DE10110609A1 - Hochspannungsnetzteil - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Hochspannungsnetzteil zur Ansteuerung von Steuerelementen (16) mit Elektro-Rheologischen-Flüssigkeiten (ERF), das aus einer Trafo- (2) und einer Steuer- und Regelschaltung besteht, durch die der Ausgangshochspannungsverlauf (U¶a¶) entsprechend eines vorgegebenen Sollsteuerspannungsverlaufs (U¶s¶) im Klein- oder Niederspannungsbereich gesteuert wird. Dabei besteht der Hochspannungstrafo (2) sekundärseitig aus mindestens zwei in Reihe geschalteten Wicklungen (7, 8), die durch mindestens eine Ladediode (9, 10) wechselstrommäßig entkoppelt sind. In der Steuer- und Regelschaltung ist eine Intermittierende-Current-Mode-Regelschaltung (6a) vorgesehen, die mit Hilfe des Primärstromverlauf und eines Differenzspannungswertes das Tastverhältnis eines Primärschalttaktes einstellt. Dabei wird der Differenzspannungswert mittels eines Differenzregelintegrators (18) aus einem vorgegebenen Verhältnis der Ausgangshochspannung (U¶a¶) als Istwert und der Sollsteuerspannung (U¶s¶) als Sollwert gebildet. Zur Verbesserung des Ausgangsspannungsverlaufs (U¶a¶) ist zusätzlich noch ein Regelkreiskomparator (17) vorgesehen, der den Primärkreis bei einer positiven Differenz zwischen dem Ist- und dem Sollwert unterbricht. Weiterhin ist zur Belastung des Sekundärkreises noch eine Kaskodenschaltung (12) vorgesehen, die bei einer positiven Spannungsdifferenz zwischen dem Ist- und Sollwert den Sekundärkreis stets mit einer konstanten Verlustleistung belastet.

Description

Die Erfindung betrifft Hochspannungsnetzteil gemäß dem Oberbe­ griff des Patentanspruchs 1 sowie ein Verfahren zur gesteuer­ ten Hochspannungsregelung gemäß dem Oberbegriff des Patentan­ spruchs 11.

Eine neuere Technologie beschäftigt sich mit der Steuerung und Regelung von Druckmittelkreisläufen mittels Steuerelementen mit Elektro-Pheologischen-Flüssigkeiten (ERF). Dabei handelt es sich im Grunde um Steuerelemente, bei denen die Viskosität des Durchflußmittels ERF durch Hochspannungsbeeinflussung ver­ änderbar ist, so daß dadurch gesteuerte Ventile, Druckmittel­ zylinder und andere Steuerelemente herstellbar sind. Diese Steuerelemente besitzen prinzipiell mindestens zwei Elektro­ den, zwischen denen die elektrorheologische Flüssigkeit ange­ ordnet ist und deren Viskosität sich in einem elektrischen Feld stark verändern läßt. Deshalb werden diese Steuerelemente mit einer steuerbaren Hochspannung von ca. 200 bis 10.000 V betrieben, wobei der Steuerspannungsverlauf meist durch einen Klein- oder Niedergleichspannungsverlauf von 0 bis 12 V vorge­ geben wird. Um mit solchen ERF-Steuerelementen vielfältige Steuer- und Regelaufgaben erfüllen zu können, soll die gesteu­ erte Hochspannung möglichst verzerrungsfrei dem vorgegebenen Klein- oder Niederspannungsverlauf bis zu einer Steuerfrequenz von ca. 1 kHz folgen. Dazu sind hochwertige Hochspannungsnetz­ teile nötig, die Steuer- und Regelschaltungen enthalten, die aus einer Versorgungsspannung und den vorgegebenen Klein- oder Mittelsteuerspannungen die Hochspannung zur Ansteuerung der ERF-Verbraucher erzeugen.

Dazu werden zur Zeit modulierte Hochspannungsnetzteile in Schaltnetzteiltechnik eingesetzt, die die modulierbare Hoch­ spannung mit Sperrwandlern in Discontinous-Voltage-Mode- Regelung (Dreiecksperrwandler) erzeugen. Im Voltage-Mode of­ fensichtlich deshalb, weil bei dieser Regelart der mit übli­ cher Wickeltechnik aufgebaute Hochspannungssperrwandler tief­ frequente, dem Primärstrom überlagerte Resonanzfrequenzen er­ zeugt. Deshalb ist hiermit eine stromgesteuerte Regelung nicht möglich, wodurch die Taktfrequenz des Wandlers auf etwa 20 kHz begrenzt ist. Dies führt wiederum zu einem verhältnismäßig großen Klirrfaktor, der zu Ungenauigkeiten des Steuervorgangs der ERF-Steuermittel führt.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, ein Verfah­ ren und Hochspannungsnetzteil zu schaffen, das eine möglichst verzerrungsfreie Hochspannungsverstärkung ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 und Patentan­ spruch 11 angegebene Erfindung gelöst. Weiterbildungen und vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung hat den Vorteil, daß durch die Aufteilung der Sekundärwicklung in mehrere durch Dioden entkoppelte Wicklun­ gen die Resonanzfrequenz des Hochspannungstrafos erhöht wird, so daß eine Current-Mode-Regelung mit verhältnismäßig hoher Schalttaktfrequenz einsetzbar ist. Diese ermöglicht durch die primärstromabhängige Regelung auch bei höheren Schalttaktfre­ quenzen eine stabile Hochspannungsregelung der gesteuerten Ausgangshochspannung. Durch die verhältnismäßig hohe Schalt­ taktfrequenz ist vorteilhafterweise auch gleichzeitig eine weitgehend verzerrungsfreie Hochspannungsverstärkung der vor­ gegebenen Steuerspannung möglich, so daß das Netzteil auch für schnelle und präzise Steuerungsaufgaben einsetzbar ist. Gleichzeitig ermöglicht der Hochspannungstrafo mit getrennten Primär- und Sekundärwicklungen eine galvanische Trennung bei­ der Stromkreise, so daß vorteilhafterweise die Zuverlässigkeit und Sicherheit des Netzteils erhöht wird.

