DE102021203742A1

DE102021203742A1 - Strommessvorrichtung für getaktete leistungswandler und regelungsschaltung zur anwendung der strommessvorrichtung

Info

Publication number: DE102021203742A1
Application number: DE102021203742.9A
Authority: DE
Inventors: Joachim Mühlschlegel
Original assignee: Osram GmbH
Current assignee: Inventronics De GmbH
Priority date: 2021-04-15
Filing date: 2021-04-15
Publication date: 2022-10-20
Also published as: CN115219778A; US11971433B2; US20220334150A1

Abstract

Vorgeschlagen wird eine Strommessvorrichtung für getaktete elektronische Leistungswandler, die zwei unabhängige und für den zu messenden Strom in Serie geschaltete Sensoren aufweist, von denen einer eine Admittanz und der andere eine Konduktanz ist. Zur Admittanz trägt ein paralleler Strommesswiderstand und ein Mittelwertkondensator bei, die parallelgeschaltet sind. Die Konduktanz wird von einem seriellen Strommesswiderstand gebildet.Der zu messende Strom hat einen Effektivwert, der mindestens 1 ,4-mal und höchstens 8-mal so groß ist wie sein Mittelwert. Der Strom weist also sowohl Gleich- als auch Wechselstromanteile auf. Zur Regelung des getakteten Leistungswandlers ist die Auswertung des Gleichstromanteils oder Mittelwertes besonders wichtig.Im Gegensatz zum bekannten Stand der Technik, die Eingänge von elektrischen Filtern für Messzwecke möglichst hochohmig zu gestalten, wird hier ein Filter in den Leistungspfad zurückverlegt beziehungsweise mit den Strommeßsensoren verschmolzen. Zu diesem Zweck muss der aus dem Stand der Technik bekannte konzentrierte Stromsensor aufgeteilt werden. Derart vorgefilterte Meßspannungen können zudem genauer ausgewertet werden, insbesondere dann, wenn diese Auswertung ähnlich aufgeteilt ist wie die Messung.

