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Die Erfindung betrifft ein Hochspannungsnetzteil gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Eine neuere Technologie beschäftigt sich mit der Steuerung und Regelung von Druckmittelkreisläufen mittels Steuerelemente mit elektro-rheologischen Flüssigkeiten (ERF). Dabei handelt es sich im Grunde um Steuerelemente, bei denen die Viskosität des Durchflußmittels ERF durch Hochspannungsbeeinflussung veränderbar ist, so dass dadurch gesteuerte Ventile, Druckmittelzylinder und andere Steuerelemente herstellbar sind. Diese Steuerelemente besitzen prinzipiell mindestens zwei Elektroden, zwischen denen die elektro-rheologische Flüssigkeit angeordnet ist und deren Viskosität sich in einem elektrischen Feld stark verändern läßt. Deshalb werden diese Steuerelemente mit einer steuerbaren Hochspannung von ca. 200 bis 10.000 V betrieben, wobei der Steuerspannungsverlauf meist durch einen Klein- oder Niedergleichspannungsverlauf von 0 bis 12 V vorgegeben wird. Um mit solchen ERF-Steuerelementen vielfältige Steuer- und Regelaufgaben erfüllen zu können, soll die gesteuerte Hochspannung möglichst verzerrungsfrei dem vorgegebenen Klein- oder Niederspannungsverlauf bis zu einer Steuerfrequenz von ca. 1 kHz folgen. Dazu sind hochwertige Hochspannungsnetzteile nötig, die Steuer- und Regelschaltungen enthalten, die aus einer Versorgungsspannung und den vorgegebenen Klein- oder Mittelsteuerspannungen die Hochspannung zur Ansteuerung der ERF-Verbraucher erzeugen.
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Dazu werden zurzeit modulierte Hochspannungsnetzteile in Schaltnetzteiltechnik eingesetzt, die die modulierbare Hochspannung mit Sperrwandlern in Discontinous-Voltage-Mode-Regelung (Dreiecksperrwandler) erzeugen. Im Voltage-Mode offensichtlich deshalb, weil bei dieser Regelart der mit üblicher Wickeltechnik aufgebaute Hochspannungssperrwandler tieffrequente, dem Primärstrom überlagerte Resonanzfrequenzen erzeugt. Hiermit ist aber eine stromgesteuerte Regelung nicht möglich, weshalb die Taktfrequenz des Wandlers auf etwa 20 kHz begrenzt ist. Dies führt zu einem verhältnismäßig großen Klirrfaktor, der zu Ungenauigkeiten des Steuervorgangs der ERF-Steuermittel führt.
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In der
DE 35 31 025 A1 (
US 4 816 979 A ) ist ein Hochspannungsnetzteil beschrieben, das aus einer Spannungswandlerschaltung mit einem Hochspannungstransformator besteht, der im Hochspannungssekundärkreis mindestens zwei in Reihe geschaltete Wicklungen und im Niederspannungsprimärkreis einen Leistungsschalter aufweist; die Wicklungen sind durch mindestens eine Ladediode entkoppelt, und der Leistungsschalter wird mit einer vorgegebenen Schalttaktfrequenz geschaltet. Das Hochspannungsnetzteil enthält eine Steuer- und Regelschaltung zur Regelung einer Ausgangshochspannung, welche das Tastverhältnis der Schalttakte abhängig von einer Differenzspannung und/oder von einem gemessenen Primärstrom eingestellt; die Differenzspannung wird aus einer Soll-/Steuerspannung und einem Spannungswert gebildet, der einem Istwert der Ausgangshochspannung proportional ist. Mit Hilfe der beschriebenen Schaltung soll eine optimale Wirkung eines elektrostatischen Filters (Rußweiche) im gesamten Motorbetriebsbereich eines Kraftfahrzeuges erzielt werden. Als Regelgröße dient hierbei der Filterstrom, und es werden die Ausgangsspannung, der Ausgangsstrom und die Ausgangsleistung überwacht; eine möglichst verzerrungsfreie Spannungsverstärkung und eine Verbesserung des Klirrfaktors sind bei der vorgesehenen Anwendung nicht von Bedeutung und werden durch die vorgeschlagene Schaltung auch nicht erzielt.
