am Differenzverstärker DIFF beträgt somit ebenso näherungsweise 0 V. Das durch das Resetsignal RESET eingeschaltete Resetschaltelement TRES schließt den Integrationskondensator CINT kurz, um die gespeicherte Ladung abzubauen. Dadurch nähert sich das Drosselstromsignal U IL 0 V an . Zum Zeitpunkt t = t2 ist die Ausgangsspannung V OUT über dem Ausgangskondensator C2 am Schaltnetzteil ist auf 0 V abgefallen. Dadurch wird das Steuersignal CNTL erneut auf 1-Pegel gesetzt und das Schaltelement Tl erneut eingeschaltet. Der Vorgang beginnt erneut wie zum Zeitpunkt tθ beschrieben.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel (Figur 5) umfasst der Differenzverstärker DIFF ein Eingangsnetzwerk EN, ein Integrationsnetzwerk IN und eine Stromspiegelschaltung. Das Ein- gangsnetzwerk EN umfasst einen Widerstand RIl, eine Basisemitterstrecke eines zweiten Stromspiegelschaltelements TIl, eine Basisemitterstrecke eines ersten Stromspiegelschaltelements TlO und einen Stromspiegeleingangswiderstand RIO. Ferner ist ihm die Drosselspule L zugeordnet. Nachfolgend ist vorausgesetzt, dass bei eingeschaltetem Schaltelement Tl das Drosselspannungspotential an einem ersten Abgriffspunkt APl höher ist als an einem zweiten Abgriffspunkt AP2 und der Widerstand RIl näherungsweise Null Ω hat. Unter der weiteren Annahme, dass der Spannungsabfall über der Basisemitterstre- cke des ersten Stromspiegelschaltelements TlO und der Spannungsabfall über der Basisemitterstrecke des zweiten Stromspiegelschaltelements TIl gleich ist, fällt bei eingeschaltetem Schaltelement Tl über dem Stromspiegeleingangswiderstand RIO eine erste Zwischenspannung U_l ab, die der Drosselspan- nung U L über der Drosselspule L entspricht. Somit stellt sich emitterseitig an dem ersten und zweiten Stromspiegel- schaltelementen TlO und TIl das gleiche Spannungspotential ein. Die über dem Stromspiegeleingangswiderstand RIO abfallende erste Zwischenspannung U 1 ruft einen ersten Zwischen- ström I_l hervor, der dem Stromspiegel zugeführt wird. Durch geeignete Dimensionierung des Stromspiegeleingangswiderstand RIO, kann der erste Zwischenstrom I_l bezüglich seiner Stromstärke eingestellt werden. Der erste Zwischenstrom I 1 ist somit im Wesentlichen abhängig von dem Stromspiegeleingangs- widerstand RIO und der Drosselspannung U L über der Drosselspule L und im Wesentlichen unabhängig von Gleichtaktspannungsveränderungen über der Drosselspule L. Bei realer Betrachtungsweise des Eingangsnetzwerkes EN, sind die Spannungsabfälle über den Basisemitterstrecken des ersten und zweiten Stromspiegelschaltelements TlO und TIl nicht i- dentisch. Bei geeigneter Dimensionierung des Widerstandes RIl kann diese Ungleichheit der Spannungsabfälle ausgeglichen werden .
