CN115219778A - 用于功率转换器的电流测量装置和用于应用其的调节电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置，具有两个独立并且针对要测量的电流串联连接的传感器，其中一个传感器是导纳，另一个是电导。并联的电流测量电阻和平均值电容器为导纳提供份额。电导由串联的电流测量电阻形成。要测量的电流具有有效值，其是平均值的至少1.4倍、最多8倍大。电流具有直流和交流电流分量。为了调节功率转换器，直流电流分量或平均值的评估是特别重要的。与已知的将电滤波器的输入端为了测量目的设计为尽可能高阻的现有技术不同地，滤波器被移回功率路径中或与电流测量传感器熔合。为此由现有技术已知的集中的电流传感器必须被划分。预滤波的测量电压可以被更精确地评估，尤其是当评估与测量类似地划分时。

Description

用于功率转换器的电流测量装置和用于应用其的调节电路

技术领域

本发明涉及一种用于具有高的交流电流分量的电流的电流测量装置，该电流例如尤其出现在时钟控制式的电子功率转换器中。由于该交流电流分量，测量必须被滤波。本发明还涉及一种用于这种时钟控制式的功率转换器的调节电路。时钟控制式的电子功率转换器尤其包含在插入式电源、简单的供电装置、开关电源、实验室供电装置、直流电流转换器、直流电压转换器、有源电流源、有源电压源或用于光源、优选发光二极管的运行设备中。

背景技术

如今，用于转换电能或功率的电子电路大多以时钟控制的方式运行，并且几乎总是必须进行调节。为此目的，在这种时钟控制式的电子功率转换器内，必须测量对于至少一个要调节的参量最有效力的电信号，以便能够将因此获得的测量值作为反馈参量报告给调节器。例如，如果要将功率调节到其额定值，那么必须测量至少一个代表引起所考虑的功率的电压的信号，并且附加地测量至少一个代表引起同一功率的电流的第二信号。

然而，通常仅一个或另一个信号就足够了。如果所述功率转换器作为有源电压源或直流电压转换器工作，那么在其调节中仅处理代表其输出电压的信号。相反，如果在那里只处理代表输出电流的信号，那么功率转换器作为有源电流源或直流电流转换器工作。分别开放的、即非调节的参量由恰好连接到所考虑的功率转换器的电气负载来定义。

然而，在大多数情况下要一起测量代表这种开放的参量的信号。以该方式，电压源或直流电压转换器得到过载保护，其在最大允许的负载电流的情况下进行干预，并且将实际的电压源转换为电流源，由此防止负载电流大于最大允许的负载电流。以这种方式构造的简单的供电装置、例如插入式电源与其名称不同地在正常运行中被调节到其输出电压。以该方式，有源电流源或直流电流转换器获得空载稳定性，该空载稳定性尤其对于功率转换器来说是重要的，该功率转换器应当产生所谓的安全特低电压(safety extra lowvoltage或“SELV”)。因为没有负载，所以电流源将产生无限高的输出电压。在一起测量输出电压时，可以十分有效地将该输出电压限制到最大允许的值、例如54V或60V。这种“具有电压限制的电流源特性”运行方式是在发光二极管的运行设备中最常见的一种。

更通用的级别是所谓的实验室供电装置，其可以根据负载和当前设置完成上述两项工作，并且主要构建为开关电源，即作为能量供应装置包含至少一个时钟控制式的电子功率转换器。通常两个调节电路在那里彼此并联地布置，其中具有更严格的额定值限制的一个调节电路当前总是处于干预中，并且调节功率转换器。物理上开放的参量在调节中也分别保持开放。或者这两种调节相互级联，其中，电流调节大多是从属的。这是因为电流吸收器(Stromsenke)由于其电压施加而使始终存在的输出电容器动态无效，因此，电流调节比电压调节更容易稳定。两种布置(至少在理论上)导致IU图中的矩形的工作范围，该工作范围由负载电流作为x轴并且由输出电压作为y轴来撑开。最大功率必须能够被功率转换器处理，并且只能在一个点上被调取，即在具有最大负载电流和同时最大输出电压的工作范围的“右上角”处被调取，这导致为此设置的时钟控制式的电子功率转换器的构件的非常差的利用。

所有时钟控制式的电子功率转换器分别包括至少一个存储电容器和至少一个存储电感或存储线圈或存储扼流圈以及至少一个整流二极管和至少一个有源可控的功率晶体管。因此，已经概述了三种最简单的功率转换器拓扑结构：降压转换器(Buck)、升压转换器(Boost)和降压-升压转换器(Buck-Boost或Flyback(反激式转换器))。降压-升压转换器两个存储电容器。替代地，如果提供两个也可以耦合的存储电感，并且存储电容器又在功率晶体管和整流二极管之间移动，那么可以由此构建

转换器。Zeta转换器和SEPIC(single-ended primary inductor converter，单端初级电感转换器)、即Zeta转换器在其输入端并且SEPIC在其输出端从

转换器出发还需要第二存储电容器。似乎仅由降压转换器导出的流量转换器(正向)除了这个最简单的转换器外还需要两个另外的二极管和一个三绕组变压器。如果在同一功率转换器拓扑结构中使用两个有源可控的功率晶体管，那么形成改进的流量转换器、改进的降压-升压转换器或它们的组合、六个简单的从降压转换器到SEPIC的上述转换器拓扑结构的同步变型方案或其相关的双向转换器、推挽电路或半桥。半桥除了至少一个附加的整流二极管外还需要至少一个与存储电感串联的另外的存储电容器，该另外的存储电容器吸收半桥输出电压的直流电压分量。如果该串联电容器与在半桥的情况下有利地至少部分由变压器实现的存储电感一起形成具有刚好低于最低的时钟频率的固有频率的振荡电路，那么产生谐振LLC转换器。如果所述的变压器附加地与纯谐振电容器并联连接，那么产生所谓的谐振LCC转换器。

所有这些通常也是字面意义中的功率转换器：功率转换器可以操作上面的“右上角”，但在不用对其电路进行明显改变的条件下功率转换器就可以非常好地提供两倍的电压并且为此仅提供一半的负载电流，或在仅一半的输出电压的情况下提供两倍的负载电流。因此产生的恒定功率的双曲线明显增大了可能的工作范围，并且因此明显增大了所考虑的供电装置内的时钟控制式的电子功率转换器的利用。然而为此，作为第三点需要在开始时已经提到的功率调节，其起电压调节和电流调节之间的混合体的作用。将测量值相乘，并且如果该乘积超过预设的功率或最大功率，那么第三并联调节电路会进行干预，其将功率转换器调节到恰好预设的功率或其最大允许的输出功率。作为对此的替换，可以相应减小电压额定值或电流额定值，尤其是当恒定功率的双曲线可以通过跨越其的下降直线来近似时，或者当存在级联调节时。用于所有照明领域中的发光二极管的大量现代运行设备以这种方式构建，因此也可以沿相同或最大的功率的双曲线工作。因此，大量不同的负载、例如发光二极管模块可以由同一个运行设备交替供电，而不会显著增加成本。此外，以该方式形成的所有系统几乎可以在整个亮度范围内、即从亮度100％至<1％例如通过通信协议DALI、DMX、KNX、EIB或RS488进行调光。当然，也可以使用诸如蓝牙、ZigBee或Thread的无线通信协议。由此，适用于此类系统的运行设备和安装在其中的时钟控制式的电子功率转换器必须覆盖特别大的工作范围，其接近上面的IU图的y轴或者甚至触及其。如果在运行设备中使用的时钟控制式的电子功率转换器(尤其是当其谐振地构建时)具有自然的工作边界，那么也可以借助同时省略电流调节电路和电压调节电路来使其用于限制功率。尽管如此，在用于运行设备、实验室供电装置、开关电源、直流电压或直流电流转换器、有源电压源或电流源等的所有功率转换器中，必须持续测量至少两个基本上相互独立的电气参量。

然而，该“持续”与开头提到的表征了所考虑的功率转换器的运行的“时钟控制式”相矛盾。为了使这种时钟控制达到期望的效果，首先需要上面已经提到的功率转换器拓扑结构中的一个。其次，由于时钟控制，包含在功率转换器拓扑结构中的至少一个有源可控的功率晶体管的控制原则上被脉宽调制(PWM)，即示出了周期持续时间T、导通时间和截止时间。导通时间和截止时间的总和得出周期持续时间，或者一般来说，三个时间中的一个总是与另外两个相关。该时间分段、即由时钟控制引起的所有信号形式、例如零停顿、边沿、斜率、峰值等以及所有相关的时间点或时间间隔是最清楚定义功率转换器的时钟控制式的运行的特征。第三，在那里，每个功率晶体管要么总是仅完全导通地、受控地在饱和中运行，要么完全被截止。在此，术语“功率转换器”还总是包括直流电流转换器、直流电压转换器、开关电源、供电装置、用于LED的运行设备等。

进一步最小化功率转换器中的损耗是对于用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的该提出的动力。因为损耗不仅发生在功率转换器拓扑结构本身中，而且发生在测量其瞬时的电气参量时，尤其是发生在测量电流时。出于成本、速度、精度和抗老化的原因，要测量的电流经常被引导通过电流测量电阻，该电流测量电阻的非无穷大的电导产生电压，该电压可以在该电流测量电阻上被测量并且用作用于要测量的电流的信号。该电流测量电阻的值由评估所需的测量电压除以要测量的最大电流计算得出，并且所设置的评估电路越廉价或越不精确，或者评估必须越精确，那么该值越高。因为需要更高的测量电压。后者是本发明的诱因，本发明包括针对电流测量电阻的第二计算规则，该第二计算规则尤其与功率转换器的工作范围的左边缘相关：评估电路的电压分辨率(例如μV/bit)除以对于例如LED运行设备的最小可测量或最小可见的亮度差异所需的电流差，该电流差可能导致电流测量电阻的明显更高的值和更高的损耗。由此产生的第二矛盾是“测量的分辨率或精度”与“测量损耗”，其中，工作范围的左边缘的分辨率(例如在1％调光水平下)除了别的之外由DALI标准来预设，并且基于对数眼特性曲线(logarithmische Augenkennlinie)在那里必须是特别精细的。对于通常的评估电路和已知的解决方案，这会增加测量损耗或测量和评估开销或同时强制增加这两者。