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Strommessvorrichtung für Ströme mit hohen Wechselstromanteilen, wie sie insbesondere in getakteten elektronischen Leistungswandlern vorkommen. Wegen dieser Wechselstromanteile muss die Messung gefiltert sein. Die Erfindung betrifft ebenfalls eine Regelungsschaltung für solche getaktete Leistungswandler. Getaktete elektronische Leistungswandler sind insbesondere enthalten in Steckernetzteilen, einfachen Stromversorgungen, Schaltnetzteilen, Laborstromversorgungen, Gleichstromwandlern, Gleichspannungswandlern, aktiven Stromquellen, aktiven Spannungsquellen oder Betriebsgeräten für Lichtquellen, bevorzugt für Leuchtdioden.
Hintergrund
Elektronische Schaltungen zur Wandlung elektrischer Energie oder Leistung sind heutzutage meist getaktet betrieben und müssen fast immer geregelt sein. Zu diesem Zweck müssen innerhalb eines solchen getakteten elektronischen Leistungswandlers diejenigen elektrischen Signale, die bzgl. der mindestens einen zu regelnden Größe am aussagekräftigsten sind, gemessen werden, um die so gewonnenen Messwerte als Rückführgrößen an den Regler melden zu können.
Soll bspw. eine Leistung auf ihren Sollwert geregelt werden, muss mindestens ein Signal gemessen werden, das eine die betrachtete Leistung verursachende Spannung repräsentiert, und zusätzlich mindestens ein zweites Signal, das einen dieselbe Leistung verursachenden Strom repräsentiert.
Oft genügt jedoch nur das eine oder das andere. Soll besagter Leistungswandler als aktive Spannungsquelle oder als Gleichspannungswandler arbeiten, wird in seiner Regelung nur das seine Ausgangsspannung repräsentierende Signal verarbeitet. Wenn umgekehrt dort nur das den Ausgangsstrom repräsentierende Signal verarbeitet wird, arbeitet der Leistungswandler als aktive Stromquelle oder als Gleichstromwandler. Die jeweils offene, also nicht geregelte Größe wird durch die elektrische Last definiert, die gerade an den betrachteten Leistungswandler angeschlossen ist.
Dennoch sind Signale repräsentativ für solche offenen Größen in den meisten Fällen mitzumessen. Eine Spannungsquelle oder ein Gleichspannungswandler bekommt auf diese Weise einen Überlastschutz, der bei maximal erlaubtem Laststrom eingreift und die eigentliche Spannungsquelle in eine Stromquelle verwandelt, wodurch verhindert ist, dass der Laststrom größer als der maximal erlaubte wird. Derart aufgebaute einfache Stromversorgungen wie bspw. Steckernetzteile sind im Gegensatz zu ihrer Bezeichnung im Normalbetrieb auf ihre Ausgangsspannung geregelt. Eine aktive Stromquelle oder ein Gleichstromwandler bekommt auf diese Weise eine Leerlaufstabilität, die insbesondere für Leistungswandler, die eine sogenannte Sicherheits-Schutzkleinspannung (safety extra low voltage oder „SELV“) erzeugen sollen, essenziell ist. Denn ohne Last würde eine Stromquelle unendlich hohe Ausgangsspannungen erzeugen. Bei Mitmessung der Ausgangsspannung kann diese wirkungsvoll auf einen maximal erlaubten Wert, bspw. 54 V oder 60 V, begrenzt werden. Diese Betriebsart „Stromquellencharakteristik mit Spannungsbegrenzung“ ist die bei Betriebsgeräten für Leuchtdioden am häufigsten vorkommende.
Eine Stufe universeller sind sogenannte Laborstromversorgungen, die je nach Last und momentaner Einstellung beides obige leisten können und meist als Schaltnetzteile aufgebaut sind, dann also als Energieversorgung mindestens einen getakteten elektronischen Leistungswandler enthalten. Dort sind meist zwei Regelkreise parallel zueinander angeordnet, von denen immer der mit der strengeren Sollwertbeschränkung aktuell in Eingriff ist und den Leistungswandler regelt. Die physikalisch offene Größe bleibt auch in der Regelung jeweils offen. Oder diese beiden Regelungen sind ineinander kaskadiert, wobei die Stromregelung zumeist unterlagert ist. Denn eine Stromsenke macht wegen ihrer Spannungseinprägung den immer vorhandenen Ausgangskondensator dynamisch unwirksam, weshalb eine Stromregelung einfacher zu stabilisieren ist als eine Spannungsregelung. Beide Anordnungen führen - zumindest theoretisch - zu einem rechteckigen Arbeitsbereich in einem IU-Diagramm, das vom Laststrom als x-Achse und von der Ausgangsspannung als y-Achse aufgespannt wird. Eine Maximalleistung muss vom Leistungswandler verarbeitbar sein und kann aber nur an einem einzigen Punkt abgerufen werden, nämlich an der „rechten oberen Ecke“ des Arbeitsbereichs mit maximalem Laststrom und gleichzeitig maximaler Ausgangsspannung, was zu einer sehr schlechten Ausnutzung der Bauteile des dafür vorgesehenen getakteten elektronischen Leistungswandlers führt.
Alle getakteten elektronischen Leistungswandler umfassen jeweils mindestens einen Speicherkondensator und mindestens eine Speicherinduktivität oder Speicherspule oder Speicherdrossel sowie mindestens eine Gleichrichterdiode und mindestens einen aktiv steuerbaren Leistungstransistor. Damit sind die drei einfachsten Leistungswandlertopologien Tiefsetzsteller (Buck), Hochsetzsteller (Boost) und Drosselinverswandler (Buck-Boost bzw. Flyback) bereits umrissen. Letzterer benötigt zwei Speicherkondensatoren. Werden stattdessen zwei Speicherinduktivitäten spendiert, die auch gekoppelt sein können, und wandert der nun wieder eine Speicherkondensator zwischen Leistungstransistor und Gleichrichterdiode, lässt sich daraus ein Cuk-Wandler konstruieren. Zeta-Wandler und SEPIC (single-ended primary inductor converter) benötigen vom Cuk-Wandler ausgehend noch einen zweiten Speicherkondensator, der Zeta-Wandler an seinem Eingang und der SEPIC an seinem Ausgang. Der nur scheinbar aus dem Tiefsetzsteller abgeleitete Flusswandler (Forward) benötigt über diesen einfachsten Wandler hinausgehend zwei weitere Dioden und einen Dreiwicklungstransformator. Werden zwei aktiv steuerbare Leistungstransistoren in derselben Leistungswandlertopologie eingesetzt, entstehen entweder verbesserte Flusswandler, verbesserte Drosselinverswandler oder Kombinationen daraus, die Synchronvarianten der sechs einfachen obigen Wandlertopologien vom Tiefsetzsteller bis zum SEPIC beziehungsweise ihre zugehörigen bidirektionalen Wandler, Push-Pull-Schaltungen oder Halbbrücken. Letztere benötigen neben mindestens einer zusätzlichen Gleichrichterdiode mindestens einen weiteren Speicherkondensator in Serie zur Speicherinduktivität, der den Gleichspannungsanteil der Halbbrückenausgangsspannung aufnimmt. Bildet dieser Serienkondensator zusammen mit der Speicherinduktivität, die bei Halbbrücken vorteilhaft zumindest teilweise durch einen Transformator realisiert ist, einen Schwingkreis mit einer Eigenfrequenz knapp unterhalb einer niedrigsten Taktfrequenz, entsteht ein resonanter LLC-Wandler. Ist besagtem Transformator zusätzlich ein reiner Resonanzkondensator parallelgeschaltet, ergibt sich ein sogenannter resonanter LCC-Wandler.
All dies sind Leistungswandler oft auch im wörtlichen Sinne: Sie können obige „rechte obere Ecke“ bedienen, ohne wesentliche Änderung an ihrer Schaltung können sie aber genauso gut doppelte Spannung und dafür nur halben Laststrom oder aber doppelten Laststrom bei nur halber Ausgangsspannung liefern. Die so entstandene Hyperbel konstanter Leistung vergrößert den möglichen Arbeitsbereich und damit die Ausnutzung des getakteten elektronischen Leistungswandlers innerhalb einer betrachteten Stromversorgung erheblich. Dazu ist jedoch als drittes die ganz zu Anfang bereits erwähnte Leistungsregelung erforderlich, die als Zwitter zwischen Spannungs- und Stromregelung agiert. Die Messwerte werden multipliziert, und wenn dieses Produkt eine vorgegebene Leistung oder eine Maximalleistung übersteigt, greift ein dritter paralleler Regelkreis ein, der den Leistungswandler auf die gerade vorgegebene Leistung oder auf seine maximal zulässige Ausgangsleistung regelt. Alternativ dazu können die Spannungs- oder Stromsollwerte entsprechend reduziert werden insbesondere dann, wenn eine Hyperbel konstanter Leistung durch eine sie überspannende abfallende Gerade angenähert werden kann, oder wenn kaskadierte Regelung vorliegt. Viele moderne Betriebsgeräte für Leuchtdioden in allen Bereichen der Beleuchtung sind derart aufgebaut, können also auch entlang einer Hyperbel gleicher oder maximaler Leistung arbeiten. Ohne nennenswerte Kostensteigerung können somit viele verschiedene Lasten, bspw. Leuchtdiodenmodule, alternativ von ein- und demselben Betriebsgerät versorgt werden. Zudem können alle auf diese Art entstandenen Systeme über fast den vollen Helligkeitsbereich, also von Helligkeiten 100% bis <1%, gedimmt werden, bspw. über die Kommunikationsprotokolle DALI, DMX, KNX, EIB oder RS488. Selbstverständlich können auch drahtlose Kommunikationsprotokolle wie Bluetooth, ZigBee oder Thread genutzt werden. Ein für solche Systeme taugliches Betriebsgerät sowie der darin verbaute getaktete elektronische Leistungswandler muss dann einen besonders großen Arbeitsbereich abdecken, der bis nahe an die y-Achse obigen IU-Diagramms heranreicht oder diese sogar berührt. Hat der im Betriebsgerät genutzte getaktete elektronische Leistungswandler, insbesondere wenn er resonant aufgebaut ist, eine natürliche Arbeitsgrenze, kann mittels gleichzeitiger Auflassung von Strom- und Spannungsregelkreis auch diese zur Leistungsbegrenzung genutzt werden. Trotzdem müssen in allen Leistungswandlern für Betriebsgeräte, Laborstromversorgungen, Schaltnetzteile, Gleichspannungs- oder Gleichstromwandler, aktive Spannungs- oder Stromquellen oder ähnliches mindestens zwei voneinander im Wesentlichen unabhängige elektrische Größen permanent gemessen werden.
Dieses „permanent“ steht jedoch im Widerspruch zum eingangs erwähnten „getaktet“, kennzeichnend für den Betrieb eines betrachteten Leistungswandlers. Damit eine solche Taktung den gewünschten Effekt erzielt, ist erstens eine der oben schon erwähnten Leistungswandlertopologien erforderlich. Durch die Taktung ist zweitens die Ansteuerung des mindestens einen in der Leistungswandlertopologie enthaltenen aktiv steuerbaren Leistungstransistors grundsätzlich pulsweitenmoduliert (PWM), zeigt also eine Periodendauer T, eine Einschaltzeit und eine Ausschaltzeit. Die Summe aus den beiden letzten ergibt die Periodendauer, oder allgemein ausgedrückt ist eine von den drei Zeiten immer abhängig von den beiden anderen. Diese Zeitstückelung, also alle Signalformen, die durch die Taktung verursacht sind, bspw. Nullpausen, Flanken, Steigungen, Spitzenwerte u. ä. sowie alle dazugehörigen Zeitpunkte oder Zeitintervalle, ist das einen getakteten Betrieb eines Leistungswandlers am klarsten definierende Kennzeichen. Drittens ist dort jeder Leistungstransistor entweder immer nur voll eingeschaltet, durchgesteuert, in Sättigung betrieben, oder aber komplett ausgeschaltet. Dabei umfasst der Begriff „Leistungswandler“ ebenfalls stets Gleichstromwandler, Gleichspannungswandler, Schaltnetzteile, Stromversorgungen, Betriebsgeräte für LEDs etc.
Die Verluste im Leistungswandler noch weiter zu minimieren ist die Triebfeder für diesen Vorschlag einer Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler. Denn nicht nur in der Leistungswandlertopologie an sich, sondern auch bei der Messung ihrer momentanen elektrischen Größen treten Verluste auf, insbesondere bei der Messung von Strömen. Aus Kosten-, Geschwindigkeits-, Genauigkeits- und Anti-Alterungsgründen wird der zu messende Strom sehr oft durch einen Strommesswiderstand geleitet, dessen nicht unendlich große Konduktanz eine Spannung erzeugt, die über ihm messbar ist und als Signal für den zu messenden Strom dient. Der Wert dieses Strommesswiderstandes berechnet sich aus der zum Auswerten erforderlichen Meßspannung dividiert durch den maximalen zu messenden Strom und wird umso höher, je kostengünstiger oder ungenauer die vorgesehene Auswerteschaltung ist oder je genauer die Auswertung sein muss. Denn dann wird eine umso höhere Meßspannung benötigt. Letzteres ist der Anlass zu dieser Erfindung, hinter der sich eine zweite Berechnungsvorschrift für Strommesswiderstände verbirgt, die insbesondere am linken Rand eines Arbeitsbereichs eines Leistungswandlers relevant ist: Die Spannungsauflösung der Auswerteschaltung, bspw. µV pro bit, dividiert durch die für einen kleinst-messbaren oder -sichtbaren Helligkeitsunterschied für z.B. ein LED-Betriebsgerät nötige Stromdifferenz, die zu noch deutlich höheren Werten von Strommesswiderständen mit noch höheren Verlusten führen kann. Der sich dadurch ergebende zweite Widerspruch lautet „Auflösung bzw. Genauigkeit der Messung“ versus „Messverluste“, wobei die Auflösung am linken Rand eines Arbeitsbereichs, bspw. bei 1% Dimmlevel, unter anderem vom DALI-Standard vorgegeben ist und aufgrund der logarithmischen Augenkennlinie dort besonders fein sein muss. Bei üblichen Auswerteschaltungen und bei bekannten Lösungen treibt dies die Messverluste oder den Mess- und Auswerteaufwand oder beides gleichzeitig zwingend in die Höhe.
Der erste Widerspruch zwischen „permanent“ und „getaktet“ führt in den hier betrachteten Leistungswandlern zu einer weiteren Besonderheit. Ihre Regelung erfordert die Permanenz der Messung, die gemessenen Signale sind aufgrund der Taktung oft jedoch keineswegs kontinuierlich. Sie müssen also grundsätzlich gefiltert werden, bevor sie einer Regelung zuführbar sind. Das dafür nötige Filter kann auch vom Regler bzw. von seiner Kompensations- oder Gegenkoppelschaltung umfasst sein. Dabei ist eine Grenzfrequenz des geregelten Leistungswandlers, also bspw. eine Frequenz für eine angenommene Modulation im Sollwert für eine Ausgangsgröße, die vom geregelten Leistungswandler im Wesentlichen noch ungedämpft auf seinen Ausgang übertragen werden kann, immer deutlich niedriger als seine Taktfrequenz. Letztere entspricht dem Kehrwehrt obiger Periodendauer T der Pulsweitenmodulation und ist typischerweise mindestens zehnmal so hoch wie diese Grenzfrequenz, in die auch die Zeitkonstanten der Filter für die Meßsignale hineinwirken, die zumeist Tiefpassfilter sind. Das gesamte System aus Messung, Regelung und Taktung mit folglich tatsächlichem Energietransfer in der Leistungswandlertopologie ist dynamisch gesehen immer deutlich langsamer als die Taktung als solche.
Da in jeder Leistungswandlertopologie außer den Leistungstransistoren, die ein Kontinuum zerhacken, und den Gleichrichterdioden, die aus dem Zerhackten ein anderes Kontinuum erzeugen, im Wesentlichen nur reaktive Elemente vorkommen, die annähernd verlustlos arbeiten und durch ihre integrierenden Eigenschaften prinzipiell Mittelwerte bilden, darf die Berechnung dieser Kontinua nach der Mittelwertmethode erfolgen, die in der Literatur auch als „state space averaging“ bekannt ist: Der Mittelwert jedes zerhackten Signals ist ebenso repräsentativ für ein Signal eines Kontinuums, meist sogar nur unterschieden durch einen konstanten Faktor, oft die Zwei oder Vier, oder durch einen Faktor, der vom Tastverhältnis oder „duty cycle“ obiger Pulsweitenmodulation (PWM) abhängt, oder durch andere naheliegende Faktoren. Dieses Tastverhältnis ist das Verhältnis zwischen Einschaltzeit und Periodendauer innerhalb derselben gerade betrachteten Periode einer Taktung. Jedes Tiefpassfilter ist die technische Entsprechung einer Mittelwertbildung, liefert also die für die Kontinua repräsentativen Ergebnisse, oft sogar automatisch unter Berücksichtigung eines Tastverhältnisses.
Ein Vorteil der direkten Messung zerhackter Größen (d.h. die Messung der Zeitverläufe oder Momentanwerte der Größen Strom bzw. Spannung ohne wesentliche Tiefpassfilterung) ist deren zusätzlicher Informationsgehalt bzgl. der Zeitstückelung. Insbesondere können bestimmte Ereignisse, bspw. das Erreichen eines Leistungstransistor-Maximalstroms, diskreten Zeitpunkten zugeordnet werden, die direkt in entsprechende gegenwirkende Ansteueraktionen (z.B. Überstromschutz für den Transistor oder Ausschalten des Transistors pro Periode einer Taktung) umgesetzt werden können. Das Messen solch zerhackter Größen erleichtert also den bisher nicht beschriebenen Rückweg, aus den kontinuierlichen Reglerausgangssignalen wieder eine getaktete Ansteuerung für den mindestens einen Leistungstransistor zu formen. Dasselbe Meßsignal tiefpassgefiltert kann gleichzeitig dem Eingang des zugehörigen Reglers bspw. als Rückführgröße zugeführt werden.
Das Messen zerhackter Größen als solches kommt insbesondere in denjenigen Leistungswandlern zum Tragen, die außer Spannungs- und Stromwertänderung zwischen Ein- und Ausgang zusätzlich eine galvanische Trennung zwischen ihrem Ein- und Ausgang bereitstellen müssen. Alle Leistungswandler für die schon erwähnte Sicherheits-Schutzkleinspannung (SELV) haben dies als obligate Anforderung, damit deren Ausgangsleitungen auch unter Betrieb berührbar bleiben dürfen. Um dennoch Leistung über die galvanische Barriere hinweg übertragen zu können, sind Transformatoren in die Leistungswandlertopologien zu integrieren, die sich am Leistungsfluss orientiert zwischen Leistungstransistor(-en) und Gleichrichterdiode(-n) befinden. Dadurch zerfällt jede solche Topologie in eine Primärseite mit dem Eingang, dem mindestens einen Leistungstransistor und mindestens einer Primärwicklung auf dem Transformator sowie in eine Sekundärseite mit mindestens einer Sekundärwicklung auf demselben Transformator, der mindestens einen Gleichrichterdiode und dem Ausgang. Die Minimaltopologie genau dafür (daher ist sie auch so beliebt) ist der Flyback-Wandler, dessen Ein- und Ausgang jeweils ein Speicherkondensator parallelgeschaltet ist. Primär- und Sekundärstrom in Transformatoren können Gleichstromanteile aufweisen, Primär- und Sekundärspannung hingegen sind reine Wechselgrößen. Alle vier Größen enthalten somit dominante Wechselanteile, die allesamt mitgemessen werden.
Erschwerend kommt bei diesen isolierten oder isolierenden Leistungswandlern hinzu, dass die Ansteuerung der Leistungstransistoren auf der Primärseite stattfinden muss, die wichtigen Größen Laststrom und Ausgangsspannung jedoch auf der Sekundärseite vorliegen. Weil Regelung und Ansteuerung des Leistungstransistors besonders vorteilhaft auf derselben Seite stattfinden, also auf der Primärseite, sollte dort auch gemessen werden. Derselbe Transformator, der die Leistung auf die Sekundärseite überträgt, kann gleichzeitig einige der zu messenden Größen von dort auf die Primärseite zurückübertragen, die dann allerdings meist reine Wechselgrößen, also eben die zerhackten Größen sind. Die Transformator-Primärspannung während der Zeiten, in denen der Leistungstransistor ausgeschaltet ist, repräsentiert oft die aktuelle Ausgangsspannung, und der Strom durch einen eingeschalteten Leistungstransistor, also oft der Transformator-Primärstrom, den aktuellen Ausgangsstrom. Die Messwerte zerhackter Größen können also verschiedenen tatsächlichen Größen zugeordnet werden abhängig vom aktuellen Zustand der Taktung. Zu guter Letzt werden galvanische Barrieren besonders vorteilhaft dann durchlässig für Messungen, wenn zerhackte Größen gemessen werden.