Bei einer besonderen Ausbildung der Erfindung ist eine zusätz­ liche, kurzzeitige Unterbrechung im Primärkreis vorgesehen, die bei einer positiven Abweichung der Ausgangshochspannung von einem vorgegebenen Sollwert erfolgt. Dies hat den Vorteil, daß insbesondere bei steilen positiven Sollspannungssprüngen ein verhältnismäßig hohes Überschwingen vermieden wird und gleichzeitig die Ausgangsspannung schneller der vorgegebenen Soll- oder Steuerspannung folgt. Diese kurzzeitige Unterbre­ chung des Primärkreises hat zusätzlich noch den Vorteil, daß auch Speisespannungsüberhöhungen auf der Primärseite rasch ausregelbar sind, was gleichzeitig auch zur Verbesserung der Regelgüte und des Klirrfaktors führt.

Bei einer weiteren besonderen Ausführungsart ist vorteilhaft­ erweise vorgesehen, den Sekundärkreis mit derart gesteuerten Kaskodenstrom zu belasten, daß die Verlustleistung der Kaskode unabhängig von der Höhe der Ausgangshochspannung wird. Dadurch ist ebenfalls eine Verbesserung des Klirrfaktors erreichbar, da bei vorgegebenen negativen Ausgangsspannungsänderungen der Ladekondensator mit einem ansteigenden Strom belastet wird, so daß bei negativen Spannungsänderungen der Spannungsabfall steiler wird und damit dem negativen Sollspannungsverlauf schneller folgt. Dadurch bleibt gleichzeitig auch die Eigen­ verlustleistung des Netzteils über den gesamten Ausgangsspan­ nungsbereich nahezu konstant, so daß vorteilhafterweise der Wirkungsgrad gegenüber Netzteilen nach dem Stand der Technik mit konstanter Strombelastung erhöht wird.

Bei einer weiteren Ausführungsart ist vorteilhafterweise eine Laststrombegrenzung vorgesehen, die auf einfache Weise das Netzteil vor Beschädigungen schützt. Da hierbei zunächst eine Absenkung des Laststromes bewirkt wird, führen zumindest kurz­ zeitige Überlastungen vorteilhafterweise nicht gleich zur Ab­ schaltung und damit zur Unterbrechung der angeschlossenen Steuervorgänge.

Bei einer zusätzlichen weiteren Verbesserung der Ausführung des Netzteils ist eine spezielle Lichtbogenerkennung vorgese­ hen, durch die vorteilhafterweise die in ERF-Steuerelementen teilweise entstehenden Lichtbögen gelöscht werden können, ohne daß es zu einer längeren Unterbrechung der angeschlossenen Steuervorgänge kommt. Gleichzeitig wird hiermit auch verhin­ dert, daß die elektrorheologischen Flüssigkeiten oder die mit ihnen betriebenen Steuermittel beschädigt oder zerstört wer­ den.

Die Erfindung wird anhand eines Ausführungsbeispiels, das in der Zeichnung dargestellt ist, näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1: ein schematisches Schaltbild eines Hochspan­ nungsnetzteils mit einem Hochspannungsverstärker zur gesteuerten Ausgangshochspannung, und

Fig. 2: ein schematisches Schaltbild des Hochspannungs­ netzteils mit einer Überlast- und Lichtbogener­ kennungsschaltung.

In Fig. 1 der Zeichnung ist ein Hochspannungsnetzteil zur An­ steuerung von Steuerelementen 16 mit elektrorheologischen Flüssigkeiten schematisch dargestellt, das mit einem vorgege­ benen Sollwertverlauf geringerer Steuerspannung den Hochspan­ nungsausgangsverlauf steuert und regelt. Dazu ist ein Hoch­ spannungstrafo 2 vorgesehen, dessen Ausgangshochspannung U_a primär- und sekundärseitig so geregelt wird, daß der Ausgangs­ spannungsverlauf dem Sollwertverlauf weitgehend unverzerrt folgt.