“持续”和“时钟控制式”之间的第一矛盾在此处考虑的功率转换器中导致另外的特殊性。其调节需要测量的持续性，但所测量的信号基于时钟控制通常绝不是连续的。因此，在所述信号可以被输送至调节之前，所述信号原则上必须被滤波。为此所需的滤波器也可以包含在调节器或其补偿电路或负反馈电路中。在此，受调节的功率转换器的边界频率、即例如针对输出参量的额定值中的假定的调制的频率总是明显小于其时钟频率，该输出参量可以由受调节的功率转换器基本上无衰减地传输到其输出端。时钟频率对应于脉宽调制的上述的周期持续时间T的倒数，并且通常至少是该边界频率的十倍，针对测量信号的滤波器的时间常数也会影响该边界频率，该滤波器主要是低通滤波器。由测量、调节和时钟控制以及在功率转换器拓扑结构中的因此实际的能量传输构成的整个系统在动态上看总是比时钟控制本身慢得多。

因为在每个功率转换器拓扑结构中，除了将连续区斩波的功率晶体管和从该斩波产生另一连续区的整流二极管之外，基本上只有电抗元件(其几乎没有损耗地工作，并且由于其集成特性原则上形成平均值)，所以这些连续区的计算允许根据平均值法进行，其在文献中也作为“状态空间平均(state space averaging)”已知的是：每个斩波信号的平均值也代表连续区的信号，通常甚至仅通过恒定的因子(通常为2或4)，或通过与上述的脉冲宽度调制(PWM)的占空比(duty cycle)相关的因子，或通过其他的毗邻的因子来区分。该占空比是相同的恰好考虑的时钟控制周期内的导通时间与周期持续时间之间的比率。每个低通滤波器是平均值形成的技术对应，因此通常甚至自动在考虑占空比的情况下提供代表连续区的结果。

直接测量斩波参量(即在没有进行显著的低通滤波的情况下测量对参量、即电流或电压的时间曲线或瞬时值进行测量)的优点是它们关于时间分段的附加的信息内容。尤其地，特定的事件、例如达到功率晶体管最大电流可以与离散的时间点相关联，这些时间点可以直接转换为相应的反作用的控制动作(例如晶体管的过流保护或在每个时钟控制周期内截止晶体管)。因此，这种斩波参量的测量易化了迄今未描述的返回路径，根据连续的调节器输出信号再次形成用于至少一个功率晶体管的以时钟控制的方式的控制。低通滤波后的相同的测量信号例如作为反馈参量可以同时输送到相关的调节器的输入端。

斩波参量的测量本身尤其在如下那些功率转换器中是重要的，所述功率转换器除了输入端和输出端之间的电压和电流值变化之外还附加地必须在其输入端和输出端之间提供电流分离。已经提到的安全特低电压(SELV)的所有功率转换器都将这一点作为必不可少的要求，从而其输出线路即使在运行中也允许保持可触摸。为了仍然能够越过电流屏障传输功率，变压器可以集成到功率转换器拓扑结构中，其按照功率流地位于(多个)功率晶体管和(多个)整流二极管之间。由此，每个这样的拓扑结构被分解成初级侧以及次级侧，该初级侧具有输入端、至少一个功率晶体管和变压器上的至少一个初级绕组，该次级侧具有同一变压器上的至少一个次级绕组、至少一个整流二极管和输出端。刚好为此的最小拓扑结构(因此也是其受欢迎的原因)是反激式转换器，其输入端和输出端分别与存储电容器并联连接。变压器中的初级和次级电流可以具有直流电流分量，相反地，初级和次级电压是纯交流参量。因此，所有四个参量包含全都一起测量的主要交流分量。

在这些绝缘的或绝缘式的功率转换器中困难的是，必须在初级侧控制功率晶体管，但重要的参量、即负载电流和输出电压存在于次级侧。因为特别有利地在同一侧(即初级侧)发生对功率晶体管的调节和控制，所以也应当在那里进行测量。将功率传输到次级侧的同一变压器可以同时将一些要测量的参量从那里传输回初级侧，这些参量然而大多是纯交流参量、即斩波参量。在功率晶体管关断期间，变压器初级电压通常代表当前的输出电压，而流过导通的功率晶体管的电流、即通常是变压器初级电流代表当前的输出电流。因此，斩波参量的测量值可以根据时钟控制的当前状态与不同的实际的参量相关联。最后但并非最不重要地，当测量斩波参量时，电流屏障特别有利地对于测量是可通过的。

在这种功率转换器的现有技术中，几乎无一例外地，每次测量首先引导通过(有时很小的、即“快速的”)测量低通滤波器，其串联电阻是相对低阻的，且其滤波电容器是相对小的。除上述情况外，为此的主要原因是，时钟控制式的功率转换器是强的用于电磁干扰射束的源。这种高频干扰(其频率是时钟频率的x倍，其中x>>1)不仅可以使重要的平均值失真，因为其同样时钟同步地发生，而且主要还会破坏关于时间分段的信息，其实际上应当包含在一些测量信号中。这会导致抖动和分叉直至不稳定。

例如，在EP 2 446 708 A1中要测量被斩波并且可能受到干扰的电压，如在那里的图5所示。相反，措施在那里在图8中示出：由两个电阻(其串联连接在要测量的电压之间)构成的测量分压器将对于评估电路来说太高的原始电压减小到可处理的值，该值与整个分压器的总电阻成比例地对应于与评估电路并联耦合的电阻。为了对该减小的测量信号进行低通滤波，小的电容器又与该并联耦合的电阻并联连接，两个构件与电路接地部连接。尽管那里的测量电路本身与提出的用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的最简单的变型方案相同，但其具有明显不同：在那里没有要测量的电流流过测量电路，尤其是没有流过参与测量低通滤波器的电容器，因为应当测量电压。两个电阻在那里如针对测量分压器那样通常是极高阻的，并且电容器是很小的，例如在纳法拉范围内。

例如，在WO 2008/132501 A2中示出了进行滤波的电流测量。在那里的图9中的左上方示出类似的测量结构，即测量分压器，该测量分压器具有仅与分压器电阻中的一个并联的电容器。与上述不同地，实际的电流测量电阻与之并联，该实际的电流测量电阻与两个分压器电阻相比是明显更低阻的，即与它们相比具有明显更高的电导。然而，因为所述的电容器在此与背向电路接地部的电阻并联连接，所以存在测量高通。此外，为此设置的评估电路必须能够处理负的测量信号。

为了保持低损耗，用于电流测量的测量电阻必须是尽可能低阻的。集中的电流测量电阻的0.1欧姆至0.5欧姆、优选至0.25欧姆的值已证明可用于标称输出功率为40W的开关电源或供电装置或LED运行设备。每个与之连接的滤波器因此又是明显更高阻的。常见的方法是，使实际测量下游的每个滤波器、例如已经提到的测量低通滤波器尽可能高阻，或者如果测量本身已经非常高阻地运行，如例如在电压测量中那样，那么将其集成到测量中。

然而，如果低阻的电流测量电阻上的测量电压不满足对分辨率的要求，那么可以对其进行线性放大。因为大多数线性放大器是具有负反馈的，即例如包括运算放大器和补偿支路，所以连接在该放大上游的滤波器可以通过负反馈或通过补偿支路来实现。良好的线性放大器通常以反相方式工作，这要么需要从已知的恒定的参量减去测量信号，要么需要负测量信号。对于负测量信号，放大器是双极供电的，但通常情况并非如此。非反相放大器满足于简单的电压供电装置，但会遇到漂移和偏置问题。消除这些不准确性所需的措施是复杂的和昂贵的。

所有电流测量电阻中的损耗基于在其上存在的参量的有效值。存在的参量的连续性越差，这些有效值与平均值相比越高。因此，实际损耗不仅与所测量的参量的平均值成比例，而且要测量的参量越不连续，实际损耗越大。电流测量电阻中的损耗与要测量的电流的有效值的平方成比例。很好地反映不连续性的程度的有效值此外总是被说明为与相同的电流的时间平均值的比率。该比率的平方对应于节能因子(Einsparfaktor)。

如上所示，在时钟控制式的电子功率转换器中对斩波参量的合理测量会导致特别高的测量损耗，尤其是当要测量的参量是斩波电流时。在为此设置的应用中，有效值最高可达相关的平均值的3倍大，在实际研究的情况下为2.36倍大，并且测量损耗也是相应大的。

最后但并非最不重要地，如果在那里主要应当评估相同的斩波电流的平均值，那么斩波电流的纯粹与时间曲线或瞬时值成比例的测量对于评估电路中的分辨率特别不利。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于，提供一种电流测量装置，该电流测量装置在给定的分辨率的情况下为与其连接的评估电路产生比已知的解决方案更低的损耗，或者针对更高的分辨率不会产生更高的损耗，而是最多产生与根据已知的解决方案以较小的分辨率实现的损耗相同的损耗，或者能够实现它们的组合，即在分辨率提高的同时的降低的损耗。例如，一种已知的解决方案是集中的电流测量电阻，大部分斩波电流流过该集中的电流测量电阻。此外，本发明所要解决的技术问题是，提供一种用于时钟控制式的电子功率转换器的电流测量装置，其可以串联连接在具有高的交流电流分量的电流所流过的功率转换器拓扑结构的任何支路中。

此外，寻找的电流测量装置应避免出现负的测量信号，即使当要测量的参量部分地是负的时。

最后可能有利的是，在电流测量装置中至少部分已经实现对于包括功率转换器、其测量、其调节和其负载在内的整个系统所需的对数传输特性曲线。尤其力求达到的是，对要测量的斩波电流的时间平均值进行单独加权和评估(例如在进行控制的微控制器中)，并且与之并行地对斩波电流(即在没有进行显著的低通滤波的情况下的瞬时值的测量信号)进行单独评估和加权。

此外，本发明所要解决的技术问题是，提供一种设计用于这种电流测量装置的调节电路，其可以对电流测量装置的信号进行评估。

根据本发明，上述技术问题关于电流测量装置利用根据本发明的特征来解决，关于调节电路利用根据本发明的特征来解决。

本发明以特别有利的方式扩展本发明的中心构思。

与将所有测量滤波器设计为尽可能高阻的并且将它们与实际的测量并联连接的常见的方法不同地，在此提出，将滤波器放置到功率路径中。由此可能的是，要测量的电流的交流电流分量可以几乎没有损耗地流过所谓的平均值电容器。电流测量装置可以同时形成多个测量电压，这些测量电压可以由功能块中的评估电路分开地评估，其中，功能块设计用于应用电流测量装置，并且是时钟控制式的功率转换器的调节电路的组成部分。