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Aus der
JP 05015147 A ist ein Spannungsnetzteil mit einem Spannungstransformator bekannt, bei dem im Sekundärkreis eine mit einer Ladediode in Reihe geschaltete Wicklung und im Primärkreis ein Leistungsschalter angeordnet sind, welcher mit einer vorgegebenen Schalttaktfrequenz geschaltet wird. Das Spannungsnetzteil weist eine Steuer- und Regelschaltung zur Regelung einer Ausgangsspannung auf, welche das Tastverhältnis der Schalttakte abhängig von einer Differenzspannung einstellt, wobei die Differenzspannung aus einer Soll-/Steuerspannung und einem Spannungswert, der einem Istwert der Ausgangsspannung proportional ist, gebildet wird.
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In der
DE 29 15 670 A1 ist ein Hochspannungsgenerator mit einem Hochspannungstransformator beschrieben, der im Hochspannungssekundärkreis eine Wicklung mit einer in Reihe geschalteten Ladediode und im Niederspannungsprimärkreis einen Leistungsschalter aufweist, welcher mit einer vorgegebenen Schalttaktfrequenz geschaltet wird. Der Hochspannungsgenerator weist eine Steuer- und Regelschaltung zur Regelung einer Ausgangshochspannung auf, welcher als Eingangsgrößen eine Soll-/Steuerspannung und ein Spannungswert, der einem Istwert der Ausgangshochspannung proportional ist, zugeführt werden; die Steuer- und Regelschaltung regelt dann abhängig von den Eingangswerten die Ausgangshochspannung. Der Hochspannungsgenerator wird bei einer elektrostatischen Spritzvorrichtung eingesetzt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Hochspannungsnetzteil mit den Merkmalen des Oberbegriffes zu schaffen, bei dem eine möglichst verzerrungsfreie Spannungsverstärkung sich erreichen lässt.
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Diese Aufgabe wird durch ein Hochspannungsnetzteil mit den Merkmalen des Oberbegriffes gelöst, welches zusätzlich die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 aufweist.
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Weiterbildungen und vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Die Erfindung hat den Vorteil, dass durch die Current-Mode-Regelung mit verhältnismäßig hoher Schalttaktfrequenz und die primärstromabhängige Regelung eine stabile Hochspannungsregelung der gesteuerten Ausgangshochspannung auch bei höheren Schalttaktfrequenzen erzielbar ist. Durch die verhältnismäßig hohe Schalttaktfrequenz wird gleichzeitig auch eine weitgehend verzerrungsfreie Hochspannungsverstärkung der vorgegebenen Steuerspannung erreicht, so dass das Netzteil auch für schnelle und präzise Steuerungsaufgaben einsetzbar ist.
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Weiterhin ist vorteilhaft, dass der Sekundärkreis mit einem derart gesteuerten Kaskodenstrom belastet wird, dass die Verlustleistung der Kaskode unabhängig von der Höhe der Ausgangshochspannung wird. Dadurch ist eine Verbesserung des Klirrfaktors erreichbar, da bei vorgegebenen negativen Ausgangsspannungsänderungen der Ladekondensator mit einem ansteigenden Strom belastet wird, so dass bei negativen Spannungsänderungen der Spannungsabfall steiler wird und damit dem negativen Sollspannungsverlauf schneller folgt. Dadurch bleibt gleichzeitig auch die Eigenverlustleistung des Netzteils über den gesamten Ausgangsspannungsbereich nahezu konstant, so dass gegenüber Netzteilen nach dem Stand der Technik mit konstanter Strombelastung der Wirkungsgrad erhöht wird.
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Bei einer besonderen Ausbildung der Erfindung ist eine zusätzliche, kurzzeitige Unterbrechung im Primärkreis vorgesehen, die bei einer positiven Abweichung der Ausgangshochspannung von einem vorgegebenen Sollwert erfolgt. Dies hat den Vorteil, dass insbesondere bei steilen positiven Sollspannungssprüngen ein verhältnismäßig hohes Überschwingen vermieden wird und gleichzeitig die Ausgangsspannung schneller der vorgegebenen Soll- oder Steuerspannung folgt. Diese kurzzeitige Unterbrechung des Primärkreises hat zusätzlich noch den Vorteil, dass auch Speisespannungsüberhöhungen auf der Primärseite rasch ausregelbar sind, was gleichzeitig auch zu einer zusätzlichen Verbesserung der Regelgüte und des Klirrfaktors führt.