Das Hochspannungsnetzteil ist als Schaltnetzteil 1 ausgebildet und wird mit einer Netzwechselspannung U_~ von 115/230 V ± 15% als Versorgungsspannung betrieben, die in einer Gleichrichter­ schaltung 3 gleichgerichtet und geglättet wird. Diese Gleich­ spannung wird einer Hochspannungswandlerschaltung zugeführt, die als Hochspannungstrafo 2 ausgebildet ist und aus einem Primärkreis und einem Sekundärkreis besteht. Der Primärkreis verfügt über eine Primärwicklung 4, einen Stromwandler 5 und eine Intermittierende-Current-Mode-Steuerung 6a, die den Pri­ märkreis mit einer Schaltfrequenz von 60 kHz taktet. Dabei be­ steht die Intermittierende-Current-Mode-Steuerung 6a aus einem Komparator 17, einem Differenzintegrator 18 und einer Current- Mode-Regelschaltung 6. Sekundärseitig enthält der Hochspan­ nungstrafo 2 mindestens zwei Sekundärwicklungen 7, 8, die in Reihe geschaltet und zusätzlich durch mindestens eine in Reihe geschaltete Ladediode 10 wechselstrommäßig entkoppelt sind. Parallel zu den Sekundärwicklungen 7, 8 ist ein Ladekondensa­ tor 11 vorgesehen, der mit einer Ladediode 9 in Reihe geschal­ tet ist.

Da durch den Hochspannungstrafo 2 sekundärseitig Hochspannun­ gen von mindestens 6.000 V erzeugt werden müssen, ist eine be­ sondere Hochspannungsisolation notwendig. Dadurch werden übli­ cherweise die Wickelabstände erhöht, was zu einer höheren Streuinduktivität und niedriger Wickelkapazität führt. Die ho­ hen Windungszahlen der Hochspannungswicklungen bewirken bei üblicher Wickeltechnik große Wickelkapazitäten, wodurch derar­ tige Hochspannungstrafos nur verhältnismäßig tieffrequente Re­ sonanzen aufweisen. Deshalb schlägt die Erfindung vor, diese schwingungsverursachenden Induktivitäten 7, 8 durch Ladedioden 10 zu entkoppeln und gleichzeitig die Wickelkapazitäten als Ladekapazität zu nutzen, um insbesondere die Traforesonanzfre­ quenz bei geringer Streuinduktivität zu erhöhen. Dazu werden sekundärseitig mehrere Wicklungen 7, 8 mit Ladedioden 9, 10 in Reihe geschaltet, durch die die Wicklungskapazitäten in Ladekapazitäten umgewandelt werden und somit nur noch unwesentlich zum Schwingverhalten des Hochspannungstrafos 2 beitragen kön­ nen. In der Praxis haben sich Hochspannungstrafos 2 mit einem Sekundärkreis aus sechs in Reihe geschalteten Sekundärwicklun­ gen 7, 8 als vorteilhaft erwiesen, die durch fünf in Reihe ge­ schaltete Ladedioden 10 entkoppelt sind, deren Traforesonanz­ frequenz weit oberhalb von 100 kHz liegt. Dadurch wurde bei einem Ausgangsspannungsbereich von 200 bis 6.000 V eine Schalttaktfrequenz von 60 kHz ermöglicht. Durch eine derartig hohe Schalttaktfrequenz von 60 kHz ist vorteilhafterweise auch eine Erhöhung der Lastgüte und der Steuerspannungsfrequenz auf der Sollspannungsseite bis mindestens 1 kHz bei verhältnismä­ ßig geringem Klirrfaktor erreichbar.

Die Sekundärwicklungen 7, 8 sind mit einem separaten Ladekon­ densator 11 verschaltet, der während des Schalttaktbetriebs auf die induzierte Hochspannung aufgeladen wird. Parallel zum Ladekondensator 11 ist eine Stromsenke 12 als Verluststrom­ kreis angeordnet, die als gesteuerte Kaskodenschaltung ausge­ bildet ist, die den Entladestrom des Ladekondensators 11 in Abhängigkeit der Ausgangshochspannung U_a und dem vorgesehenen Sollspannungsverlauf U_s steuert. Dazu ist im Ausgang des Sekun­ därkreises eine Spannungsteilerschaltung 13 vorgesehen, an der ein Spannungswert erfaßbar ist, der dem Ausgangsspannungsver­ lauf U_a proportional ist und diesem in einem vorgegebenen Ver­ hältnis entspricht. An diesem Spannungsteiler 13 greift eine Pulsformerschaltung 14 den Ausgangsspannungsverlauf U_a in einem vorgegebenen Verhältnis von beispielsweise 1000 : 1 ab und setzt diesen in einem Stromverlauf um. Dieser Stromverlauf wird zu­ sätzlich noch durch eine Rechenschaltung nach der Funktion, die 1/U_a ² proportional ist, ermittelt, so daß der Ladekondensa­ tor 11 bei hoher Ausgangsspannung U_a und eingeschalteter Kasko­ denschaltung 12 durch diese mit einem kleinen Kaskodenstrom und bei geringer Ausgangsspannung U_a mit einem hohen Kaskoden­ strom belastet wird. Das bedeutet, daß die Verlustleistung der Kaskode konstant und damit unabhängig von der Ausgangsspannung U_a ist. Hierdurch wird vorteilhafterweise im Modulationsbe­ trieb, also bei einem vorgegebenen Sollspannungsverlauf U_s bzw. Steuerspannungsverlauf am Sollspannungsanschluß 15 auch bei vorgegebenen steil abfallenden Ausgangsspannungsänderungen das Ausgangssignal nicht verzerrt, so daß der Klirrfaktor auch bei großen, steil abfallenden Ausgangshochspannungsänderungen bis 1 KHz nicht nennenswert ansteigt.

