DE19805733A1

DE19805733A1 - Integrierte Treiberschaltung

Info

Publication number: DE19805733A1
Application number: DE19805733A
Authority: DE
Original assignee: International Rectifier Corp USA
Current assignee: Infineon Technologies Americas Corp
Priority date: 1997-02-12
Filing date: 1998-02-12
Publication date: 1998-08-20
Also published as: US6008593A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Treiberschal tung für die Gateelektroden von Halbleiterbauteilen mit MOS- Gatesteuerung sind insbesondere auf eine integrierte Treiber schaltung für Halbleiterbauteile mit MOS-Gatesteuerung, wie sie in Lampen-Vorschaltgeräten verwendet werden.

Elektronische Vorschaltgeräte für Gasentladungslampen haben in letzterer Zeit weite Verbreitung gefunden, weil Leistungs- MOSFET-Schalterbauteile und bipolare Transistoren mit isolier ter Gateelektrode (IGBT) verfügbar wurden, um bisher verwen dete bipolare Leistungs-Schalterbauteile zu ersetzen. Mono lithische oder integrierte Gate-Treiberschaltungen, wie sie beispielsweise unter der Bezeichnung IR2155 von der Firma International Rectifier Corporation vertrieben werden und beispielsweise in dem US-Patent 5 545 955 beschrieben sind, wurden zur Ansteuerung von Leistungs-MOSFET- oder IGBT-Bau teilen in elektronischen Vorschaltgeräten entwickelt. Die integrierte Gate-Treiberschaltung vom Typ IR2155 ergibt er hebliche Vorteile gegenüber bekannten Schaltungen, weil sie in einem üblichen DIP- oder SOIC-Gehäuse angeordnet ist und interne Pegelschieberschaltungen, Unterspannungs-Sperrschal tungen, Totzeit-Verzögerungsschaltungen und zusätzliche Logik schaltungen und Eingänge aufweist, so daß die Treiberschaltung bei einer Frequenz selbstschwingend sein kann, die durch einen externen Widerstand R_T und einen externen Kondensator C_T bestimmt ist.

Obwohl die integrierte Schaltung vom Typ IR2155 eine erhebliche Verbesserung gegenüber bekannten Vorschaltgeräte-Steuerschal tungen ergibt, stellt sie ein System mit offener Schleife, d. h. ein Steuersystem dar. Weiterhin hat diese integrierte Schaltung keine programmierbaren Vorheiz- und Lebensdauerende-Funktionen, und sie hat auch keine Lampenausfall-, Übertemperatur- oder Helligkeits-Steuerfunktionen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine integrierte Treiberschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, die verbesserte Eigenschaften und zusätzliche Funktionen aufweist und einen Regelungsbetrieb ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Erfindungsgemäß wird eine neuartige monolithische oder inte grierte Treiberschaltung, insbesondere für elektronische Vor schaltgeräte geschaffen, die die Ansteuerung von zwei Leistungs- Halbleiterbauteilen mit MOS-Gatesteuerung, wie z. B. Leistungs- MOSFET- oder Leistungs-IGBT-Bauteilen ermöglicht, von denen einer als "erdseitiger Schalter" bezeichnet wird, während der andere als "spannungsseitiger Schalter" bezeichnet wird, wobei diese beiden Schalter in einer Totem-Pole- oder Halbbrücken anordnung miteinander verbunden sind. Vorzugsweise weist die integrierte Treiberschaltung programmierbare Vorheizzeiten und -ströme, einen programmierbaren Lebensdauerende-Schutz, einen Lampenausfall-Schutz und einen Übertemperatur-Schutz auf.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird eine integrierte Treiberschaltung mit Regelverhalten für Vorschaltgeräte für Mehrlampen-Konfigurationen geschaffen, wobei drei Strommeßein gänge und eine Programmierbarkeit der Lampenleistung vorgesehen ist. Die integrierte Treiberschaltung für das Vorschaltgerät dieser Ausführungsform kann ein, zwei (parallel- oder serien geschaltete), drei (parallelgeschaltete) oder vier (serien-/pa rallelgeschaltete) Lampen speisen. Eine Helligkeitssteuerung ist bei dieser Ausführungsform möglich, wird jedoch nicht bis zu extrem niedrigen Lichtpegeln (ungefähr 10%) herunter empfohlen, und zwar aufgrund von Toleranzen bei der Lampenherstellung.

Die Regelung bei der vorliegenden Erfindung wird durch eine Phasensteuerung, oder, genauer gesagt, durch eine phasenstarre Schleife (PLL) um eine eine Leuchtstofflampe speisende Aus gangsstufe vom Resonanztyp erreicht. Wenn mehrere Lampen geregelt werden, wird die die größere Leistung aufnehmende Lampe als "Master"-Lampe verwendet, was eine leichte Erkennung des Lebensdauerendes und ein Abschalten des Vorschaltgerätes ermöglicht.

Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist einen ähnlichen Aufbau wie die erste Ausführungsform auf, jedoch mit gewissen Modifikationen, die eine Helligkeits steuerung bis herunter zu niedrigen Lichtpegeln ermöglichen. Die zweite Ausführungsform schließt eine Helligkeitssteuer- Schnittstelle für eine Analogsteuerung mit 0 bis 5 V Gleich spannung für die Lampenhelligkeit und minimale und maximale Helligkeitseinstellungen ein. Dies ermöglicht es, daß der Helligkeitssteuerbereich für einen bestimmten Lampentyp auf beispielsweise 10% bis 100% Helligkeit eingesellt werden kann, wobei 0 V 10% und 5 V 100% entsprechen. Die zweite Ausführungs form der Erfindung weist lediglich einen Strommeßeingang auf, was es ermöglicht, daß ein oder zwei (seriengeschaltete) Lampen angesteuert werden.

Sowohl die erste Ausführungsform als auch die zweite Ausfüh rungsform schließen einen VCO (spannungsgesteuerten Oszillator), eine programmierbare Vorheizzeit, einen programmierbaren Vor heizstrom, einen Überstromschutz, einen zusätzlichen Abschalt eingang und einen vollständigen spannungsseitigen und erdsei tigen Halbbrücken-Treiber ein.

Weitere Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung er geben sich aus der folgenden Beschreibung der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen.

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein typisches Anschlußschaltbild für die integrierte Treiberschaltung für ein Vorschaltgerät gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung in Verbindung mit einer einzigen Lampe,

Fig. 2 ein typisches Anschlußschaltbild für die integrierte Treiberschaltung eines Vorschaltgerätes gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung bei Verwendung einer ein zigen Lampe,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 4 Zeitdiagramme, die die Spannung an dem VCO-Anschlußstift, die Spannung an dem TPH-Anschlußstift und die Hüllkurve des Laststromes während normaler Vorheiz-, Zünd- und Betriebsbedingungen für die erste Ausführungsform der vorlie genden Erfindung zeigen,

Fig. 5 Zeitdiagramme, die die Spannung an dem VCO-Anschlußstift, die Spannung an dem TPH-Anschlußstift und die Hüllkurve des Laststromes bei einem Betrieb mit fehlender Zündung für die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung zeigen,

Fig. 6A-6G Mehrfachlampen-Anschlußkonfigurationen für die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 7 ein Blockschaltbild der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 8 Zeitdiagramme, die die Spannung an dem VCO-Anschlußstift, die Spannung an dem TPH-Anschlußstift und die Hüllkurve des Laststromes während normaler Vorheiz-, Zünd- und Helligkeitssteuerbedingungen für die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen,

Fig. 9 Zeitdiagramme, die die Spannung an dem VCO-Anschlußstift, die Spannung an dem TPH-Anschlußstift und die Hüllkurve des Laststromes während eines Zustandes ohne Zündung für die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen,

Fig. 10 ein Bode-Diagramm der Übertragungsfunktion der Vorschaltgeräte-Ausgangsstufe während der Vorheiz-, Zünd- und Betriebsbedingungen,

Fig. 11 den Laststrom I_L im Fall einer fehlenden Zündung einer Lampe,

Fig. 12 ein Zeitdiagramm während des Vorheizens der Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 13 die in geschlossener Schleife betriebene Überstrom-Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 14 ein Zeitdiagramm der Überstrom-Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 15 ein Blockschaltbild der Detektorschaltung für das Vorhandensein einer Lampe gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 16 Zeitdiagramme für die Detektorschaltung für das Vorhandensein einer Lampe,

Fig. 17 ein Schaltbild und die zugehörige Wahrheits tabelle für die Auftastlogik der Detektorschaltung für das Vorhandensein einer Lampe,

Fig. 18 die Zeitsteuerschaltung der Detektorschaltung für das Vorhandensein einer Lampe,

Fig. 19 ein Zeitdiagramm für die Detektorschaltung für das Vorhandensein einer Lampe,

Fig. 20 ein Schaltbild, das die Detektorschaltung für das Vorhandensein mehrfacher Lampen in Verbindung mit einer Konfiguration mit drei parallelgeschalteten Lampen und der Vorschaltgeräte-Treiberschaltung zeigt,

Fig. 21 Einzelheiten der Mehrfachlampen-Detektorschal tung zeigt,

Fig. 22 ein Zeitdiagramm der Detektorschaltung für das Vorhandensein mehrfacher Lampen,

Fig. 23A und 23B eine alternative Schaltung und ein Zeitdiagramm für die Detektorschaltung für das Vorhandensein mehrerer Lampen, bei der zwei Schalter durch ein ODER-Ver knüpfungsglied ersetzt sind,

Fig. 24 einen üblichen Lampen-Resonanzkreis,

Fig. 25 die mit geschlossener Schleife arbeitende Vorheiz-Stromsteuerschaltung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 26 ein Zeitdiagramm der in geschlossener Schleife betriebenen Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 27 eine Analog-Helligkeitssteuer-Schnittstellen schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 28 die Übertragungsfunktion der Helligkeits steuer-Schnittstellenschaltung der vorliegenden Erfindung.