Der Stromspiegel besteht aus den Stromspiegelschaltelementen TlO bis T13 und zwei Stromspiegelwiderständen R12 und R13. Der Stromspiegel ist so ausgebildet, dass die Basiskollektorstrecke des zweiten Stromspiegelschaltelements TIl und die Basiskollektorstrecke des dritten Stromspiegelschaltelements T12 kurzgeschlossen sind. Der durch den Stromspiegeleingangs- widerstand RIO eingeprägte erste Zwischenstrom I_l fließt bei einer näherungsweisen Betrachtung durch das erste und dritte Stromspiegelschaltelement TlO und T12 und durch den Stromspiegelwiderstand R12 zum Bezugspotential GND. Durch einen zweiten Knotenpunkt K2 wird ein Teil des ersten Zwischenstromes I 1 abgegriffen und einem dritten Knotenpunkt K3 zuflie- ßend der Basis des dritten Stromspiegelschaltelements T12 und der Basis des vierten Stromspiegelschaltelements T13 zugeführt. Unter der Annahme, dass das dritte und das vierte Stromspiegelschaltelement T12 und T13 identisch aufgebaut sind und identische Eigenschaften haben und die beiden Strom- spiegelwiderstände R12 und R13 gleich dimensioniert sind, ist die Basisemitterspannung des dritten und vierten Stromspiegelschaltelements T12 und T13 identisch. Der abgegriffene Strom am dritten Knotenpunkt K3 teilt sich somit gleichmäßig auf und fließt in die Basis des dritten Stromspiegelschalt- elements T12 und in die Basis des vierten Stromspiegelschaltelements T13. Der Basisstrom des vierten Stromspiegelschaltelements T13 hat eine Steuerwirkung auf den Strom durch die Emitterkollektorstrecke und dadurch wird ein zweiter Zwischenstrom I_2 durch diesen Basisstrom eingeprägt. Dieser zweite Zwischenstrom I 2 fließt durch den Widerstand RIl, durch das zweite und vierte Stromspiegelschaltelement TIl und T13 und durch den Stromspiegelwiderstand R13 zum Bezugspotential GND. Bedingt durch die gleichmäßige Aufteilung des Stro- mes am dritten Knotenpunkt K3, ist der erste Zwischenstrom I_l identisch zu dem zweiten Zwischenstrom I_2.
Durch eine geeignete Dimensionierung des Stromspiegelwider- Standes R13, kann dieser als Gegenkopplung wirken und der Basisemitterspannung des vierten Stromspiegelschaltelements T13 entgegenwirken. Dadurch kann der aus dem ersten Zwischenstrom I_l eingeprägte zweite Zwischenstrom I_2 in seiner Stromstärke eingestellt werden.
Das Integrationsnetzwerk IN umfasst den Integrationswiderstand RINT, die Basisemitterstrecke des Integrationsschaltelements TINT, die Basisemitterstrecke des ersten Stromspiegelschaltelements TlO und den Stromspiegeleingangswiderstand RIO. Das Integrationsnetzwerk IN ist mit dem Eingangsnetzwerk EN über einen ersten Kontaktpunkt Kl und über einen vierten Kontaktpunkt K4 verbunden. Unter der Annahme, dass der Spannungsabfall über der Basisemitterstrecke des Integrationsschaltelements TINT identisch ist mit dem Spannungsabfall ü- ber der Basisemitterstrecke des ersten Stromspiegelschaltelements TlO, fällt über dem Integrationswiderstand RINT eine zweite Zwischenspannung U_INT ab, die identisch ist zu der ersten Zwischenspannung U 1. Der zweiten Zwischenspannung U_INT ist ein Zwischenstrom durch den Integrationswiderstand RINT zugeordnet, der das Drosselspannungssignal SDIFF repräsentiert. Durch eine geeignete Dimensionierung des Integrationswiderstandes RINT kann das Drosselspannungssignal eingestellt werden. Das der zweiten Zwischenspannung U_INT zugeordnete Drosselspannungssignal SDIFF durch den Integrations- widerstand RINT, kann über das Integrationsschaltelement TINT einem Integrator zugeführt werden.
Die erste und die zweite Stromspiegeldiode DlO und Dil sind als Schutzdioden für die Basisemitterstrecken des ersten Stromspiegelschaltelements TlO und des Integrationsschaltelements TINT ausgebildet. Wenn das Schaltelement Tl des Schaltnetzteils ausgeschaltet ist, läuft die Drosselspule L frei. Zu diesem Zeitpunkt schützt die erste Stromspiegeldiode DlO die Basisemitterstrecke des ersten Stromspiegelschaltelements TlO und die zweite Stromspiegeldiode Dil die Basisemitterstrecke des Integrationsschaltelements TINT dadurch, dass beim Freilaufen ein kurzzeitiger Spannungsabfall an der Dros- seispule L in Durchlassrichtung der Stromspiegeldioden DlO und Dil von diesen abgebaut wird.
Der Integrator umfasst den Integrationskondensator CINT. Der Integrationskondensator CINT integriert das ihm zugeführte Drosselspannungssignal SDIFF. Die dabei erzeugte Spannung ü- ber dem Integrationskondensator CINT entspricht dem Drosselstromsignal U_IL. Bei eingeschaltetem Schaltelement Tl repräsentiert somit das Drosselstromsignal U IL einen Drosselstromverlauf I_L durch die Drosselspule L. Bei ausgeschalte- tem Schaltelement Tl schaltet das Resetschaltelement TRES ein und schließt somit den Integrationskondensator CINT kurz, wodurch dieser entladen wird und das Drosselstromsignal U IL auf 0 V absinkt.