Am Ausgang des Netzteils 1 ist als Verbraucher ein Steuerele­ ment 16 mit elektrorheologischer Flüssigkeit angeordnet, durch das im Grunde der Durchfluß der elektrorheologischen Flüssig­ keit wie beispielsweise bei einem Ventil steuerbar ist. Dazu wird mittels einer Hochspannung zwischen verschiedenen Elek­ troden ein elektrisches Feld erzeugt, durch das die Viskosität der durchfließenden oder beispielsweise dämpfenden elek­ trorheologischen Flüssigkeit beeinflußt wird. Derartige ERF- Verbraucher 16 stellen somit gemischt kapazitive ohmsche La­ sten dar, die die externe Belastung des Netzteils 1 verursa­ chen.

Solche ERF-Ventile oder -Zylinder werden je nach konstruktiver Ausgestaltung mit einer Steuerspannung U_a von meist 200 bis 6.000 V betrieben. Das erfinderische Netzteil 1 kann aber auch für Steuerspannungen von mehr als 10.000 V ausgelegt werden, wenn dies die zu steuernden Verbraucher erfordern. Ein derar­ tiges Netzteil kann auch zur Spannungsversorgung oder Steue­ rung anderer Verbraucher oder Schaltungen eingesetzt werden, bei denen eine Niedervoltsteuerspannung in eine hochspannungs­ artige Steuerspannung umgewandelt oder verstärkt werden soll. Dabei wird die Niedervoltsteuerspannung meist als schwankende Gleichspannung vorgegeben, dessen Spannungsverlauf die zu steuernden Spannungszustände des Hochspannungsverbrauchers be­ schreibt. Dieser Niederspannungsverlauf U_s kann beispielsweise einen Rechteckspannungsverlauf darstellen, der die Schaltzustände eines ERF-Ventils 16 beschreibt. Dieser Niederspan­ nungsverlauf U_s kann aber auch von einer Aufnehmerspannung ab­ geleitet werden, wie beispielsweise zur Steuerung von ERF- Schwingungsdämpfern. Dabei ist es häufig erforderlich, daß der hochspannungsmäßige Ausgangsspannungsverlauf U_a der niedervol­ tigen Eingangssteuerspannung U_s möglichst verzerrungsfrei folgt, wobei diese Steuerungen einen Frequenzgang bis 1 kHz und mehr besitzen können. Da die Eingangssteuerspannungen U_s häufig in einem Bereich von 0 bis 10 V liegen, sind Spannungs­ verstärkungen von 1.000 und mehr erforderlich, damit die Hoch­ spannungen möglichst zeitgleich zur Steuerspannung am Hoch­ spannungsausgang anliegen, um keine Steuerverzögerungen zu verursachen.

Am Netzteil 1 ist ein separater Sollspannungsanschluß 15 vor­ gesehen, an den die Eingangssteuerspannung U_s bzw. der Soll­ spannungsverlauf anlegbar ist, durch die der Ausgangshochspan­ nungsverlauf U_a gesteuert wird. Dieser Sollspannungsanschluß 15 ist in einer Steuer- und Regelschaltung an einen Regelkreis­ komparator 17 und einen Differenzregelintegrator 18 eingangs­ seitig herangeführt. Weiterhin sind der Komparator 17 und der Differenzintegrator 18 noch mit dem Spannungsteiler 13 im Se­ kundärkreis verbunden, so daß durch diese gleichzeitig ein vorgegebenes Verhältnis der jeweiligen Ausgangsspannung U_a er­ faßbar ist.

Wird nun beispielsweise ein rechteckförmiger pulsierender Gleichspannungsverlauf zwischen +2 und +6 V auf den Sollspan­ nungsanschluß 15 gelegt, so vergleicht der Regelkreiskompara­ tor 17 die Sollspannung U_s mit dem am Spannungsteiler 13 erfaß­ ten Verhältnis zur Ausgangsspannung U_a. Vorzugsweise wählt man beim Spannungsteiler 13 als Teilungsverhältnis den Spannungs­ verstärkungswert von 1.000. War diese Ausgangsspannung U_a bei­ spielsweise vorher 2.000 V, so würde am Spannungsteiler 13 ein Wert von +2 V abgegriffen, so daß am Regelkreiskomparator 17 momentan eine Differenz von +4 V anliegt. Durch diese Span­ nungsdifferenz von +4 V schaltet der Regelkreiskomparator 17 den Verluststromkreis der Kaskode 12 über den Schalter 19 ab. Gleichzeitig schließt der Regelkreiskomparator 17 einen weite­ ren elektronischen Schalter 20 im Primärkreis, so daß der Übertrager über einen getakteten Leistungsschalter 21 wieder Energie an die Last liefert.