Im folgenden werden zwei Ausführungsformen des Gesamtaufbaus der integrierten Treiberschaltung für ein Vorschaltgerät gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die erste Ausführungs form ist eine integrierte Treiberschaltung für Vorschaltgeräte, die für Mehrlampen-Konfigurationen geeignet ist. Die zweite Ausführungsform der integrierten Steuerschaltung für Vorschalt geräte ist insbesondere für eine Helligkeitssteuerung bis herunter zu niedrigen Lichtpegeln ausgebildet.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 sind die typischen Anschlußschaltbilder für die in geschlossener Schleife betrie benen integrierten Treiberschaltungen für Vorschaltgeräte gemäß den ersten und zweiten Ausführungsformen der vorliegenden Er findung gezeigt. In jedem Fall steuert die integrierte Treiber schaltung zwei Leistungs-MOSFET- oder IGBT-Bauteile 20 und 21, die in einer "Totem-Pole"- oder Halbbrücken-Schaltung geschaltet sind. Die Leistungs-MOSFET-/IGBT-Bauteile 20 und 21 werden von der integrierten Treiberschaltung über Gate-Signale von den Anschlußstiften HO und LO so angesteuert, daß sie abwechselnd in den leitenden Zustand gebracht werden, wie dies weiter unten beschrieben wird.

Der Ausgangskreis, der mit der Leistung angesteuert wird, die von den MOSFET-/IGBT-Bauteilen 20 und 21 geliefert wird, schließt zumindest eine Gasentladungslampe, typischerweise eine Leuchtstofflampe 24 ein, die parallel zu einem Kondensator 26 und in Serie mit einer Induktivität 28 geschaltet ist, um einen üblichen Lampen-Resonanzkreis zu bilden.

Es folgt eine Beschreibung des Gesamtaufbaus jeder der beiden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, gefolgt von einer ausführlichen Beschreibung der einzelnen Schaltungsblöcke in jeder Ausführungsform.

Zunächst wird der Gesamtaufbau der ersten Ausführungsform beschrieben.

Die integrierte Treiberschaltung für Vorschaltgeräte gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 1 mit der Bezugsziffer 30 bezeichnet und kann in einem 16 Anschlußstifte aufweisenden DIP- oder in einem SOIC-Gehäuse angeordnet sein und hat die folgenden Anschlußstifte:

VCC - Logikversorgungsspannung und Versorgungsspannung für die interne Gate-Ansteuerung. Eine eingebaute 15,6 V Zehner diode klemmt die Spannung zwischen VCC und Erde. Die Anstiegs- und Abfall-Unterspannungs-Sperrschwellenwerte sind TBD bzw. TBD. Wenn sich die integrierte Schaltung in der Unterspannungs- Sperrbetriebsart befindet, ist der Gesamtruhestrom typischer weise kleiner als 150 µA, wodurch die Belastbarkeitsforderungen für den Hochspannungs-Anlaufwiderstand verringert werden. Der Anschluß VCC sollte nach GND hin so nahe wie möglich an den Anschlüssen der integrierter Schaltung mit einem Kondensator mit einem niedrigen Wert von ESR/ESL überbrückt werden. Als Daumenregel für den Wert dieses Nebenschlußkondensators sollte dessen Minimalwert zumindest dem 2500-fachen des Wertes der gesamten Eingangskapazität (Ciss) der angesteuerten Leistungs transistoren sein.

IFEF - Bezugsstromeinstellung. Ein externer Widerstand stellt interne Strombezugswerte für alle programmierbaren Eingänge der integrierten Schaltung ein.

TPH - Vorheiz-Zeitsteueranschlußstift. Der interne Bezugsstrom lädt einen externen Kondensator auf einen 4 V-Schwellenwert auf, um die Vorheizzeit festzulegen.

IPH - Vorheizstromeinstellung. Der interne Bezugsstrom stellt über einen externen Widerstand den Bezugswert für eine in geschlossener Schleife arbeitende Spitzen-Vorheizstrom-Regelung ein.

VCO - Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators. Ein externer Kondensator stellt die Zünd-Rampenzeit und die Schleifenkom pensation für den Vorheizstrom und die Lampenleistungsregelung ein.

PLAMP - Lampenleistungs-Einstellung. Der interne Bezugsstrom über einen externen Widerstand stellt den Bezugswert für die in geschlossener Schleife betriebene Lampenleistungsregelung ein.

EOL - Einstellung für das Ende der Lebensdauer. Der interne Bezugsstrom durch einen externen Widerstand stellt den einer maximalen VCO-Frequenz entsprechenden Abschalt-Schwellenwert ein, der einem maximal zulässigen Anstieg der Lampenspannung am Ende deren Lebensdauer entspricht. Wenn die Lampenspannung mit der Lebensdauer zunimmt, vergrößert die Regelschleife die Frequenz, um eine konstante Leistung in der Lampe aufrecht zu halten, bis die Maximaleinstellung überschritten ist und die Halbbrückenschaltung abgeschaltet wird.

COM IC - Leistungs- und Signalerde. Die Erdanschlüsse sowohl der Kleinleistungs-Steuerschaltungen als auch der erdseitigen Gate-Treiberausgangsstufe sind mit diesem Anschlußstift ver bunden. Der COM-Anschlußstift sollte mit dem Source-Anschluß des erdseitigen Leistungs-MOSFET's unter Verwendung einer einzigen getrennten Leiterbahn auf einer gedruckten Schaltung verbunden sein, um die Möglichkeit zu vermeiden, daß einen hohen Strom führende Erdschleifen die Ströme der empfindlichen Zeitsteuerbauteile stören. Zusätzlich sollte der Erd-Rückführ pfad der Zeitsteuerbauteile und der VCC-Entkopplungskondensator direkt mit dem COM-Anschlußstift der integrierten Schaltung verbunden sein, und nicht über getrennte Leiterbahnen oder Drahtbrücken zu anderen Erd-Leiterbahnen auf der gedruckten Schaltung.

VB - Schwimmende spannungsseitige Gateansteuerversorgung. Dies ist der Leistungsversorgungs-Anschlußstift für die spannungssei tige Pegelschieber- und Gate-Treiber-Logik-Schaltung. Leistung wird normalerweise der spannungsseitigen Schaltung über eine einfache Ladungspumpe von VCC zugeführt. Eine für eine hohe Spannung und eine schnelle Erholzeit ausgelegte Diode (die sogenannte Bootstrap-Diode) ist zwischen VCC (Anode) und VB (Kathode) angeschaltet, und ein Kondensator (der sogenannte Bootstrap-Kondensator) ist zwischen den VB- und VS-Anschluß stiften angeschaltet. Wenn der erdseitige Leistungs-MOSFET oder IGBT eingeschaltet ist, wird der Bootstrap-Kondensator aus dem VCC-zu-COM-Entkopplungskondensator über die Bootstrap-Diode geladen. Wenn der spannungsseitige Leistungs-MOSFET oder IGBT eingeschaltet wird, wird die Bootstrap-Diode in Sperrichtung vorgespannt, und der VB-Anschlußknoten "schwimmt" oberhalb des Source-Potentials des spannungsseitigen Leistungs- MOSFET oder -IGBT. VB sollte so nahe wie möglich an den Anschlußstiften der integrierten Schaltung gegen VS mit einem Kondensator mit einem niedrigen Wert von ESR/ESL überbrückt werden. Eine Daumenregel für den Wert dieses Kondensators ist, daß sein minimaler Wert zumindest 50 mal den Wert der gesamten Eingangskapazität (Ciss) der angesteuerten Leistungstransistoren haben sollte.

HO - Spannungsseitiger Gate-Treiberausgang. Dieser Anschlußstift ist mit dem Gatanschluß des spannungsseitigen Leistungs-MOSFET oder -IGBT verbunden. Wenn Bedingungen mit hohem Wert von dV/dt am Ausgang der Halbbrücke dazu führen, daß die Miller-Ströme des Leistungstransistors (d. h. Gate-zu-Drain-Stöme) 0,5 A über schreiten, so wird empfohlen, daß Gate-Widerstände zur Pufferung der integrierten Schaltung gegenüber der Leistungsstufe verwen det werden.