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Bei einer weiteren Ausführungsart ist eine Laststrombegrenzung vorgesehen, die auf einfache Weise das Netzteil vor Beschädigungen schützt. Da hierbei zunächst eine Absenkung des Laststromes bewirkt wird, führen zumindest kurzzeitige Überlastungen nicht gleich zur Abschaltung und damit zur Unterbrechung der angeschlossenen Steuervorgänge.
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Bei einer zusätzlichen weiteren Verbesserung der Ausführung des Netzteils ist eine spezielle Lichtbogenerkennung vorgesehen, durch welche die in ERF-Steuerelementen teilweise entstehenden Lichtbögen gelöscht werden können, ohne dass es zu einer längeren Unterbrechung der angeschlossenen Steuervorgänge kommt. Gleichzeitig wird hiermit auch verhindert, dass die elektro-rheologischen Flüssigkeiten oder die mit ihnen betriebenen Steuermittel beschädigt oder zerstört werden.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels, das in der Zeichnung dargestellt ist, näher erläutert. Es zeigen:
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1: ein schematisches Schaltbild eines Hochspannungsnetzteils mit einer Spannungsverstärkung der gesteuerten Steuerspannung, und
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2: ein schematisches Schaltbild des Hochspannungsnetzteils mit einer Überlast- und Lichtbogenerkennungsschaltung.
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In 1 ist ein Hochspannungsnetzteil zur Ansteuerung von Steuerelementen 16 mit elektro-rheologischen Flüssigkeiten schematisch dargestellt, das mit einem vorgegebenen Sollwertverlauf geringerer Steuerspannung den Hochspannungsausgangsverlauf steuert und regelt. Dazu ist ein Hochspannungstransformator 2 vorgesehen, dessen Ausgangshochspannung Ua primär- und sekundärseitig so geregelt wird, dass der Ausgangsspannungsverlauf dem Sollwertverlauf weitgehend unverzerrt folgt.
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Das Hochspannungsnetzteil ist als Schaltnetzteil 1 ausgebildet und wird mit einer Netzwechselspannung U~ von 115/230 V ± 15% als Versorgungsspannung betrieben, die in einer Gleichrichterschaltung 3 gleichgerichtet und geglättet wird. Diese Gleichspannung wird einer Hochspannungswandlerschaltung zugeführt, die als Hochspannungstransformator 2 ausgebildet ist und aus einem Primärkreis und einem Sekundärkreis besteht. Der Primärkreis verfügt über eine Primärwicklung 4, einen Stromwandler 5 und eine Intermittierende-Current-Mode-Steuerung 6a, die den Primärkreis mit einer Schaltfrequenz von 60 kHz taktet. Dabei besteht die Intermittierende-Current-Mode-Steuerung 6a aus einem Komparator 17, einem Differenzintegrator 18 und einer Current-Mode-Regelschaltung 6. Sekundärseitig enthält der Hochspannungstransformator 2 mindestens zwei Sekundärwicklungen 7, 8, die in Reihe geschaltet und zusätzlich durch mindestens eine in Reihe geschaltete Ladediode 10 wechselstrommäßig entkoppelt sind. Parallel zu den Sekundärwicklungen 7, 8 ist ein Ladekondensator 11 vorgesehen, der mit einer Ladediode 9 in Reihe geschaltet ist.
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Da durch den Hochspannungstransformator 2 sekundärseitig Hochspannungen von mindestens 6.000 V erzeugt werden müssen, ist eine besondere Hochspannungsisolation notwendig. Dadurch werden üblicherweise die Wickelabstände erhöht, was zu einer höheren Streuinduktivität und niedriger Wickelkapazität führt. Die hohen Windungszahlen der Hochspannungswicklungen bewirken bei üblicher Wickeltechnik große Wickelkapazitäten, wodurch derartige Hochspannungstransformatoren nur verhältnismäßig tieffrequente Resonanzen aufweisen. Deshalb werden bei der Erfindung diese schwingungsverursachenden Induktivitäten 7, 8 durch Ladedioden 10 entkoppelt, wodurch gleichzeitig die Wickelkapazitäten als Ladekapazität nutzbar sind, um insbesondere die Transformatorresonanzfrequenz bei geringer Streuinduktivität zu erhöhen. Dazu werden sekundärseitig mehrere Wicklungen 7, 8 mit Ladedioden 9, 10 in Reihe geschaltet, durch welche die Wicklungskapazitäten in Ladekapazitäten umgewandelt werden und somit nur noch unwesentlich zum Schwingverhalten des Hochspannungstransformators 2 beitragen können. In der Praxis haben sich Hochspannungstransformatoren 2 mit einem Sekundärkreis aus sechs in Reihe geschalteten Sekundärwicklungen 7, 8 als vorteilhaft erwiesen, die durch fünf in Reihe geschaltete Ladedioden 10 entkoppelt sind, deren Transformatorresonanzfrequenz weit oberhalb von 100 kHz liegt. Dadurch wurde bei einem Ausgangsspannungsbereich von 200 bis 6.000 V eine Schalttaktfrequenz von 60 kHz ermöglicht. Durch eine derartig hohe Schalttaktfrequenz von 60 kHz ist auch eine Erhöhung der Lastgüte und der Steuerspannungsfrequenz auf der Sollspannungsseite bis mindestens 1 kHz bei verhältnismäßig geringem Klirrfaktor erreichbar.