Durch die Differenzspannung von +4 V am Eingang des Differenz­ regelintegrators 18 wird die Differenzspannung über die Zeit integriert und der Current-Mode-Schaltung 6 für den +6 V Am­ plitudenbereich ein linear ansteigendes Ausgangssignal zuge­ führt. Weiterhin wird der Current-Mode-Regelschaltung 6 über einen Stromwandler 5 ein Signal zugeführt, das dem Primärstrom proportional ist. Mittels eines bekannten Current-Mode- Algorithmus bildet die Regelschaltung 6 daraus einen Primär­ takt, mit dem der Primärkreis über den Leistungsschalter 21 mit einer Taktfrequenz von 60 kHz unterbrochen wird. Dabei re­ gelt die Current-Mode-Schaltung 6 das Tastverhältnis von Ein­ zu Ausschaltdauer des 60-kHz-Schalttaktes, und zwar in Abhän­ gigkeit des Ausgangssignals des Differenzregelintegrators 18 und des Primärstromverlaufs. So wird bei einem ansteigenden Ausgangssignal des Differenzregelintegrators 18 die Einschalt­ pulsbreite vergrößert und bei einem abnehmenden Ausgangssignal die Einschaltpulsbreite verringert. Dadurch wird bei einem an­ steigenden Ausgangssignal des Differenzregelintegrators 18 die Sekundärspannung so lange erhöht, bis die Ausgangshochspannung U_a dem vorgegebenen Wert der Sollspannung bzw. Steuerspannung U_s entspricht, da dann am Differenzregelintegrator 18 keine Differenzspannung mehr anliegt und die Integratorausgangsspan­ nung konstant bleibt.

Fällt nun die Eingangssteuerspannung U_s am Sollwertanschluß 15 auf den vorgegebenen Gleichspannungswert von +2 V ab, so ent­ steht eine negative Spannungsdifferenz am Regelkreiskomparator 17 und am Differenzregelintegrator 18. Dadurch wird das Aus­ gangssignal am Regelkreiskomparator 17 umgeschaltet, so daß zunächst der elektronische Schalter 19 im Kaskodenkreis 12 ge­ schlossen wird. Hierdurch wird der Ladekondensator 11 an den Kaskodenkreis 12 geschaltet, so daß der Ladekondensator 11 mit einer Verlustleistung über die Kaskodenschaltung 12 belastet wird. Da dieser Strom über den Spannungsteiler 13 und die Pulsformerschaltung 14 geregelt wird, fließt zunächst bei ei­ ner hohen Ausgangshochspannung U_a ein kleiner Verluststrom, der gegenläufig zur Ausgangshochspannung U_a ansteigt, so daß die Verlustleistung konstant bleibt. Durch diese Belastung des Se­ kundärkreises wird die Ladespannung am Kondensator 11 und die Ausgangshochspannung U_a so lange verringert, bis am Regelkreis­ komparator 17 keine Differenzspannung mehr anliegt und dieser den Kaskodenkreis 12 vom Ladekondensator 11 abschaltet.

Gleichzeitig wird durch den Regelkreiskomparator 17 der Pri­ märkreis durch den elektronischen Primärsteuerschalter 20 un­ terbrochen, so daß die Current-Mode-Regelung 6 augenblicklich vom Primärkreis getrennt wird. Dadurch werden auch kurzzeitige Übersteuerungen vermieden, die die Stabilität der Regelung be­ einträchtigen und zu Überspannungen auf der Hochspannungsseite führen können. Vorteilhafterweise wird hierdurch auch eine schnelle Ausgangsspannungsabsenkung erreicht, die bis 1 KHz weitgehend dem Spannungsverlauf der Eingangssteuerspannung U_s am Sollspannungseingang 15 entspricht, wodurch ein geringer Klirrfaktor bzw. kaum eine Änderung der Spannungsverläufe zwi­ schen dem Sollspannungseingang 15 und dem Hochspannungsausgang erzielt wird.

Die negative Spannungsdifferenz am Differenzregelintegrator 18 bewirkt gleichzeitig auch einen negativen Ausgangssignalver­ lauf am Differenzregelintegrator 18. Hierdurch wird in der Current-Mode-Schaltung 6 das Tastverhältnis von Ein- zu Aus­ schaltdauer des 60-kHz-Taktes so lange verringert, bis die Ausgangshochspannung U_a, vom Regelkreiskomparator 17 erkannt, dem Wert der vorgegebenen Eingangssteuerspannung U_s entspricht. Dieses verminderte Tastverhältnis wird mit dem Primärsteuer­ schalter 20 bei Erreichen der Ausgangsspannung von 2 kV wieder an den Leistungsschalter 21 geschaltet. Der Takt bleibt dann während der gesamten Impulsdauer von +2 V am Sollspannungsein­ gang 15 auf den Schalter 21 durchgeschaltet, sofern die Aus­ gangshochspannung U_a während dieser Zeit 2.000 V beträgt, so daß nur eine kleine Regelabweichung am Eingang des Differenz­ regelintegrators 18 auftritt.