Im Stand der Technik zu solchen Leistungswandlern ist fast ausnahmslos jede Messung zuerst über einen - mitunter kleinen, also „schnellen“ - Messtiefpass geführt, dessen Längswiderstand relativ niederohmig und dessen Filterkondensator relativ klein ist. Hauptgrund dafür ist neben obigem, dass getaktete Leistungswandler starke Quellen für elektromagnetische Störstrahlung sind. Solche hochfrequenten Störungen, deren Frequenzen das x-fache der Taktfrequenz betragen mit x»1, können nicht nur die wichtigen Mittelwerte verzerren, weil sie eben doch taktsynchron auftreten, sondern machen vor allem auch die Information über die Zeitstückelung zunichte, die eigentlich in manchen Meßsignalen enthalten sein soll. Folge davon sind Jitter und Bifurkationen bis hin zu Instabilitäten.
In EP 2 446 708 A1 ist bspw. eine Spannung zu messen, die zerhackt ist und gestört sein kann, sichtbar an der dortigen 5. Die Maßnahme dagegen ist dort in 8 gezeigt: Ein Meßspannungsteiler bestehend aus zwei Widerständen, die seriell verbunden zwischen die zu messende Spannung geschaltet sind, reduziert die für eine Auswerteschaltung viel zu hohe Originalspannung auf einen verarbeitbaren Wert, der im Verhältnis zum Summenwiderstand des ganzen Spannungsteilers dem Widerstand entspricht, der parallel zur Auswerteschaltung gekoppelt ist. Zur Tiefpassfilterung dieses reduzierten Meßsignals ist diesem parallel gekoppelten Widerstand wiederum ein kleiner Kondensator parallelgeschaltet, beide Bauteile sind mit Schaltungsmasse verbunden. Obwohl die dortige Meßschaltung als solche identisch zur einfachsten Variante der vorgeschlagenen Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler ist, unterscheidet sie sich dennoch wesentlich: Dort fließt kein zu messender Strom durch die Meßschaltung, insbesondere nicht durch den am Messtiefpass beteiligten Kondensator, da eine Spannung gemessen werden soll. Beide Widerstände sind dort wie für Meßspannungsteiler üblich sehr hochohmig, und der Kondensator ist klein, liegt bspw. im Nanofarad-Bereich.
Eine gefilterte Strommessung ist bspw. in WO 2008/132501 A2 gezeigt. Links oben in dortiger 9 ist eine ähnliche Meßstruktur gezeigt, nämlich ein Meßspannungsteiler mit einem Kondensator parallel zu nur einem der Spannungsteilerwiderstände. Im Unterschied zu oben liegt parallel dazu noch der eigentliche Strommesswiderstand, der deutlich niederohmiger ist als beide Spannungsteilerwiderstände, also ihnen gegenüber eine deutlich höhere Konduktanz aufweist. Da besagter Kondensator hier jedoch dem von der Schaltungsmasse abgewandten Widerstand parallelgeschaltet ist, liegt ein Messhochpass vor. Ferner muss die hierfür vorgesehene Auswerteschaltung negative Meßsignale verarbeiten können.
Um die Verluste gering zu halten, muss der Messwiderstand für die Strommessung möglichst niederohmig sein. Für ein Schaltnetzteil oder eine Stromversorgung oder ein LED-Betriebsgerät mit 40 W nominaler Ausgangsleistung haben sich Werte von 0,1 Ohm bis 0,5 Ohm, bevorzugt bis 0,25 Ohm, für einen konzentrierten Strommesswiderstand bewährt. Jedes daran angeschlossene Filter ist dann wieder deutlich hochohmiger. Das übliche Verfahren lautet, jedes einer eigentlichen Messung nachgeschaltete Filter wie bspw. den schon erwähnten Messtiefpass möglichst hochohmig zu machen oder es in die Messung zu integrieren, wenn die Messung selbst bereits sehr hochohmig abläuft wie bspw. bei einer Spannungsmessung.
Genügen die Meßspannungen über dem niederohmigen Strommesswiderstand der Anforderung an Auflösung jedoch nicht, können sie linear verstärkt werden. Da die meisten linearen Verstärker gegengekoppelt sind, also beispielsweise einen Operationsverstärker und einen Kompensationszweig umfassen, kann ein dieser Verstärkung vorgeschaltetes Filter durch die Gegenkopplung oder durch den Kompensationszweig realisiert sein. Gute lineare Verstärker arbeiten meist invertierend, was entweder eine Subtraktion des Meßsignals von einer bekannten konstanten Größe oder aber negative Meßsignale erfordert. Für letztere müsste der Verstärker bipolar versorgt sein, was oft nicht gegeben ist. Nicht-invertierende Verstärker begnügen sich mit einfacher Spannungsversorgung, leiden aber unter Drift- und Offset-Problemen. Die gegen diese Ungenauigkeiten nötigen Maßnahmen sind aufwendig und teuer.
Die Verluste in allen Strommesswiderständen orientieren sich an den Effektivwerten der Größen, die an ihnen anliegen. Diese Effektivwerte sind umso höher im Vergleich zu den Mittelwerten, je weniger kontinuierlich die anliegenden Größen sind. Die tatsächlichen Verluste verlaufen also nicht nur proportional zum Mittelwert der gemessenen Größe, sondern nehmen darüber hinaus umso mehr zu, je diskontinuierlicher die zu messende Größe ist. Die Verluste in Strommesswiderständen verhalten sich proportional zum Quadrat des Effektivwertes eines zu messenden Stroms. Der Effektivwert, der den Grad der Diskontinuität sehr gut abbildet, wird im Weiteren immer als Verhältnis zum zeitlichen Mittelwert desselben Stroms angegeben. Das Quadrat dieses Verhältnisses entspricht einem Einsparfaktor.
Das wie oben gezeigt sinnvolle Messen zerhackter Größen in getakteten elektronischen Leistungswandlern führt also zu besonders hohen Messverlusten, insbesondere wenn die zu messende Größe ein zerhackter Strom ist. In dafür vorgesehenen Anwendungen können die Effektivwerte bis zu 3-mal so groß wie die zugehörigen Mittelwerte werden, in einem tatsächlich untersuchten Fall 2,36-mal so groß, und entsprechend groß sind die Messverluste.
Zu guter Letzt ist eine rein zeitverlaufs- oder momentanwertproportionale Messung eines zerhackten Stroms besonders ungünstig für die Auflösung in einer Auswerteschaltung, wenn dort hauptsächlich der Mittelwert desselben zerhackten Stromes ausgewertet werden soll.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Strommessvorrichtung anzugeben, die geringere Verluste bei gegebener Auflösung für eine daran angeschlossene Auswerteschaltung erzeugt als die bekannten Lösungen, oder die für eine höhere Auflösung keine höheren Verluste, sondern maximal die gleichen Verluste erzeugt wie eine Realisierung gemäß einer bekannten Lösung mit geringerer Auflösung, oder die eine Kombination daraus ermöglicht, also reduzierte Verluste bei gleichzeitig erhöhter Auflösung. Eine bekannte Lösung ist bspw. ein konzentrierter Strommesswiderstand, durch den ein zumeist zerhackter Strom hindurchfließt. Es ist weiterhin Aufgabe der Erfindung, eine Strommessvorrichtung für getaktete elektronische Leistungswandler anzugeben, die seriell in beliebige Zweige von Leistungswandlertopologien geschaltet werden kann, in denen Ströme mit hohem Wechselstromanteil fließen.
Ferner soll die gesuchte Strommessvorrichtung das Auftreten negativer Meßsignale vermeiden, selbst wenn die zu messende Größe abschnittsweise negativ ist.
Schließlich kann es vorteilhaft sein, eine für das Gesamtsystem umfassend den Leistungswandler, seine Messung, seine Regelung und seine Last geforderte logarithmische Übertragungskennlinie zumindest teilweise bereits in der Strommessvorrichtung zu realisieren. Insbesondere ist angestrebt, einen zeitlichen Mittelwert eines zu messenden zerhackten Stroms separat zu gewichten und auszuwerten (z.B. im steuernden Micro-Controller) und parallel dazu den zerhackten Strom (d.h. das Messsignal des Momentanwerts ohne wesentliche Tiefpassfilterung) separat auszuwerten und zu gewichten.
Es ist weiterhin Aufgabe der Erfindung, eine Regelungsschaltung eingerichtet für solch eine Strommessvorrichtung anzugeben, die eine Auswertung der Signale der Strommessvorrichtung durchführen kann.
Darstellung der Erfindung
Die Lösung der Aufgabe erfolgt bezüglich der Strommessvorrichtung erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Anspruchs 1, bezüglich der Regelungsschaltung erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Anspruchs 12.
Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter Weise weiter.
Im Gegensatz zum üblichen Verfahren, alle Messfilter möglichst hochohmig zu gestalten und der eigentlichen Messung parallelzuschalten, wird hier vorgeschlagen, ein Filter in den Leistungspfad zu legen. Dadurch wird es möglich, dass die Wechselstromanteile des zu messenden Stroms annähernd verlustlos durch einen sogenannten Mittelwertkondensator fließen können. Die Strommessvorrichtung kann mehrere Meßspannungen gleichzeitig bilden, die von Auswerteschaltungen in Funktionsblöcken getrennt ausgewertet werden können, wobei die Funktionsblöcke für die Anwendung der Strommessvorrichtung ausgelegt und Bestandteil einer Regelungsschaltung für getaktete Leistungswandler sind.
Es wird also ein Filter für eine Strommessung in den Leistungspfad hineingelegt. Dieses Filter ist dadurch sehr niederohmig, also entgegengerichtet zum üblichen Verfahren, jedes Filter für Messzwecke wie bspw. den schon erwähnten Messtiefpass möglichst hochohmig zu gestalten. Eine Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler umfasst daher mindestens zwei voneinander unabhängige Sensoren, also bspw. zwei verschiedene Widerstände oder zwei rein ohmsch bestückte Zweige, die zueinander in Serie geschaltet sind und somit zusammengenommen drei Knoten berühren, also mindestens zwei unabhängige Strommesswiderstände, durch die der zu messende Strom gleichermaßen zumindest anteilig hindurchfließt. Der von beiden Strommesswiderständen bzw. von beiden rein ohmschen Zweigen berührte Knoten ist ein zweiter Knoten. Durch mindestens einen der Strommesswiderstände, der auch „serieller Strommesswiderstand“ genannt wird, fließt der zu messende Strom zur Gänze hindurch, und durch den mindestens einen restlichen Strommesswiderstand nur anteilig. Denn parallel dazu ist ein das geforderte Filter und damit die Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler vervollständigender Filterkondensator geschaltet, weshalb dieser mindestens eine restliche Strommesswiderstand künftig auch als „paralleler Strommesswiderstand“ bezeichnet wird. Der dazu parallelgeschaltete Filterkondensator ist der eingangs bereits erwähnte Mittelwertkondensator.
Sowohl der serielle Strommesswiderstand als auch der parallele Strommesswiderstand kann aus Toleranz-, Rausch- oder Leistungsgründen jeweils wiederum aus mehreren einzelnen Widerständen aufgebaut sein, die zueinander in Serie oder parallel zueinander geschaltet sein können oder in beliebigen Kombinationen daraus. Die Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler umfasst drei Knoten, einen dritten, in den der zu messende Strom hineinfließt, einen ersten, aus dem der zu messende Strom herausfließt und der oft mit einer Schaltungsmasse verbunden ist, und einen zweiten, an dem beide unabhängigen Strommesswiderstände angeschlossen sind. Zwischen erstem und zweitem Knoten liegt ein rein ohmscher Zweig, dessen Wert einem ersten Strommesswiderstand entspricht. Zwischen zweitem und drittem Knoten liegt wiederum ein rein ohmscher Zweig, dessen Wert einem zweiten Strommesswiderstand entspricht.
Am zweiten Knoten ist zusätzlich ein erstes Ende des Mittelwertkondensators angeschlossen. Das zweite Ende des Mittelwertkondensators ist entweder am ersten Knoten oder am dritten Knoten angeschlossen. Der Gesamtwert all derer einzelnen Widerstände, die direkt oder indirekt mit dem zweiten Knoten verbunden sind und gleichzeitig den Mittelwertkondensator unmittelbar oder mittelbar zu sich parallelgeschaltet haben, entspricht dem parallelen Strommesswiderstand, der Gesamtwert aller übrigen einzelnen Widerstände der betrachteten Strommessvorrichtung entspricht dem seriellen Strommesswiederstand.
Aus gleichen Gründen kann auch der Mittelwertkondensator aus einer Parallelschaltung mehrerer einzelner Kondensatoren zusammengesetzt sein, die auch unterschiedliche Bauarten aufweisen können, was einen weiteren Grund dafür andeutet. Bspw. können ein Elektrolytkondensator und ein Keramikkondensator parallelgeschaltet sein oder ein Folienkondensator und ein Keramikkondensator: Letzterer liefert die Geschwindigkeit, ersterer die nötige Kapazität. Aufgrund der dort maximal auftretenden Spannungen von weniger als 5 V scheiden Serienschaltungen von Kondensatoren aus.
Die Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler umfasst somit zwei in Serie geschaltete, voneinander unabhängige Sensoren, eine Konduktanz des seriellen Strommesswiderstands und eine Admittanz, die sich aus der Parallelschaltung von Mittelwertkondensator und parallelem Strommesswiderstand ergibt.
Wenn das zweite Ende des Mittelwertkondensators mit dem ersten Knoten verbunden ist, liegt die Admittanz zwischen erstem und zweitem Knoten, hat folglich der erste Strommesswiderstand die Funktion des parallelen Strommesswiderstands, und hat der zweite Strommesswiderstand die Funktion des seriellen Strommesswiderstands bzw. die der Konduktanz. Ist besagtes zweite Ende jedoch mit dem dritten Knoten verbunden, vertauschen sich die Funktionen, sodass der erste Strommesswiderstand den seriellen Strommesswiderstand bzw. die Konduktanz bildet und der zweite Strommesswiderstand als paralleler Strommesswiderstand zur Admittanz beiträgt, deren Suszeptanz durch den Mittelwertkondensator gebildet wird.
Bei dieser Strommessvorrichtung wird ausgenutzt, dass der Mittelwertkondensator einen Großteil des Wechselstromanteils des zu messenden Stroms verlustfrei führt und sich dabei auf eine Spannung auflädt, die von kleineren Werten ausgehend dem tatsächlichen zeitlichen Mittelwert des zu messenden Stromes nahekommt und künftig „gemessener Mittelwert“ genannt wird. Genau betrachtet entspricht dieser gemessene Mittelwert dem tiefpassgefilterten Momentanwert des zu messenden Stroms mit einer Zeitkonstante, die der der Admittanz entspricht und weiter unten noch genauer zu bestimmen ist. Zusätzlich zur Annäherung von unten an einen tatsächlichen zeitlichen Mittelwert des zu messenden Stroms weist der gemessene Mittelwert immer auch eine Welligkeit in der Taktfrequenz des betrachteten Leistungswandlers auf. Daraus folgt, dass der gemessene Mittelwert zeitweise auch oberhalb des tatsächlichen zeitlichen Mittelwertes des zu messenden Stromes liegen kann. Die theoretische Mittellinie des gemessenen Mittelwertes liegt jedoch immer unterhalb des tatsächlichen Mittelwertes, außer der Mittelwertkondensator wäre unendlich groß. All dies gilt auch, wenn der zu messende Strom abschnittsweise negativ ist. Solange sein gemessener Mittelwert positiv ist, was bei Wirkleistungsübertragung vom Eingang zum Ausgang des Leistungswandlers fast immer gegeben ist, sind negative Meßsignale durch diese Mittelwertbildung vermieden. In Umkehrung dessen zeigt das Vorzeichen dieses gemessenen Mittelwertes die Richtung des Leistungsflusses an. Dieser neuerdings im Leistungspfad liegende Mittelwertkondensator ist neben der Auftrennung des Strommesswiderstands durch den zweiten Knoten das zentrale Element der Strommessvorrichtung für getaktete elektronische Leistungswandler, wie es auch an der Bezeichnung der beiden mit ihm verbundenen Strommesswiderstände ablesbar ist. Der zu messende Strom ist vorteilhaft der Arbeitsstrom eines aktiv steuerbaren Leistungstransistors innerhalb eines betrachteten elektronischen Leistungswandlers oder generell ein Strom in einem Zweig der Leistungswandlertopologie, welcher Strom zerhackt ist oder abschnittsweise negativ sein kann und deshalb hohe Wechselstromanteile enthält, weil der betrachtete elektronische Leistungswandler getaktet betrieben wird. Erfindungsgemäß ist der Effektivwert des zu messenden Stroms mindestens 1,4-mal so hoch wie sein zeitlicher Mittelwert. Genau diesen soll die angegebene Strommessvorrichtung ermitteln, weshalb er auch vorhanden sein muss. Dies ist bei einem Strom, dessen Effektivwert maximal dem 8-fachen seines zeitlichen Mittelwertes entspricht, zuverlässig gegeben. Je höher dieser relative Effektivwert ist, desto exakter arbeitet die angegebene Strommessvorrichtung sogar, auch wenn ihr eigentlicher Zweck - eben den zeitlichen Mittelwert eines Stromes zu ermitteln - dabei verlorengehen kann. Dann kann stattdessen ein Gleichstromfehler in einem eigentlich reinen Wechselstrom ermittelt werden, und bei Verschiebung des Massepunkts kann der exakte Zeitverlauf des reinen Wechselstromanteils gemessen werden.
Weiterer Vorteil der Strommessvorrichtung für Leistungswandler ist die Möglichkeit, gleichzeitig zwei zwar miteinander korrelierte, aber dennoch unterschiedliche Meßsignale anbieten zu können.
Ist der Mittelwertkondensator mit dem ersten Knoten verbunden, kann der gemessene Mittelwert aus der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler direkt parallel zu seiner Admittanz zwischen dem zweiten und dem ersten Knoten als eine erste Meßspannung abgegriffen werden. Zwischen drittem und erstem Knoten einer derartigen Anordnung kann als eine dritte Meßspannung die Summe aus gemessenem Mittelwert und einem Messwert für den Momentanwert des zu messenden Stroms abgegriffen werden.
Ist der Mittelwertkondensator jedoch mit dem dritten Knoten verbunden, liegt die Meßspannung für den gemessenen Mittelwert wiederum parallel zur Admittanz, also dementsprechend zwischen drittem und zweitem Knoten an. Über der Konduktanz zwischen zweitem und erstem Knoten einer solchen Anordnung kann als eine zweite Meßspannung ein Messwert für den Momentanwert des zu messenden Stroms abgegriffen werden. Zwischen drittem und erstem Knoten kann als dritte Meßspannung wiederum die Summe aus gemessenem Mittelwert und dem Messwert für den Momentanwert des zu messenden Stroms abgegriffen werden.
Deshalb wird der dritte Knoten auch als Summenpunkt bezeichnet, und der erste Knoten kann mit einer Schaltungsmasse verbunden sein. Der oft gesuchte Spitzenwert des zu messenden Stroms lässt sich entweder am Messwert für den Momentanwert oder an der aufsummierten Meßspannung erkennen.