VS - Schwimmende Oberspannungs-Versorgungs-Rückführung. Der Rückführungsanschluß der spannungsseitigen Gate-Treiberschaltung und der zugehörigen Logikschaltung ist mit diesem Anschlußstift verbunden. Der VS-Anschlußstift sollte direkt mit dem Source anschluß des spannungsseitigen Leistungs-MOSFET oder -IGBT verbunden sein. Zusätzlich sollten die Halbbrücken-Ausgangs transistoren so nahe wie möglich aneinander angeordnet sein, damit eine Serieninduktivität zwischen diesen zu einem Minimum gemacht wird.

LO - Erdseitiger Gate-Treiberausgang. Dieser Anschlußstift ist mit dem Gateanschluß des erdseitigen Leistungs-MOSFET oder -IGBT verbunden. Wenn Zustände mit einem hohen Wert von dV/dt am Ausgang der Halbbrücke Miller-Ströme (d. h. Gate-zu-Drain-Ströme) in den Leistungstransistoren hervorrufen, die 0,5 A übersteigen, so wird empfohlen, daß Gate-Widerstände verwendet werden, um die integrierte Schaltung gegenüber der Leistungsschaltung zu puffern.

CS1 - Universeller Strommeßeingang. Stellt eine Spannung fest, die von dem durch einen externen Meßwiderstand fließenden Last strom hervorgerufen wird, der während der Einschaltzeit entweder der HO- oder der LO-Gate-Treiberausgänge positiv ist. Der Ein gang schließt weiterhin einen Vergleicher mit einem unteren Schwellenwert zur Feststellung des Vorhandenseins einer Lampe und mit einem oberen Schwellenwert zur Messung eines Grenz stromes ein. Weiterhin führt dieser Anschlußstift eine Strom messung für die Vorheizstromregelung und für die Lampen leistungsregelung durch.

CS2 - Sekundärer Strommeßeingang. Stellt eine Spannung fest, die von dem durch den externen Meßwiderstand fließenden Last strom erzeugt wird, der während der Einschaltzeit des HO-Gate- Ansteuerausganges positiv ist. Der Anschlußstift schließt einen Fenstervergleicher mit einem niedrigen Schwellenwert zur Fest stellung des Vorhandenseins einer Lampe und mit einem oberen Schwellenwert zur Feststellung des Grenzstromes ein.

CS3 - Dritter Strommeßeingang. Dieser Anschlußstift stellt die Spannung fest, die von dem durch einen externen Meßwiderstand fließenden Laststrom erzeugt wird, der während der Einschalt zeit des HO-Gate-Treiberausganges positiv ist. Er schließt einen Fenstervergleicher mit einem unteren Schwellenwert zur Feststellung des Vorhandenseins einer Lampe und mit einem oberen Schwellenwert für den Grenzstrom ein.

SD - Abschalt-Anschlußstift. Dieser Anschlußstift wird zum Abschalten der Halbbrücken-Treiberschaltung verwendet und schaltet beide Gate-Treiberausgänge HO und LO ab (aktiv niedrig) und bringt die integrierte Treiberschaltung für das Vorschaltgerät in die Mikroleistungs-Betriebsart. Die anstei gende Abschalt-Anschlußstift-Schwellenwertspannung beträgt 2,5 V, und es wurde eine Hysterese von ungefähr 0,1 V eingefügt, um die Störunempfindlichkeit zu vergrößern. Die Abschaltfunk tion ist nicht verriegelt, und der Ausgang des SD-Vergleichers setzt den CS-Signalspeicher zurück, so daß, wenn die Spannung an dem SD-Anschlußstift wieder unter seinen Eingangs-Schwellen zurückgeführt wird, die integrierte Schaltung die Vorheiz- Betriebsfolge erneut einleitet.

In Fig. 3 ist ein Blockschaltbild des Gesamtaufbaus der integrierten Treiberschaltung 30 für ein Vorschaltgerät gezeigt. Im Betrieb legt ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 32 die Betriebsfrequenz des Halbbrückentreibers fest. Die Spannung an dem Eingang des VCO 32 wird durch den "Regelungs"-Block 34 eingestellt, der eine Stromquelle oder Stromsenke für einen Strom in einen (nicht gezeigten) Kondensator an dem Eingang des VCO 32 darstellt, und zwar in Abhängigkeit von dem Fehler zwischen einer Bezugsphase und der Phase des Stromes durch die Induktivität einer der Resonanz-Lampenausgangsstufen. Der Strom durch die Induktivität wird durch eine Spannung an einem der Strommeßeingänge (CS1, CS2 oder CS3) gemessen, wobei diese Spannung durch Einfügen eines Meßwiderstandes (RCS) 36 zwischen dem Lampen-Heizfaden und Erde (wie dies in dem typischen An schlußdiagramm nach Fig. 2 gezeigt ist) und/oder zwischen der Sourceelektrode des unteren Halbbrücken-MOSFET 21 und Erde erzeugt wird. Der Nulldurchgang dieser Spannung bestimmt die Phase, die an den Phasensteuerblock 38 zurückgeführt wird, an dem sie von der Bezugsphase subtrahiert wird, um einen ERROR- (Fehler-)Impuls für die Regelung zu erzeugen.

Während des Vorheizens (siehe das Zeitdiagramm nach Fig. 3, das die normalen Vorheiz-, Zünd- und Betriebsbedingungen zeigt) wird der Regelungsblock 34 dazu verwendet, den Spitzen-Periode zu Periode-Laststrom gegen einen programmierbaren Vorheizstrom- Bezugseingang IPH zu regeln. Eine Vorheizlogik ist in dem Block 40 enthalten - die Vorheizzeit ist durch eine linear ansteigende Spannung vorbestimmt, die von einem internen Strom erzeugt wird, der einen externen Kondensator an dem Anschlußstift TPH lädt. Wenn die Lampe nicht zündet, so wird das Vorschaltgerät abge schaltet, wie dies in dem Zeitdiagramm nach Fig. 5 gezeigt ist.

Die Lampenleistung wird durch eine Spannung eingesellt, die von einem durch einen externen Widerstand an dem Anschlußstift PLAMP fließenden internen Strom erzeugt wird, wodurch die Bezugsphase für den Phasensteuerblock 38 eingestellt wird. Ein interner Strom durch einen externen Widerstand am Anschlußstift EOL erzeugt eine Spannung, die, wenn sie mit der VCO-Spannung ver glichen wird, ein Abschalten bei einer maximalen Frequenz programmiert. Wenn das Ende der Lebensdauer bei ein oder mehrerer der Lampen auftritt, wie dies durch die Schutzlogik 40 festgestellt wird, bewirkt die Phasensteuerung 38, daß die Frequenz vergrößert wird, um die Leistung konstant zu halten, bis die maximale Frequenz FMAX erreicht wird, worauf das Vor schaltgerät in sicherer Weise abgeschaltet wird.

Der Abschalt-Anschlußstift SD ergibt eine externe Abschaltoption in Form eines Logikeinganges. Wenn dieser Anschlußstift auf eine Spannung oberhalb von zwei Volt gezogen wird, wird das Vor schaltgerät in einem "unverriegelten" Zustand abgeschaltet gehalen. Wenn dieser Anschlußstift wieder unter zwei Volt ge zogen wird, wird die Vorheizfolge über die Vorheizlogik 42 zurückgesetzt, und das Vorschaltgerät startet erneut. Die ermöglicht ein automatisches erneutes Starten des Vorschalt gerätes, nachdem ein Fehlerzustand aufgetreten war, in dem eine Lampe entfernt und wieder eingesetzt wird, ohne daß die Ein gangsnetzspannung an das Vorschaltgerät ein- und ausgeschaltet wird.

Die Fig. 6A-6D zeigen verschiedene Konfigurationen mit mehreren Lampen für die integrierte Treiberschaltung für das Vorschaltgerät gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung. Die Fig. 6A zeigt eine parallele Anordnung von zwei Lampen. Die Fig. 6B zeigt eine Serienschaltung von zwei Lampen. Die Fig. 6D zeigt drei Lampen in Parallelschaltung, und die Fig. 6D zeigt eine Serien-Parallelschaltung von vier Lampen. Es sei darauf hingewiesen, daß der Meßwiderstand oder die Meß widerstände RCS1 bis RCS3 für Mehrfachlampenanordnungen zwischen den Lampenkathoden und Erde angeordnet sind. In ähnlicher Weise könnte der Widerstand RCS 36 nach Fig. 1 bei einer Einzel lampenkonfiguration an dieser alternativen Position eingesetzt werden.

Wenn bei einer Anordnung mit mehreren Lampen eine Lampe ent fernt wird oder ein Heizfaden unterbrochen wird, arbeiten die anderen Lampen weiter. Wenn die Lampe ersetzt und im Betrieb neu eingesetzt wird, wird das Vorschaltgerät abgeschaltet und die Vorheizfolge wird rückgesetzt, worauf alle Lampen wieder vorgeheizt und erneut gezündet werden.