因此，将用于电流测量的滤波器放置在功率路径中。由此，该滤波器是非常低阻的，即与为了测量目的将每个滤波器、例如已经提到的测量低通滤波器设计为尽可能高阻的常见的方法相反。因此，用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置包括至少两个相互独立的传感器、即例如两个不同的电阻或两个纯欧姆支路(其相互串联连接并且因此合起来接触三个节点)、即至少两个独立的电流测量电阻，要测量的电流均匀地至少部分流过这些电流测量电阻。由两个电流测量电阻或由两个纯欧姆支路接触的节点是第二节点。要测量的电流完全流过电流测量电阻中的至少一个(其也被称为“串联的电流测量电阻”)，并且仅部分流过至少一个剩余的电流测量电阻。因为与之并联地连接有使所需的滤波器和进而用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置变完整的滤波电容器，因此，至少一个剩余的电流测量电阻在将来也被称为“并联的电流测量电阻”。与之并联连接的滤波电容器是开头已经提到的平均值电容器。

出于容差、噪声或性能的原因，串联的电流测量电阻和并联的电流测量电阻可以分别又由多个单独的电阻构成，这些电阻可以彼此串联或并联连接，或以其任意的组合连接。用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置包括三个节点，即要测量的电流流入其中的第三节点、要测量的电流从其中流出并且通常与电路接地部连接的第一节点和连接至两个独立的电流测量电阻的第二节点。在第一和第二节点之间存在纯欧姆支路，该纯欧姆支路的值对应于第一电流测量电阻。在第二和第三节点之间又存在纯欧姆支路，其值对应于第二电流测量电阻。

平均值电容器的第一端部附加地连接至第二节点。平均值电容器的第二端部要么连接到第一节点，要么连接到第三节点。与第二节点直接或间接连接并且同时直接或间接与平均值电容器并联连接的所有其单独的电阻的总值对应于并联的电流测量电阻，所考虑的电流测量装置的所有其余的单独的电阻的总值对应于串联的电流测量电阻。

出于同样的原因，平均值电容器也可以由多个单独的电容器的并联电路组成，它们也可以具有不同的结构类型，这表明了针对其另外的原因。例如，电解质电容器和陶瓷电容器可以并联连接，或者薄膜电容器和陶瓷电容器可以并联连接：后者提供速度，前者提供必要的电容。由于在那里出现的最大电压低于5V，因此排除了电容器的串联电路。

因此，用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置包括两个彼此独立的串联连接的传感器、串联的电流测量电阻的电导和由并联电路产生的导纳，该并联电路由平均值电容器和并联的电流测量电阻形成。

当平均值电容器的第二端部与第一节点连接时，导纳在第一和第二节点之间，因此第一电流测量电阻具有并联的电流测量电阻的功能，并且第二电流测量电阻具有串联的电流测量电阻的功能或电导的功能。然而，如果所述第二端部与第三节点连接，那么功能互换，从而第一电流测量电阻形成串联的电流测量电阻或电导，而第二电流测量电阻作为并联的电流测量电阻为导纳提供份额，其电纳通过平均值电容器形成。

在该电流测量装置中充分利用的是，平均值电容器无损耗地引导要测量的电流的交流电流分量中的大部分，并且在此充电到一个电压，该电压从较小的值出发接近要测量的电流的实际的时间平均值并且在将来被称为“所测量的平均值”。准确地说，该所测量的平均值对应于具有时间常数的要测量的电流的低通滤波后的瞬时值，该时间常数对应于导纳的时间常数并且将在下面更精确地被确定。除了从下方接近要测量的电流的实际的时间平均值以外，所测量的平均值还总是在所考虑的功率转换器的时钟频率中具有纹波。由此得出，所测量的平均值有时也可以高于要测量的电流的实际的时间平均值。然而，所测量的平均值的理论上的中心线总是位于实际的平均值下方，除非平均值电容器是无限大的。如果要测量的电流部分地是负的，那么所有这些也是适用的。只要其所测量的平均值是正的，在有效功率从功率转换器的输入端传输到输出端的情况下几乎总是提供这一点，那么通过该平均值形成来避免负的测量信号。相反，该所测量的平均值的符号表示功率流的方向。除了通过第二节点分离电流测量电阻以外，该最近被放置在功率路径中的平均值电容器也是用于时钟控制式的电子功率转换器的电流测量装置的中心元件，如其也可以在与其连接的两个电流测量电阻的名称上读取的那样。要测量的电流有利地是所考虑的电子功率转换器内的有源可控的功率晶体管的工作电流，或者通常是功率转换器拓扑结构的支路中的电流，该电流被斩波或部分地可以是负的，并且因此包含高的交流电流分量，因为所考虑的电子功率转换器以时钟控制的方式运行。根据本发明，要测量的电流的有效值至少是其时间平均值的1.4倍。所提供的电流测量装置正是要确定这一点，因此，它也必须存在。在电流中可靠地提供这一点，该电流的有效值最大对应于其时间平均值的8倍。该相对有效值越高，所提供的电流测量装置越精确地工作，甚至当其实际的目的(同样是确定电流的时间平均值)在此可能丢失时。替代地，可以在实际上纯的交流电流中确定直流电流误差，并且在接地点移动的情况下，可以测量纯交流电流分量的精确的时间曲线。

用于功率转换器的电流测量装置的另一优点是如下可能性：能够同时提供两个彼此相关的但仍然不同的测量信号。

如果平均值电容器与第一节点连接，那么来自用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的所测量的平均值可以直接与其导纳并联地在第二和第一节点之间作为第一测量电压被量取。所测量的平均值和针对要测量的电流的瞬时值的测量值之和可以作为第三测量电压在这种布置的第三和第一节点之间被量取。

然而，如果平均值电容器与第三节点连接，那么针对所测量的平均值的测量电压再次与导纳并联地，即相应地在第三和第二节点之间存在。针对要测量的电流的瞬时值的测量值可以在这种布置的第二和第一节点之间的电导上作为第二测量电压被量取。所测量的平均值和针对要测量的电流的瞬时值的测量值之和又可以在第三和第一节点之间作为第三测量电压被量取。

因此，第三节点也被称为求和点，并且第一节点可以与电路接地部连接。可以要么在针对瞬时值的测量值上，要么在求和的测量电压上识别要测量的电流的通常寻找的峰值。

如到此为止的情况那样，在以下描述中，原则不进一步考虑这些电流，所述电流为了识别测量电压最后流入功能块中，总体上又朝其电路接地部的方向流出，并且相对于要测量的电流是微小的(例如千分之一或更小)，所述功能块布置在所公开的用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的下游并且属于用于相同的功率转换器的调节电路。

导纳的时间常数应当有利地导致整个功率转换器的上面已经提到的边界频率的两倍，从而要测量的电流的明显的平均值变化仍然可以由所测量的平均值、即由其瞬时值的低通滤波后的值正确地映射。在由平均值电容器和并联的电流测量电阻构成的并联电路上的第一测量电压中的波动、即与导纳并联的所测量的平均值中的波动应当在该边界频率的两倍的情况下相对于要测量的电流的时间平均值的实际的波动衰减了小于10％。

导纳的时间常数优选大于功率转换器的时钟控制的最大出现的周期持续时间的0.2倍，并且时间常数最大是该周期持续时间的20倍。特别优选地，导纳的时间常数大于功率转换器的时钟控制的最大出现的周期持续时间的0.6倍，并且时间常数最大是该周期持续时间的5倍。由于并联的电流测量电阻的相对小的值，平均值电容器为此可以具有相对大的电容，这有利于引导要测量的电流的交流电流分量。

电导原则上不被考虑用于计算导纳的时间常数，因为流过串联的电流测量电阻的电流、即要测量的电流还总是至少部分流过功率转换器拓扑结构的至少一个存储电感，该存储电感由于其明显更高的阻抗分别施加该电流或电流分量。换言之，当非常大的阻抗又与并联的电流测量电阻并联连接时，该并联的电流测量电阻的值近似保持不变。

基本上，仅要测量的电流的直流分量或平均值流过并联的电流测量电阻，并且在那里产生与该平均值对应的损耗，该损耗明显比与要测量的电流的有效值对应的损耗更低，例如低了1.96到64的节能因子。因为损耗随要测量的电流的有效值的平方而增加。要测量的电流的有效值与时间平均值之间的比率至少为1.4，由此可以说在要测量的电流中存在值得提及的交流电流分量。利用(1.4)²＝1.96，产生上述的用于损耗减少的最小节能因子。在实际研究的情况中，有效值与平均值之间的比率为2.36，其平方产生用于可能的损耗减少的节能因子为5.57。相反，所有这些也意味着，在要测量的电流中必须存在值得提及的直流分量，因为如开头已经提到的，该直流分量通常甚至表示用于评估的最重要的参量。因此，用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置不适合用于测量纯交流电流，除非在其上游连接测量整流器，要测量的电流流过该测量整流器的输入端，并且电流测量装置连接至该测量整流器的输出端。电流测量装置于是适用于低损耗地确定“整流的平均值”。对于没有测量整流器的电流测量装置，要测量的电流的有效值不应超过其平均值的8倍，以便仍然形成充分的直流分量。

由于要测量的电流的交流电流分量无损耗地引导通过平均值电容器的电纳，因此与平均值电容器并联的电流测量电阻可以实施为比与两者串联的电流测量电阻更高阻的，即比串联的电流测量电阻更高阻的，并且其甚至可以比已知的解决方案中的单个集中的电流测量电阻更高阻。这能够实现更高的平均测量电压，并且因此在功能块中实现更高的分辨率。并联的电流测量电阻的值可以比现有技术的集中的电流测量电阻的值高了略小于节能因子，在研究的情况下例如高了因子5，与之相比这能够实现功能块中的该测量的更精细五倍的分辨率。针对串联的电流测量电阻需要最大为节能因子的余数、即0.57。该电阻因此必须大致具有现有技术中的单个集中的电流测量电阻的值的一半，或其电导大约为一个集中的电流测量电阻的电导的两倍大。

因为要测量的电流完全流过的串联的电流测量电阻或电导提供关于时间分段的信息。因为用以达到给定的水平的陡度几乎总是无关紧要的(差异化的评估是非常罕见的)，所以其也可以比在已知的具有集中的电流测量电阻的解决方案中更小。这能够实现串联的电流测量电阻，其明显可以比单个集中的电流测量电阻更低阻。尽管该串联的电流测量电阻的损耗基于要测量的电流的有效值，但其根据该电阻的小的值比在已知的具有集中的电流测量电阻的解决方案中产生的损耗更小。