Wie schon bis hierher werden bei der kommenden Beschreibung die Ströme, die zum Erkennen der Meßspannungen letztlich in die Funktionsblöcke, die der offenbarten Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler nachgeordnet sind und zur Regelungsschaltung für denselben Leistungswandler zählen, hineinfließen, in Summe aus ihr Richtung Schaltungsmasse wieder herausfließen und gegenüber dem zu messenden Strom winzig sind (bspw. ein Tausendstel oder weniger), grundsätzlich nicht weiter berücksichtigt.
Die Zeitkonstante der Admittanz sollte vorteilhaft das doppelte der oben schon erwähnten Grenzfrequenz des gesamten Leistungswandlers ergeben, damit evidente Mittelwertänderungen des zu messenden Stroms vom gemessenen Mittelwert, also vom tiefpassgefilterten Wert seines Momentanwerts, noch korrekt abgebildet werden können. Schwankungen in der ersten Meßspannung über der Parallelschaltung aus Mittelwertkondensator und parallelem Strommesswiderstand, sprich Schwankungen im gemessenen Mittelwert parallel zur Admittanz, sollen bei dem doppelten dieser Grenzfrequenz um weniger als 10% gedämpft sein gegenüber den tatsächlichen Schwankungen des zeitlichen Mittelwerts des zu messenden Stroms.
Bevorzugt ist die Zeitkonstante der Admittanz größer als das 0,2-fache der größten vorkommenden Periodendauer der Taktung des Leistungswandlers, und die Zeitkonstante beträgt maximal das 20-fache dieser Periodendauer. Ganz besonders bevorzugt ist die Zeitkonstante der Admittanz größer als das 0,6-fache der größten vorkommenden Periodendauer der Taktung des Leistungswandlers, und die Zeitkonstante beträgt maximal das 5-fache dieser Periodendauer. Wegen des relativ kleinen Werts des parallelen Strommesswiderstands kann dazu der Mittelwertkondensator eine relativ hohe Kapazität aufweisen, was vorteilhaft für die Führung des Wechselstromanteils des zu messenden Stroms ist.
Die Konduktanz wird für die Berechnung der Zeitkonstante der Admittanz grundsätzlich nicht hinzugezogen, da der durch den seriellen Strommesswiderstand hindurchfließende Strom, also der zu messende Strom, immer auch zumindest anteilig durch die mindestens eine Speicherinduktivität der Leistungswandlertopologie fließt, die aufgrund ihrer deutlich höheren Impedanz diesen Strom oder Stromteil jeweils einprägt. In anderen Worten bleibt der Wert des parallelen Strommesswiderstands annähernd unverändert, wenn ihm eine sehr große Impedanz wiederum parallelgeschaltet wird.
Im Wesentlichen fließt nur der Gleichanteil oder Mittelwert des zu messenden Stromes durch den parallelen Strommesswiderstand und erzeugt dort die diesem Mittelwert entsprechenden Verluste, die deutlich niedriger sind als die dem Effektivwert des zu messenden Stroms entsprechenden Verluste, bspw. um einen Einsparfaktor 1,96 bis 64. Denn die Verluste wachsen mit dem Quadrat des Effektivwertes des zu messenden Stromes. Das Verhältnis zwischen Effektivwert und zeitlichem Mittelwert des zu messenden Stromes beträgt mindestens 1,4, damit von nennenswerten Wechselstromanteilen im zu messenden Strom gesprochen werden kann. Mit (1,4)² = 1,96 ergibt sich obiger minimale Einsparfaktor für die Verlustreduktion. In einem tatsächlich untersuchten Fall beträgt das Verhältnis zwischen Effektiv- und Mittelwert 2,36, dessen Quadrat einen Einsparfaktor für mögliche Verlustreduktion von 5,57 ergibt. Umgekehrt sagt all dies aber auch, dass ein nennenswerter Gleichanteil im zu messenden Strom vorhanden sein muss, da dieser Gleichanteil wie eingangs schon erwähnt oft sogar die wichtigste Größe für eine Auswertung darstellt. Die Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler ist also zum Messen reiner Wechselströme ungeeignet, es sei denn, ihr wird ein Messgleichrichter vorgeschaltet, durch dessen Eingang der zu messende Strom fließt, und an dessen Ausgang sie angeschlossen ist. Dann eignet sie sich zum verlustarmen Ermitteln eines „gleichgerichteten Mittelwertes“. Für eine Strommessvorrichtung ohne Messgleichrichter soll der Effektivwert des zu messenden Stroms nicht mehr als das 8-fache seines Mittelwerts betragen, um noch einen hinlänglichen Gleichanteil zu bilden.
Wegen der verlustfreien Führung eines Wechselstromanteils des zu messenden Stroms durch die Suszeptanz des Mittelwertkondensators kann der Strommesswiderstand parallel zu dem Mittelwertkondensator hochohmiger ausgeführt sein als der Strommesswiderstand in Serie zu beiden, also hochohmiger als der serielle Strommesswiderstand, und er kann sogar hochohmiger sein als der einzelne konzentrierte Strommesswiderstand aus einer bekannten Lösung. Dies ermöglicht höhere mittlere Meßspannungen und somit eine höhere Auflösung in den Funktionsblöcken. Um etwas weniger als den Einsparfaktor, in dem untersuchten Fall also bspw. um einen Faktor 5, kann der Wert des parallelen Strommesswiderstandes höher sein als der Wert eines konzentrierten Strommesswiderstandes aus dem Stand der Technik, was im Vergleich dazu eine fünffach feinere Auflösung dieser Messung in den Funktionsblöcken ermöglicht. Der Rest bis zum Einsparfaktor wird für den seriellen Strommesswiderstand benötigt, also die 0,57. Dieser Widerstand muss also etwa den halben Wert eines einzelnen konzentrierten Strommesswiderstandes aus dem Stand der Technik haben, oder seine Konduktanz ist etwa doppelt so groß wie die eines konzentrierten Strommesswiderstandes.
Denn die Informationen über die Zeitstückelung liefert der serielle Strommesswiderstand oder die Konduktanz, durch den oder die der zu messende Strom zur Gänze hindurchfließt. Da die Steilheit, mit der ein gegebener Pegel erreicht wird, so gut wie immer belanglos ist (differenzierende Auswertungen sind sehr selten), kann sie auch kleiner sein als bei einer bekannten Lösung mit einem konzentrierten Strommesswiderstand. Das ermöglicht einen seriellen Strommesswiderstand, der deutlich niederohmiger sein kann als ein einzelner konzentrierter Strommesswiderstand. Obwohl sich die Verluste dieses seriellen Strommesswiderstandes am Effektivwert des zu messenden Stroms orientieren, sind sie entsprechend dem geringen Wert dieses Widerstandes kleiner als diejenigen Verluste, die in einer bekannten Lösung mit einem konzentrierten Strommesswiderstand entstehen.
Der Grad an Zerhackung, also die zur sicheren Erkennung und Auswertung der Zeitstückelung in den Funktionsblöcken minimal nötige Welligkeit des Meßsignals, bestimmt den Wert des seriellen Strommesswiderstands. Seine Verluste sollen kleiner als die für die gesamte Meßschaltung erlaubten Verluste sein. Die Differenz dorthin wird ausgenutzt durch den parallelen Strommesswiderstand, der dem Mittelwertkondensator parallelgeschaltet ist, und dessen Leitwert sich aus Division des Quadrats des gemittelten maximal auftretenden gemessenen Mittelwerts durch diesen Verlustrest ergibt. Je kleiner dieser Verlustrest ist, desto größer muss dieser Leitwert werden, und desto kleiner wird folglich die mittlere Meßspannung und damit die mögliche Auflösung in den Funktionsblöcken. Die widerstrebenden Parameter „Sicherheit der Erkennung der Zeitstückelung“ und „Auflösung der Mittelwerte“ sind gegeneinander abzuwägen.
Dabei ist es von Vorteil, wenn der Wirkleitwert der Admittanz auf eine nominale Ausgangsleistung Pnom des getakteten elektronischen Leistungswandlers bezogen ist und einem Widerstandswert zwischen 40 V²/Pnom und 1000 V²/Pnom entspricht. Bevorzugt entspricht der Wirkleitwert der Admittanz einem Widerstandswert, der auf eine nominale Ausgangsleistung Pnom des getakteten Leistungswandlers bezogen ist und einen Ohm'schen Wert zwischen 80 V²/Pnom und 400 V²/Pnom ergibt. Ganz bevorzugt entspricht der Wirkleitwert der Admittanz einem Widerstandswert, der auf eine nominale Ausgangsleistung Pnom des getakteten Leistungswandlers bezogen ist und einen Ohm'schen Wert zwischen 80 V²/Pnom und 400 V²/Pnom ergibt, und ist die Kapazität des Mittelwertkondensators ebenso auf die nominale Ausgangsleistung Pnom bezogen und beträgt von Pnom * 25 ns/V² bis zu Pnom * 500 ns/V².
In einer Ausführungsform ist dabei der Gesamtleitwert der Konduktanz 2- bis 100-mal, insbesondere 5- bis 40-mal und besonders vorteilhaft 10- bis 25-mal höher als der Wirkleitwert der Admittanz.
Je genauer die möglichen Formen und Wertebereiche des zu messenden Stromes und je genauer die Zwecke der gemessenen Signale bekannt sind, desto weiter kann die Minimierung der Messverluste getrieben werden, die insbesondere in der folgenden weiteren Beschreibung, den Figuren und den abhängigen Ansprüchen umfasst ist. Es zeigt sich, dass die Konduktanz fünf- bis zwanzigmal höher sein kann als der Leitwert des parallelen Strommesswiderstands.
Beides, also Form und Zweck, ist eng mit der vorgesehenen Leistungswandlertopologie verknüpft, weshalb im Weiteren stellvertretend zwei davon als Beispiele zur Anwendung der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler herangezogen werden: Der isolierende Drosselinverswandler oder Flyback-Wandler und die Halbbrücke. Bei letzterer ist die Zeitstückelung weniger wichtig als beim Flyback, der oft gleichzeitig auch als Leistungsfaktorkorrektor arbeiten soll. Da genau solche Schaltungen fast immer im sogenannten „critical conduction mode (CRM)“ bzw. „transient conduction mode (TCM)“ bzw. „valley detect mode“ arbeiten, ist der zu messende Strom derjenige durch den Leistungstransistor, der während einer Einschaltzeit im Wesentlichen dreiecksförmig ist. Der alles entscheidende Spitzenwert dieses Stromes muss zuverlässig einmal pro Periodendauer der Taktung eines solchen Leistungswandlers erkannt werden, und daraufhin muss der Leistungstransistor jedes Mal ausgeschaltet werden. Bei einer Halbbrücke hingegen dient die Information über eine Zeitstückelung hauptsächlich einer Überstromerkennung in mindestens einem der Leistungstransistoren, woraufhin die ganze Halbbrücke kurzzeitig abgeschaltet oder zumindest zurückgeregelt werden sollte. Solche Überströme können bspw. bei ausgangsseitigem Kurzschluss, beim Einschalten der Netzspannung oder bei Spannungspulsen auf der Netzleitung eintreten. Ob eine Überstromabschaltung sofort oder erst eine halbe Periodendauer später stattfindet, ist aufgrund einer inneren Trägheit von Halbbrücken, die meistens resonant und damit in einer Art „continuous conduction mode (CCM)“ betrieben werden, weniger von Belang. Hierbei ist „continuous“ als kontinuierlich nicht im Sinne von gleichmäßig oder „mit hohem Gleichstromanteil“, sondern im Sinne von „nichtlückend“ zu verstehen.
Da ein Spitzenwert des zu messenden Stroms in Halbbrücken immer zumindest in derselben Größenordnung wie der dazugehörige Mittelwert liegt, kann der gemessene Mittelwert als eine erste Meßspannung unkorrigiert an die Funktionsblöcke weitergegeben werden, und kann der darauf summierte Messwert für den Momentanwert unabhängig davon als eine dritte Meßspannung für alle Arten von Sicherheitsabschaltungen herangezogen werden. Dafür ist das zweite Ende des Mittelwertkondensators vorteilhaft mit dem ersten Knoten verbunden.
Der tatsächliche zeitliche Mittelwert des zu messenden Stroms ist - außer die Admittanz hat eine unendlich große Zeitkonstante, was oben aber bereits ausgeschlossen werden musste - im Durchschnitt immer höher als der am zweiten Knoten als erste Meßspannung abgreifbare gemessene Mittelwert, der einem tiefpassgefilterten Signal des Momentanwerts desselben Stroms entspricht. Um von diesem Wert auf den tatsächlichen und höheren Mittelwert zu gelangen, muss der zeitliche Mittelwert des Meßsignals des Momentanwerts über der Konduktanz dazu addiert und diese Summe erneut tiefpassgefiltert bzw. gemittelt werden. Der tatsächliche Mittelwert entspricht also der Summe aus gemessenem Mittelwert und gemessenen Momentanwert, beides zusammen wiederum gemittelt. Die schaltungstechnische Entsprechung dessen, die wegen der höheren absoluten Messwerte auch den Signal-Rausch-Abstand in den Funktionsblöcken weiter erhöht, ist der Abgriff nur der dritten Meßspannung am Summenpunkt oder am dritten Knoten, die unverändert oder über ein sogenanntes „schnelles Folgefilter“ an einen zweiten Eingang des zweiten Funktionsblockes für die Sicherheitseinrichtungen weitergegeben wird, und die parallel dazu über einen sehr langsamen Messtiefpass, der im Weiteren auch „langsames Folgefilter“ genannt wird, an einen ersten Eingang des ersten Funktionsblockes für die Stromregelung weitergegeben wird. Damit die durch solche Folgefilter hindurch und letztlich in die Funktionsblöcke hineinfließenden Ströme vernachlässigbar bleiben, kann das langsame Folgefilter und auch das schnelle Folgefilter wieder klassisch hochohmig dimensioniert sein.
Ohne eine parallele Weitergabe der dritten Meßspannung über ein langsames Folgefilter können auch einfachere Auswerteschaltungen insbesondere in Form von vorgefertigten Leistungswandler-Ansteuer-ICs an eine angegebene Strommessvorrichtung angekoppelt werden. Diese Ansteuer-ICs haben fast immer nur einen Eingang für den Messwert des zu messenden Stroms, der zumeist der Leistungstransistor-Strom ist. Dieser eine Eingang wird also besonders vorteilhaft mit dem dritten Knoten bzw. mit dem Summenpunkt verbunden. Denn solche Ansteuer-ICs benötigen die Information sowohl über die Zeitstückelung als auch über den Mittelwert. Da in der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler die Skalierung von Mittelwert und Momentanwert jedoch meist unterschiedlich, insbesondere die des Mittelwertes erhöht ist im Vergleich zu der des Momentanwerts, muss ausgehend von der ersten Meßspannung am niederohmigen zweiten Knoten, also ausgehend vom bisher ungenutzten gemessenen Mittelwert, mindestens ein Sollwert für das Ansteuer-IC korrigierend beeinflusst werden. Wenn dieser Sollwert nicht per Anschluss am Ansteuer-IC nach außen geführt beziehungsweise von außen vorzugeben ist, sondern wie meist von einer internen Referenz gebildet wird, scheidet die Anwendung der angegebenen Strommessvorrichtung in Verbindung mit solch einfachen für getaktete Leistungswandler vorgefertigten Ansteuer-ICs aus. Daher wird diese Möglichkeit nicht weiter betrachtet.
Messtiefpässe oder allgemein Folgefilter sind für die getrennte Auswertung der beiden Signale an der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler ebenso sinnvoll und beispielsweise besonders vorteilhaft für eine Halbbrücke anzuwenden. Dabei kann die erste Meßspannung, also der gemessene Mittelwert, über ein langsames Folgefilter in Form eines Tiefpasses an den ersten Eingang des ersten Funktionsblockes weitergeführt werden, der die erste Meßspannung weiter glättet mit einer Zeitkonstante, die mindestens der der Admittanz, also der der Parallelschaltung aus Mittelwertkondensator und parallelem Strommesswiderstand entspricht, oder aber die bis zu 50-mal oder sogar bis zu 500-mal größer sein kann als die der Admittanz. Oder dieses langsame Folgefilter wird so dimensioniert, dass an seinem Ausgang alle Spannungsschwankungen mit Frequenzen oberhalb 20 kHz zu mindestens 90% unterdrückt werden. Und der auf den gemessenen Mittelwert aufaddierte Messwert für den Momentanwert des Leistungstransistor-Stroms, also die dritte Meßspannung, aus der mindestens ein Spitzenwert ermittelt werden kann, wird über ein schnelles Folgefilter an den zweiten Eingang des zweiten Funktionsblockes weitergeführt. Dieses schnelle Folgefilter kann eine direkte Verbindung oder ein einfacher Serienwiderstand sein zwecks Impedanzanpassung zum Funktionsblock hin, der zusammen mit einer Eingangskapazität des zweiten Eingangs als sehr schneller Tiefpass wirkt. Es kann aber auch ein vollständiger schneller Tiefpass sein. Oder das schnelle Folgefilter kann ein Bandpass sein, um fehlertypische Signale an den Funktionsblock besonders bevorzugt weiterzuleiten, oder es kann schließlich eine Bandsperre sein, um Fehltriggerungen von Sicherheitsabschaltungen zu verhindern. Der Ausgang des langsamen Folgefilters kann wiederum über einen Serienwiderstand mit dem dafür vorgesehenen ersten Eingang des ersten Funktionsblockes verbunden sein.
Bei Anwendung der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler in Flyback-Topologien oder allgemeiner formuliert immer dann, wenn der Leistungswandler gleichzeitig mit seiner Leistungswandlung und -übertragung auch als Leistungsfaktorkorrektor arbeiten soll, wird die Information über die Zeitstückelung so wichtig, dass nicht nur irgendwelche Folgefilter anzupassen sind, sondern sogar besonders vorteilhaft die Funktionsfolge aus Admittanz und Konduktanz in der Strommessvorrichtung vertauscht werden kann. Denn dann ist es günstiger, anstelle eines reinen Mittelwertsignals in Form des gemessenen Mittelwerts ein reines Momentanwertsignal zur Verfügung zu haben, das in Form einer zweiten Meßspannung als Messwert für den Momentanwert des zu messenden Stroms am zweiten Knoten abgegriffen werden kann, parallel zur Konduktanz der Strommessvorrichtung. In der zweiten Meßspannung ist auch der zumeist gesuchte Spitzenwert enthalten. Dazu ist das zweite Ende des Mittelwertkondensators am dritten Knoten angeschlossen. Der serielle Strommesswiderstand bzw. die Konduktanz wird nun vom ersten Strommesswiderstand gebildet und liegt mit seinem ersten Ende besonders vorteilhaft auf Schaltungsmasse bzw. in Verbindung mit dem ersten Knoten, und sein zweites Ende markiert den mit dem parallelen Strommesswiderstand, der nun vom zweiten Strommesswiderstand gebildet wird, und dem Mittelwertkondensator gemeinsamen zweiten Knoten. Die Summe der Messwerte von Mittel- und Momentanwert kann wie oben bei der Halbbrücke als eine dritte Meßspannung an einem Summenpunkt bzw. dritten Knoten abgegriffen werden, der bspw. mit der Bezugselektrode eines Leistungstransistors verbunden ist, dessen Arbeitsstrom gemessen werden soll.
Deshalb wird das langsame Folgefilter für den Messwert des Mittelwertes hier an den Summenpunkt, also an den dritten Knoten angeschlossen, und das schnelle Folgefilter hier an den zweiten Knoten zwischen Konduktanz und Admittanz. Dabei können beide Filter so ausgeführt sein wie oben für eine Halbbrücke. Hier begünstigt ein Bandpass eine korrekte Zeitsteuerung, und eine Bandsperre vermeidet Steuerfehler wie bspw. Jitter. Weil am dafür vorgesehenen zweiten Eingang des zweiten Funktionsblockes nur die Zeitstückelung auszuwerten ist, bewirkt die reduzierte Amplitude des aus den Momentanwertmessungen ermittelten Spitzenwertsignals im Vergleich zur bekannten Lösung mit einem konzentrierten Strommesswiderstand keinen Nachteil.
Die Aufgabe bezüglich der Regelungsschaltung wird gelöst durch eine Regelungsschaltung, welche für eine Strommessvorrichtung eingerichtet ist, aufweisend