Die integrierte Treiberschaltung für das Vorschaltgerät gemäß der vorliegenden Erfindung schließt weiterhin in der im Block 44 gezeigten Weise einen Anlaufvorgang mit Mikroleistung, eine über eine Zenerdiode geklemmte VCC-Spannung, eine Übertemperatur- Abschaltung und eine Unterspannungs-Sperrung ein. Die Unterspan nungs-Sperrung (UVLO) ergibt Einschalt- und Ausschalt-Schwellen werte mit einer Hysterese zur Störunterdrückung und zur Versorgung aus anderen Quellen als der Netzspannung.

Im folgenden wird die Gesamtarchitektur einer zweiten Ausfüh rungsform beschrieben.

Der Gesamtaufbau der zweiten Ausführungsform der integrierten Treiberschaltung für ein Vorschaltgerät gemäß der zweiten Aus führungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform dadurch, daß sie speziell für eine professionelle Helligkeits verringerung bis herunter zu extrem niedrigen Lichtpegeln aus gelegt ist.

Die integrierte Schaltung der zweiten Ausführungsform, die in Fig. 2 gezeigt und mit der Bezugsziffer 50 bezeichnet ist, hat weitgehend die gleichen Anschlußstifte wie die erste Ausfüh rungsform, jedoch mit den folgenden Ausnahmen, die sich auf die Helligkeitssteuerfunktion beziehen:

VCO - Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators. Ein exter ner Kondensator stellt nicht nur die Zündanstiegszeit und die Schleifenkompensation für die Vorheiz-Stromregelung ein, sondern auch die Phasensteuerung für die Helligkeitsregelung.

DIM - Helligkeitssteuereingang. Eine externe Steuerspannung von 0 bis 5 V Gleichspannung, die der Lampen-Leistungseinstellung entspricht.

MAX - Maximale Lampenleistung. Ein interner Bezugsstrom durch einen externen Widerstand stellt die maximale Lampenleistung ein, die einer Helligkeitssteuer-Eingangsspannung von 5 V Gleichspannung entspricht.

MIN - Minimale Lampenleistung. Ein interner Bezugsstrom durch einen externen Widerstand stellt die minimale Lampenleistung ein, die einer Helligkeitssteuer-Eingangsspannung vom 0 V Gleichspannung entspricht.

CS - Strommeßeingang. Dieser Anschlußstift stellt die Spannung fest, die von dem durch den externen Meßwiderstand fließenden Laststrom erzeugt wird, der während der Einschaltzeit des LO- Gate-Treiberausganges positiv ist. Dieser Anschlußstift schließt weiterhin einen Vergleicher mit einem oberen Schwellen wert zur Strombegrenzung ein. Weiterhin führt er eine Strom messung für die Vorheizstromregelung und für die Phasensteuerung (Helligkeitssteuerung) durch.

FB - Schleifenkompensation. Ein externes Kompensationsnetzwerk für eine stabile Rückführungsschleife während der Helligkeits steuerung. Der Widerstand zwischen dem Anschlußstift FB und dem VCO-Anschlußstift hat einen Wert von zwischen 500 Ω und 10 kΩ.

Es wird nunmehr auf das Blockschaltbild der zweiten Ausfüh rungsform der Erfindung gemäß Fig. 7 Bezug genommen. In diesem Schaltbild ist eine Helligkeitssteuer-Schnittstelle 52 vorge sehen, die eine Analog-Steuerung der Lampenhelligkeit mit einer Steuerspannung vom 0 bis 5 V Gleichspannung ermöglicht, wobei eine Einstellung der minimalen und maximalen Lampenhelligkeit vorgesehen ist. Um die Lampenzündung bei jeder Helleigkeits einstellung nachzubilden, ist ein Zünddetektorblock 54 vor gesehen, der eine Änderung der Phase des Stromes in der Induk tivität feststellt (wie sie an der Sourceelektrode des unteren Halbbrücken-MOSFET am Anschlußstift CS gemessen wird), was die Zündung einer Lampe anzeigt. Dies zeigt dem Regelungs-Block 16 an, daß die Lampe erfolgreich gezündet hat und daß die Regel schleife geschlossen werden kann, um die Phase des Stromes durch die Induktivität gegen die Bezugsphase zu regeln, die von der Helligkeitssteuer-Schnittstelle 52 erzeugt wird.

Aufgrund der Ionisationszeitkonstante der Lampe (ungefähr 1 ms) kann die Lampe nicht so schnell wie die Regelschleife anspre chen, was zu einem Überschießen der VCO-Spannung führen kann und ein Erlöschen der Lampe unmittelbar nach der Zündung her vorruft. Um dies zu verhindern, ist ein interner Schalter S1 vorgesehen, um den Helligkeitssteuereingang DIM mit dem TPH- Anschlußstift zu verbinden, der während des Zündvorganges rampenförmig auf zwischen 4 und 5 Volt ansteigt.

Im einzelnen und unter Bezugnahme auf das typische Anschluß diagramm nach Fig. 2 und die Zeitdiagramme nach den Fig. 8 und 9 (die einen Normalbetrieb bzw. einen Betrieb zeigen, bei dem die Lampe nicht zündet), ist zu erkennen, daß der Kondensator (58), der mit dem Anschlußstift TPH verbunden ist, während des Vorheizens über eine interne Stromquelle aufge laden wird. Wenn die Spannung an dem Kondensator 58 den inter nen Schwellenwert von 4 Volt erreicht, ist die Vorheizung ab geschlossen. Unter weiterer Bezugnahme auf Fig. 8 ist zu erkennen, daß der Kondensator 58 weiter über 4 Volt hinaus aufgeladen wird, die Lampe zündet und der Zündungsdetektor block 54 die Zündung feststellt. Zu diesem Zeitpunkt schließt die Schaltung auf der integrierten Schaltung den Schalter S1 (Fig. 7) und die Spannung an dem Helligkeitssteueranschluß DIM entlädt sich auf die von dem Benutzer eingestellte Spannung mit einer exponentiellen Rate, die durch die Werte des Koden sators 58 und des Widerstandes 56 bestimmt ist. Die Zeitkon stante, die durch den Kondensator 58 und den Widerstand 56 gebildet wird, ist damit programmierbar, was es dem Konstrukteur ermöglicht, die Übergangszeit von der Zündung auf die Hellig keitssteuereinstellung für unterschiedliche Lampentypen einzu stellen. Der Kondensator 58 hat typischerweise einen maximalen Wert von 1 µF und der Widerstand 56 hat einen typischen Wert von zwischen 1 kΩ und 100 kΩ, in Abhängigkeit von der ge wünschten Übergangszeit.

Es folgt nunmehr eine ausführliche Beschreibung der wesentlichen Schaltungsblöcke, die in den Blockschaltbildern nach den Fig. 3 und 7 gezeigt sind.

1. Überstrom-Schutzschaltung

In einer Resonanz-Ausgangsstufe eines elektronischen Lampen vorschaltgerätes ist es erforderlich, irgendeine Form einer Strombegrenzung vorzusehen, um zu verhindern, daß übermäßige und gefährlich hohe Spannungen längs der Leuchtstofflampe auftreten. Die hohen Spannungen können sich daraus ergeben, daß versucht wird, eine zerstörte Lampe (Kathoden intakt, jedoch kein Gas oder eine zerbrochene Röhre) zu zünden. Diese Spannungen und zugehörigen Ströme sind für die Person ge fährlich, die die Leuchtstofflampe berührt, während sie eine Lampe aus den Lampenfassungen entnimmt oder in diese ein setzt, und sie können weiterhin die absoluten maximalen Spannungs- und Strom-Nennwerte der Leistungsbauteile über steigen, die die Lampen-Resonanzausgangsstufe des Vorschalt gerätes bilden.

Beide Ausführungsformen der Erfindung haben einen Überstrom schutz, der durch einen internen Schwellenwert festgelegt ist, der in dem Schutzlogikblock 40 erzeugt wird. Dieser Schutz logikblock vergleicht einen internen Schwellenwert mit der Spannung, die längs eines einen niedrigen Ohm'schen Widerstand aufweisenden externen Strommeßwiderstandes RCS über den An schlußstift CS (Anschlußstifte CS1, CS2 und CS3 in der ersten Ausführungsform) erzeugt wird. Der externe Strommeßwiderstand RCS ist zwischen dem unteren Halbbrücken-Schalter und Erde angeordnet (wie dies beispielsweise in den Fig. 1 und 2 gezeigt ist), oder er ist zwischen dem unteren Lampenheiz faden und Erde angeordnet (wie dies beispielsweise in den Fig. 6A und 6C gezeigt ist).