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Die Sekundärwicklungen 7, 8 sind mit einem separaten Ladekondensator 11 verschaltet, der während des Schalttaktbetriebs auf die induzierte Hochspannung aufgeladen wird. Parallel zum Ladekondensator 11 ist eine Stromsenke 12 als Verluststromkreis angeordnet, die als gesteuerte Kaskodenschaltung ausgebildet ist, welche den Entladestrom des Ladekondensators 11 in Abhängigkeit der Ausgangshochspannung Ua und dem vorgesehenen Sollspannungsverlauf Us steuert. Dazu ist im Ausgang des Sekundärkreises eine Spannungsteilerschaltung 13 vorgesehen, an der ein Spannungswert erfaßbar ist, der dem Ausgangsspannungsverlauf Ua proportional ist und diesem in einem vorgegebenen Verhältnis entspricht. An diesem Spannungsteiler 13 greift eine Pulsformerschaltung 14 den Ausgangsspannungsverlauf Ua in einem vorgegebenen Verhältnis von beispielsweise 1000:1 ab und setzt diesen in einem Stromverlauf um. Dieser Stromverlauf wird zusätzlich noch durch eine Rechenschaltung nach der Funktion, die 1/Ua 2 proportional ist, ermittelt, so dass der Ladekondensator 11 bei hoher Ausgangsspannung Ua und eingeschalteter Kaskodenschaltung 12 durch diese mit einem kleinen Kaskodenstrom und bei geringer Ausgangsspannung Ua mit einem hohen Kaskodenstrom belastet wird. Das bedeutet, dass die Verlustleistung der Kaskode konstant und damit unabhängig von der Ausgangsspannung Ua ist. Hierdurch wird vorteilhafterweise im Modulationsbetrieb, also bei einem vorgegebenen Sollspannungsverlauf Us bzw. Steuerspannungsverlauf am Sollspannungsanschluß 15 auch bei vorgegebenen steil abfallenden Ausgangsspannungsänderungen das Ausgangssignal nicht verzerrt, so dass der Klirrfaktor auch bei großen, steil abfallenden Ausgangshochspannungsänderungen bis 1 kHz nicht nennenswert ansteigt.
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Am Ausgang des Netzteils 1 ist als Verbraucher ein Steuerelement 16 mit elektro-rheologischer Flüssigkeit angeordnet, durch das im Grunde der Durchfluss der elektro-rheologischen Flüssigkeit wie beispielsweise bei einem Ventil steuerbar ist. Dazu wird mittels einer Hochspannung zwischen verschiedenen Elektroden ein elektrisches Feld erzeugt, durch das die Viskosität der durchfließenden oder beispielsweise dämpfenden elektro-rheologischen Flüssigkeit beeinflußt wird. Derartige ERF-Verbraucher 16 stellen somit gemischt kapazitive ohmsche Lasten dar, die die externe Belastung des Netzteils 1 verursachen.