- einen ersten Funktionsblock zur Realisierung einer Stromregelung einer geregelten Stromversorgung, welcher als Eingangssignal, welches den aktuellen Strom repräsentiert, die erste oder die dritte Meßspannung verwendet,
- einen zweiten Funktionsblock zur Realisierung einer Überstromabschaltung der geregelten Stromversorgung, welcher als Eingangssignal, welches den aktuellen Strom repräsentiert, die zweite oder die dritte Meßspannung verwendet,

In einer bevorzugten Ausführungsform ist das erste Folgefilter ein Tiefpass und weist eine Zeitkonstante auf, die das 0,01-fache bis 100-fache der Zeitkonstante der Admittanz beträgt. Durch diese Auslegung wird vorteilhaft eine genügende Glättung des Signals erreicht.
In einer Ausführungsform besteht das zweite Folgefilter aus einer direkten Verbindung oder aus einem Serienwiderstand zwischen Strommessvorrichtung und dem zweiten Eingang des zweiten Funktionsblockes, ohne Verbindung zum Bezugspotenzial zu haben. Dies stellt vorteilhaft eine sehr einfache, kostengünstige und effektive Messung eines Momentanwertes sicher.
In einer anderen Ausführungsform ist das zweite Folgefilter ein Tiefpass, der eine Zeitkonstante zwischen 10 ns und 100 µs aufweist, besonders vorteilhaft eine Zeitkonstante zwischen 100 ns und 10 µs, wobei das zweite Folgefilter eine Verbindung zum Bezugspotenzial aufweist. Die Glättung des Tiefpasses erzeugt ein kontinuierlicheres Messignal, welches einfacher ausgewertet werden kann.
In einer wiederum anderen Ausführungsform besteht das zweite Folgefilter aus einem Bandpass, um vorteilhaft bevorzugt fehlertypische Signale an die Funktionsblöcke weiterzuleiten oder die korrekte Zeitsteuerung zu begünstigen. In einer weiteren Ausführungsform besteht das zweite Folgefilter aus einer Bandsperre, um vorteilhaft Fehltriggerungen von Sicherheitsabschaltungen zu verhindern oder Jitter zu verhindern.
Bevorzugte Ausführungsformen finden sich in den abhängigen Ansprüchen und der gesamten Offenbarung, wobei in der Darstellung nicht immer im Einzelnen zwischen Vorrichtungs- und Verwendungsaspekten unterschieden wird; jedenfalls implizit ist die Offenbarung hinsichtlich sämtlicher Anspruchskategorien zu lesen.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Strommessvorrichtung für getaktete elektronische Leistungswandler ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
Figurenliste
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Ausführungsbeispiele und Zeichnungen haben jeweils nur Beispielcharakter und beschränken somit den Schutzumfang nicht auf ihren direkten Inhalt. Dabei zeigen:

1 die Grundstruktur einer geregelten elektronischen Einrichtung, einen getakteten Leistungswandler umfassend, mit einer Regelungsschaltung, die wiederum zwei Funktionsblöcke umfasst,
2 verschiedene mögliche Realsierungen der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler,
3a den Vergleich zwischen Momentanwert, dessen gemitteltem Wert, dessen quadriertem Wert und dem Quadrat des gemittelten Werts eines zu messenden Stroms für einen resonant belasteten Brückenzweig als getakteten Leistungswandler,
3b den Vergleich zwischen Momentanwert, dessen gemitteltem Wert, dessen quadriertem Wert und dem Quadrat des gemittelten Werts eines zu messenden Stroms für einen synchron betriebenen Tiefsetzsteller als getakteten Leistungswandler
3c den Vergleich zwischen Momentanwert, dessen gemitteltem Wert, dessen quadriertem Wert und dem Quadrat des gemittelten Werts eines zu messenden Stroms für einen leistungsfaktorkorrigierenden Hochsetzsteller oder Flyback-Wandler als getakteten Leistungswandler,
3d den Vergleich zwischen Momentanwert, dessen gemitteltem Wert, dessen quadriertem Wert und dem Quadrat des gemittelten Werts eines zu messenden Stroms für einen mit nichtlückendem Strom betriebenen Tiefsetzsteller als getakteten Leistungswandler,
4 verschiedene mögliche Konstellationen von Admittanz und Konduktanz, der Folgefilter und der Funktionsblöcke.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung
In 1 ist die Grundstruktur einer geregelten Stromversorgung 700 dargestellt, die ebenso ein Steckernetzteil als einfachste Stromversorgung, ein Schaltnetzteil, eine Laborstromversorgung, ein Gleichstromwandler, ein Gleichspannungswandler, eine aktive Stromquelle, eine aktive Spannungsquelle oder ein Betriebsgerät für Lichtquellen, bevorzugt für Leuchtdioden, sein kann. Sie umfasst einen Leistungsteil 600 mit mindestens einem getakteten elektronischen Leistungswandler, der mindestens einen Speicherkondensator und mindestens eine Speicherinduktivität oder Speicherspule oder Speicherdrossel sowie mindestens eine Gleichrichterdiode und mindestens einen aktiv steuerbaren Leistungstransistor beinhaltet, womit die drei einfachsten Leistungswandlertopologien Tiefsetzsteller (Buck), Hochsetzsteller (Boost) und Drosselinverswandler (Buck-Boost bzw. Flyback) bereits umrissen sind. Letzterer benötigt zwei Speicherkondensatoren. Werden stattdessen zwei Speicherinduktivitäten spendiert, die auch gekoppelt sein können, und wandert der nun wieder eine Speicherkondensator zwischen Leistungstransistor und Gleichrichterdiode, lässt sich daraus ein Cuk-Wandler konstruieren. Zeta-Wandler und SEPIC (single-ended primary inductor converter) benötigen vom Cuk-Wandler ausgehend noch einen zweiten Speicherkondensator, der Zeta-Wandler an seinem Eingang und der SEPIC an seinem Ausgang. Werden zwei aktiv steuerbare Leistungstransistoren in derselben Leistungswandlertopologie eingesetzt, entstehen insbesondere die sogenannten Halbbrückenwandler, die neben mindestens einer zusätzlichen Gleichrichterdiode mindestens einen weiteren Speicherkondensator in Serie zur Speicherinduktivität, der den Gleichspannungsanteil der Halbbrückenausgangsspannung aufnimmt, benötigen. Bildet dieser Serienkondensator zusammen mit der Speicherinduktivität, die bei Halbbrücken vorteilhaft zumindest teilweise durch einen Transformator realisiert ist, einen Schwingkreis mit einer Eigenfrequenz knapp unterhalb einer niedrigsten Taktfrequenz, entsteht ein resonanter LLC-Wandler mit ZVS-Schaltentlastung. Ist besagtem Transformator zusätzlich ein reiner Resonanzkondensator parallelgeschaltet, ergibt sich ein sogenannter resonanter LCC-Wandler, bei obiger Einstellung seiner Eigenfrequenz ebenfalls mit ZVS-Schaltentlastung. Letzteres bedeutet, dass jeder Einschaltvorgang eines am getakteten Leistungswandler beteiligten Leistungstransistors spannungslos geschieht, wodurch jegliche Einschaltverluste vermieden sind. Ferner darf der frequenzerniedrigende Effekt des rein-ohmschen Anteils jeder Last mit dazu genutzt werden, mit allem an den Ausgang eines LLC- oder LCC-Wandlers Angeschlossenen unter die Taktfrequenz zu gelangen.
Ferner umfasst das Leistungsteil 600 einen Netzeingang 603, 604 zwecks Zufuhr elektrischer Energie, ein Funkentstörfilter, einen Netzgleichrichter, daran anschließend fast immer eine Leistungsfaktorkorrekturstufe, die auch als Ladungspumpe ausgebildet sein kann, und von der mindestens eine der obigen Leistungswandlertopologien, die als eigentlicher getakteter elektronischer Leistungswandler arbeitet, versorgt wird. Schließlich umfasst das Leistungsteil 600 auch einen Ausgang für die Last, an dem die Ausgangsspannung und der Laststrom abgegeben werden kann, in einigen Fällen auch zusammen mit Messeingängen von der Last zurück an das Leistungsteil wie bspw. LEDset®. Alle diese Details sind der Vollständigkeit halber erwähnt, mit einer Ausnahme jedoch nicht Bestandteil der Erfindung und daher innerhalb des Leistungsteils 600 nicht dargestellt.
Zu einem Zweig der Leistungswandlertopologie innerhalb des Leistungsteils 600, in dem ein zu messender Strom 20 mit Gleichstromanteil und zugleich auch hohem Wechselanteil fließt, sodass sein Effektivwert mindestens 1,4-mal und höchstens 8-mal so groß wie sein Mittelwert ist, ist die Strommessvorrichtung 100 in Serie geschaltet. Sie umfasst einen Knoten 1, der meist mit Schaltungsmasse verbunden ist, und aus dem Strom 20 herausfließt, einen mittleren Knoten 2, an dem eine erste Meßspannung 21 oder eine zweite Meßspannung 22 abgegriffen werden kann, und einen dritten Knoten 3, der auch Summenpunkt genannt wird, an dem Strom 20 in die Strommessvorrichtung hineinfließt und eine dritte Meßspannung 23 abgegriffen werden kann.
Die geregelte Stromversorgung 700 umfasst als zweiten wichtigen Bereich die Regelungsschaltung 500, die wiederum zumindest aus den Komponenten erster Funktionsblock 205 sowie zweiter Funktionsblock 206 und einem Taktgeber 300 bestehen kann. Der mindestens eine Taktgeber 300 erzeugt mindestens ein Signal 301, womit der mindestens eine aktiv steuerbare Leistungstransistor des getakteten Leistungswandlers im Leistungsteil 600 angesteuert wird. Muss Signal 301 vor endgültiger Ansteuerung des Leistungstransistors noch verstärkt oder anderweitig bearbeitet werden, zählt die dazu nötige Schaltung zum Leistungsteil 600. Oft umfasst Signal 301 mindestens zwei Kanäle, einen für die Leistungsfaktorkorrektur und mindestens einen weiteren für den eigentlichen getakteten Leistungswandler. Die Regelungsschaltung weist oft einen direkten Eingang 203 auf, über den die gesamte Stromversorgung von außen steuerbar ist. An diesen Eingang 203 kann ein Interface (nicht dargestellt) für besagte drahtgebundene oder drahtlose Kommunikationsprotokolle von DALI bis Thread angeschlossen sein, ein 1-10V-Dimmer, ein Dip-Switch bspw. zur Einstellung eines Laststroms oder ähnliches. Hier umfasst die Regelungsschaltung aber insbesondere zusätzlich einen zweiten Eingang 212 an dem zweiten Funktionsblock 206 und ein Anpassungsnetzwerk 150, das zwischen diesen zweiten sowie einen ersten Eingang 211 des ersten Funktionsblocks 205 und die Meßspannungen 21, 22, 23 aus der Strommessvorrichtung 100 geschaltet ist.
Weitere Signale können direkt vom Leistungsteil 600 an den ersten Funktionsblock 205 übertragen werden, bspw. Signal 601 für die Ausgangsspannung und/oder Signal 602 für die Eingangsspannung oder für die Temperatur kritischer Bauteile, die entweder temperaturempfindlich sind wie bspw.
Elektrolytkondensatoren oder viel Wärme erzeugen wie bspw. Induktivitäten, aktive Leistungstransistoren oder Gleichrichterdioden.
Der erste Funktionsblock 205 ist wie oben beschrieben mit dem ersten Eingang 211 gekoppelt. Der zweite Funktionsblock 206 ist mit dem zweiten Eingang 212 gekoppelt. Der erste Funktionsblock realisiert eine Stromregelung für die geregelte Stromversorgung 700. Dazu wird in den ersten Funktionsblock ein gefiltertes Signal am Eingang 211 eingegeben, welches repräsentativ für die erste 21 oder die dritte Meßspannung 23 ist. Wie oben schon beschrieben sind die Meßspannungen 21, 23 tiefpassgefiltert und damit repräsentativ für den Mittelwert des zu messenden Stromes im Leistungsteil 600. Dieses Signal wird für die Regelung des Stromes genutzt, der durch die Strommessvorrichtung 100 fließt. Dazu weist der erste Funktionsblock 205 eine Stromregelung auf, die an sich bekannt ist und daher hier nicht näher beschrieben wird. Der erste Funktionsblock gibt ein Ausgangssignal an den Taktgeber 300 aus, welches repräsentativ für die Einschaltzeiten- und Dauern des mindestens einen Leistungstransistors im Leistungsteil 600 ist. Der Taktgeber 300 erzeugt daraus ein Ansteuersignal 301 für den mindestens einen Leistungstransistor im Leistungsteil 600.
Der zweite Funktionsblock realisiert eine schnelle Überstromabschaltung, um den mindestens einen Leistungstransistor im Falle unvorhergesehener Ströme schnell abzuschalten und damit zu schützen. Dazu weist der zweite Funktionsblock 206 den zweiten Eingang 212 auf, und dort wird ein für die zweite Meßspannung 22 oder 23 repräsentatives Signal eingegeben, welches wie oben beschrieben den Momentanwert des gemessenen Stromes repräsentiert. Sollte dieser Momentanwert über einen festgelegten Schwellwert ansteigen, so gibt der zweite Funktionsblock 206 ein Signal an den Taktgeber 300, der den Leistungstransistor schnell abschaltet, um so die Überstromsituation zu beenden. Da der zweite Funktionsblock schnell reagieren muss, um den Transistor nicht der Zerstörung anheimzugeben, ist das in den zweiten Eingang 212 eingegebene Signal entweder gar nicht gefiltert, oder der im Anpassungsnetzwerk 150 enthaltene Filter ist sehr schnell, um lediglich unerwünschte kurze Spannungsspitzen herauszufiltern.
2a zeigt die erste Grundstruktur einer Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler. Die Knoten 1 und 2 sind über einen ersten Strommesswiderstand 11 verbunden, und zwischen Knoten 2 und 3 liegt ein zweiter Strommesswiderstand 12. An Knoten 3 oder Summenpunkt 3 kann die dritte Meßspannung 23 abgegriffen werden, und an Knoten 2 die erste Meßspannung 21, die dem oben schon definierten „gemessenen Mittelwert“ des zu messenden Stromes 20 entspricht. Denn parallel zu erstem Strommesswiderstand 11 ist der Mittelwertkondensator 10 zwischen die Knoten 1 und 2 geschaltet, sodass aus dieser Parallelschaltung die Admittanz entsteht und aus dem zweiten Strommesswiderstand 12 die Konduktanz. Damit ist hier der zweite Strommesswiderstand 12 der serielle Strommesswiderstand, und der erste 11 bildet den parallelen Strommesswiderstand.
Die zweite Meßspannung 22 proportional zum Momentanwert des Stroms 20 liegt parallel zum zweiten Strommesswiederstand 12 an und kann hier somit nicht mit einfachen Mitteln abgegriffen werden, da sie von Knoten 1 aus gesehen um den gemessenen Mittelwert 21 floatet.
In 2b ist eine anhand abzusehender Dimensionierung naheliegende Variante dargestellt, in der mehrere Einzelwiderstände ähnlichen Wertes in einer Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler pro erstem und zweitem Strommesswiderstand benutzt werden. Der erste davon, der als paralleler Strommesswiderstand zur Admittanz beiträgt, besteht aus einer Serienschaltung von Widerstand 11a und 11b zwischen den Knoten 1 und 2, und der zweite Strommesswiderstand, der als serieller Strommesswiderstand bzw. als Konduktanz wie oben erläutert wesentlich niederohmiger sein kann als der erste Strommesswiderstand, besteht bspw. aus einer Parallelschaltung der drei Einzelwiderstände 12a ... 12c.
Die abgreifbaren Meßspannungen 21 und 23 entsprechen in Form und Lage denen aus 2a.
Soll eine Strommessvorrichtung gemäß 2a oder 2b insgesamt niederohmiger werden, wird eine Schaltung wie in 2c gezeigt möglich. Ihr Mittelwertkondensator setzt sich hier aus mindestens zwei parallelgeschalteten Einzelkondensatoren 10a und 10b zusammen zum Bilden der Suszeptanz für die Admittanz, und der erste Strommesswiderstand, der dazu wiederum parallelgeschaltet ist, setzt sich aus der Parallelschaltung zweier Serienschaltungen der Einzelwiderstände 11a+11b sowie 11c+11d zusammen. Die beiden Leitungen jeweils dazwischen können untereinander verbunden sein (nicht dargestellt), um aus einer Parallelschaltung von Serienschaltungen eine wertgleiche Serienschaltung von Parallelschaltungen zu machen. Die Konduktanz oder der serielle Strommesswiderstand oder hier der zweite Strommesswiderstand zwischen den Knoten 2 und 3 besteht aus der direkten Parallelschaltung von bspw. vier Einzelwiderständen 12a ... 12d oder mehr. Die geringen Spannungen über den einzelnen Mittelwertkondensatoren 10a und 10b machen eine alternative Serienschaltung von Einzelkondensatoren sinnlos.
Die abgreifbaren Meßspannungen 21 und 23 entsprechen in Form und Lage wiederum denen aus 2a.
2d zeigt die zweite Grundstruktur einer Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler. Die Knoten 1 und 2 sind über einen ersten Strommesswiderstand 11 verbunden, und zwischen Knoten 2 und 3 liegt ein zweiter Strommesswiderstand 12. An Knoten 3 oder Summenpunkt 3 kann wie oben die dritte Meßspannung 23 abgegriffen werden, und an Knoten 2 im Gegensatz zu oben die zweite Meßspannung 22, die proportional zum Momentanwert des zu messenden Stromes 20 verläuft. Hier ist parallel zum zweiten Strommesswiderstand 12 der Mittelwertkondensator 10 zwischen die Knoten 2 und 3 geschaltet, sodass aus dieser Parallelschaltung die Admittanz entsteht, parallel zu der wie oben erläutert der gemessene Mittelwert 21 abgreifbar ist, der als Meßspannung jetzt jedoch zwischen den Knoten 2 und 3 anliegt und somit „floatet“. Nun bildet der erste Strommesswiderstand 11 die Konduktanz, die nun mit Knoten 1 verbunden ist und daher die „proportionale“ zweite Meßspannung 22 liefert, die an Knoten 2 abgreifbar ist. Damit ist hier der erste Strommesswiderstand 11 der serielle Strommesswiderstand, und der zweite Strommesswiderstand 12 trägt als paralleler Strommesswiderstand zur Admittanz bei.
Der untere Teil dieser Struktur gemäß 2d vom sie verlassenden zu messenden Strom 20 über Knoten 2 bis zur zweiten Meßspannung 22 ist aus dem Stand der Technik bekannt. Im Vergleich dazu ist jedoch hier die Konduktanz des ersten Strommesswiderstands 11 wesentlich größer, die zwar deutlich geringere Verluste, aber auch ebenso geringere Meßspannungsamplituden der zweiten Meßspannung 22 als im Stand der Technik erzeugt. Wie oben schon erläutert muss sie nur die Information über eine Zeitstückelung liefern, wozu ihre geringeren Amplituden ausreichen. Denn die wesentliche Neuheit liegt in der Admittanz als zusätzlichem Sensor, aus Sicht des Stroms 20 in Serie zum unteren Teil:

Der darüber anliegende gemessene Mittelwert trägt, aufgrund des Mittelwertkondensators 10, 10a, 10b wieder sehr verlustarm, den Hauptteil der Information über den oft viel wichtigeren Mittelwert des Stroms 20. Da im Vergleich zum tatsächlichen Mittelwert des Stroms 20 dieser gemessene Mittelwert immer um einen Wert zu niedrig ist, der im Bereich des Momentanwerts als zweite Meßspannung 22 liegt, stört es nicht, dass der gemessene Mittelwert 21 mit der zweiten Meßspannung 22 „floatet“. Die am Summenpunkt 3 abgreifbare dritte Meßspannung 23 als Summe aus Meßspannung 22 für den Momentanwert und Meßspannung 21 für den gemessenem Mittelwert trägt die Information über den tatsächlichen Mittelwert des Stroms 20 somit am genauesten.

In 2e ist eine anhand abzusehender Dimensionierung naheliegende Variante von 2d dargestellt, in der mehrere Einzelwiderstände ähnlichen Wertes in einer Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler pro erstem und zweitem Strommesswiderstand benutzt werden. Der erste davon, der als serieller Strommesswiderstand nun wesentlich niederohmiger als der zweite sein kann und die Konduktanz bildet, besteht aus einer Parallelschaltung der drei Einzelwiderstände 11a ... 11c zwischen den Knoten 1 und 2, und der zweite Strommesswiderstand, der als paralleler Strommesswiderstand nun zur Admittanz beiträgt, besteht bspw. aus einer Serienschaltung der Widerstände 12a und 12b zwischen den Knoten 2 und 3.
Die abgreifbaren Meßspannungen 22 und 23 entsprechen in Form und Lage denen aus 2d.
Soll eine Strommessvorrichtung gemäß 2d oder 2e insgesamt niederohmiger werden, wird eine Schaltung wie in 2f gezeigt möglich. Ihr Mittelwertkondensator setzt sich hier aus mindestens zwei parallelgeschalteten Einzelkondensatoren 10a und 10b zusammen zum Bilden der Suszeptanz für die Admittanz, und der zweite Strommesswiderstand, der dazu wiederum parallelgeschaltet ist, setzt sich aus der Parallelschaltung zweier Serienschaltungen der Einzelwiderstände 12a+12b sowie 12c+12d zusammen. Die Konduktanz oder der serielle Strommesswiderstand oder hier der erste Strommesswiderstand zwischen den Knoten 1 und 2 besteht aus der direkten Parallelschaltung von bspw. vier Einzelwiderständen 11a ... 11d oder mehr.
Die abgreifbaren Meßspannungen 22 und 23 entsprechen in Form und Lage wiederum denen aus 2d.
3a zeigt in ihrem oberen Graphen (Strom I über Zeit t) einen Verlauf des Stroms 20, wie er für resonante Halbbrücken als getaktete Leistungswandler typisch ist. Von einem negativen Wert zu Beginn 25 einer Leitphase des bspw. unteren Leistungstransistors ausgehend steigt Strom 20 schnell an, um bald zu einem Zeitpunkt 26 sein Vorzeichen zu wechseln und nach einem sinusähnlichen Verlauf bei einem positiven Endwert derselben Leitphase zu einem Zeitpunkt 28 wieder ausgeschaltet zu werden. Kurz davor zu einem Zeitpunkt 27 durchschreitet Strom 20 oft ein Maximum. An dieser Form ist deutlich ein Nacheilen des Stroms 20, der grundsätzlich ein Ausschnitt des noch nicht gleichgerichteten und geglätteten Laststroms oder eines Teils davon ist, in Bezug zur Taktfrequenz des Halbbrücken-Leistungswandlers zu erkennen, das von der leicht induktiven Abstimmung von Gleichrichter und Last - wiederum in Bezug zur Taktfrequenz - herrührt, um ZVS zu erzielen. ZVS bedeutet „Zero Voltage Switching“ oder Einschalten bei Nullspannung, wodurch jeder Einschaltvorgang des mindestens einen getakteten Leistungstransistors optimal entlastet ist.
Im selben Graphen ist der Verlauf 21 für den gemessenen Mittelwert des Stroms 20 eingezeichnet, wie er im untersuchten Ausführungsbeispiel ermittelt wurde. Die Skalierung beider Kurven 20 und 21 ist gleich, was an der schon optisch ablesbaren Korrektheit des Mittelwertes erkennbar ist. Die Horizontale 24 entspricht dem tatsächlichen Mittelwert des Stroms 20. Wie oben schon erklärt und wie hier an einem Flächenabschnittsvergleich zwischen der Kurve 21 und der Horizontale 24 gut ablesbar, ist der gemessene Mittelwert 21 - auch wenn er in einigen momentanen Zeitintervallen größer sein kann - im Durchschnitt stets kleiner als der tatsächliche Mittelwert 24, wenn der gemessene eine Welligkeit in Taktfrequenz aufweist infolge eines nie unendlich großen Mittelwertkondensators 10 aus einer der 2a bis 2f. Die Flächenabschnitte oberhalb des gemessenen Mittelwertes 21 sind größer als diejenigen unterhalb, die jeweils nicht schraffiert sind. Die leicht schraffierte rechteckige Fläche in diesem Graphen wird weiter unten zum Nachweis des von der Erfindung gewünschten Effekts benötigt.
Im mittleren Graphen der 3a ist der Zeitverlauf 400 des Quadrats I² des Stroms 20 über der Zeit t dargestellt, wieder in gleicher Skalierung wie die Kurven 20 und 21. Denn der die Verluste in Strommesswiderständen bestimmende Wert des Stroms 20 geht vom Quadrat desselben Stroms aus gemäß der bekannten Formel Pv = R*I²(t), die den Effektivwert definiert: Welcher konstante Strom bewirkt in einem Widerstand von bestimmtem Wert R dieselbe Verlustleistung Pv wie ein tatsächlicher zeitvariabler Strom 20 oder I(t)? Dieser konstante - theoretische - Strom ist der Effektivwert zum tatsächlichen Strom I(t).
Da jedoch dieser theoretische Strom gar nicht von Interesse ist, sondern nur die durch einen tatsächlichen zeitvariablen Strom I(t) oder 20 verursachte Verlustleistung, beschreibt obige bekannte Formel bereits die Lösung: Die vom Zeitverlauf 400 und der zugehörigen Zeitachse eingeschlossene und schraffiert dargestellte Fläche entspricht der Energie, die durch den Strom 20 verursacht in einem Widerstand mit bestimmtem Wert R in Wärme umgesetzt wird. Wird diese Energie mit der dafür aufgewandten Zeit in Bezug gesetzt, also - da periodisch wiederkehrend zwischen den Zeitpunkten 25 und 25', die zwei aufeinanderfolgende Einschaltvorgänge desselben Leistungstransistors des betrachteten Leistungswandlers beschreiben - sinnvollerweise die schraffierte Fläche, die zwischen den Grenzlinien 25 und 25' einer Periodendauer T liegt, durch diese Periodendauer dividiert, ergibt sich ein Bild für die in diesem Widerstand entstehende Verlustleistung.
Im unteren Graphen der 3a ist der Zeitverlauf 441 des Quadrats I² des gemessenen Mittelwertes 21 des Stroms 20 dargestellt. Auch hier ist die Fläche zwischen ihm und der zugehörigen Zeitachse schraffiert dargestellt, und der Abschnitt davon zwischen den Grenzlinien derselben Periodendauer T ist ein Bild für die Verlustleistung, wenn derselbe Widerstand mit bestimmten Wert R nur von einem Strom durchflossen wird, der dem gemessenen Mittelwert des tatsächlichen Stroms I(t) oder 20 entspricht. Solch ein Strom fließt durch den parallelen Strommesswiderstand als Bestandteil der Admittanz einer angegebenen Strommessvorrichtung. Die vom Quadrat 441 dieses Strommittelwertes 21 aufgespannte Fläche ist augenscheinlich kleiner als die vom Quadrat 400 des eigentlich zu messenden Stromes 20 aufgespannte Fläche, obwohl im unteren Graphen auch in den Zeitabschnitten Verluste auftreten, in denen im mittleren Graphen Nullpausen sind.
Ein kleines Gedankenexperiment dient als Erklärung: Gegeben sei ein konstanter Strom der Höhe „Zwei“. Weil er konstant ist, hat auch sein Effektivwert die Höhe „Zwei“. Soll jedoch die gleiche Ladung mit einem Tastverhältnis von 50% übertragen werden, sollen also rechteckförmige Stromblöcke entstehen, die genauso „breit“ sind wie die Nullpausen dazwischen, müssen alle Stromblöcke die Höhe „Vier“ bekommen. Die Quadrierung davon führt zu „Sechzehn“. Weil dies jedoch nur zur Hälfte aller Zeitabschnitte gilt, ergibt sich das Quadrat des Effektivstroms zu „Acht“. Dies entspricht in etwa der schraffierten Fläche im mittleren Graphen. Die „Zwei“ entspricht in etwa der schraffierten Fläche im unteren Graphen, woraus folgt, dass diese Fläche dort deutlich kleiner ist als im mittleren Graphen, obwohl es im unteren keine Nullpausen gibt.
Derselbe Unterschied tritt in den Messverlusten auf, wenn ein Widerstand entweder als einzelner konzentrierter Strommesswiderstand benutzt wird und Verluste gemäß mittlerem Graphen produziert, oder wenn derselbe Widerstand als paralleler Strommesswiderstand zu einer Admittanz beiträgt und dabei nur noch die viel kleineren Verluste gemäß unterem Graphen verursacht. Das Quadrat des Effektivwertes des Stroms 20 im Verhältnis zu seinem Mittelwert ergibt den Faktor, um den sich durch die angegebene Strommessvorrichtung die davon verursachte Verlustleistung maximal reduzieren lässt. Deswegen heißt dieser Faktor auch „Einsparfaktor“.
Die 3a ist das Messergebnis, das der Erfindung und auch der Dimensionierung der darauf fußenden Schaltung zugrunde liegt, worauf im Folgenden einzugehen ist. Der Effektivwert des zu messenden Stroms 20 ist 2,36-mal so groß wie sein Mittelwert, was einen Einsparfaktor von 5,57 ergibt. Für eine übliche Stromversorgung mit 40 W Nennausgangsleistung hat sich ein einzelner konzentrierter Strommesswiderstand mit Wert zwischen 0,1 Ohm und 0,5 Ohm, besonders vorteilhaft mit Wert von 0,25 Ohm bewährt. Soll Strom 20 jedoch bei sehr kleinen Werten, insbesondere bei sehr kleinen Mittelwerten, noch sehr präzise gemessen werden können, was zum tiefen Dimmen insbesondere von getakteten Leistungswandlern in LED-Betriebsgeräten unabdingbar ist, wird obiger Wert zu niederohmig. Ihn einfach zu erhöhen führt zu nicht tolerierbar großen Messverlusten.
Die Aufspaltung dieses konzentrierten Strommesswiderstands in eine Konduktanz und in eine Admittanz und gleichzeitig die Aufspaltung der Auswertung in zwei unabhängige Messungen von Mittelwert und Zeitverlauf des Stroms 20 erlauben die geforderte genaue Auflösung der Mittelwertmessung auch bei vertretbaren Messverlusten wegen der verlustfreien Suszeptanz der Admittanz. Parallel zur Admittanz entsteht eine Spannung proportional zu einem tiefpassgefilterten Wert 21 des Stroms 20, dem gemessenen Mittelwert, wenn die Admittanz, die aus der direkten Parallelschaltung des Mittelwertkondensators 10 und des parallelen Strommesswiderstands (11 in 2a-2c bzw. 12 in 2d-2f) besteht, eine hinlängliche Zeitkonstante aufweist. Diese muss mindestens 0,2-mal so groß sein wie die größte vorkommende Periodendauer T der Taktung des mit der Strommessvorrichtung 100 ausgerüsteten elektronischen Leistungswandlers 600 aus 1, der im Falle einer resonanten Halbbrücke bei seiner Nennleistung die niedrigste Frequenz aufweist. Im untersuchten Beispiel sind dies 45 kHz, woraus sich eine größte Periodendauer T = 22,2 µs ergibt. Das Größenverhältnis innerhalb der Admittanz berechnet sich somit zu $C_{(10)} * R_{(11 bzw .12)} > 4,44 μ s .$
Die Zeitkonstante der Admittanz kann aber auch wesentlich größer sein, bspw. 20-mal so groß wie obige größte Periodendauer, was ein Maximum darstellt. Daher gilt zusätzlich $C_{(10)} * R_{(11 bzw .12)} < 444 μ s .$
Besonders vorteilhaft liegt die Zeitkonstante der Admittanz in einem Bereich zwischen dem 0,6- und dem 5-fachen obiger größter Periodendauer, wofür $13,3 μ s < C_{(10)} * R_{(11 bzw .12)} < 111 μ s$
gilt.
Für den parallelen Strommesswiderstand, der zur Admittanz beiträgt, hat sich ein Wert zwischen 1 Ohm und 40 Ohm bewährt, wenn der damit ausgerüstete getaktete Leistungswandler eine Nennausgangsleistung Pnom von 40 W besitzt. Steigt die Leistung, sinkt der Wert entsprechend, und umgekehrt. Seine allgemeine Berechnung führt demgemäß zu $\begin{array}{l} R_{(11 bzw .12)} = 40 W * [1 Ohm \dots 25 Ohm] / Pnom \\ = 40 V * A * [1 V / A \dots 25V / A] / Pnom \\ = [40 V^{2} \dots 400 V^{2}] / Pnom . \end{array}$
Ein bevorzugter engerer Bereich ergibt sich zu $R_{(11 bzw .12)} = [80 V^{2} \dots 400 V^{2}] / Pnom .$
Für den Mittelwertkondensator 10 ergibt sich die allgemeine Berechnung für den Bereich der Kapazität zu: $C_{(10)} = [25 \dots 500] * Pnom * ns / V^{2} .$
Das untersuchte Ausführungsbeispiel mit Pnom = 40 W umfasst einen Mittelwertkondensator 10 mit einer Kapazität von 10 µF und einen parallelen Strommesswiderstand von 5 Ohm, also eine Admittanz mit einer Zeitkonstante von 50 µs. Allgemein ausgedrückt ergibt dies für den parallelen Strommesswiderstand $R_{(11 bwz .12)} = 40 W * 5Ohm / Pnom = 200 V^{2} / Pnom .$
Da der Mittelwertkondensator umso größer werden muss, je höher die Nennausgangsleistung Pnom des damit ausgerüsteten Leistungswandlers ist, kehrt sich dessen allgemeine Berechnung um in $R_{(10)} = Pnom * 10 μ F/40W = Pnon * 10 (μ As / V) / (40 V * A) .$
Da sich die Ampere herauskürzen, ergibt sich die allgemeine Berechnung für die beispielhafte Kapazität des Mittelwertkondensators 10 zu $C_{(10)} = 0,25 * Pnom * μ s / V^{2} .$
Im Ausführungsbeispiel hat der serielle Strommesswiderstand den zehnfachen Leitwert des parallelen, möglich ist ein hundertfacher bis hinunter zum doppelten Leitwert, in besonderen Fällen ist auch derselbe Leitwert möglich. Bevorzugt liegt der Leitwert des seriellen Strommesswiderstand in einem Bereich vom zwanzigfachen bis hinunter zum fünffachen Wert des parallelen Strommesswiderstands.
Die schraffierte Fläche im dritten Graphen der 3a, die den Verlusten im parallelen Strommesswiderstand, der zur Admittanz beiträgt, entspricht, ist annähernd gleich groß wie die leichter schraffierte Fläche im ersten Graphen derselben Figur, die den vergleichbaren Verlusten entspricht, wenn die Zeitkonstante der Admittanz unendlich groß wäre. Denn diese leichter schraffierte Fläche wird vom tatsächlichen zeitlichen Mittelwert 24 des Stroms 20 begrenzt, der mit dem gemessenen Mittelwert 21 zur Deckung käme, wenn der Mittelwertkondensator 10 aus einer der 2a bis 2f unendliche Kapazität aufweisen würde. Die Umkehrung dessen besagt, dass eine Zeitkonstante der Admittanz, die wie hier zugrunde gelegt nur 50 µs und damit nur etwas mehr als das Doppelte der Periodendauer T der Taktung der Halbbrücke beträgt, einem Idealzustand bereits sehr nahekommt. Im Experiment ist die stärker schraffierte verlustbeschreibende Fläche aus dem dritten Graphen nur 1,013-mal so groß wie die leichter schraffierte idealisierte Fläche aus dem ersten Graphen. Mittelwertkondensatoren größer als oben beschrieben lohnen sich also kaum, und kleinere sind ebenso bereits zielführend.
In 3b sind wiederum in untereinander gleicher Skalierung die gleichen Größen (Strom I und das Quadrat des Stromes I² über die Zeit t) in gleicher Weise auf die drei Graphen verteilt dargestellt wie in 3a außer dem tatsächlichen Mittelwert, nur dass hier ein synchron gleichgerichteter Tiefsetzsteller (synchronous buck) als getakteter Leistungswandler zugrunde gelegt ist an einem Arbeitspunkt, an dem seinen Drosselstrom 20 zweitweise negativ ist. Der Ersatz der für Tiefsetzsteller typischen Freilaufdiode durch einen zweiten aktiv steuerbaren Leistungstransistor, der normalerweise immer dann eingeschaltet wird, wenn auch eine einfache Freilaufdiode leiten würde, der aber wie hier unterstellt auch länger eingeschaltet bleiben kann, macht diesen Betriebsmodus möglich. Deutlich ist zu erkennen, wie aus dem linearen Anstieg des Stroms 20 eine Parabel 400 wird, die genau dort zum Zeitpunkt 26 ihr Minimum hat, das auf der Zeitachse liegt, wo Strom 20 die Zeitachse kreuzt.
Auch hier ist die Fläche zwischen dem Kurvenverlauf von 441 und seiner Zeitachse deutlich kleiner als die zwischen dem Kurvenverlauf von 400 und seiner Zeitachse.
3c zeigt die gleichen Größen wie 3b, jetzt allerdings für alle Leistungswandler außer dem Forward-Konverter, deren Wandlertopologien nur einen aktiven Leistungstransistor aufweisen, wobei sie nicht resonant, sondern eigentlich hartschaltend, dafür aber im sogenannten Grenzbetrieb oder „critical conduction mode“ oder „Transient conduction mode“ oder „Valley detect mode“ betrieben werden. Diese Betriebsart zeichnet sich dadurch aus, dass der Strom durch eine Wandlerinduktivität linear ansteigt, solange der einzige Leistungstransistor eingeschaltet ist, und linear wieder abnimmt, solange dieser ausgeschaltet ist und folglich - Wandlertopologie sei Dank - die Gleichrichterdiode leitet und die in der Induktivität gespeicherte Energie an den Wandlerausgang weitergibt. Erst wenn diese Gleichrichterdiode wieder zu sperren beginnt, was durch abrupte Spannungsänderung über der Wandlerinduktivität erkannt werden kann, wird der Leistungstransistor zum Zeitpunkt 25' das nächste Mal eingeschaltet. Dies ist typisch für obigen Grenzbetrieb, der einen im Wesentlichen dreiecksförmigen Strom 20 zur Folge hat. 3c gilt also bspw. für alle Hochsetzsteller, Flyback-Wandler und SEPICs, und sogar insbesondere dann, wenn sie als Leistungsfaktorkorrektoren arbeiten.
Der Flächenunterschied zwischen mittlerem und unterem Graphen ist hier immer noch evident, wenn auch nicht mehr so ausgeprägt wie in den 3a oder 3b.
Noch weniger ausgeprägt ist dieser Flächenunterschied in 3d, die als Strom 20 den Leistungstransistorstrom eines Tiefsetzstellers mit nichtlückendem Drosselstrom (CCM Buck) zeigt. Solche getakteten Leistungswandler werden oft als Post-Regulatoren zum verlustminimierten Ausgleich von Spannungsschwankungen eingesetzt. „Nichtlückend“ bzw. „CCM = continuous conduction mode“ deutet bereits auf stärker kontinuierliche Ströme hin, woraus sich die geringere Ausprägung des Flächenunterschieds zwischen zweitem und drittem Graphen ergibt: Effektiv- und Mittelwert des Stromes 20 haben sich weiter angenähert.
Umgekehrt ist dieser Flächenunterschied in den 3a und 3b besonders hoch, weil dort der Strom 20 auch negative Abschnitte umfasst. Deren Quadrat 400 wird positiv und erhöht somit das Quadrat des Effektivwerts, wohingegen der gemessene Mittelwert 21 des Stroms 20 durch dessen negative Abschnitte sogar abgesenkt wird: Der Einsparfaktor wird dadurch besonders hoch.
Eine erste mögliche Zusammenschaltung aus einer ersten Grundstruktur 100a der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler gemäß 2a und einer dafür vorgesehenen Regelungsschaltung 500 ist in 4a dargestellt. Das hierfür vorzusehende Anpassungsnetzwerk 150a umfasst das erste Folgefilter 101, das an Knoten 2 angeschlossen ist, und das auch eine Verbindung zu Knoten 1 enthalten kann. Denn das erste Folgefilter ist, da es immer unmittelbar oder mittelbar parallel zur Admittanz der Strommessvorrichtung gekoppelt ist wie hier, das sogenannte „langsame Folgefilter“, also zumeist ein Tiefpass mit einer Zeitkonstante, die mindestens der der Admittanz aus Mittelwertkondensator 10 und erstem Strommesswiderstand 11 entspricht, oder die 50-mal oder sogar 500-mal so groß sein kann wie die der Admittanz. Der Strom durch die Verbindung zwischen Knoten 2 und erstem Folgefilter 101 ist generell wie oben vermerkt vernachlässigbar, denn gemäß der klassischen Regel für Messfilter ist der Eingang dieses ersten oder langsamen Folgefilters 101 so hochohmig wie möglich gestaltet. Das Meßsignal 121 am Ausgang des ersten Folgefilters 101 ist direkt oder über einen Serienwiderstand 141 an einen Eingang 211 des ersten Funktionsblockes 205 gekoppelt. Meßsignal 121 entspricht hier einem weiter geglätteten Verlauf des gemessenen Mittelwerts 21, der wie an den Verläufen 21 der Figurenserie 3 ersichtlich jeweils eine starke Spannungswelligkeit in der Taktfrequenz des elektronischen Leistungswandlers aufweist. Serienwiderstand 141 dient, sofern keine direkte Verbindung vorliegt, einer Impedanzanpassung zwischen innerer Elektronik des ersten Funktionsblockes 205 und dem kapazitiven Ausgang des ersten Folgefilters 101 als langsames Folgefilter. Insbesondere kann er in Verbindung mit einer Eingangskapazität des ersten Eingangs 211 als weiterer, dann allerdings schneller Tiefpass wirken und sehr hochfrequente Störungen blocken. Denn Widerstand 141 ist vergleichsweise niederohmig, und besagte Eingangskapazität ist klein.
Zusätzlich zur Admittanz aus Mittelwertkondensator 10 und erstem Strommesswiderstand 11 als erstem Sensor der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler 100a gibt es in Form des zweiten Strommesswiderstands 12 zwischen Knoten 2 und Knoten 3 eine endliche Konduktanz als zweiten Sensor derselben Strommessvorrichtung. Auf diesen zweiten Sensor ist die Regelungsschaltung 500 derart eingerichtet, dass ihr zweiter Funktionsblock 206 einen zweiten Eingang 212 aufweist, und dass ihr Anpassungsnetzwerk 150a ein zweites Folgefilter 102 beinhaltet, das aus einer direkten Verbindung zwischen seinem Ein- und seinem Ausgang bestehen kann oder stattdessen aus einem Widerstand. Daher wird das zweite Folgefilter 102 hier und im Weiteren auch „schnelles Folgefilter“ genannt. Sobald das zweite Folgefilter 102 hingegen komplexer wird, weist auch dieses eine Verbindung zu Knoten 1 auf. Das zweite Folgefilter 102 kann ebenfalls ein Tiefpass sein, der jedoch im Gegensatz zum ersten Folgefilter, das als langsames Folgefilter agiert, eine Zeitkonstante zwischen 10 ns und 100 µs, besonders vorteilhaft eine zwischen 100 ns und 10 µs aufweist. Auch damit bleibt das zweite Folgefilter 102 ein schnelles Folgefilter. An Knoten 3, der auch Summenpunkt genannt wird, weil an ihm die Summe aus den Meßspannungen für den gemessenen Mittelwert 21 und für einen Momentanwert 22 des Stromes 20 als dritte Meßspannung 23 abgegriffen werden kann, ist dieses zweite oder schnelle Folgefilter 102 angeschlossen. Der Eingang auch dieses zweiten Folgefilters 102 ist der klassischen Regel folgend wieder möglichst hochohmig gestaltet.
Darüber hinaus kann das zweite Folgefilter 102 auch ein Bandpass oder eine Bandsperre sein, denn die dritte Meßspannung 23, die von ihm in ein zweites Meßsignal 132 umgewandelt wird, trägt die Information über die für getaktete Leistungswandler wichtige Zeitstückelung, aus der entweder Ansteueraktionen, insbesondere Ausschaltzeitpunkte, für den einzigen Leistungstransistor einer einfachen Wandlertopologie direkt abgeleitet werden können oder aber Entscheidungen, ob ein komplexerer Leistungswandler wie bspw. eine Halbbrücke abzuschalten oder zurückzuregeln ist. Eine Bandsperre kann Störfrequenzen, die direkte Ansteueraktionen jittern lassen könnten, herausfiltern, und ein Bandpass kann typische Frequenzen, die auf eine Störung hinweisen, aufgrund der bspw. eine Abschaltung des Leistungswandlers naheliegt, besonders gut an den zweiten Eingang 212 des zweiten Funktionsblockes 206 weiterleiten. Alle diese Dinge müssen schnell geschehen, weshalb das zweite Folgefilter 102 stets ein schnelles Folgefilter ist.
Sein Ausgangssignal oder zweites Meßsignal 132, das aus der dritten Meßspannung 23 hergeleitet ist, wird entweder direkt oder über einen zweiten Serienwiderstand 142 an den zweiten Eingang 212 des zweiten Funktionsblockes 206 weitergeleitet. Dessen Aufgabe ist oben beim ersten Folgefilter bereits beschrieben. Im Fall von Bandpass oder Bandsperre übernimmt Serienwiderstand 142 davon abweichend die Aufgabe der Lastanpassung für das zweite Folgefilter 102
4b zeigt eine halb- oder voll-integrierte oder -digitalisierte Variante von 4a, weshalb dort die gleiche Strommessvorrichtung 100a genutzt werden kann. Jedes Folgefilter kann auch per FPGA oder ASIC oder mittels Software in einem Micro-Controller oder Micro-Prozessor realisiert sein. Eine derart aufgebaute Regelungsschaltung 500 weist nach wie vor zwei Eingänge 211 und 212 auf, an die im Unterschied zu oben die Meßspannungen 21 und 23 jedoch direkt oder nur über die Serienwiderstände 141 und 142 angeschlossen sind, deren mögliche Funktionen oben bereits beschrieben sind, und die zusammengenommen ein hierfür passendes Anpassungsnetzwerk 150b bilden. Der erste Eingang 211 des ersten Funktionsblockes 205 bildet nun gleichzeitig den Eingang eines „unsichtbaren“ weil integrierten oder digitalen ersten oder langsamen Folgefilters 101b, und ihr zweiter Eingang 212 den eines „unsichtbaren“ zweiten oder schnellen Folgefilters 102b.
In 4c ist der oben beschriebenen Tatsache Rechnung getragen, dass die dritte Meßspannung 23, die am Summenpunkt 3 einer Strommessvorrichtung 100a für getaktete Leistungswandler anliegt, neben einer Information über eine Zeitstückelung im zu messenden Strom 20 auch die genaueste Information über den Mittelwert desselben Stroms 20 trägt. Denn dieser ist die Summe aus gemessenem Mittelwert und einem Messwert für den Momentanwert, wobei diese Summe wiederum zu mitteln ist. Daher ist hier, abweichend zu 4a, das erste oder langsame Folgefilter 101 an Knoten 3 angeschlossen, mit gleichen Aufgaben und Dimensionierungsmöglichkeiten wie oben, woraus sich der einzige Unterschied zwischen hiesigem Anpassungsnetzwerk 150c zu obigem 150a ergibt. Vorteil hier im Vergleich zu oben ist die größere Meßspannungsamplitude für das gleiche gewünschte Regelergebnis, wodurch der Signal-Rausch-Abstand in den Funktionsblöcken steigt, was durch Meßsignal 123 am Ausgang des ersten Folgefilters 101 verdeutlicht ist, das um den gemittelten Momentanwert des Stroms 20 größer ist als obiges Meßsignal 121. Die Ankopplung dieses höheren Signals an den ersten Eingang 211 des wie oben für analog realisierte Folgefilter vorgesehenen ersten Funktionsblockes 205 geschieht direkt oder über den Serienwiderstand 141, dessen mögliche Funktionen oben bereits beschrieben sind.
Um die Information über die Zeitstückelung auszuwerten, ist hier an Knoten 3 gleichzeitig der Eingang des zweiten oder schnellen Folgefilters 102 angebunden. Alles weitere auf diesem „schnellen“ Pfad ist identisch zu dem von 4a.
Eine halb- oder voll-integrierte oder -digitalisierte Variante von 4c ist in 4d gezeigt. Die jetzt nur eine Verbindung zwischen Knoten 3 und dem einzigen Eingang 210 einer Regelungsschaltung 500 geschieht entweder direkt oder über einen Serienwiderstand 142, der zugleich das Anpassungsnetzwerk 150d darstellt. Eingang 210 bildet somit den gemeinsamen Eingang des ersten oder langsamen 101b und des zweiten oder schnellen Folgefilters 102b, die genauso in die Regelungsschaltung 500 integriert oder hineinprogrammiert sein können wie in obige Funktionsblöcke 205 und 206, weshalb sie ihre dortige Bezeichnung beibehalten. Auch eine Verzweigung der Eingänge beider Folgefilter kann per FPGA oder ASIC oder mittels Software in einem Micro-Controller oder Micro-Prozessor realisiert sein.
Die folgenden beiden Figuren kennzeichnen funktional identische Verschaltungen zwischen Strommessvorrichtungen für getaktete Leistungswandler und ihren Auswerteschaltungen in den Funktionsblöcken, einmal mit analogen Folgefiltern und einmal als halb- oder voll-integrierte oder -digitalisierte Variante.
4e entspricht funktional der 4c, außer dass die Reihenfolge der Sensoren in der Strommessvorrichtung vertauscht ist, was aber belanglos ist, da Knoten 2 in beiden Figuren nicht angezapft wird. In 4e ist eine zweite Grundstruktur 100e der Strommessvorrichtung gemäß 2d über das bereits beschriebene Anpassungsnetzwerk 150c mit den Funktionsblöcken 205 und 206 verbunden auf die gleiche Weise wie in 4c. Hier ist allerdings die Konduktanz zwischen Knoten 1 und 2 durch den ersten Strommesswiderstand 11 gebildet, und der zweite Strommesswiderstand 12 zwischen Knoten 2 und 3 trägt zur Admittanz bei, deren Suszeptanz durch den Mittelwertkondensator 10 gebildet wird, der ebenfalls zwischen Knoten 2 und 3 angeschlossen ist.
4f entspricht funktional der 4d, außer dass wegen der zweiten Grundstruktur 100e der Strommessvorrichtung die Reihenfolge der Sensoren Konduktanz und Admittanz in der Strommessvorrichtung vertauscht ist, was aber wegen des unverbundenen Knotens 2 ohne Belang bleibt. In 4f ist wiederum eine zweite Grundstruktur 100e der Strommessvorrichtung gemäß 2d mit einer halb- oder voll-integrierten oder -digitalisierten Variante der Regelungsschaltung 500 verbunden auf die gleiche Weise wie in 4d.
Diese zweite Grundstruktur 100e der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler wird in 4g erstmals über zwei analoge Folgefilter mit den Funktionsblöcken 205 und 206 verbunden. Wie in den 4c bis 4f wird auch hier der Tatsache Rechnung getragen, dass die dritte Meßspannung am Summenpunkt 3 die genaueste Information über den Mittelwert des Stroms 20 trägt. Zur dennoch nötigen weiteren Glättung ist an Knoten 3 deshalb jetzt das erste oder langsame Folgefilter 101 angeschlossen, um daraus an seinem Ausgang das dritte Meßsignal 123 bereitzustellen. Dieses wird wie gehabt direkt oder über den Serienwiderstand 141 an den ersten Eingang 211 des ersten Funktionsblockes 205 weitergegeben.
Die insbesondere für Leistungswandler, die als Leistungsfaktorkorrektoren arbeiten, wichtige Information über die Zeitstückelung wird hier über das zweite oder schnelle Folgefilter 102, das auch hier wie oben zu 4a beschrieben dimensioniert sein kann, direkt aus Knoten 2 gewonnen, an dem die zweite Meßspannung 22 proportional zum Momentanwert des Stroms 20 anliegt. Denn die Konduktanz bestehend aus dem ersten Strommesswiderstand 11 liegt hier zwischen den Knoten 1 und 2. Das schnelle Folgefilter 102 formt aus der zweiten Meßspannung 22 das zweite Meßsignal 133, das wie oben entweder direkt oder über den Serienwiderstand 142 an den zweiten Eingang 212 des zweiten Funktionsblockes 206 weitergeleitet wird, und das im Gegensatz zum zweiten Meßsignal 132 aus 4a vom gemessenen Mittelwert 21 befreit ist.
Der einzige Unterschied zwischen dem hiesigen Anpassungsnetzwerk 150g und obigem 150a aus 4a besteht in der Überkreuzung der Eingänge von erstem Folgefilter 101 und zweitem Folgefilter 102.
4h schließlich zeigt eine halb- oder voll-integrierte oder -digitalisierte Variante von 4g. Dafür kommen wieder die Funktionsblöcke 205 und 206 zum Einsatz, in der wie oben zu 4b beschrieben beide Folgefilter 101b und 102b per FPGA oder ASIC oder mittels Software in einem Micro-Controller oder Micro-Prozessor realisiert sind. Die Funktionsblöcke 205 und 206 weisen nach wie vor zwei Eingänge 211 und 212 auf, wobei der erste Eingang 211 wie oben gleichzeitig den Eingang des „unsichtbaren“ ersten oder langsamen Folgefilters 101b und der zweite Eingang 212 den des „unsichtbaren“ zweiten Folgefilters 102b bildet. Im Unterschied zu oben ist an den ersten Eingang 211 jedoch die Meßspannung 23 direkt oder über den Serienwiderstand 141 angeschlossen, und ist an den zweiten Eingang 212 die Meßspannung 22 direkt oder über den Serienwiderstand 142 angeschlossen, was die Überkreuzung der Messleitungen im Anpassungsnetzwerk 150h verursacht.
Bezugszeichenliste