Sobald der Sollwertimpuls U_s dann wieder auf +6 V ansteigt, er­ gibt sich wieder eine positive Differenzspannung am Soll-Ist- Komparator 17 und am Differenzregelintegrator 18, so daß die eingangs beschriebene Eingangsspannungsverstärkung bzw. Aus­ gangsspannungsregelung erneut wieder abläuft. In der Praxis hat sich gezeigt, daß diese Ausgangsspannungsregelung bei vor­ gegebenen Sollwertspannungsänderungen bis 1 kHz weitgehend verzerrungsfrei und zeitgleich erfolgt, so daß damit vorzugs­ weise ERF-Ventile und -Zylinder ansteuerbar sind, die schnelle Steuerungen ermöglichen sollen. Die vorgegebenen Sollspan­ nungsverläufe U_s können auch dreieckförmig, sinusförmig oder in davon abgewandelten Spannungsformen als Ausgangshochspannung U_a geregelt werden. Insbesondere hat sich gezeigt, daß durch den hochspannungsgeregelten Kaskodenstrom auch bei steil abfallen­ der Sollspannungsänderung U_s die Ausgangsspannung U_a dieser weitgehend verzerrungsfrei folgt, da der zunehmende Kaskoden­ strom den abnehmenden Ausgangsstrom ausgleicht, so daß die Ausgangshochspannung U_a relativ schnell abfällt. Dies wird durch den Hochspannungstrafo 2, der Intermittierenden-Current- Mode-Steuerung 6a und der gesteuerten Kaskodenschaltung 12 er­ reicht.

In Fig. 2 der Zeichnung sind im geregelten Hochspannungsnetz­ teil nach Fig. 1 zusätzlich noch Schaltungen als Teil der Intermittierenden-Current-Mode-Steuerung 6a zur weiteren Verbes­ serung des Klirrfaktors dargestellt, die im wesentlichen aus einer zweiten Stromsenke 35, einem Anstiegskomparator 36 zur Erfassung eines schnellen Anstieges und einem Abfallkomparator 37 zur Erfassung eines schnellen Abfalles. Dabei ist der An­ stiegskomparator 36 eingangsseitig parallel zum Regelkreiskom­ parator 17 geschaltet und ausgangsseitig über einen elektroni­ schen Anstiegsschalter 39 mit der Current-Mode-Schaltung 6 verbunden, wobei der Anstiegsschalter 39 wechselseitig entwe­ der dem Anstiegskomparator 36 oder dem Differenzregelintegra­ tor 18 mit der Current-Mode-Schaltung 6 verbindet.

Der schnelle Abfallskomparator 37 ist eingangsseitig ebenfalls parallel zum Regelkreiskomparator 17 geschaltet und steuert ausgangsseitig einen zweiten elektronischen Schalter 38, der eine zweite Stromsenke 35 parallel zur ersten Stromsenke 12 schaltet.

Wird nun beispielsweise wiederum ein rechteckförmiger Soll­ spannungsimpuls von +2 auf +6 V auf den Sollspannungseingang 15 gelegt, so wird durch den Anstiegskomparator 36 und den elektronischen Anstiegsschalter 39 der Differenzregelintegra­ tor 18 von der Current-Mode-Schaltung 6 getrennt und ein stei­ leres Anstiegssignal der Current-Mode-Schaltung 6 zugeführt. Dadurch wird das Tastverhältnis durch die Current-Mode- Schaltung 6 schlagartig stark vergrößert, so daß der übertra­ ger mehr Energie an die Last liefert und somit die Ausgangs­ spannung U_a schneller ansteigt. Unterschreitet die Spannungs­ differenz am Anstiegskomparator 36 einen vorgegebenen Wert, so wird durch den Anstiegsschalter 39 der Differenzregelintegra­ tor 18 wieder an die Current-Mode-Schaltung 6 gelegt und die Regelung folgt wiederum dem vorbeschriebenen Verlauf nach Fig. 1 der Zeichnung.

Fällt nun beispielsweise die Sollsteuerspannung wieder von +6 V auf +2 V ab, so wird die Spannungsänderung von dem Abfall­ komparator 37 erfaßt. Ab einem vorgegebenen Differenzwert schaltet der Abfallkomparator 37 nun über den zweiten elektro­ nischen Schalter 38 die zweite Stromsenke 35 parallel zum Ver­ luststromkreis 12. Dadurch wird der Verluststrom im Sekundär­ kreis augenblicklich erhöht, so daß die Ausgangsspannung schneller abfällt. Unterschreitet hingegen die Spannungsdiffe­ renz am Eingang des Abfallkomparators 37 wieder den vorgegebe­ nen Wert, so wird der zweite elektronische Schalter 38 wieder geöffnet und die Ausgangsspannungsabsenkung erfolgt weiter wie bereits zu Fig. 1 der Zeichnung beschrieben.