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Solche ERF-Ventile oder -Zylinder werden je nach konstruktiver Ausgestaltung mit einer Steuerspannung Ua von meist 200 bis 6.000 V betrieben. Das erfinderische Netzteil 1 kann aber auch für Steuerspannungen von mehr als 10.000 V ausgelegt werden, wenn dies die zu steuernden Verbraucher erfordern. Ein derartiges Netzteil kann auch zur Spannungsversorgung oder Steuerung anderer Verbraucher oder Schaltungen eingesetzt werden, bei denen eine Niedervoltsteuerspannung in eine hochspannungsartige Steuerspannung umgewandelt oder verstärkt werden soll. Dabei wird die Niedervoltsteuerspannung meist als schwankende Gleichspannung vorgegeben, dessen Spannungsverlauf die zu steuernden Spannungszustände des Hochspannungsverbrauchers beschreibt. Dieser Niederspannungsverlauf Us kann beispielsweise einen Rechteckspannungsverlauf darstellen, der die Schaltzustände eines ERF-Ventils 16 beschreibt. Dieser Niederspannungsverlauf Us kann aber auch von einer Aufnehmerspannung abgeleitet werden, wie beispielsweise zur Steuerung von ERF-Schwingungsdämpfern. Dabei ist es häufig erforderlich, dass der hochspannungsmäßige Ausgangsspannungsverlauf Ua der niedervoltigen Eingangssteuerspannung Us möglichst verzerrungsfrei folgt, wobei diese Steuerungen einen Frequenzgang bis 1 kHz und mehr besitzen können. Da die Eingangssteuerspannungen Us häufig in einem Bereich von 0 bis 10 V liegen, sind Spannungsverstärkungen von 1.000 und mehr erforderlich, damit die Hochspannungen möglichst zeitgleich zur Steuerspannung am Hochspannungsausgang anliegen, um keine Steuerverzögerungen zu verursachen.
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Am Netzteil 1 ist ein separater Sollspannungsanschluß 15 vorgesehen, an den die Eingangssteuerspannung Us bzw. der Sollspannungsverlauf anlegbar sind, durch die der Ausgangshochspannungsverlauf Ua gesteuert wird. Dieser Sollspannungsanschluß 15 ist in einer Steuer- und Regelschaltung an einen Regelkreiskomparator 17 und einen Differenzregelintegrator 18 eingangsseitig herangeführt. Weiterhin sind der Komparator 17 und der Differenzintegrator 18 noch mit dem Spannungsteiler 13 im Sekundärkreis verbunden, so dass durch diese gleichzeitig ein vorgegebenes Verhältnis der jeweiligen Ausgangsspannung Ua erfaßbar ist.
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Wird nun beispielsweise ein rechteckförmiger pulsierender Gleichspannungsverlauf zwischen +2 und +6 V auf den Sollspannungsanschluß 15 gelegt, so vergleicht der Regelkreiskomparator 17 die Sollspannung Us mit dem am Spannungsteiler 13 erfaßten Verhältnis zur Ausgangsspannung Ua. Vorzugsweise wählt man beim Spannungsteiler 13 als Teilungsverhältnis den Spannungsverstärkungswert von 1.000. War diese Ausgangsspannung Ua beispielsweise vorher 2.000 V, so wird am Spannungsteiler 13 ein Wert von +2 V abgegriffen, so dass am Regelkreiskomparator 17 momentan eine Differenz von +4 V anliegt. Durch diese Spannungsdifferenz von +4 V schaltet der Regelkreiskomparator 17 den Verluststromkreis der Kaskode 12 über den Schalter 19 ab. Gleichzeitig schließt der Regelkreiskomparator 17 einen weiteren elektronischen Schalter 20 im Primärkreis, so dass der Übertrager über einen getakteten Leistungsschalter 21 wieder Energie an die Last liefert.
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Durch die Differenzspannung von +4 V am Eingang des Differenzregelintegrators 18 wird die Differenzspannung über die Zeit integriert und der Current-Mode-Schaltung 6 für den +6 V Amplitudenbereich ein linear ansteigendes Ausgangssignal zugeführt. Weiterhin wird der Current-Mode-Regelschaltung 6 über einen Stromwandler 5 ein Signal zugeführt, das dem Primärstrom proportional ist. Mittels eines bekannten Current-Mode-Algorithmus bildet die Regelschaltung 6 daraus einen Primärtakt, mit dem der Primärkreis über den Leistungsschalter 21 mit einer Taktfrequenz von 60 kHz unterbrochen wird. Dabei regelt die Current-Mode-Schaltung 6 das Tastverhältnis von Ein- zu Ausschaltdauer des 60-kHz-Schalttaktes, und zwar in Abhängigkeit des Ausgangssignals des Differenzregelintegrators 18 und des Primärstromverlaufs. So wird bei einem ansteigenden Ausgangssignal des Differenzregelintegrators 18 die Einschaltpulsbreite vergrößert und bei einem abnehmenden Ausgangssignal die Einschaltpulsbreite verringert. Dadurch wird bei einem ansteigenden Ausgangssignal des Differenzregelintegrators 18 die Sekundärspannung so lange erhöht, bis die Ausgangshochspannung Ua dem vorgegebenen Wert der Sollspannung bzw. Steuerspannung Us entspricht, da dann am Differenzregelintegrator 18 keine Differenzspannung mehr anliegt und die Integratorausgangsspannung konstant bleibt.