Wenn die Spannung längs des Meßwiderstandes RCS den internen Schwellenwert übersteigt, wird der Ausgangsspitzenstrom zu nächst auf den Schwellenwert dadurch geregelt oder begrenzt, daß Stromimpulse in den VCO-Kondensator über ein Signal an die Phasensteuerung 38 jedesmal dann eingeleitet werden, wenn der Schwellenwert überschritten wird (es sei bemerkt, daß die Richtung, in der der VCO für einen Betrieb ausgelegt ist, willkürlich ist, d. h. die Schaltung könnte so ausgelegt werden, daß Stromimpulse den VCO-Kondensator entladen und nicht laden). Dies wird fortgesetzt, bis die Spannung am Anschlußstift TPH auf 5 V aufgeladen ist, was es der Lampe ermöglicht, zu zünden. Wenn der Schwellenwert das nächste Mal überschritten wird, wird die integrierte Treiberschaltung für das Vorschaltgerät verrie gelt und die Halbbrückenschalter werden in einen Abschaltzustand gebracht, wodurch das Vorschaltgerät abgeschaltet wird.

Ein Abschalten des SD-Anschlußstiftes oder der Spannung an VCC und ein nachfolgendes Einschalten setzt die integrierte Schaltung zurück und startet die Vorheizfolge erneut. Im Betrieb oder bei der Helligkeitssteuerung kann der Überstrom-Schwellen wert dazu verwendet werden, eine von Null abweichende Spannung an der Halbbrücke festzustellen, die auftreten kann, wenn die Lampe entfernt wurde, wie dies ausführlicher in dem folgenden Abschnitt hinsichtlich der Detektorschaltung für das Vorhanden sein der Lampe beschrieben wird.

Die Überstrom-Schutzschaltung der vorliegenden Erfindung, die für die Messung des Stromes, die Regelung des Stromes gegen einen Bezugs-Schwellenwert und die vollständige Abschaltung der Halbbrückenschalter verantwortlich ist, ist in Fig. 13 gezeigt, wobei das entsprechende Zeitdiagramm in Fig. 12 in Ausrichtung mit dem entsprechenden Laststrom in Fig. 11 gezeigt ist. Das Bode-Diagramm der Übertragungsfunktion der Resonanz-Ausgangsstufe (Fig. 10) zeigt die Betriebspunkte des Vorschaltgerätes zusammen mit der Strombegrenzung. Wie dies in Fig. 10 gezeigt ist, wird der Strom auf dem Schwellen wert auf eine feste Zeit begrenzt, bevor die Halbbrückenschalter in den vollständig abgeschalteten Zustand gebracht werden. Das Halten des Stromes für eine gewisse Zeit vor dem Abschalten des Vorschaltgerätes gibt der Lampe Zeit, zu zünden.

Unter Bezugnahme auf Fig. 13 wird die Überstrom-Schutzschal tung nunmehr ausführlicher beschrieben. Die Schaltung vergleicht eine Spannung proportional zum gesamten Laststrom längs RCS mit einem festen Schwellenwert V_IMAX. Wenn V_RCS den Wert von V_IMAX übersteigt, nimmt der Ausgang von COMP1 (FB) einen hohen Pegel an und sendet einen Impuls an den Schalter S1. Dies bewirkt ein Schließen des Schalters S1, so daß ein Strom von der Stromquelle I1 den Kondensator C_VCO laden kann. Die Spannung an VCO steigt daher an, was dazu führt, daß die Aus gangsfrequenz des Halbbrücken-Signals, das die Lampen-Resonanz stufe (VS) ansteuert, ebenfalls ansteigt. Hierdurch wird der Arbeitspunkt entlang der einer hohen Güte entsprechenden Über tragungsfunktion (Fig. 10) nach rechts verschoben, wodurch der gesamte Laststrom unter den maximalen Grenzwert verringert wird.

Sobald sich der Schalter S1 wieder öffnet, entlädt die Quelle I2 den Kondensator C_VCO, wodurch die Frequenz abnimmt und der Laststrom (I1) wieder ansteigt, bis der Grenzwert erneut überschritten wird. Dieser "schrittweise" Änderungseffekt, der den Strom begrenzt, wird fortgesetzt, bis die Spannung an CPH (V_CPH) den Schwellenwert V_OCEN erreicht und der Ausgang von COMP2 (TRI-STATE) einen hohen Pegel annimmt, wodurch der Halb brückentreiber abgeschaltet wird und die Halbbrücken-Transistor schalter 20 und 21 auf den TRI-STATE-Zustand gebracht werden, in dem sie beide Transistoren abgeschaltet sind.

Die gleiche Schaltung wird zum Regeln des Spitzen-Vorheiz stromes verwendet, der durch die Lampenheizfäden fließt. Dieser Spitzenstrom-Bezugsschwellenwert wird anfänglich über den Schalter S2 mit V_IPH (Fig. 13) verbunden und regelt den Gesamt-Spitzenlaststrom auf diesen Wert, bis die Spannung an dem Kondensator CPH den Schwellenwert V_OCP übersteigt. Zu diesem Zeitpunkt ist die Vorheizperiode beendet (siehe Fig. 11 und 12) und der Ausgang des Vergleichers COMP3 bringt den Schalter S2 in die "hohe" Stellung (wie dies durch eine "1" an S2 bezeichnet ist), wodurch der Regelungsschwellen wert auf den höheren Wert V_IMAX verschoben wird. Die Strom quelle I2 entlädt den Kondensator C_VCO linear, was eine rampenförmige Verringerung der Frequenz in Richtung auf die Resonanzfrequenz der eine hohe Güte aufweisenden Resonanz ausgangsstufe (Fig. 10) hervorruft, bis entweder die Lampe erfolgreich gezündet wird oder V_IMAX erreicht wird. Die Fig. 14 zeigt ein Zeitdiagramm der Überstrom-Steuerschaltung nach Fig. 13.

Die erste Ausführungsform der Erfindung schließt nicht nur einen oberen Schwellenwert sondern auch einen unteren Schwellen wert von 200 mV ein, der dazu verwendet wird, einen Betrieb in der Nähe oder unterhalb der Resonanz und das Einsetzen einer Lampe im laufenden Betrieb festzustellen.

2. Detektorschaltung für das Vorhandensein einer Lampe

Beide Ausführungsformen der Erfindung schließen eine Detektor schaltung zum Feststellen des Vorhandenseins einer Lampe ein, um festzustellen: (1) ob eine Leuchtstofflampe (oder Lampen) in den Lampen-Resonanzkreis vor dem Starten eingesetzt wurde(n), und (2) ob eine Leuchtstofflampe während des Betriebs des Vor schaltgerätes entfernt wird. Diese Schaltung vermeidet Schäden an dem Vorschaltgerät, insbesondere an den MOSFET-/IGBT-Bau teilen 20 und 21, die auftreten können, wenn das Vorschalt gerät während eines Lampenausfallzustandes weiter betrieben wird. Die Schäden werden durch hohe Ströme hervorgerufen, die sich aus dem Laden oder Entladen des Löschkondensators 64 (siehe Fig. 1 und 2) ergeben; bei Fehlen einer Lampe gibt es keinen Laststrom zum Kommutieren des Kondensators 64, und es tritt ein Schalten bei einer von der Nullspannung ab weichenden Spannung längs der MOSFET-/IGBT-Bauteile 20 und 21 auf, was schließlich zu der thermischen Zerstörung der MOSFET-/IGBT-Bauteile 20 und 21 führt.

Die Detektorschaltung für das Vorhandensein der Lampe gemäß der vorliegenden Erfindung, die in dem Schutzlogikblock 40 enthalten ist, verwendet den gleichen Meßwiderstand RCS, der vorstehend bezüglich der Spitzenstromdetektion beschrieben wurde und der in Serie mit der Sourceelektrode des unteren MOSFET-/IGBT-Bauteils 21 der Halbbrücke angeordnet ist. Wenn die Halbbrücke ohne eingesetzte Lampe arbeitet, so ist der durch den Widerstand RCS fließende Strom gleich Null, mit Ausnahme der Hochstrom-"Spitzen", die beim Einschalten der MOSFET-/IGBT-Bauteile 21 auftreten.

Wenn eine Lampe eingesetzt wird, während die Halbbrücke arbei tet, so fließt ein Strom durch den Widerstand RCS, der ledig lich vorhanden ist, wenn das MOSFET-/IGBT-Bauteil 21 einge schaltet ist, wobei dieser Strom ein stückweise linearer Ab schnitt des gesamten Lampenstroms (I_LI) ist und um 90° in der Phase gegenüber dem Gesamt-Lampenkreis-Strom (I_LI) ver schoben ist (siehe Fig. 16). Die resultierende Spannung längs des Widerstandes RCS wird mit einer Schwellenwert-Gleichspannung "th" (COMP1) (Fig. 15) verglichen, wobei der Ausgang ein digi taler hoher Pegel ist, wenn die Spannung längs RCS größer als "Vth" ist, während er ein digitaler niedriger Pegel ist, wenn die Spannung längs RCS kleiner als "Vth" ist.