斩波程度、即为了可靠地识别和评估功能块中的时间分段而最小所需的测量信号的纹波，确定了串联的电流测量电阻的值。其损耗应小于针对整个测量电路所允许的损耗。通过与平均值电容器并联连接的并联的电流测量电阻使用其中的差值，并且该并联的电流测量电阻的电导值由取平均的最大出现的所测量的平均值的平方除以该剩余损耗得出。剩余损耗越小，该电导值越大，并且因此平均测量电压越小，并且因此功能块中的可能的分辨率也就越小。有冲突的参数“时间分段的识别的安全”和“平均值的分辨率”必须相互权衡。

在此有利的是，导纳的有功电导值与时钟控制式的电子功率转换器的标称输出功率Pnom相关，并且对应于40V²/Pnom和1000V²/Pnom之间的电阻值。导纳的有功电导值优选对应于以下电阻值，该电阻值与时钟控制式的功率转换器的标称输出功率Pnom相关并且产生80V²/Pnom和400V²/Pnom之间的欧姆值。特别优选地，导纳的有功电导值对应于以下电阻值，该电阻值与时钟控制式的功率转换器的标称输出功率Pnom相关并且产生80V²/Pnom和400V²/Pnom之间的欧姆值，并且平均值电容器的电容同样与标称输出功率Pnom相关，并且是从Pnom*25ns/V²到Pnom*500ns/V²。

在一种实施方式中，在此，电导的总电导值比导纳的有功电导值高2至100倍、尤其是高5至40倍、并且特别有利地高10至25倍。

要测量的电流的可能的形状和值范围越精确并且所测量的信号的目的越精确地已知，就可以越进一步地推进测量损耗的最小化，这尤其包含在以下的另外的描述和附图中。示出的是，电导可以比并联的电流测量电阻的电导值高5到20倍。

两者、即形状和目的都与所设置的功率转换器拓扑结构密切相关，因此，在下面代表性地考虑将其中两个作为应用用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的示例：绝缘的降压-升压转换器或反激式转换器和半桥。在半桥的情况下，时间分段不如在反激式转换器的情况下重要，该反激式转换器通常还应当同时作为功率因子修正器工作。因为刚好这种电路几乎总是在所谓的“临界导通模式(critical conduction mode，CRM)”或“瞬时导通模式(transient conduction mode，TCM)”或“谷值检测模式(valley detect mode)”中工作，所以要测量的电流是流过功率晶体管的、在导通时间期间基本上是三角形的电流。该电流的所有重要的峰值必须在这种功率转换器的时钟控制的每个周期持续时间可靠地被识别一次，并且然后每次必须关断功率晶体管。相反，在半桥的情况下，关于时间分段的信息主要用于功率晶体管中的至少一个的过流识别，因此整个半桥应当被短暂关断或至少被回调。例如在输出侧的短路的情况下，在电网电压接通的情况下或在电网线路上的电压脉冲的情况下，可能会出现这种过流。由于大多谐振地并且因此以一种“连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)”运行的半桥的内部惯性，过流关断是立即发生还是仅在半个周期持续时间后才发生是并不重要的。在此，“连续”不应理解为均匀或“具有高的直流电流分量”的意义，而是理解为“非间断(nichtlückend)”的意义。

因为在半桥中的要测量的电流的峰值总是至少与相关的平均值处于同一数量级中，所以所测量的平均值可以作为第一测量电压未修正地传递到功能块，并且与其相加的针对瞬时值的测量值可以独立地作为第三测量电压被考虑用于所有类型的安全关闭。为此，平均值电容器的第二端部有利地与第一节点连接。

要测量的电流的实际的时间平均值在平均中总是高于在第二节点处可作为第一测量电压量取的所测量的平均值(除非导纳具有无限大的时间常数，但这一点在上面已经必须被排除)，该所测量的平均值对应于相同的电流的瞬时值的低通滤波后的信号。为了从该值得到实际的且更高的平均值，必须为其加上电导上的瞬时值的测量信号的时间平均值，并且必须重新对该总和进行低通滤波或平均。因此，实际的平均值对应于由所测量的平均值和所测量的瞬时值形成的总和，这两个值一起再次被平均。其电路技术等效(其由于更高的绝对测量值也进一步提高了功能块中的信噪比)是在求和点或第三节点处仅量取第三测量电压，该第三测量电压不变地或通过所谓的“快速序列滤波器(schnellesFolgefilter)”传递至用于安全装置的第二功能块的第二输入端，并且与之并联地通过非常慢的测量低通滤波器(其接下来也被称为“慢速序列滤波器(langsames Folgefilter)”)传递至用于电流调节的第一功能块的第一输入端。为了使流过这种序列滤波器并且最终流入功能块的电流保持为可忽略的，慢速序列滤波器以及快速序列滤波器可以再次经典地将尺寸确定为高阻的。

在不通过慢速序列滤波器并行传递第三测量电压的情况下，也可以将更简单的评估电路(尤其是形式为预制的功率转换器-控制器集成电路)耦合到所提供的电流测量装置。这些控制器集成电路几乎总是仅具有一个用于要测量的电流(其通常是功率晶体管电流)的测量值的输入端。因此，这一个输入端特别有利地与第三节点或与求和点连接。因为这种控制器集成电路需要关于时间分段的信息和关于平均值的信息。然而，因为在用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置中，平均值和瞬时值的尺度通常是不同的，尤其是平均值的尺度与瞬时值的尺度相比是提高的，所以从低阻的第二节点上的第一测量电压出发，即从迄今未使用的所测量的平均值出发，必须修正地影响用于控制器集成电路的至少一个额定值。如果该额定值没有通过控制器集成电路上的接头向外引导或从外部预设，而是如通常那样由内部的参考形成，那么排除所提供的电流测量装置结合这种简单的针对时钟控制式的功率转换器预制的控制器集成电路的应用。因此，不进一步考虑这种可能性。

测量低通滤波器或通常的序列滤波器对于分离地评估用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置上的两个信号来说同样是有意义的，并且例如特别有利地应用于半桥。在此，第一测量电压、即所测量的平均值可以通过低通滤波器形式的慢速序列滤波器传递到第一功能块的第一输入端，该慢速序列滤波器利用时间常数进一步平滑第一测量电压，该时间常数至少对应于导纳的时间常数、即由平均值电容器和并联的电流测量电阻构成的并联电路的时间常数，或者可以比导纳的时间常数大最多50倍或甚至最多500倍。或者该慢速序列滤波器的尺寸被确定为，使得在其输出端上，频率高于20kHz的所有电压波动被抑制至少90％。并且加到所测量的平均值上的用于功率晶体管电流的瞬时值的测量值、即第三测量电压(从其可以确定至少一个峰值)通过快速序列滤波器传递到第二功能块的第二输入端。该快速序列滤波器可以是直接连接或简单的串联电阻，用于与功能块进行阻抗匹配的目的，该功能块与第二输入端的输入电容一起作用为非常快速的低通滤波器。但其也可以是完整的快速的低通滤波器。或者，快速序列滤波器可以是带通滤波器，以便特别优选地将典型错误的信号转发到功能块，或者其最后可以是带阻滤波器，以便防止安全关闭的错误触发。慢速序列滤波器的输出端又可以通过串联电阻与为此设置的第一功能块的第一输入端连接。

在将用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置以反激式拓扑结构应用时，或者更一般表达地，只要当功率转换器在其功率转换和传输的同时也应当作为功率因子修正器工作时，关于时间分段的信息就变得如此重要，以至于不仅必须调整任何序列滤波器，而且甚至特别有利的是，由导纳和电导构成的功能序列可以在电流测量装置中互换。因为更有利的是，替代纯平均值信号(形式为所测量的平均值)地提供纯瞬时值信号，其以第二测量电压的形式可以作为针对要测量的电流的瞬时值的测量值在第二节点上与电流测量装置的电导并联地被量取。在第二测量电压中也包含通常寻找的峰值。为此，平均值电容器的第二端部连接至第三节点。串联的电流测量电阻或电导由第一电流测量电阻形成，并且利用其第一端部特别有利地位于电路接地部上或与第一节点连接，并且其第二端部标记与并联的电流测量电阻(其由第二电流测量电阻形成)和平均值电容器共享的第二节点。如上面在半桥的情况下那样，平均值的测量值和瞬时值的测量值之和可以作为第三测量电压在求和点或第三节点处被量取，其例如与功率晶体管的参考电极连接，功率晶体管的工作电流应当被测量。

因此，用于平均值的测量值的慢速序列滤波器在此连接到求和点、即第三节点，并且快速序列滤波器在此连接到电导和导纳之间的第二节点。在此，两个滤波器可以如上面针对半桥那样地实施。在此，带通滤波器有利于正确的时间控制，而带阻滤波器避免诸如抖动之类的控制错误。因为在为此设置的第二功能块的第二输入端上只评估时间分段，所以由瞬时值测量确定的峰值信号的减小的幅度与具有集中的电流测量电阻的已知的解决方案相比不会造成任何缺陷。

与调节电路相关的技术问题通过设计用于电流测量装置的调节电路来解决，其具有：

-用于实现受调节的供电装置的电流调节的第一功能块，其使用第一或第三测量电压作为输入信号，该输入信号代表当前的电流，

-用于实现受调节的供电装置的过流关断的第二功能块，其使用第二或第三测量电压作为输入信号，该输入信号代表当前的电流，

还具有适配网络，其可以包含第一和/或第二序列滤波器，其中适配网络连接在测量电压和功能块之间。通过对两个测量电压进行不同的滤波，有利地产生在调节电路中的评估方面的优点，从而其可以非常有效地工作。

在一种优选的实施方式中，第一序列滤波器为低通滤波器，并且具有时间常数，该时间常数是导纳的时间常数的0.01至100倍。通过该设计有利地实现信号的充分的平滑化。

在一种实施方式中，第二序列滤波器由电流测量装置和第二功能块的第二输入端之间的直接连接或串联电阻构成，而不具有与参考电势的连接。这有利地确保了瞬时值的非常简单的、廉价的和有效的测量。

在另外的实施方式中，第二序列滤波器是低通滤波器，该低通滤波器具有10ns和100μs之间的时间常数、特别有利地100ns和10μs之间的时间常数，其中，第二序列滤波器具有与参考电势的连接。低通滤波器的平滑化产生更连续的测量信号，其可以更简单地被评估。