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Fällt nun die Eingangssteuerspannung Us am Sollwertanschluß 15 auf den vorgegebenen Gleichspannungswert von +2 V ab, so entsteht eine negative Spannungsdifferenz am Regelkreiskomparator 17 und am Differenzregelintegrator 18. Dadurch wird das Ausgangssignal am Regelkreiskomparator 17 umgeschaltet, so dass zunächst der elektronische Schalter 19 im Kaskodenkreis 12 geschlossen wird. Hierdurch wird der Ladekondensator 11 an den Kaskodenkreis 12 geschaltet, so dass der Ladekondensator 11 mit einer Verlustleistung über die Kaskodenschaltung 12 belastet wird. Da dieser Strom über den Spannungsteiler 13 und die Pulsformerschaltung 14 geregelt wird, fließt zunächst bei einer hohen Ausgangshochspannung Ua ein kleiner Verluststrom, der gegenläufig zur Ausgangshochspannung Ua ansteigt, so dass die Verlustleistung konstant bleibt. Durch diese Belastung des Sekundärkreises wird die Ladespannung am Kondensator 11 und die Ausgangshochspannung Ua so lange verringert, bis am Regelkreiskomparator 17 keine Differenzspannung mehr anliegt und dieser den Kaskodenkreis 12 vom Ladekondensator 11 abschaltet.
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Gleichzeitig wird durch den Regelkreiskomparator 17 der Primärkreis durch den elektronischen Primärsteuerschalter 20 unterbrochen, so dass die Current-Mode-Regelung 6 augenblicklich vom Primärkreis getrennt wird. Dadurch werden auch kurzzeitige Übersteuerungen vermieden, die die Stabilität der Regelung beeinträchtigen und zu Überspannungen auf der Hochspannungsseite führen können. Vorteilhafterweise wird hierdurch auch eine schnelle Ausgangsspannungsabsenkung erreicht, die bis 1 kHz weitgehend dem Spannungsverlauf der Eingangssteuerspannung Us am Sollspannungseingang 15 entspricht, wodurch ein geringer Klirrfaktor bzw. kaum eine Änderung der Spannungsverläufe zwischen dem Sollspannungseingang 15 und dem Hochspannungsausgang erzielt wird.
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Die negative Spannungsdifferenz am Differenzregelintegrator 18 bewirkt gleichzeitig auch einen negativen Ausgangssignalverlauf am Differenzregelintegrator 18. Hierdurch wird in der Current-Mode-Schaltung 6 das Tastverhältnis von Ein- zu Ausschaltdauer des 60-kHz-Taktes so lange verringert, bis die Ausgangshochspannung Ua, vom Regelkreiskomparator 17 erkannt, dem Wert der vorgegebenen Eingangssteuerspannung Us entspricht. Dieses verminderte Tastverhältnis wird mit dem Primärsteuerschalter 20 bei Erreichen der Ausgangsspannung von 2.000 V wieder an den Leistungsschalter 21 geschaltet. Der Takt bleibt dann während der gesamten Impulsdauer von +2 V am Sollspannungseingang 15 auf den Schalter 21 durchgeschaltet, sofern die Ausgangshochspannung Ua während dieser Zeit 2.000 V beträgt, so dass nur eine kleine Regelabweichung am Eingang des Differenzregelintegrators 18 auftritt.