Grundsätzlich können das Drosselspannungssignal SDIFF und das Drosselstromsignal U IL beispielsweise auch durch einen Strom repräsentiert sein.
Der Beobachter OB kann auch sehr einfach als integrierte Schaltkreise ausgebildete Einheit angebaut werden. Dadurch ist er besonders vielseitig anwendbar.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils mit einer Drosselspule (L) und einem der Drosselspule (L) zugeordneten Schaltelement (Tl), wobei die Vorrichtung aufweist:
- einen Beobachter (OB) , der ausgebildet ist zum Ermitteln eines Drosselspannungssignals (SDIFF) , das repräsentativ ist für eine Drosselspannung (U_L) , die über der Drosselspule (L) abfällt und zum Integrieren des Drosselspannungssignals (SDIFF) während jeweils einer Stromanstiegsphase eines Stroms (I L) durch die Drosselspule (L) und zum Ermitteln eines für den Strom (I_L) durch die Drosselspule (L) repräsentativen Drosselstromsignals (U IL) abhängig von dem jeweiligen integrierten Drosselspannungssignal (SDIFF) .
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Beobachter (OB) einen Differenzverstärker (DIFF) umfasst, der dazu ausgebildet ist, die Drosselspannung (U_L) über der Drosselspule (L) zu erfassen und das Drosselspannungssignal (SDIFF) ausgangs- seitig zu erzeugen.
3. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der der Beobachter (OB) einen Integrator (INT) umfasst, der das Drosselspannungssignal (SDIFF) während jeweils einer Stroman- Stiegsphase des Stromes (I_L) durch die Drosselspule (L) integriert und ein für den Strom (I_L) durch die Drosselspule (L) repräsentatives Signal (U_IL) erzeugt, abhängig von dem jeweiligen integrierten Drosselspannungssignal (SDIFF).
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, bei der der Differenzverstärker (DIFF) einen Operationsverstärker (OPl) umfasst, dessen Eingänge die Drosselspannung (U_L) abgreifen.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 oder 4, bei der der Integrator (INT) einen Operationsverstärker (OP2) und einen Integrationskondensator (CINT) umfasst.
6. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der der Beobachter (OB) eine Stromspiegelschaltung mit einem Eingangsnetzwerk (EN) und einem Integrationsnetzwerk (IN) um- fasst, wobei das Eingangsnetzwerk (EN) dazu ausgebildet ist, die Drosselspannung (U L) zu erfassen und eine der Drosselspannung (U_L) repräsentative 1. Zwischenspannung mittels eines dem Eingangsnetzwerk (EN) zugeordneten Stromspiegelein- gangswiderstand (RIO) zu erzeugen und eine für die Drosselspannung (U L) repräsentative 2. Zwischenspannung mittels ei- nes dem Integrationsnetzwerk (IN) zugeordneten Integrationswiderstand (RINT) zu erzeugen, wobei der 2. Zwischenspannung ein Zwischenstrom durch dem Integrationswiderstand (RINT) zugeordnet ist, der das Drosselspannungssignal (SDIFF) repräsentiert .
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der der Beobachter (OB) einen Integrationskondensator (CINT) umfasst, der so angeordnet ist, dass ihm der Zwischenstrom zugeführt wird, wobei ein Spannungsabfall über dem Integrationskondensator (CINT) das Drosselstromsignal (U_IL) repräsentiert.
8. Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils mit einer Drosselspule (L) und einem der Drosselspule (L) zugeordneten Schaltelement (Tl) mittels eines Beobachters (OB), bei dem - ein Drosselspannungssignal (SDIFF) ermittelt wird, das repräsentativ ist für eine Drosselspannung (U_L) , die über der Drossel (L) abfällt
- das Drosselspannungssignal (SDIFF), während jeweils einer Stromanstiegsphase eines Stroms (I_L) durch die Drosselspule (L) , integriert wird
- ein für den Strom (I L) durch die Drosselspule repräsentatives Drosselstromsignal (U_IL) abhängig von dem jeweiligen integrierten Drosselspannungssignal (SDIFF) ermittelt wird.
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