在另外的实施方式中，第二序列滤波器由带通滤波器构成，以便有利地将典型错误的信号优选转发到功能块，或促进正确的时间控制。在另外的实施方式中，第二序列滤波器由带阻滤波器构成，以便有利地防止安全关闭的错误触发或防止抖动。

优选的实施方式可以在本发明和整个公开内容中找到，其中，在图示中，在设备和使用方面之间并不总是在细节上有所区别；在任何情况下隐含地，应鉴于本发明的所有类别阅读本公开内容。

用于时钟控制式的电子功率转换器的电流测量装置的另外的有利的扩展方案和设计方案由本发明和以下描述给出。

附图说明

本发明的其它的优点、特征和细节根据随后对实施例的描述并且根据附图给出，在附图中，相同的或功能相同的元件配设有相同的附图标记。实施例和附图分别仅具有示例特性，并且因此不将保护范围限制为其直接内容。在此附图中：

图1示出了受调节的电子装置的基本结构，其包括时钟控制式的功率转换器，具有调节电路，该调节电路又包括两个功能块，

图2a至图2f示出了用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的不同的可能的实现方案，

图3a示出了用于作为时钟控制式的功率转换器的谐振负载的桥支路的要测量的电流的瞬时值、其平均值、其平方值和平均值的平方之间的比较，

图3b示出了用于作为时钟控制式的功率转换器的同步运行的降压转换器的要测量的电流的瞬时值、其平均值、其平方值和平均值的平方之间的比较，

图3c示出了用于作为时钟控制式的功率转换器的功率因子修正的升压转换器或反激式转换器的要测量的电流的瞬时值、其平均值、其平方值和平均值的平方之间的比较，

图3d示出了用于作为时钟控制式的功率转换器的利用非间断电流运行的降压转换器的要测量的电流的瞬时值、其平均值、其平方值和平均值的平方之间的比较，

图4a至图4h示出了序列滤波器和功能块的导纳和电导的不同的可能的配置。

具体实施方式

图1示出了受调节的供电装置700的基本结构，其同样可以是作为最简单的供电装置的插入式电源、开关电源、实验室供电装置、直流电流转换器、直流电压转换器、有源电流源、有源电压源或用于光源、优选用于发光二极管的运行设备。供电装置包括具有至少一个时钟控制式的电子功率转换器的功率部件600，所述电子功率转换器包含至少一个存储电容器和至少一个存储电感或存储线圈或存储扼流圈以及至少一个整流二极管和至少一个有源可控的功率晶体管，为此，三个最简单的功率转换器拓扑结构是降压转换器(Buck)、升压转换器(Boost)和降压-升压转换器(Buck-Boost或Flyback(反激式))。降压-升压转换器需要两个存储电容器。替代地，如果提供两个也可以耦合的存储电感，并且存储电容器又在功率晶体管和整流二极管之间移动，那么可以由此构建

转换器。Zeta转换器和SEPIC(single-ended primary inductor converter，单端初级电感转换器)、即Zeta转换器在其输入端并且SEPIC在其输出端从

转换器出发还需要第二存储电容器。如果在同一功率转换器拓扑结构中使用两个有源可控的功率晶体管，那么尤其形成所谓的半桥转换器，其除了至少一个附加的整流二极管以外还需要至少一个与存储电感串联的另外的存储电容器，该另外的存储电容器吸收半桥输出电压的直流电压分量。如果该串联电容器与存储电感(其在半桥的情况下有利地至少部分通过变压器实现)一起形成具有刚好低于最低的时钟频率的固有频率的振荡电路，那么形成具有ZVS开关释放的谐振LLC转换器。如果纯谐振电容器附加地与所述变压器并联连接，那么在同样利用ZVS开关释放来如上面那样调节其固有频率的情况下产生所谓的谐振LCC转换器。这意味着，参与时钟控制式的功率转换器的功率晶体管的每个导通过程无电压地实现，由此避免任何导通损耗。此外，每个负载的纯欧姆部分的降频效果可以用于，使所有连接到LLC或LCC转换器的输出端的元件达到时钟频率以下。

此外，功率部件600包括用于输入电能的电网输入端603、604、无线电干扰抑制滤波器、电网整流器、跟随其之后几乎总是功率因子修正级，其也可以被构造为电荷泵，并且由至少一个上述的功率转换器拓扑结构(其作为实际的时钟控制式的电子功率转换器工作)供电。最后，功率部件600还包括用于负载的输出端，在该输出端上可以发送输出电压和负载电流，其在一些情况下还与测量输入端一起从负载返回到诸如

的功率部件。为了完整起见，所有这些细节都被提到，但除了不是本发明的组成部分并且因此未在功率部件600内示出的例外。

电流测量装置100与功率部件600内的功率转换器拓扑结构的支路串联连接，要测量的具有直流电流分量和同时高的交流分量的电流20在该功率部件内流动，从而其有效值是其平均值的至少1.4倍并且最多8倍大。电流测量装置包括节点1(该节点1通常与电路接地部连接，并且电流20从该节点流出)、中间节点2和第三节点3，在该中间节点2上可以量取第一测量电压21或第二测量电压22，该第三节点3也被称为求和点，在该第三节点3上电流20流入电流测量装置中并且可以量取第三测量电压23。

受调节的供电装置700包括调节电路500作为第二重要区域，该调节电路500又可以至少由部件：第一功能块205和第二功能块206以及时钟发生器300构成。至少一个时钟发生器300产生至少一个信号301，利用该信号控制功率部件600中的时钟控制式的控制功率转换器的至少一个有源可控的功率晶体管。如果在最终控制功率晶体管之前还必须放大或以其他方式处理信号301，那么为此需要的电路属于功率部件600。信号301通常包括至少两个通道，即一个用于功率因子修正的通道和至少一个用于实际的时钟控制式的功率转换器的另外的通道。调节电路通常具有直接输入端203，通过该输入端可以从外部控制整个供电装置。用于从DALI到Thread的所述有线或无线的通信协议的接口(未示出)、即1-10V调光器、例如用于调节负载电流等的DIP开关可以连接到该输入端203。然而在此，调节电路尤其附加地包括第二功能块206上的第二输入端212和适配网络150，该适配网络连接在第一功能块205的该第二以及第一输入端211与来自电流测量装置100的测量电压21、22、23之间。

另外的信号、例如用于输出电压的信号601和/或用于输入电压或用于关键的构件的温度的信号602可以直接从功率部件600传输到第一功能块205，该构件是温度敏感的、例如电解电容器，或者产生大量热量、例如电感、有源功率晶体管或整流二极管。

如上所述，第一功能块205与第一输入端211耦合。第二功能块206与第二输入端212耦合。第一功能块实现用于受调节的供电装置700的电流调节。为此，滤波后的信号在输入端211处被输入到第一功能块中，该滤波后的信号代表第一测量电压21或第三测量电压23。如上所述，测量电压21、23是低通滤波后的，并且因此代表功率部件600中的要测量的电流的平均值。该信号用于调节流过电流测量装置100的电流。为此，第一功能块205具有电流调节，该电流调节本身是已知的，并且因此在此没有被详细描述。第一功能块向时钟发生器300发送输出信号，该输出信号代表功率部件600中的至少一个功率晶体管的导通时间和持续时间。由此，时钟发生器300为功率部件600中的至少一个功率晶体管产生控制信号301。

第二功能块实现快速的过流关断，以便在不可预见的电流的情况下快速关断并且因此保护至少一个功率晶体管。为此，第二功能块206具有第二输入端212，并且在那里输入代表第二测量电压22或23的信号，其如上所述代表所测量的电流的瞬时值。如果该瞬时值上升到规定的阈值以上，那么第二功能块206向时钟发生器300发送信号，该时钟发生器快速关断功率晶体管，以便由此结束过流情况。因为第二功能块必须快速反应以避免破坏晶体管，所以输入第二输入端212中的信号要么根本没有被滤波，要么包含在适配网络150中的滤波器是非常快的，以便仅过滤掉不期望的短的电压峰值。

图2a示出了用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的第一基本结构。节点1和2通过第一电流测量电阻11连接，并且在节点2和3之间存在第二电流测量电阻12。可以在节点3或求和点3处量取第三测量电压23，并且在节点2处量取第一测量电压21，该第一测量电压对应于要测量的电流20的上面已经定义的“所测量的平均值”。因为平均值电容器10与第一电流测量电阻11并联地连接在节点1和2之间，从而从该并联电路产生导纳，并且从第二电流测量电阻12产生电导。因此，在此，第二电流测量电阻12是串联的电流测量电阻，并且第一电流测量电阻11形成并联的电流测量电阻。

与电流20的瞬时值成比例的第二测量电压22处于与第二电流测量电阻12并联，并且因此在此不能利用简单的方式来量取，因为其从节点1来看在所测量的平均值21周围浮动。

图2b示出了根据可预见的尺寸设计而显而易见的变型方案，在该变型方案中，在用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置中，针对每个第一和第二电流测量电阻使用多个具有类似的值的单电阻。其中第一电流测量电阻(其作为并联的电流测量电阻为导纳提供份额)由节点1和2之间的电阻11a和11b的串联电路构成，并且第二电流测量电阻(其作为串联的电流测量电阻或作为电导如上所述可以是比第一电流测量电阻明显更低阻的)例如由三个单电阻12a...12c的并联电路构成。

可量取的测量电压21和23在形状和位置中对应于图2a的测量电压。

如果根据图2a或图2b的电流测量装置总体上变为低阻的，那么如图2c是所示的电路是可能的。其平均值电容器在此由至少两个并联连接的单电容器10a和10b组成，以形成用于导纳的电纳，并且又与之并联连接的第一电流测量电阻由单电阻的两个串联电路11a+11b和11c+11d的并联电路组成。分别位于中间的两个线路可以相互连接(未示出)，以便从串联电路的并联电路变成并联电路的等值的串联电路。电导或串联的电流测量电阻或在此在节点2和3之间的第二电流测量电阻由例如四个单电阻12a...12d或更多单电阻的直接的并联电路构成。各个平均值电容器10a和10b上的低电压使得单电容器的替换的串联电路无意义。