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Sobald der Sollwertimpuls Us dann wieder auf +6 V ansteigt, ergibt sich wieder eine positive Differenzspannung am Soll-Ist-Komparator 17 und am Differenzregelintegrator 18, so dass die eingangs beschriebene Eingangsspannungsverstärkung bzw. Ausgangsspannungsregelung erneut wieder abläuft. In der Praxis hat sich gezeigt, dass diese Ausgangsspannungsregelung bei vorgegebenen Sollwertspannungsänderungen bis 1 kHz weitgehend verzerrungsfrei und zeitgleich erfolgt, so dass damit vorzugsweise ERF-Ventile und -Zylinder ansteuerbar sind, die schnelle Steuerungen ermöglichen sollen. Die vorgegebenen Sollspannungsverläufe Us können auch dreieckförmig, sinusförmig oder in davon abgewandelten Spannungsformen als Ausgangshochspannung Ua geregelt werden. Insbesondere hat sich gezeigt, dass durch den hochspannungsgeregelten Kaskodenstrom auch bei steil abfallender Sollspannungsänderung Us die Ausgangsspannung Ua dieser weitgehend verzerrungsfrei folgt, da der zunehmende Kaskodenstrom den abnehmenden Ausgangsstrom ausgleicht, so dass die Ausgangshochspannung Ua relativ schnell abfällt. Dies wird durch den Hochspannungstransformator 2, der Intermittierenden-Current-Mode-Steuerung 6a und der gesteuerten Kaskodenschaltung 12 erreicht.
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In 2 sind im geregelten Hochspannungsnetzteil nach 1 zusätzlich noch Schaltungen als Teil der Intermittierenden-Current-Mode-Steuerung 6a zur weiteren Verbesserung des Klirrfaktors dargestellt, die im wesentlichen aus einer zweiten Stromsenke 35, einem Anstiegskomparator 36 zur Erfassung eines schnellen Anstieges und einem Abfallkomparator 37 zur Erfassung eines schnellen Abfalles. Dabei ist der Anstiegskomparator 36 eingangsseitig parallel zum Regelkreiskomparator 17 geschaltet und ausgangsseitig über einen elektronischen Anstiegsschalter 39 mit der Current-Mode-Schaltung 6 verbunden, wobei der Anstiegsschalter 39 wechselseitig entweder dem Anstiegskomparator 36 oder dem Differenzregelintegrator 18 mit der Current-Mode-Schaltung 6 verbindet.
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Der schnelle Abfallskomparator 37 ist eingangsseitig ebenfalls parallel zum Regelkreiskomparator 17 geschaltet und steuert ausgangsseitig einen zweiten elektronischen Schalter 38, der eine zweite Stromsenke 35 parallel zur ersten Stromsenke 12 schaltet.
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Wird nun beispielsweise wiederum ein rechteckförmiger Sollspannungsimpuls von +2 V auf +6 V auf den Sollspannungseingang 15 gelegt, so wird durch den Anstiegskomparator 36 und den elektronischen Anstiegsschalter 39 der Differenzregelintegrator 18 von der Current-Mode-Schaltung 6 getrennt und ein steileres Anstiegssignal der Current-Mode-Schaltung 6 zugeführt. Dadurch wird das Tastverhältnis durch die Current-Mode-Schaltung 6 schlagartig stark vergrößert, so dass der Übertrager mehr Energie an die Last liefert und somit die Ausgangsspannung Ua schneller ansteigt. Unterschreitet die Spannungsdifferenz am Anstiegskomparator 36 einen vorgegebenen Wert, so wird durch den Anstiegsschalter 39 der Differenzregelintegrator 18 wieder an die Current-Mode-Schaltung 6 gelegt und die Regelung folgt wiederum dem vorbeschriebenen Verlauf nach 1.
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Fällt nun beispielsweise die Sollsteuerspannung wieder von +6 V auf +2 V ab, so wird die Spannungsänderung von dem Abfallkomparator 37 erfaßt. Ab einem vorgegebenen Differenzwert schaltet der Abfallkomparator 37 nun über den zweiten elektronischen Schalter 38 die zweite Stromsenke 35 parallel zum Verluststromkreis 12. Dadurch wird der Verluststrom im Sekundärkreis augenblicklich erhöht, so dass die Ausgangsspannung schneller abfällt. Unterschreitet hingegen die Spannungsdifferenz am Eingang des Abfallkomparators 37 wieder den vorgegebenen Wert, so wird der zweite elektronische Schalter 38 wieder geöffnet und die Ausgangsspannungsabsenkung erfolgt weiter wie bereits zu 1 beschrieben.