Aufgrund der langsam ansteigenden Flanke des gemessenen Stromes ist es möglich, daß das Vergleicher-Ausgangssignal "prellt", wenn die Spannung längs des Widerstandes RCS den Wert von "Vth" zu überschreiten beginnt. Um eine Detektion dieses "Prellens" oder irgendwelcher anderen unerwünschten Signale, wie z. B. Einschaltspitzen oder hochfrequente Hochstromstörungen, die an dem Meßpunkt (Spannung über RCS) vorliegen können, zu ver meiden, wird der Ausgang des Vergleichers COMP1 mit der Ab schaltflanke des MOSFET M2 synchronisiert. Dies wird mit Hilfe einer D-Flip-Flop-Schaltung (DFF1, Fig. 15) erreicht, wobei das Taktsignal der Flip-Flop-Schaltung (CLK2) ein Steuersignal der Treiberlogik ist, dessen Anstiegsflanke eine Abfallflanke der Gate-/Source-Spannung des MOSFET-/IGBT-Bauteils 21 erzeugt (bezeichnet als das Signal "LO" in Fig. 16), was einem Ab schalten des MOSFET-/IGBT-Bauteils 21 entspricht. Dies heißt mit anderen Worten, daß eine Messung gerade vor dem Abschalten des MOSFET-/IGBT-Bauteils 21 erfolgt. Eine Laufzeitverzögerung von dem CLK2-Signal bis zum tatsächlichen Abschalten des MOSFET-/IGBT-Bauteils 21 stellt die Zeit zur Verfügung, die für das Takten des D-Einganges von DFF1 (oder des Ausganges von COMP1) erforderlich ist, während gleichzeitig mögliche Abschaltstö rungen beseitigt werden.

Der Ausgang von DFF1 (LAMPIN) ist dann ein digitaler hoher Pegel für eine eingesetzte Lampe und ein digitaler niedriger Pegel bei fehlender Lampe, und dieses Ausgangssignal wird einem Auftastlogikblock (Fig. 15) zugeführt, dessen Schaltung ausführlicher in Fig. 17 gezeigt ist. Dieser Auftastlogikblock gibt ein "Start"- und "Rücksetz"-Signal an einen Zeitgeberblock ab, der seinerseits ein "Freigabe"-Signal an den Treiberlogik block abgibt. Die Auftastlogik und der Zeitgeber wirken derart zusammen, daß ein internes Taktsignal (CLK1) (ungefähr 500 Hz) (siehe Fig. 19) fünfmal geteilt wird, bis ein Intervall von ungefähr 16 Hz erreicht wird. Zu dieser Zeit nimmt das "Frei gabe"-Signal einen hohen Pegel an, was es der Treiberlogik ermöglicht, den Halbbrückentreiber und damit die MOSFET-/IGBT-Bauteile 20 und 21 entsprechend anzusteuern. Bei der nächsten Flanke des Signals CLK1 (ungefähr 250 Hz später) nimmt das Signal "Setdet" einen hohen Pegel an, was einen Befehl auf die Auftastlogik darstellt, das Signal "LAMPIN" zu lesen. Wenn das "LAMPIN"-Signal einen hohen Pegel aufweist, so wird das Vorhandensein einer Lampe festgestellt, und das System arbeitet weiter. Das "Start"-Signal nimmt einen hohen Pegel an, wodurch sowohl das "Setdet"-Signal als auch das "Freigabe"-Signal auf einem hohen Pegel verriegelt werden, und das Vorheizintervall des Zeitgeberblockes beginnt (siehe Fig. 18 für die Zeitgeber schaltung). Wenn das Signal "Lampin" einen niedrigen Pegel aufweist, wenn das Signal "Setdet" einen hohen Pegel annimmt, so nimmt das "Rücksetz"-Signal einen hohen Pegel an und setzt den Zeitgeber zurück. Wenn der Zeitgeber zurückgesetzt ist, nimmt das "Freigabe"-Signal einen niedrigen Pegel an und der Halbbrückentreiber schaltet ab, wodurch die MOSFET-/IGBT-Bauteile 20 und 21 abgeschaltet werden. Wenn das "Freigabe"-Signal einen niedrigen Pegel annimmt, wird gleichzeitig die Verriegelung "Setdet" aufgehoben, wobei dieses Signal dann einen niedrigen Pegel annimmt.

Wenn das Signal "Setdet" einen niedrigen Pegel annimmt, wird das "Rücksetz"-Signal ebenfalls niedrig, und der Zeitgeber beginnt erneut zu zählen, bis das Intervall von 16 Hz erneut erreicht wird und "Lampin" gelesen wird. Diese Auftastbe triebsart des Wartens, Freigebens, Messen, Wartens setzt sich fort, bis eine Lampe eingesetzt wird. Weil weiterhin das Signal "Setdet" auf einem hohen Pegel verriegelt wird, wenn eine Lampe festgestellt wird, nimmt, wenn zu irgendeiner Zeit während des Betriebs die Lampe entfernt wird und das "Lampin"-Signal einen niedrigen Pegel annimmt, das "Freigabe"-Signal einen niedrigen Pegel an und die MOSFET-/IGBT-Bauteile 20 und 21 werden abgeschaltet, worauf die Auftastbetriebsweise wieder beginnt. Aufgrund der Serienschaltung der Lampenkathoden in dem Lampen-Resonanzkreis ließt bei Unterbrechung einer (oder beider) Kathoden im Betrieb die Detektorschaltung für das Vorhandensein der Lampe das "Lampin"-Signal als niedrig und geht in die Auftastbetriebsart über, bis eine neue Lampe eingesetzt wird. Wenn weiterhin die das Ende der Lebensdauer anzeigende Erscheinung der Lampe, die als Gleichrichtereffekt bekannt ist, auftreten sollte, bei der eine Kathode ausfällt, die andere Kathode jedoch weiterhin emittiert, so wird der durch den Widerstand RCS fließende Strom unsymmetrisch und er liegt unterhalb von Vth, wodurch die MOSFET-/IGBT-Bau teile 20 und 21 abgeschaltet werden und das System in die Auftastbetriebsart übergeht.

3. Detektorschaltung für das Vorhandensein mehrerer Lampen

Die erste Ausführungsform der integrierten Treiberschaltung für ein Vorschaltgerät gemäß der vorliegenden Erfindung, die zur Speisung mehrerer Leuchtstofflampen ausgebildet ist, schließt in vorteilhafter Weise eine Detektorschaltung für mehrere Lampen ein.

Die Detektorschaltung für das Vorhandensein mehrerer Lampen stellt das Vorhandensein jeder einzelnen Lampe fest und regelt die Lampenleistung in einer dieser Lampen. Wenn die geregelte Lampe im Betrieb entfernt wird, so sucht die Schaltung nach der nächsten für die Regelung zur Verfügung stehenden Lampe. Wenn die entfernte Lampe erneut im Betrieb wieder eingesetzt wird, schaltet die Steuerschaltung für das Vorschaltgerät die Halbbrücken-Transistorschalter 20 und 21 ab und setzt die Vorheizfolge zurück, bevor erneut gestartet wird. Wenn alle Lampen aus dem Lampen-Resonanzausgangskreis entfernt werden (siehe Fig. 6A-6D), so wird die Halbbrücken-Treiberschaltung 30 abgeschaltet und beide Halbbrücken-Schalter 20 und 21 schalten ab.

Es wird nunmehr auf Fig. 20 Bezug genommen (die der Ausfüh rungsform mit drei parallelen Lampen nach Fig. 6C entspricht). Bei dieser Schaltung ist ein Meßwiderstand RCS1, RCS2, RSC3 zwischen jedem Lampenheizfaden und Erde angeordnet, um den Gesamtstrom jedes Lampenresonanzkreises festzustellen. Wenn irgendein Lampenheizfaden entfernt wird, so geht die Spannung längs des Meßwiderstandes in diesem Pfad, die Spannung V_RCS1, V_RCS2, V_RCS3 auf Null. Durch Vergleichen jedes Strommeßein ganges mit einer niedrigen Schwellenwertspannung (V_th1) in Vergleichern (70, 71, 72) und eine Messung gerade bevor das Gateansteuersignal HO den oberen Halbbrückenschalter 20 abschaltet, durch Takten einer D-Flip-Flop-Schaltung 73, 74, 75 mit HIN (siehe Schaltbild, Fig. 21, und Zeitdiagramm, Fig. 22) wird ein Signal erzeugt, das einen geschlossenen Kreis in jedem Lampenresonanzkreis und damit die Tatsache anzeigt, daß alle Lampenkathoden intakt sind und in den Kreis eingefügt sind.

Jeder Strommeßeingang wird mit HIN getaktet, weil die Strom flußrichtung durch jeden Meßwiderstand sich auf ihrer Spitze befindet, wenn der obere Halbbrückenschalter 20 abschaltet. Hierdurch werden alle anderen unerwünschten Stromspitzen und/oder Störungen unterdrückt, die zu anderen Zeiten während der Schaltperiode vorhanden sein können.