可量取的测量电压21和23在形状和位置中对应于图2a的测量电压。

图2d示出了用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的第二基本结构。节点1和2通过第一电流测量电阻11连接，并且在节点2和3之间存在第二电流测量电阻12。如上所述，可以在节点3或求和点3处量取第三测量电压23，并且与上述相反，在节点2处量取第二测量电压22，该第二测量电压与要测量的电流20的瞬时值成比例地延伸。在此，平均值电容器10与第二电流测量电阻12并联地连接在节点2和3之间，从而从该并联电路产生导纳，如上面阐述的那样，可以与该导纳并联地量取所测量的平均值21，该所测量的平均值然而现在作为测量电压存在于节点2和3之间并且因此“浮动”。现在，第一电流测量电阻11形成电导，该电导与节点1连接，并且因此提供“成比例的”第二测量电压22，该第二测量电压可以在节点2处被量取。因此在此，第一电流测量电阻11是串联的电流测量电阻，并且第二电流测量电阻12作为并联的电流测量电阻为导纳提供份额。

根据图2d的该结构的下部分，即从通过节点2离开其的要测量的电流20直到第二测量电压22在现有技术中是已知的。然而，与此相比，第一电流测量电阻11的电导在此明显更大，该电导与在现有技术中相比虽然产生明显更小的损耗，但也同样产生第二测量电压22的更小的测量电压幅度。如上面已经阐述的那样，其仅必须提供关于时间分段的信息，为此，其更小的幅度就足够了。因为本质上的新颖性在于作为附加的传感器的导纳，从与下部分串联的电流20的角度来看：

在其上存在的所测量的平均值，由于平均值电容器10、10a、10b还非常低损耗，携带关于电流20的通常更重要的平均值的信息的主要部分。因为该所测量的平均值总是比电流20的实际的平均值低一个值，该值处于作为第二测量电压22的瞬时值的范围内，所以所测量的平均值21随着第二测量电压22“浮动”是不重要的。作为由瞬时值的测量电压22和所测量的平均值的测量电压21构成的总和，可在求和点3处量取的第三测量电压23因此最精确地携带关于电流20的实际的平均值的信息。

图2e示出了图2d的根据可预见的尺寸设计而显而易见的变型方案，在该变型方案中，在用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置中，针对每个第一和第二电流测量电阻使用多个具有类似的值的单电阻。其中第一电流测量电阻(其作为串联的电流测量电阻可以明显比第二电流测量电阻更低阻，并且形成电导)由节点1和2之间的三个单电阻11a…11c的并联电路构成，并且第二电流测量电阻(其作为并联的电流测量电阻为导纳提供份额)例如由节点2和3之间的电阻12a和12b的串联电路构成。

可量取的测量电压22和23在形状和位置中对应于图2d的测量电压。

如果根据图2d或图2e的电流测量装置总体上应当变得更低阻，那么如图2f所示的电路是可能的。其平均值电容器在此由至少两个并联连接的单电容器10a和10b组成，以形成用于导纳的电纳，并且又与之并联连接的第二电流测量电阻由单电阻的两个串联电路12a+12b和12c+12d的并联电路组成。电导或串联的电流测量电阻或在此在节点1和2之间的第一电流测量电阻由例如四个单电阻11a...11d或更多单电阻的直接的并联电路构成。

可量取的测量电压22和23在形状和位置中又对应于图2d的测量电压。

图3a在其上方的线图(关于时间t的电流I)中示出了电流20的曲线，该曲线例如对于作为时钟控制式的功率转换器的谐振半桥来说是典型的。从例如下方的功率晶体管的导通阶段的开端25处的负值出发，电流20迅速上升，以便很快在时间点26处改变其符号，并且在类似正弦的曲线之后，在相同的导通阶段的正结束值中，在时间点28处又被关断。通常地，在此前不久的时间点27处，电流20超过最大值。在该形式中，可清楚地看到电流20相对于半桥功率转换器的时钟频率的滞后，该电流原则上是尚未整流的和平滑化的负载电流或其一部分的片段，这源于整流器和负载(又相对于时钟频率)的轻微电感的协调，以便实现ZVS。ZVS意味着“零电压切换(Zero Voltage Switching)”或在零电压时导通，由此，至少一个时钟控制式的功率晶体管的每个导通过程最佳地被释放。

电流20的所测量的平均值的曲线21绘制在同一线图中，该曲线例如在所研究的实施例中已被确定。两条曲线20和21的尺度是相同的，这可以在已经可光学读取的平均值的正确性中看出。水平线24对应于电流20的实际的平均值。如上面已经阐述的那样，并且如在此可以在曲线21和水平线24之间的面积部分比较中很好地读取的那样，如果所测量的平均值在时钟频率中由于来自图2a至2f中的一个的平均值电容器10绝不是无限大的而具有波纹，那么所测量的平均值21(即使当其在一些瞬时的时间间隔中可以是更大的)在平均值中始终小于实际的平均值24。所测量的平均值21以上的面积部分大于所测量的平均值以下的分别没有被画阴影的面积部分。下面需要该线图中的浅阴影的矩形面积来证明本发明所期望的效果。

图3a的中间线图又以与曲线20和21相同的尺度示出了电流20的平方I²关于时间t的时间曲线400。因为电流20的确定电流测量电阻中的损耗的值根据已知的公式Pv＝R*I²(t)由相同的电流的平方得到，该公式定义了有效值：在特定的值R的电阻中，哪个恒定的电流导致与实际的时变的电流20或I(t)相同的功率损耗Pv？该恒定的(理论上的)电流是实际电流I(t)的有效值。

然而，因为对该理论上的电流根本不感兴趣，而是仅对通过实际的时变的电流I(t)或20引起的功率损耗感兴趣，所以上述的已知的公式已经描述了解决方案：被时间曲线40和相关的时间轴包围的并且画阴影地示出的面积对应于能量，该能量通过电流20引起在具有特定的值R的电阻中被转换为热量。如果该能量与为此花费的时间有关，即(因为在时间点25和25′之间周期性重复，所述时间点描述了所考虑的功率转换器的相同的功率晶体管的两个连续的导通过程)有意义地，在周期持续时间T的边界线25和25′之间的画阴影的面积除以该周期持续时间，那么产生在该电阻中形成的功率损耗的图像。

在图3a的下方的线图中示出了电流20的所测量的平均值21的平方I²的时间曲线441。如果具有特定的值R的相同的电阻仅被与实际的电流I(t)或20的所测量的平均值对应的电流流过，那么在此也利用阴影表示时间曲线和相关的时间轴之间的面积，并且其在相同的周期持续时间T的边界线之间的部分是功率损耗的图像。这种电流流过并联的电流测量电阻，作为所提供的电流测量装置的导纳的组成部分。由该电流平均值21的平方441撑开的面积明显小于由实际要测量的电流20的平方400撑开的面积，尽管在下方的线图中在若干时间段中也出现损耗，在所述时间段中在中间线图中存在零间歇。

一个小的构思实验可以用作解释：给定一个大小为“2”的恒定的电流。因为该电流是恒定的，所以其有效值也是大小为“2”。但是，如果要以50％的占空比传输相同的电荷，即如果要形成矩形的电流块，其与它们之间的零间歇一样“宽”，那么所有的电流块得到大小“4”。其平方为“16”。但是，因为这只适用于所有时间段的一半，所以有效电流的平方为“8”。这大致对应于中间线图中的阴影面积。“2”大致对应于下方的线图中的阴影面积，由此导致，在那里的面积明显小于中间线图中的面积，尽管在下方的线图中没有零间歇。

当电阻用作单个的集中的电流测量电阻，并且根据中间线图产生损耗时，或者当相同的电阻作为并联的电流测量电阻为导纳提供份额，并且在此仅还根据下方的线图引起更小的损耗时，相同的差异出现在测量损耗中。与其平均值相比，电流20的有效值的平方产生因子，通过所提供的电流测量装置，由其引起的功率损耗可以最大地减小了该因子。因此，该因子也被称为“节能因子”。

图3a是本发明和根据本发明的电路的尺寸设计所基于的测量结果，这将在下面讨论。要测量的电流20的有效值是其平均值的2.36倍，这产生了5.57的节能因子。具有在0.1欧姆和0.5欧姆之间的值、特别有利地具有0.25欧姆的值的单个的集中的电流测量电阻已证明可用于标称输出功率为40W的常见的供电装置。然而，如果电流20在非常小的值的情况下、尤其是在非常小的平均值的情况下还能够非常精确地被测量，这对于尤其是LED运行设备中的时钟控制式的功率转换器的深度调光是必不可少的，那么上述的值变为低阻的。简单地增大该值会导致无法容忍地大的测量损耗。

由于导纳的无损耗的电纳即使在合理的测量损耗的情况下，将该集中的电流测量电阻分成电导和导纳并且同时将评估分成电流20的平均值和时间曲线的两个独立的测量也允许平均值测量的需要的精确的分辨率。如果由平均值电容器10和并联的电流测量电阻(图2a-2c中的11或图2d-2f中的12)的直接的并联电路构成的导纳具有足够的时间常数，那么与导纳并联地形成与电流20的低通滤波后的值21、所测量的平均值成比例的电压。该时间常数必须至少是图1的装备有电流测量装置100的电子功率转换器600的时钟控制的最大出现的周期持续时间T的0.2倍，该电子功率转换器在谐振半桥的情况下在其标称功率中具有最低的频率。在所研究的示例中，这是45kHz，由此产生最大周期持续时间T＝22.2μs。导纳内的尺寸比因此计算如下：

C₍₁₀₎*R_(11或12)>4.44μs。

然而，导纳的时间常数也可以明显更大，例如为上述的最大周期持续时间的20倍，这表示最大值。因此，附加地适用的是：

C₍₁₀₎*R_(11或12)<444μs。

特别有利地，导纳的时间常数在上述的最大周期持续时间的0.6至5倍之间的范围内，为此适用的是：

13.3μs<C₍₁₀₎*R_(11或12)<111μs。

如果装备有并联的电流测量电阻的时钟控制式的功率转换器具有40W的标称输出功率Pnom，那么1欧姆和40欧姆之间的值已证明可用于该并联的电流测量电阻，该并联的电流测量电阻为导纳提供份额。如果功率增大，那么值相应减小，反之亦然。因此，其一般的计算导致：

R_(11或12)＝40W*[1Ohm…25Ohm]/Pnom

＝40V*A*[1V/A…25V/A]/Pnom

＝[40V²…1000V²]/Pnom。

优选的较窄的范围产生：

R_(11或12)＝[80V²…400V²]/Pnom。

对于平均值电容器10，针对电容的范围的一般的计算产生：

C₍₁₀₎＝[25…500]*Pnom*ns/V²。

具有Pnom＝40W的所研究的实施例包括具有10μF的电容的平均值电容器10和5欧姆的并联的电流测量电阻、即具有50μs的时间常数的导纳。一般来说，这针对并联的电流测量电阻产生：