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In 2 sind im geregelten Hochspannungsnetzteil 1 zusätzlich noch Schaltungen zur Überlast- und Lichtbogenerkennung dargestellt. Dabei wird der Transformatorsekundärstrom überwacht, der die Summe aus Laststrom und Kaskodenstrom ist. Dieser Transformatorsekundärstrom wird an einem zusätzlichen Widerstand 25 zwischen den Sekundärwicklungen 7, 8 und dem Belastungskondensator 11 erfaßt. Eine derartige Überlasterkennung wird zum Schutz des Hochspannungstransformators eingesetzt, wenn der Gesamtstrom in den Sekundärwicklungen 7, 8 zu hoch wird. Bei Steuerelementen 16 mit elektro-rheologischen Flüssigkeiten kann sich der Gesamtstrom erhöhen, wenn die elektro-rheologischen Flüssigkeiten sich erhitzen, da hierdurch der Innenwiderstand der Flüssigkeit niederohmiger wird. Dazu wird der Transformatorsekundärstrom über ein Hüllkurven bildendes Besselfilter 26 und einem schnellen Stromfilter 40 einem statischen Überlastkomparator 27 zugeführt und dort auf einen ausgangsspannungsabhängigen Grenzwert hin überwacht. Bei Überschreitung des vorgegebenen Grenzwertes wird primärseitig die eingespeicherte Energie während der Überschreitung reduziert. Dazu ist eine Reduzierschaltung 28 vorgesehen, die durch Verlängerung der Ausschaltdauer die Taktfrequenz niedrig schaltet, wodurch die Energieeinspeicherung im Verhältnis weniger oft erfolgt. Hierdurch kann abhängig von der Überlast nach einem vorgesehenen Zeitfenster der Grenzwert wieder unterschritten sein, so dass die Ausgangsspannungsregelung wieder in den Normalzustand zurückkehrt. Dadurch wird vorteilhafterweise eine Fortsetzung der Ansteuerung der ERF-Steuerelemente gewährleistet, so dass es zumindest bei kurzzeitigen Netzteilüberlastungen zu keiner Unterbrechung kommt. Sollte die Überlastung eine vorgegebene Zeitdauer überschreiten, so könnte auch eine Abschaltung des Hochspannungsnetzteils 1 vorgesehen werden, wobei nach weiteren vorgegebenen Zeitabschnitten auch ein erneuter selbsttätiger Softstart erfolgen könnte.
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Bei Steuerelementen mit elektro-rheologischen Flüssigkeiten kann es beispielsweise durch Verunreinigungen in der Flüssigkeit auch zu Lichtbogenüberschlägen zwischen den Elektroden kommen, die bei Nichtlöschung zu Schäden an den Elektroden oder den Steuerelementen 16 führen. Deshalb ist eine Lichtbogenerkennung im Hochspannungsnetzteil 1 vorgesehen, die einen derartigen Lichtbogenüberschlag von einer betriebsgemäßen Stromüberhöhung unterscheiden kann. Dazu bildet ein weiteres, schnelleres Besselfilter 41 zunächst die Hüllkurve des Transformatorsekundärstromes. Dieser Strom wird auf einen intern einstellbaren Grenzwert hin überwacht. Übersteigt der Hüllkurvenstrom den Grenzwert auch nur kurzzeitig, so muß es sich um eine unerwünschte Überlast oder einen Lichtbogenkurzschluß handeln. Dazu ist ein Lichtbogenkomparator 31 nach dem schnellen Besselfilter 41 vorgesehen, der die schnellen Stromerhöhungen erfaßt. Diese schnellen Stromerhöhungen werden in dem Komparator 31 mit einem vorgegebenen Grenzwert verglichen und bei Überschreitung wird das Netzteil 1 für eine festzulegende Zeit kurzfristig ausgeschaltet. Dazu sind ein Zeitfensterglied 29 und ein Zähler 32 vorgesehen, mit dem die Anzahl der Lichtbogen pro vorgegebenem Zeitraum bzw. Zeitfenster gezählt werden. Bei Überschreitung einer vorgegebenen Anzahl von beispielsweise ein bis fünfzehn wird das Netzteil 1 dauerhaft ausgeschaltet. Sind diese vorgegebenen Abschaltungen erreicht, wird gleichzeitig in einer Softstartschaltung 30 ein Softstart verhindert, so dass das Netzteil 1 erst wieder durch einen Ein/Aus-Taster 33 manuell gestartet werden kann.