In Fig. 2 der Zeichnung sind im geregelten Hochspannungsnetz­ teil 1 zusätzlich noch Schaltungen zur Überlast- und Lichtbo­ generkennung dargestellt. Dabei wird der Trafosekundärstrom überwacht, der die Summe aus Laststrom und Kaskodenstrom ist. Dieser Trafosekundärstrom wird an einem zusätzlichen Wider­ stand 25 zwischen den Sekundärwicklungen 7, 8 und dem Bela­ stungskondensator 11 erfaßt. Eine derartige Überlasterkennung wird zum Schutz des Hochspannungstrafos eingesetzt, wenn der Gesamtstrom in den Sekundärwicklungen 7, 8 zu hoch wird. Bei Steuerelementen 16 mit elektrorheologischen Flüssigkeiten kann sich der Gesamtstrom erhöhen, wenn die elektrorheologischen Flüssigkeiten sich erhitzen, da hierdurch der Innenwiderstand der Flüssigkeit niederohmiger wird. Dazu wird der Trafosekun­ därstrom über ein Hüllkurven bildendes Besselfilter 26 und ei­ nem schnellen Stromfilter 40 einem statischen Überlastkompara­ tor 27 zugeführt und dort auf einen ausgangsspannungsabhängi­ gen Grenzwert hin überwacht. Bei Überschreitung des vorgegebe­ nen Grenzwertes wird primärseitig die eingespeicherte Energie während der Überschreitung reduziert. Dazu ist eine Reduzier­ schaltung 28 vorgesehen, die durch Verlängerung der Ausschalt­ dauer die Taktfrequenz niedrig schaltet, wodurch die Energie­ einspeicherung im Verhältnis weniger oft erfolgt. Hierdurch kann abhängig von der überlast nach einem vorgesehenen Zeit­ fenster der Grenzwert wieder unterschritten sein, so daß die Ausgangsspannungsregelung wieder in den Normalzustand zurück­ kehrt. Dadurch wird vorteilhafterweise eine Fortsetzung der Ansteuerung der ERF-Steuerelemente gewährleistet, so daß es zumindest bei kurzzeitigen Netzteilüberlastungen zu keiner Un­ terbrechung kommt. Sollte die Überlastung eine vorgegebene Zeitdauer überschreiten, so könnte auch eine Abschaltung des Hochspannungsnetzteils 1 vorgesehen werden, wobei nach weite­ ren vorgegebenen Zeitabschnitten auch ein erneuter selbsttäti­ ger Softstart erfolgen könnte.

Bei Steuerelementen mit elektrorheologischen Flüssigkeiten kann es beispielsweise durch Verunreinigungen in der Flüssig­ keit auch zu Lichtbogenüberschlägen zwischen den Elektroden kommen, die bei Nichtlöschung zu Schäden an den Elektroden oder den Steuerelementen 16 führen. Deshalb ist eine Lichtbo­ generkennung im Hochspannungsnetzteil 1 vorgesehen, die einen derartigen Lichtbogenüberschlag von einer betriebsgemäßen Stromüberhöhung unterscheiden kann. Dazu bildet ein weiteres, schnelleres Besselfilter 41 zunächst die Hüllkurve des Trafo­ sekundärstromes. Dieser Strom wird auf einen intern einstell­ baren Grenzwert hin überwacht. Übersteigt der Hüllkurvenstrom den Grenzwert auch nur kurzzeitig, so muß es sich um eine un­ erwünschte Überlast oder einen Lichtbogenkurzschluß handeln. Dazu ist ein Lichtbogenkomparator 31 nach dem schnellen Bes­ selfilter 41 vorgesehen, der die schnellen Stromerhöhungen er­ faßt. Diese schnellen Stromerhöhungen werden in dem Komparator 31 mit einem vorgegebenen Grenzwert verglichen und bei Über­ schreitung wird das Netzteil 1 für eine festzulegende Zeit kurzfristig ausgeschaltet. Dazu ist ein Zeitfensterglied 29 und ein Zähler 32 vorgesehen, mit dem die Anzahl der Lichtbo­ gen pro vorgegebenem Zeitraum bzw. Zeitfenster gezählt werden. Bei Überschreitung einer vorgegebenen Anzahl von beispielswei­ se ein bis fünfzehn wird das Netzteil 1 dauerhaft ausgeschaltet. Sind diese vorgegebenen Abschaltungen erreicht, wird gleichzeitig in einer Softstartschaltung 30 ein Softstart ver­ hindert, so daß das Netzteil 1 erst wieder durch einen Ein/Aus-Taster 33 manuell gestartet werden kann.

Claims (12)

1. Hochspannungsnetzteil, insbesondere zur Ansteuerung von Steuerelementen (16) mit Elektro-Rheologischen- Flüssigkeiten (ERF), bestehend aus einer Spannungswand­ lerschaltung und einer Steuer- und Regelschaltung, durch die der Ausgangshochspannungsverlauf (U_a) entsprechend eines vorgegebenen Sollsteuerspannungsverlaufs (U_s) in einem Klein- oder Niederspannungsbereich gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Wandlerschaltung einen Hochspannungstrafo (2) mit mindestens zwei in Reihe ge­ schalteten Sekundärwicklungen (7, 8) enthält, die durch mindestens eine Ladediode (9, 10) entkoppelt sind und daß in der Steuer- und Regelschaltung eine Intermittie­ rende-Current-Mode-Steuerung (6a) vorgesehen ist, die mit Hilfe des Primärstromverlaufs und eines Differenz­ spannungsverlaufs das Tastverhältnis der Primärstrom­ schalttakte einstellt, wobei die Differenzspannung aus einem vorgegebenen Verhältnis der Ausgangshochspannung (U_a) zur Sollsteuerspannung (U_s) gebildet wird.

2. Hochspannungsnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Steuer- und Regelschaltung einen Dif­ ferenzregelintegrator (18) enthält, der mittels einer Spannungsteilerschaltung (13) mit vorgegebenem Span­ nungsteilerverhältnis im Ausgang des Sekundärkreises als Istwerterfassung und des Sollsteuerspannungsverlaufs (U_s) eine Spannungsdifferenz zwischen einem Soll- und Istwert integriert und einer intermittierenden Current- Mode-Regelschaltung (6) zuführt.

3. Hochspannungsnetzteil nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Steuer- und Regelschaltung einen Re­ gelkreiskomparator (17) enthält, an dessen Eingang als Istwert die Spannungsteilerspannung und als Sollwert die Sollsteuerspannung (U_s) anliegt und durch dessen Aus­ gangssignal eine Unterbrechung des Primärkreises gesteu­ ert wird, wobei der Primärkreis jeweils für den Zeitraum unterbrochen wird, an dem die Spannungsteilerspannung größer als die Sollsteuerspannung (U_s) ist.

4. Hochspannungsnetzteil nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Sekundärkreis mindestens ein Entladekondensator (11) vorgesehen ist, der durch eine zuschaltbare Stromsenke (12) belastbar ist, wobei die Stromsenke als Kaskodenschaltung ausge­ bildet ist.

5. Hochspannungsnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Stromsenke (12) über Schaltelemente (19) an den Entladekondensator (11) schaltbar ist, die durch einen Regelkreiskomparator (17) steuerbar sind, wobei die Schaltelemente (19) nur dann geschlossen sind, wenn die erfaßte Spannung (Istwert) am Spannungsteiler (13) größer als die Sollsteuerspannung (U_s) (Sollwert) ist.

6. Hochspannungsnetzteil nach Anspruch 4 oder Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung der Belastung durch die Stromsenke (12) eine Pulsformerschaltung (14) vorgesehen und so ausgebildet ist, daß bei einer großen Ausgangshochspannung (U_a) ein verhältnismäßig kleiner und bei einer niedrigen Ausgangshochspannung (U_a) ein verhältnismäßig großer Strom über die Stromsenke (12) fließt, wobei die Verlustleistung der Belastung durch die Stromsenke (12) in etwa konstant ist.

7. Hochspannungsnetzteil nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Steuer- und Regelschaltung ein Anstiegskomparator (36) vorgesehen ist, der bei einem vorgegebenen großen steilen Sollspan­ nungsanstieg, der für die Zeitdauer einer Spannungsab­ weichung, die größer als ein vorgegebener Grenzwert ist, auf ein erhöhtes Tastverhältnis schaltet.

8. Hochspannungsnetzteil nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Steuer- und Regelschaltung ein Abfallkomparator (37) vorgesehen ist, der bei einem vorgegebenen großen steilen Sollspannungs­ abfall für die Zeitdauer einer vorgegebenen Spannungsab­ weichung, die größer als ein vorgegebener Grenzwert ist, eine zusätzliche Belastung des Sekundärkreises einschal­ tet.

9. Hochspannungsnetzteil nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Lichtbogenab­ schaltung ein schnelles Filter (41) und ein Lichtbogen­ komparator (31) vorgesehen ist, der schnelle Stromerhö­ hungen im Sekundärkreis erfaßt und bei Überschreitung eines vorgegebenen Grenzwertes den Primärkreis für einen vorgegebenen Zeitraum unterbricht.

10. Hochspannungsnetzteil nach Anspruch 9, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zur Lichtbogenabschaltung eine Zähler­ schaltung (32) vorgesehen ist, die die Anzahl der Unter­ brechungen pro vorgegebener Zeitraum durch ein Zeitfen­ sterglied (29) und einen Zähler (32) erfaßt und mit ei­ ner vorgegebenen Anzahl vergleicht und bei Erreichen dieser Anzahl eine selbsttätige Einschaltung des Primär­ kreises verhindert.

11. Hochspannungsnetzteil nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Überlasterken­ nung der mittlere Gesamtsekundärstrom durch einen stati­ schen Überlastkomparator (27) erfaßt wird, der den Ge­ samtsekundärstrom mit einem vorgegebenen Grenzwert ver­ gleicht und bei dessen Überschreitung bewirkt, daß die Energieeinspeicherung auf der Primärseite um einen vor­ gegebenen Faktor verringert wird.

12. Verfahren zur Steuerung und Regelung einer Ausgangshoch­ spannung mit einem der Hochspannungsnetzteile nach den Ansprüchen 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Differenz zwischen einem Eingangssollwert und einem Aus­ gangsistwert und einem erfaßten Primärstrom das Tastver­ hältnis von Unterbrechungen des Primärkreises gebildet wird, und der Primärkreis für den Zeitraum einer positi­ ven Differenz zwischen dem Ist- und Sollwert unterbro­ chen wird und zusätzlich der Sekundärkreis belastet wird, wobei die Sekundärseite des Hochspannungstrafos wechselstrommäßig entkoppelt ist.