R_(11或12)＝40W*5Ohm/Pnom＝200V²/Pnom。

因为装备有平均值电容器的功率变换器的标称输出功率Pnom越高，该平均值电容器必须越大，所以其一般的计算倒过来为：

C₍₁₀₎＝Pnom*10μF/40W＝Pnon*10(μAs/V)/(40V*A)。

因为安培相互抵消，所以针对平均值电容器10的示例性的电容的一般的计算产生为：

C₍₁₀₎＝0.25*Pnom*μs/V²。

在实施例中，串联的电流测量电阻具有并联的电流测量电阻的十倍的电导值，电导值的一百倍到两倍是可能的，在特殊情况下，相同的电导值也是可能的。优选地，串联的电流测量电阻的电导值处于从并联的电流测量电阻的二十倍到五倍的值的范围内。

如果导纳的时间常数是无限大的，那么图3a的第三线图中的阴影面积(其对应于为导纳提供份额的并联的电流测量电阻中的损耗)与相同的附图的第一线图中的浅阴影的面积(其对应于类似的损耗)几乎一样大。因为该浅阴影面积由电流20的实际的时间平均值24限制，如果来自图2a至图2f中的一个的平均值电容器10具有无限的电容，那么该实际的时间平均值24与所测量的平均值21一致。与此相反，导纳的时间常数(其作为在此的基础仅为50μs，并且因此仅略多于半桥的时钟控制的周期持续时间T的两倍)已经非常接近理想状态。在实验中，来自第三线图的深阴影的描述损耗的面积仅是来自第一线图的浅阴影的理想化的面积的1.013倍大。因此，大于上述那些的平均值电容器是几乎不值得的，并且较小的平均值电容器同样是有利的。

在图3b中在彼此相同的尺度中以与在图3a中相同的方式分布在三个线图中地示出了相同的参量(关于时间t的电流I和电流的平方I²)，除了实际的平均值以外，在此，同步整流的降压转换器(同步降压)在其扼流圈电流20有时为负的工作点处作为时钟控制式的功率转换器。将对于降压转换器典型的续流二极管替换为第二有源可控的功率晶体管(在简单的续流二极管也将导通时该功率晶体管通常始终被导通，但如在此假设的那样该功率晶体管也可以保持更长时间地导通)使该运行模式成为可能。可以清楚地看到，电流20的线性增加如何变成抛物线400，该抛物线刚好在那里在时间点26具有其最小值，该最小值位于时间轴上，在那里电流20与时间轴交叉。

在此，曲线走向441与其时间轴之间的面积也明显小于曲线走向400与其时间轴之间的面积。

图3c示出了与图3b相同的参量，然而现在针对除了正向转换器之外的所有功率转换器，其转换器拓扑结构只具有一个有源功率晶体管，其中，其非谐振地，而是实际上硬开关地，但为此在所谓的临界运行或“临界导通模式(critical conduction mode)”或“瞬时导通模式(Transient conduction mode)”或“谷值检测模式(Valley detect mode)”中运行。该运行方式的特征在于，只要唯一的功率晶体管导通，那么通过转换器电感的电流线性增加，并且只要所述功率晶体管被关断，那么所述电流再次线性减小，并且因此，由于转换器拓扑结构，整流二极管导通，并且存储在电感中的能量被传输至转换器输出端。只有当该整流二极管再次开始截止时(这可以通过转换器电感上的突然的电压变化来识别)，功率晶体管才在时间点25′下一次被导通。这对于上述的临界运行来说是典型的，该临界运行导致基本上三角形的电流20。因此，图3c例如适用于所有升压转换器、反激式转换器和SEPIC，并且甚至尤其是当其作为功率因子修整器工作时。

中间线图和下方的线图之间的面积差异在此还总是清楚的，尽管不像图3a或图3b中那样明显。

在图3d中的该面积差异甚至更不明显，图3d示出了具有非间断的扼流圈电流的降压转换器(CCM Buck)的功率晶体管电流作为电流20。这种时钟控制式的功率转换器通常用作后调整器(Post-Regulator)，用于损耗最小地补偿电压波动。“非间断(nichtlückend)”或“CCM＝连续导通模式(continuous conduction mode)”已经表示更连续的电流，由此给出第二和第三线图之间的面积差异的更小的表达：电流20的有效值和平均值进一步相互接近。

相反，该面积差异在图3a和图3b中是特别高的，因为在那里，电流20还包括负部分。其平方400变为正的，并且因此增加了有效值的平方，相反，电流20的所测量的平均值21甚至由于其负部分而降低：由此，节能因子变得特别高。

在图4a中示出了由根据图2a的用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的第一基本结构100a和为此设置的调节电路500构成的可能的第一互连。可为此设置的适配网络150a包括第一序列滤波器101，其连接到节点2，并且还可以包含与节点1的连接。因为第一序列滤波器总是直接或间接地与电流测量装置的导纳并联地耦合，如此在此那样，所以第一序列滤波器是所谓的“慢速序列滤波器”、即大多是具有时间常数的低通滤波器，该时间常数至少对应于由平均值电容器10和第一电流测量电阻11构成的导纳的时间常数，或可以是导纳的时间常数的50倍或甚至500倍大。如上所述，流过节点2和第一序列滤波器101之间的连接的电流通常是可忽略的，因为根据测量滤波器的经典规则，该第一或慢速序列滤波器101的输入端被设计为尽可能高阻的。第一序列滤波器101的输出端处的测量信号121直接或经由串联电阻141耦合到第一功能块205的输入端211。测量信号121在此对应于所测量的平均值21的进一步平滑的曲线，其如在图3系列的曲线21中可看到的那样分别具有电子功率转换器的时钟频率中的强的电压波纹。如果不存在直接连接，那么串联电阻141用于第一功能块205的内部电子器件与作为慢速序列滤波器的第一序列滤波器101的电容输出端之间的阻抗适配。尤其地，该串联电阻可以结合第一输入端211的输入电容作为另外的但更快的低通滤波器起作用并且阻止非常高频的干扰。因为电阻141是比较低阻的，并且上述的输入电容是很小的。

除了作为用于时钟控制式的功率转换器100a的电流测量装置的第一传感器的由平均值电容器10和第一电流测量电阻11构成的导纳以外，以节点2和节点3之间的第二电流测量电阻12的形式存在有限的电导作为相同的电流测量装置的第二传感器。针对该第二传感器设计调节电路500，使得调节电路的第二功能块206具有第二输入端212，并且使得调节电路的适配网络150a包含第二序列滤波器102，该第二序列滤波器可以由其输入端和其输出端之间的直接连接构成，或替代地由电阻构成。因此，第二序列滤波器102在此及以下也被称为“快速序列滤波器”。然而，一旦第二序列滤波器102变得更复杂，那么其也具有与节点1的连接。第二序列滤波器102也可以是低通滤波器，然而，该低通滤波器与用作慢速序列滤波器的第一序列滤波器不同地具有10ns至100μs之间、特别有利地100ns至10μs之间的时间常数。第二序列滤波器102因此也保持为快速序列滤波器。该第二或快速序列滤波器102连接到节点3，该节点也被称为求和点，因为在该节点上，由针对电流20的瞬时值22和针对所测量的平均值21的测量电压构成的总和可以作为第三测量电压23被量取。该第二序列滤波器102的输入端遵循经典规则地也被设计为尽可能高阻的。

此外，第二序列滤波器102也可以是带通滤波器或带阻滤波器，因为由第二序列滤波器转换成第二测量信号132的第三测量电压23具有关于对时钟控制式的功率转换器很重要的时间分段的信息，从所述信息可以要么直接导出针对简单的转换器拓扑结构的唯一的功率晶体管的控制动作、尤其是截止时间点，要么决定是否要关断或回调更复杂的功率转换器(例如半桥)。带阻滤波器可以滤除可能导致直接的控制动作抖动的干扰频率，并且带通滤波器可以将指出故障的典型的频率特别好地传导至第二功能块206的第二输入端212，基于该故障例如可想到功率转换器的关断。所有这些事情都必须快速发生，因此第二序列滤波器102总是快速序列滤波器。

第二序列滤波器102的输出信号或第二测量信号132(其从第三测量电压23导出)要么直接要么经由第二串联电阻142被传导到第二功能块206的第二输入端212。其任务在上面在第一序列滤波器中已经得到描述。在带通滤波器或带阻滤波器的情况下，串联电阻142与之不同地承担第二序列滤波器102的负载适配的任务。

图4b示出了图4a的半集成或完全集成的或半数字化或完全数字化的变型方案，因此，可以在那里使用相同的电流测量装置100a。每个序列滤波器也可以通过FPGA或ASIC或借助微控制器或微处理器中的软件来实现。以这种方式构建的调节电路500仍然具有两个输入端211和212，然而与上述不同地，测量电压21和23直接或仅通过串联电阻141和142连接到输入端，串联电阻的可能的功能在上面已经被描述，并且它们一起形成为此适当的适配网络150b。第一功能块205的第一输入端211同时形成“不可见的”因为集成的或数字的第一或慢速序列滤波器101b的输入端，并且其第二输入端212同时形成“不可见的”第二或快速序列滤波器102b的输入端。

在图4c中考虑到上面描述的事实，即存在于用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置100a的求和点3上的第三测量电压23除了关于要测量的电流20中的时间分段的信息以外还具有关于相同的电流20的平均值的最精确的信息。因为该电流是所测量的平均值和针对瞬时值的测量值的总和，其中，要对该总和进行平均。因此，在此，与图4a不同地，第一或慢速序列滤波器101连接到节点3，具有与上面相同的任务和尺寸设计，由此产生这里的适配网络150c和上面的适配网络150a之间的唯一的区别。与上述相比，这里的优点是对于相同的期望的调节结果的更大的测量电压幅度，由此增加了功能块中的信噪比，这由第一序列滤波器101的输出端处的测量信号123说明，该测量信号比上面的测量信号121大了电流20的平均的瞬时值。该较高的信号与上面针对类似实现的序列滤波器设置的第一功能块205的第一输入端211的耦合直接或通过串联电阻141实现，该串联电阻的可能的功能已经在上面被描述。