Die Q-Ausgänge von den D-Flip-Flop-Schaltungen 73, 74, 75 werden dann einer NOR-Verknüpfung (in dem NOR-Glied 76) unter worfen, um ein Signal LMPN zu bilden, das nur dann einen hohen Pegel annimmt, wenn keine der Lampen-Resonanzkreise einen geschlossenen Kreis aufweist (alle Lampen entfernt oder alle Lampen haben unterbrochene Kathoden) und die Treiberschaltung für das Vorschaltgerät verriegelt die Halbbrückenschalter 20 und 21 im abgeschalteten Zustand. Wenn eine einzelne Lampe entfernt und wieder eingesetzt wird, liefert der entsprechende Impuls generator einen Rücksetzimpuls LIDO (Lampe im Betrieb einge setzt), wenn die Lampe erneut eingesetzt wird, und die inte grierte Treiberschaltung für das Vorschaltgerät schaltet die Halbbrückenschalter ab, setzt die Vorheizfolge zurück und startet die Steuerung des Vorschaltgerätes erneut. Dies dient dazu, eine "harte" Zündung der neu eingesetzten Lampe und mögliche Schäden an den Halbbrücken-Transistorschaltern 20 und 21 als Ergebnis davon zu vermeiden, daß die Betriebsfrequenz niedriger als die Resonanzfrequenz der eine hohe Güte aufweisen den Serien-LC-Kombination ist, die gebildet wird, wenn die Lampe erneut eingesetzt wird.

Für eine Regelung der Lampenleistung ist der Nulldurchgang (ZX) des gesamten Laststromes von einem der Lampen-Resonanzkreise erforderlich, in den eine einwandfreie Lampe eingesetzt ist. Wenn die Lampe, die geregelt wird, entfernt wird, so bilden die spannungsgesteuerten Schalter (S1 und S2), die von den ein Vorhandensein einer Lampe anzeigenden Signalen gesteuert sind (d. h. durch die Ausgänge der D-Flip-Flop-Schaltungen 73, 74) eine "Lampensuch"-Schaltung, die den Vorgang einer Ausscheidung verwendet, um die nächste verfügbare Lampe zur Regelung zu finden. Wenn alle Lampen vorhanden sind, so wird die mit CS1 verbundene Lampe geregelt. Wenn an CS1 keine Lampe angeschlossen ist, so wird der Nulldurchgang von CS2 geregelt. Wenn sowohl CS1 als auch CS2 keine angeschlossene Lampe aufweisen, so wird der Nulldurchgang von CS3 geregelt (siehe die folgende Wahrheitstabelle):

Es ist möglich, die Schalter S1 und S2 durch ein drei Eingänge aufweisendes ODER-Verknüpfungsglied zu ersetzen, wie dies in Fig. 23A gezeigt ist. Bei dieser Konfiguration bestimmt die Phasenmessung (Nulldurchgangs-Detektion) der Lampen-Resonanz ausgangsstufe mit der kleinsten Phasenverschiebung gegenüber der Halbbrückenspannung die Impulsbreite des Signals ZX (siehe Fig. 23B). Dies bedeutet, daß die Lampe, die die größte Leistung aufnimmt, die "Master"-Lampe ist und geregelt wird, während die anderen Lampen nachgeführt werden und der erst genannten Lampe eng folgen. Hierdurch wird die Notwendigkeit beseitigt, zur nächstverfügbaren Lampe zu springen, wenn die "Master"-Lampe entfernt wird, wodurch die Schaltung vereinfacht wird.

4. Vorheizstrom-Steuerschaltung

Es ist gut bekannt, daß der Schlüssel zu einer langen Lebens dauer einer Leuchtstofflampe in einer korrekten Vorheizung der Lampenkathoden auf deren richtige Emissionstemperatur liegt, bevor die Lampe gezündet wird. Dies wird üblicherweise mit einem üblichen Resonanzkreis (Fig. 24) erreicht, bei dem die Schaltung mit einer Frequenz angesteuert wird, die einem gewünschten durch die Lampenkathoden fließenden Strom entspricht. Dieser Strom fließt für eine gewünschte Zeitdauer (ungefähr 1 Sekunde), bis die Kathoden ihre richtige Emissionstemperatur erreicht haben. Diese Frequenz wird üblicherweise unabhängig von dem Toleranzbereich anderer Schaltungsbauteile festgelegt, wie z. B. der Resonanzschaltungs-Induktivität oder des Reso nanzschaltungs-Kondensators C. Wenn große Mengen derartiger Vorschaltgeräte erzeugt werden, so muß ein Abgleich der Vorheiz- Frequenzeinstellung vorgenommen werden, um Bauteiltoleranzen zu berücksichtigen und um sicherzustellen, daß sich eine große Lampenlebensdauer bei jedem verkauften Vorschaltgerät ergibt.

Um den zeitraubenden Vorgang des Abgleichs zu vermeiden, kann eine mit geschlossener Schleife arbeitende Lösung oder eine Regelungslösung verwendet werden, die die Vorheizfrequenz kontinuierlich einstellt, während der Vorheizstrom konstant gehalten wird. Weiterhin ermöglicht das Schließen der Schleife auch eine einfachere Oszillatorschaltung mit größeren Toleranzen als bei mit offener Schleife betriebenen oder Steuerschaltungen, bei denen engere Toleranzfestlegungen erforderlich sind.

Ein Schließen der Schleife erfordert ein Rückführen einer Messung des Kathodenstroms und dessen Vergleich mit einer Strom einstellung oder einem "Bezugswert". Das Ergebnis wird üblicher weise als "Fehler" bezeichnet, der zur Einstellung des Systems verwendet wird, bis der Bezugswert gleich dem rückgeführten Meßwert wird und der Fehler gleich Null ist. Das System ist dann unabhängig von äußeren Einflüssen, wie z. B. Bauteiltoleranzen, Spannungsschwankungen und Temperaturänderungen.

Die in geschlossener Regelschleife betriebene Vorheiz-Strom steuerschaltung für ein elektronisches Vorschaltgerät der vor liegenden Erfindung (die bei beiden Ausführungsformen der Erfindung verwendet wird) verwendet die gleiche klassische vorstehend beschriebene Lösung, doch ist die gerätemäßige Ausführung und die Steuerschaltung neu und einzigartig. Der Vorheiz-Kathodenstrom wird an der Sourceelektrode des MOSFET-/IGBT-Bauteils 21 (siehe Fig. 25) als Spannungsabfall längs RCS (V_FB) gemessen. Dieses Signal ist der Gesamt-Lampen- Resonanzkreisstrom (I_L), der lediglich um 90° phasenver schoben ist (Fig. 26), und zwar aufgrund der Richtung des Stromflusses durch den Meßwiderstand RCS bezüglich der Rich tung des Stromflusses durch den Resonanzkreis (I_L).

Die Spannung V_FB wird dann mit einer Bezugsspannung REF in dem Vergleicher COMP1 verglichen, wobei das Ausgangssignal "ERROR" das zugehörige Fehlersignal zwischen V_FB und REF ist. Der resultierende zugehörige Fehlerimpuls "ERROR" steuert einen Verstärker an, der aus MOSFET's 78 und 79 besteht und der (in Abhängigkeit davon, der (in Abhängigkeit davon, ob V_FB größer oder kleiner als REF ist) einen Kondensator C2 mit festen Stromquellen "CHARGE" und "I_REF DISCHARGE" lädt bzw. entlädt. Die resultierende Spannung längs des Kondensators C2, die Spannung V_VCO, steuert dann den spannungsgesteuerten Oszillator 32 auf eine höhere oder niedrigere Frequenz an, und zwar in Abhängigkeit davon, ob V_FB größer oder kleiner als REF ist, wobei das Tastverhältnis 50% beträgt.

Das resultierende Signal wird dann zur Ansteuerung einer Halb brücken-Treiberschaltung mit der gewünschten Frequenz verwen det, die dann die MOSFET-/IGBT-Bauteile 20 und 21 ansteuert. Die resultierende Hochspannungs-Rechteckschwingungsspannung VS (Fig. 26) wird dann dem Lampen-Ausgangsresonanzkreis zu geführt, der einen Strom abgibt, der eine Funktion der Frequenz und Amplitude der Spannung VS ist.

Es ist wichtig, festzustellen, daß der gesamte Lampen-Resonanz kreis-Strom I_L gleich dem Strom ist, der in den Lampenkathoden und dem Kondensator C (Fig. 25) fließt. Dies ergibt sich aus der Tatsache, daß während des Vorheizens die Lampe noch nicht gezündet hat und die Schaltung eine unterkritisch gedämpfte RCL-Schaltung ist, bei der die Lampenkathoden in Serie mit L und C geschaltet sind.

Eine konventionellere Lösung zur Regelung des Stromes würde in einer Messung des Ausgangsstromes an der Last mit einem Transformator, einer Vollwellengleichrichtung des Ausgangs signals und einer Tiefpaßfilterung der gleichgerichteten Spannung bestehen, um eine Gleichspannungs-Darstellung des Stromes zu erzielen. Diese Gleichspannung würde dann zusammen mit einer Bezugs-Gleichspannung in einen Fehlerverstärker mit begrenzter Bandbreite und mit einem vorgegebenen Kompensations netzwerk summiert. Das resultierende Fehlersignal würde dann einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO ansteuern. Dieses Verfahren weist jedoch eine hohe Bauteileanzahl auf, und die Gleichrichtung der Transformatorspannung (sowie der Spannungs abfall längs der Gleichrichterdioden, der sich mit der Tempe ratur ändert) ist) ist ein nichtlinearer Vorgang, der zu Fehlern führen kann. Die Stromsteuerschaltung der vorliegenden Erfindung vereinfacht sehr stark die Meß- und Summiervorgänge, hat weniger Bauteile und ist linear.