1: erster Knoten der Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler
2: zweiter Knoten derselben Strommessvorrichtung
3: dritter Knoten oder Summenpunkt derselben Strommessvorrichtung
10: Mittelwertkondensator
10a, 10b: Einzelkondensatoren, die parallelgeschaltet den Mittelwertkondensator bilden.
11: erster Strommesswiderstand bzw. sein Widerstandswert
11a ... 11d: Einzelwiderstände, die zu einem ersten Strommesswiderstand verschaltet werden
12: zweiter Strommesswiderstand bzw. sein Widerstandwert
12a ... 12d: Einzelwiderstände, die zu einem zweiten Strommesswiderstand verschaltet werden
20: zu messender Strom bzw. Zeitverlauf davon
400: Quadrat des Stroms 20
21: gemessener Mittelwert oder erste Meßspannung
441: Quadrat des gemessenen Mittelwerts 21
22: zweite Meßspannung proportional zum Momentanwert des Stroms 20
23: dritte Meßspannung oder Summe aus erster und zweiter Meßspannung
24: tatsächlicher Mittelwert von Strom 20
100*: Strommessvorrichtung für getaktete Leistungswandler
101*: erstes oder langsames Folgefilter
102*: zweites oder schnelles Folgefilter
121, 123: Meßsignale als Ausgangssignale des ersten oder langsemen Folgefilters
132, 133: Meßsignal als Ausgangssignal des zweiten oder schnellen Folgefilters
141: serieller Koppelwiderstand am Ausgang des ersten Folgefilters
142: serieller Koppelwiderstand am Ausgang des zweiten Folgefilters
150*: Anpassungsnetzwerk zwischen Strommessvorrichtung 100 und den Funktionsblöcken 205 und 206
203: Eingang für Steuerungen von extern
205: Erster Funktionsblock zur Realisierung einer Stromregelung
206: zweiter Funktionsblock zur Realisierung einer Überstromabschaltung
210: einziger Eingang der Regelungsschaltung 500
211: erster Eingang eines ersten Funktionsblockes 205 zur Realisierung einer Stromregelung
212: zweiter Eingang eines zweiten Funktionsblockes 206 zur Realisierung einer Überstromabschaltung
300: Taktgeber
301: Taktsignal
500: Regelungsschaltung
600: Leistungsteil, den getakteten Leistungswandler und seine Strommessvorrichtung umfassend
601: erstes weiteres Meßsignal aus dem Leistungsteil, bspw. seine Ausgangsspannung
602: zweites weiteres Meßsignal aus dem Leistungsteil, bspw. seine Eingangsspannung oder seine kritische Temperatur
603: erster Eingang für die Stromversorgung des Leistungsteils 600
604: zweiter Eingang für die Stromversorgung des Leistungsteils 600
700: geregelte Stromversorgung

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

EP 2446708 A1 [0017]
WO 2008/132501 A2 [0018]

Claims

Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) für getaktete Leistungswandler (600) zum Messen eines Stromes (20) in einem Zweig des Leistungswandlers, wobei der Strom einen Effektivwert aufweist, der mindestens das 1,4-fache des Mittelwerts des Stroms beträgt, dadurch gekennzeichnet, dass die Strommessvorrichtung als Sensoren eine Serienschaltung einer Admittanz und einer Konduktanz aufweist, und dass der Strom (20) zur Gänze durch beide Sensoren hindurchfließt.
Strommessvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mittelwertkondensator (10) den Blindleitwert oder die Suszeptanz der Admittanz bildet.
Strommessvorrichtung nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie gleichzeitig mindestens zwei verschiedene Meßspannungen (21, 22, 23) bildet.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine erste Meßspannung (21) erzeugt, die parallel zur Admittanz anliegt und proportional zum einem tiefpassgefilterten Momentanwert des Stroms (20) ist, und repräsentativ für den Mittelwert des Stromes ist.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine zweite Meßspannung (22) bildet, welche proportional zum Momentanwert des Stroms (20) ist, wobei die zweite Meßspannung (22) parallel zur Konduktanz anliegt, und dass sie eine dritte Meßspannung (23) erzeugt, die der Summe aus erster und zweiter Meßspannung (21+22) entspricht.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante der Admittanz größer als das 0,2-fache der größten vorkommenden Periodendauer der Taktung des Leistungswandlers (600) ist, und dass die Zeitkonstante maximal das 20-fache dieser Periodendauer beträgt.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante der Admittanz größer als das 0,6-fache der größten vorkommenden Periodendauer der Taktung des Leistungswandlers (600) ist, und dass die Zeitkonstante maximal das 5-fache dieser Periodendauer beträgt.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Wirkleitwert der Admittanz auf eine nominale Ausgangsleistung Pnom des getakteten elektronischen Leistungswandlers bezogen ist und einem Widerstandswert zwischen 40 V²/Pnom und 1000 V²/Pnom entspricht.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Wirkleitwert der Admittanz einem Widerstandswert entspricht, der auf eine nominale Ausgangsleistung Pnom des getakteten Leistungswandlers bezogen ist und einen Ohm'schen Wert zwischen 80 V²/Pnom und 400 V²/Pnom ergibt.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Wirkleitwert der Admittanz einem Widerstandswert entspricht, der auf eine nominale Ausgangsleistung Pnom des getakteten Leistungswandlers bezogen ist und einen Ohm'schen Wert zwischen 80 V²/Pnom und 400 V²/Pnom ergibt, und dass die Kapazität des Mittelwertkondensators ebenso auf die nominale Ausgangsleistung Pnom bezogen ist und von Pnom * 25 ns/V² bis Pnom * 500 ns/V² beträgt.
Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Gesamtleitwert der Konduktanz 2- bis 100-mal, insbesondere 5- bis 40-mal und besonders vorteilhaft 10 bis 25-mal höher als der Gesamtwirkleitwert der Admittanz ist.
Regelungsschaltung (500) eingerichtet für eine Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche, aufweisend - einen ersten Funktionsblock (205) zur Realisierung einer Stromregelung einer geregelten Stromversorgung (700), welcher als Eingangssignal, welches den aktuellen Strom repräsentiert, die erste (21) Meßspannung verwendet, - einen zweiten Funktionsblock (206) zur Realisierung einer Überstromabschaltung der geregelten Stromversorgung (700), welcher als Eingangssignal, welches den aktuellen Strom repräsentiert, die die dritte (23) Meßspannung verwendet, weiterhin aufweisend ein Anpassungsnetzwerk (150), welches ein erstes und/oder ein zweites Folgefilter (101, 102) beinhalten kann, wobei das Anpassungsnetzwerk (150) zwischen die Meßspannungen (21, 22, 23) und die Funktionsblöcke (205, 206) geschaltet ist.
Regelungsschaltung (500) eingerichtet für eine Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) nach einem der vorausgehenden Ansprüche 1 bis 11, aufweisend - einen ersten Funktionsblock (205) zur Realisierung einer Stromregelung einer geregelten Stromversorgung (700), welcher als Eingangssignal, welches den aktuellen Strom repräsentiert, die dritte (23) Meßspannung verwendet, - einen zweiten Funktionsblock (206) zur Realisierung einer Überstromabschaltung der geregelten Stromversorgung (700), welcher als Eingangssignal, welches den aktuellen Strom repräsentiert, die zweite (22) Meßspannung verwendet, weiterhin aufweisend ein Anpassungsnetzwerk (150), welches ein erstes und/oder ein zweites Folgefilter (101, 102) beinhalten kann, wobei das Anpassungsnetzwerk (150) zwischen die Meßspannungen (21, 22, 23) und die Funktionsblöcke (205, 206) geschaltet ist.
Regelungsschaltung (500) nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Folgefilter (101) ein Tiefpass ist, der eine Zeitkonstante aufweist, die das 0,01 fache bis 100-fache der Zeitkonstante der Admittanz beträgt.
Regelungsschaltung (500) nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Folgefilter (102) aus einer direkten Verbindung oder aus einem Serienwiderstand zwischen Strommessvorrichtung (100, 100a, 100e) und dem Eingang (212) des zweiten Funktionsblocks (206) besteht.
Regelungsschaltung (500) nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Folgefilter (102) ein Tiefpass ist, der eine Zeitkonstante zwischen 10 ns und 100 µs aufweist, besonders vorteilhaft eine Zeitkonstante zwischen 100 ns und 10 µs.
Regelungsschaltung (500) nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Folgefilter (102) aus einem Bandpass oder aus einer Bandsperre besteht.
Regelungsschaltung (500) nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Funktionsblock (205) und der zweite Funktionsblock (206), sowie das Anpassungsnetzwerk (150) mit dem ersten Folgefilter (101) und dem zweiten Folgefilter (102) in der Regelungsschaltung (500) zumindest teilweise digital per Micro-Controller mit entsprechender Firmware, als FPGA oder als ASIC realisiert sind.