为了评估关于时间分段的信息，在此第二或快速序列滤波器102的输入端同时连接到节点3。这个“快速”路径上的所有的其他元件都与图4a中的相同。

图4d示出了图4c的半集成或完全集成的或半数字化或完全数字化的变型方案。现在，节点3和调节电路500的唯一的输入端210之间的仅一个连接要么直接、要么经由串联电阻142实现，该串联电阻同时表示适配网络150d。输入端210因此形成第一或慢速序列滤波器101b和第二或快速序列滤波器102b的公共的输入端，这些序列滤波器可以如集成或编程到上述的功能块205和206中那样集成或编程到调节电路500中，因此，这些序列滤波器保留其在那里的名称。两个序列滤波器的输入端的分岔也可以通过FPGA或ASIC或借助微控制器或微处理器中的软件实现。

以下两个附图表示用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置与其功能块中的评估电路之间的功能相同的互连，一次是利用类似的序列滤波器，一次是作为半集成或完全集成的或半数字化或完全数字化的变型方案。

图4e在功能上对应于图4c，除了电流测量装置中的传感器的顺序被颠倒以外，但这是无关紧要的，因为节点2在两个附图中都没有被搭线。在图4e中，根据图2d的电流测量装置的第二基本结构100e通过已经描述的适配网络150c以与在图4c中相同的方式与功能块205和206连接。然而在此，节点1和2之间的电导由第一电流测量电阻11形成，并且节点2和3之间的第二电流测量电阻12为导纳提供份额，其电纳由平均值电容器10形成，该平均值电容器同样连接在节点2和3之间。

图4f在功能上对应于图4d，除了由于电流测量装置的第二基本结构100e，电流测量装置中的传感器(电导和导纳)的顺序被颠倒以外，但这由于未连接的节点2是无关紧要的。在图4f中，根据图2d的电流测量装置的第二基本结构100e又以与在图4d中相同的方式与调节电路500的半集成或完全集成的或半数字化或完全数字化的变型方案连接。

用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的第二基本结构100e在图4g中首次通过两个类似的序列滤波器与功能块205和206连接。如在图4c至4f中那样，在此还考虑了以下事实，即在求和点3处的第三测量电压具有关于电流20的平均值的最精确的信息。因此，为了仍然需要的进一步的平滑化，第一或慢速序列滤波器101现在连接到节点3，以便由此在其输出端处提供第三测量信号123。像往常那样，该第三测量信号直接或经由串联电阻141被传递到第一功能块205的第一输入端211。

在此，尤其对于功率转换器(其作为功率因子修正器工作)重要的关于时间分段的信息通过第二或快速序列滤波器102(其在此也可以如在上面针对图4a描述的那样设计尺寸)直接从节点2获得，在该节点上存在与电流20的瞬时值成比例的第二测量电压22。因为由第一电流测量电阻11构成的电导在此位于节点1和2之间。快速序列滤波器102从第二测量电压22形成第二测量信号133，该第二测量信号如上所述直接或通过串联电阻142传导至第二功能块206的第二输入端212，并且与来自图4a的第二测量信号132不同地没有所测量的平均值21。

这里的适配网络150g和上面的来自图4a的适配网络150a之间的唯一区别是第一序列滤波器101和第二序列滤波器102的输入端的交叉。

最后，图4h示出了图4g的半集成或完全集成的或半数字化或完全数字化的变型方案。为此再次使用功能块205和206，在其中，如在上面针对图4b所述的那样，两个序列滤波器101b和102b通过FPGA或ASIC或借助微控制器或微处理器中的软件实现。功能块205和206仍然具有两个输入端211和212，其中，第一输入端211如上面那样同时形成“不可见的”第一或慢速序列滤波器101b的输入端，并且第二输入端212形成“不可见的”第二序列滤波器102b的输入端。然而与上述不同地，测量电压23直接或通过串联电阻141连接到第一输入端211，并且测量电压22直接或通过串联电阻142连接到第二输入端212，这导致测量线路在适配网络150h中的交叉。

附图标记列表

1 用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置的第一节点

2 相同的电流测量装置的第二节点

3 相同的电流测量装置的第三节点或求和点

10 平均值电容器

10a、10b 单电容器，其并联连接地形成平均值电容器。

11 第一电流测量电阻或其电阻值

11a...11d 单电阻，其连接形成第一电流测量电阻

12 第二电流测量电阻或其电阻值

12a...12d 单电阻，其连接形成第二电流测量电阻

20 要测量的电流或其时间曲线

400 电流20的平方

21 所测量的平均值或第一测量电压

441 所测量的平均值21的平方

22 第二测量电压，其与电流20的瞬时值成比例

23 第三测量电压或第一和第二测量电压之和

24 电流20的实际的平均值

100* 用于时钟控制式的功率转换器的电流测量装置

101* 第一或慢速序列滤波器

102* 第二或快速序列滤波器

121、123 测量信号，作为第一或慢速序列滤波器的输出信号

132、133 测量信号，作为第二或快速序列滤波器的输出信号

141 第一序列滤波器的输出端处的串联耦合电阻

142 第二序列滤波器的输出端处的串联耦合电阻

150* 电流测量装置100与功能块205和206之间的适配网络

203 从外部控制的输入端

205 用于实现电流调节的第一功能块

206 用于实现过流关断的第二功能块

210 调节电路500的唯一的输入端

211 用于实现电流调节的第一功能块205的第一输入端

212 用于实现过流关断的第二功能块206的第二输入端

300 时钟发生器

301 时钟信号

500 调节电路

600 功率部件，包括时钟控制式的功率转换器及其电流测量装置

601 来自功率部件的另外的第一测量信号，例如其输出电压

602 来自功率部件的另外的第二测量信号，例如其输入电压或其临界温度

603 第一输入端，用于功率部件600的供电

604 第二输入端，用于功率部件600的供电

700 受调节的供电装置

Claims (18)

1.一种用于时钟控制式的功率转换器(600)的电流测量装置(100，100a，100e)，用于测量功率转换器的支路中的电流(20)，其中，所述电流具有有效值，所述有效值至少是电流的平均值的1.4倍，其特征在于，所述电流测量装置具有导纳和电导的串联电路作为传感器，并且所述电流(20)完全流过两个传感器。

2.根据权利要求1所述的电流测量装置，其特征在于，平均值电容器(10)形成导纳的电纳或无功电导值。

3.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置，其特征在于，所述电流测量装置同时形成至少两个不同的测量电压(21，22，23)。

4.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述电流测量装置产生第一测量电压(21)，所述第一测量电压与导纳并联，并且与电流(20)的低通滤波后的瞬时值成比例，并且代表电流的平均值。

5.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述电流测量装置形成第二测量电压(22)，所述第二测量电压与电流(20)的瞬时值成比例，其中，所述第二测量电压(22)与电导并联，并且所述电流测量装置产生第三测量电压(23)，所述第三测量电压对应于第一和第二测量电压之和(21+22)。

6.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述导纳的时间常数大于所述功率转换器(600)的时钟控制的最大出现的周期持续时间的0.2倍，并且所述时间常数最大为所述周期持续时间的20倍。

7.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述导纳的时间常数大于所述功率转换器(600)的时钟控制的最大出现的周期持续时间的0.6倍，并且所述时间常数最大为所述周期持续时间的5倍。

8.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述导纳的有功电导值与时钟控制式的功率转换器的标称输出功率Pnom相关，并且对应于40V²/Pnom和1000V²/Pnom之间的电阻值。

9.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述导纳的有功电导值对应于以下电阻值，所述电阻值与时钟控制式的功率转换器的标称输出功率Pnom相关并且产生80V²/Pnom和400V²/Pnom之间的欧姆值。

10.根据权利要求2至9中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述导纳的有功电导值对应于以下电阻值，所述电阻值与时钟控制式的功率转换器的标称输出功率Pnom相关并且产生80V²/Pnom和400V²/Pnom之间的欧姆值，并且所述平均值电容器的电容同样与标称输出功率Pnom相关，并且是从Pnom*25ns/V²到Pnom*500ns/V²。

11.根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，其特征在于，所述电导的总电导值比所述导纳的总有功电导值高2至100倍、尤其是高5至40倍并且特别有利地高10至25倍。

12.一种调节电路(500)，其设计用于根据前述权利要求中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，具有：

-第一功能块(205)，用于实现受调节的供电装置(700)的电流调节，所述第一功能块使用第一测量电压(21)作为输入信号，所述输入信号代表当前的电流，

-第二功能块(206)，用于实现受调节的供电装置(700)的过流关断，所述第二功能块使用第三测量电压(23)作为输入信号，所述输入信号代表当前的电流，

还具有适配网络(150)，所述适配网络能够包含第一和/或第二序列滤波器(101，102)，其中所述适配网络(150)连接在测量电压(21，22，23)和功能块(205，206)之间。

13.一种调节电路(500)，其设计用于根据权利要求1至11中任一项所述的电流测量装置(100，100a，100e)，具有：

-第一功能块(205)，用于实现受调节的供电装置(700)的电流调节，所述第一功能块使用第三测量电压(23)作为输入信号，所述输入信号代表当前的电流，

-第二功能块(206)，用于实现受调节的供电装置(700)的过流关断，所述第二功能块使用第二测量电压(22)作为输入信号，所述输入信号代表当前的电流，

还具有适配网络(150)，所述适配网络能够包含第一和/或第二序列滤波器(101，102)，其中所述适配网络(150)连接在测量电压(21，22，23)和功能块(205，206)之间。

14.根据权利要求12或13所述的调节电路(500)，其特征在于，所述第一序列滤波器(101)是低通滤波器，所述低通滤波器具有时间常数，所述时间常数是导纳的时间常数的0.01倍至100倍。

15.根据权利要求12至14中任一项所述的调节电路(500)，其特征在于，所述第二序列滤波器(102)由电流测量装置(100，100a，100e)和第二功能块(206)的输入端(212)之间的直接连接或串联电阻构成。

16.根据权利要求12至14中任一项所述的调节电路(500)，其特征在于，所述第二序列滤波器(102)是低通滤波器，所述低通滤波器具有10ns和100μs之间的时间常数、特别有利地具有100ns和10μs之间的时间常数。

17.根据权利要求12至14中任一项所述的调节电路(500)，其特征在于，所述第二序列滤波器(102)由带通滤波器或带阻滤波器构成。

18.根据权利要求12至17中任一项所述的调节电路(500)，其特征在于，所述第一功能块(205)和所述第二功能块(206)，以及具有第一序列滤波器(101)和第二序列滤波器(102)的适配网络(150)在调节电路(500)中至少部分数字地通过具有相应的固件的微控制器实现为FPGA或ASIC。

Images