Zusammenfassend ist festzustellen, daß die Vorheizstrom-Steuer schaltung der vorliegenden Erfindung einfach den Strom-/Bezugs signal-Fehler direkt in eine Zeit umwandelt. Diese Zeit steuert, wie lange ein Konstantstrom in einen Kondensator hinein oder aus diesem heraus fließt. Die resultierende Spannung längs des Kondensators C2 weist bereits die integrierte Form auf, wie dies durch die folgende Gleichung gegeben ist:

All dies wird mit einem einfachen Vergleicher, zwei MOSFET's und zwei Stromquellen erzielt, die in einfacher Weise in der integrierten Schaltung der vorliegenden Erfindung ausgeführt werden können.

5. Helligkeitssteuer-Analog-Schnittstellenschaltung

Für ein elektronisches Vorschaltgerät mit Helligkeitssteuerung, wie z. B. bei der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Er findung, ist es erforderlich, die minimalen und maximalen Helligkeitseinstellungen so abzugleichen, daß sie innerhalb eines zulässigen Toleranzbereiches liegen, so daß eine gleich förmige Helligkeit mit einer Mehrzahl von Vorschaltgeräten erzielt wird. Dies ist insbesondere bei niedrigen Helleigkeits pegeln erforderlich, bei denen kleine Abweichungen in der Helligkeit von einer Lampe zur anderen mit dem menschlichen Auge leicht feststellbar sind.

Die Helligkeitssteuer-Schnittstellenschaltung der vorliegenden Erfindung wandelt eine analoge Eingangssteuerspannung in eine analoge Bezugs -Ausgangsspannung mit programmierbaren OFFSET-Werten und Verstärkungseinstellungen für einen Abgleich um. Weil die Helligkeit mancher Leuchtstofflampentypen bis herunter zu niedrigeren Lichtpegeln verringert wird, als bei anderen Lampentypen, und zwar in Abhängigkeit von der Anwendung, ermög licht die Helligkeitssteuer-Schnittstellenschaltung der vorlie genden Erfindung einen universellen Abgleich auf irgendwelche minimalen und maximalen Helligkeitspegel (oder Lampenleistun gen), um alle Lampentypen zu berücksichtigen.

Die Helligkeitssteuer-Schnittstellenschaltung der vorliegenden Erfindung sieht in vorteilhafter Weise eine unabhängige Steue rung der Minimal- und Maximal-Einstellungen vor. Wie dies in Fig. 27 gezeigt ist, wird die Eingangsspannung an dem DIM- (Helligkeitssteuer-)Verbindungspunkt zugeführt und ein Operationsverstärker 80 regelt den Minus- (-) Anschluß auf die DIM-Eingangsspannung. R_MAX und Q1 wandeln die DIM- Spannung in einen Strom I_DIM = V_DIM/R_MAX um. Eine Ein stellung von R_MAX stellt daher die Verstärkung der Umwandlung von V_DIM auf I_DIM ein.

Eine zweite spannungsgesteuerte Stromquelle wird durch einen Operationsverstärker 81 mit nachgeschaltetem Transistor Q2, einem einstellbaren Widerstand R_MIN und einer Bezugsspannung V_REF1 gebildet, wobei R_MIN (bei konstantem Wert von V_REF1) die Verstärkung von I_MIN steuert. I_DIM und I_MIN werden dann an dem Knoten Σ summiert, um die folgende mathematische Gleichung zu erfüllen:

wodurch sich eine unabhängige Steuerung der Verstärkung und des OFFSET-Wertes ergibt (Fig. 28).

Der resultierende Strom wird dann über den Stromspiegel R1, R2, Q3 und Q4 gespiegelt, bevor er durch R3 fließt, um die Spannung V_Σ zu erzeugen.

Wenn die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung in einer integrierten Treiberschaltung ausgebildet wird, und wenn R3 ein externer Widerstand ist, so würde die Schaltung vollständig sein und Toleranzen aufgrund von Temperatureffekten würden annehmbar sein. Wenn der Strom wollständig intern in der integrierten Schaltung erzeugt wird, so darf sich der Wider stand von R1 nicht dramatisch mit der Temperatur ändern, und es kann beispielsweise ein zusätzlicher Puffer mit einer Ver stärkung von 1 (Operationsverstärker 83, Q5, R4) und Strom spiegel (R5, R6, Q6, Q7 und R7, R8, Q8 und Q9) vorgesehen werden, um weitere Umwandlungen zu erzielen (Fig. 2).

Ein wesentliches neues Merkmal der Schaltung der vorliegenden Erfindung besteht in der Summierung von zwei unabhängigen Strömen, die jeweils durch eine Spannung und einen Widerstand kontrolliert sind, um eine abschließende Analogfunktion der Form

y = ms + B

zu bilden.

Wenn R3 innerhalb der integrierten Schaltung angeordnet ist, so muß er einen Temperaturkoeffizienten von Null haben, damit sich die abschließende Referenz nicht mit der Temperatur ändert.

Obwohl die vorliegende Erfindung bezüglich spezieller Aus führungsformen beschrieben wurde, sind viele andere Abänderungen und Modifikationen sowie andere Anwendungen für den Fachmann ohne weiteres zu erkennen.

Claims

1. Integrierte Treiberschaltung zur Ansteuerung erster und zweiter Leistungstransistoren mit MOS-Gatesteuerung, die in einer Halbbrückenanordnung miteinander verbunden sind, um einen oszillierenden Strom zur Leistungsversorgung einer Leuchtstofflampe zu liefern, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Treiberschaltung Schaltungen zur Bildung einer phasenstarren Schleife mit einem Resonanzkreis einschließt, der der Leuchtstofflampe zugeordnet ist, wobei die phasenstarre Schleife folgende Teile aufweist:
Einrichtungen zur Bestimmung der Phase des durch den Lampen-Resonanzkreis fließenden Stromes, und
Einrichtungen zum Regeln der Phase des Lampen- Resonanzkreisstromes, wodurch die Lampenleistung geregelt wird.

2. Integrierte Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Resonanzkreisstromes durch eine Messung der Spannung längs eines Meßwiderstandes in dem Lampen-Resonanzkreis außerhalb der integrierten Schaltung bestimmt wird.

3. Integrierte Treiberschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Transistoren mit MOS-Gatesteuerung spannungsseitige und erdseitige Transisto ren bilden, und daß der Meßwiderstand zwischen dem erdseitigen Transistor und Erde angeordnet ist.

4. Integrierte Treiberschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßwiderstand zwischen der 5 Leuchtstofflampe und Erde angeordnet ist.

5. Integrierte Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Schaltung Überstrom- Schutzschaltungen einschließt, die einen Vergleicher zum Ver gleich der Spannung längs des Meßwiderstandes mit einer Bezugs spannung aufweisen.

6. Integrierte Treiberschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Treibereschaltung Schaltungen zur Begrenzung des durch den Lampen-Resonanzkreis fließenden Stromes auf einen vorgegebenen Pegel für eine vor gegebene Zeit einschließt, bevor die Halbbrückenschaltung ab geschaltet wird.

7. Integrierte Treibereschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Treiberschaltung eine Detektorschaltung für das Vorhandensein einer Lampe mit einem Vergleicher zum Vergleich der Spannung längs des Meß widerstandes mit einer Bezugsspannung aufweist, und daß die Detektorschaltung für das Vorhandensein der Lampe folgende Teile einschließt:

(i) Einrichtungen zum Abschalten des Halbbrückentrei bers, wenn alle von diesem angesteuerten Leuchtstofflampen entfernt wurden oder unterbrochene Kathoden aufweisen,
(ii) Einrichtungen zum Rücksetzen einer Betriebsfolge zum Vorheizen der Leuchtstofflampen beim Einsetzen einer Lampe in den Lampenresonanzkreis während des Betriebs, und
(iii) Einrichtungen zum Regeln einer anderen Leucht stofflampe, wenn die jeweils geregelte Leuchtstofflampe ent fernt wird.

8. Integrierte Treiberschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Treiberschaltung Vorheizstrom-Steuerschaltungen einschließt, die einen Verglei cher zum Vergleich der Spannung längs des Meßwiderstandes mit einer Bezugsspannung umfassen.

9. Integrierte Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die integrierte Treiberschaltung programmierbare Helligkeitssteuerschaltungen einschließt.

10. Integrierte Treiberschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die programmierbaren Helligkeits steuerschaltungen zwei voneinander unabhängige Ströme addieren, die jeweils durch eine Spannung und einen Widerstand gesteuert werden, um eine Analog-Endfunktion mit der Form y = mx + b zu bilden, wobei die programmierbare Helligkeitssteuerschaltung unabhängige Widerstandseinstellungen für minimale und maximale Leuchtstofflampen-Leistungseinstellungen ermöglicht.