-
Technisches
Gebiet
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren
zum Betreiben einer Lampe, insbesondere einer Entladungslampe, mit
Wechselstrom. Sie befasst sich insbesondere mit der Messung des
Lampenstromes.
-
Schaltungen
zum Betreiben von Lampen mit Wechselstrom sind an sich bekannt.
Sie sind in den unterschiedlichsten Ausprägungen im Markt und im Stand
der Technik dokumentiert, beispielsweise als elektronische Transformatoren
zum Betreiben von Niedervolt-Halogenglühlampen oder als Betriebsschaltungen
für Niederdruckentladungslampen,
also beispielsweise Leuchtstoffröhren
oder Energiesparlampen. Letztere enthalten regelmäßig einen
Wandler zum Erzeugen einer Hochfrequenz-Versorgungsleistung für die Lampe.
-
Ferner
ist es an sich bekannt, den Lampenstrom im Betrieb zu messen, etwa
um auf diesen Lampenstrom zu regeln.
-
Darstellung
der Erfindung
-
Der
vorliegenden Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, eine
Schaltung und ein Verfahren zum Betreiben von Lampen mit Wechselstrom anzugeben,
die im Hinblick auf die Messung des Lampenstromes verbessert sind.
-
Die
Erfindung bezieht sich auf eine Wechselstrombetriebsschaltung zum
Betreiben einer Lampe mit einem Blindwiderstand zur Erfassung der
Lampenspannung, einer vorzeichensensitiven Nullstellenerfassungseinrichtung
zum Bestimmen des Nulldurchgangs des Stromes durch den Blindwiderstand, einer
Strommesseinrichtung zum Messen des Stromes durch die Lampe und
einer getriggerten Halteeinrichtung, die von der Nullstellenerfassungseinrichtung
so getriggert wird, dass sie den von der Strommesseinrichtung gemessenen
Lampenstrom zu einem Zeitpunkt erfasst und dann hält, zu dem
dieser Strom im Wesentlichen der Amplitude des Wirkstromes durch
die Lampe entspricht,
sowie auf ein entsprechendes Betriebsverfahren
und auf ein Beleuchtungssystem aus einer solchen Betriebsschaltung
mit einer dadurch versorgten Lampe.
-
Die
folgende Beschreibung bezieht sich implizit sowohl auf die Vorrichtungskategorie
als auch die Verfahrenskategorie der Erfindung, ohne dass dies im
Einzelnen unterschieden wird.
-
Der
Erfinder hat beobachtet, dass bei Wechselstrombetriebsschaltungen
für Lampen
infolge parasitärer
Kapazitäten,
hervorgerufen vor allem von Lampenleitungen, relativ große kapazitive
Blindströme
auftreten können.
Diese können
vor allem bei dimmbaren Lampen höher
und in den unteren Dimmstellungen sogar um ein Vielfaches höher sein
als der eigentliche Wirkstrom in der Lampe. In jedem Fall verfälschen sie
den Strommesswert. Bei dimmbaren Lampen kann es in unteren Dimmstellungen
sogar zum Erlöschen
der Lampe kommen, wenn auf den gemessenen Summenstrom aus Lampenstrom
und kapazitivem Strom geregelt wird.
-
Davon
ausgehend soll der tatsächliche
Wirkstrom in der Lampe zumindest annähernd bestimmt werden, um solche
Verfälschungen
bzw. Funktionsstörungen
auszuschließen.
-
Daher
wird bei der Erfindung mit einem Blindwiderstand die Lampenspannung
gemessen. Der Strom durch den Blindwiderstand ist dabei um 90° phasenversetzt
gegenüber
der Lampenspannung. Eine vorzeichensensitive Bestimmung des Nulldurchgangs
des Stromes erlaubt dann die Bestimmung von Zeitpunkten, die in
definierter Weise um 90° gegenüber dem
Nulldurchgang der Lampenspannung phasenversetzt sind. Da der Wirkstrom
in der Lampe phasengleich mit der Lampenspannung läuft und
der bei der Messung auszuschließende
kapazitive Blindstrom um 90° phasenversetzt
ist, kann in dieser Weise eine Messung des Lampenstromes zu einem
Zeitpunkt erfolgen, zu dem der gegenüber dem Wirkstrom um 90° voreilende
kapazitive Blindstrom im Wesentlichen bei Null liegt, die Messung also
zumindest näherungsweise
den Lampenwirkstrom erfasst. Konkret kann dies so erfolgen, dass derjenige
Nulldurchgang verwendet wird, bei dem der Wirkstrom durch die Lampe
seinen positiven Amplitudenwert erreicht.
-
Die
Erfindung geht dabei von der Annahme aus, dass die parasitären Kapazitäten in der
Lampenbetriebsschaltung den Einfluss parasitärer Induktivitäten bei
weitem übersteigt,
eine Verfälschung
des Wirkstromes durch eine teilweise Aufhebung der kapazitiven und
der induktiven Phasenverschiebung also zu vernachlässigen ist.
Dies ist natürlich
eine Näherung,
reicht jedoch wegen der in der Praxis tatsächlich zu vernachlässigenden
parasitären
Induktivitäten
völlig
aus. In jedem Fall bietet die Erfindung eine deutliche Verbesserung
gegenüber
dem Stand der Technik.
-
Als
Blindwiderstand kommen im Prinzip sowohl Induktivitäten als
auch Kapazitäten
in Betracht, wobei Kapazitäten
im Rahmen der Erfindung bevorzugt sind. Sie sind im Regelfall mit
niedrigeren Bauteilekosten und einer günstigeren Baugröße verbunden.
Dies ist auch im Ausführungsbeispiel
der Fall, wo dementsprechend der Nulldurchgang von Plus nach Minus
für die
Messung des Lampenstromes ausschlaggebend ist.
-
Vorzugsweise
richtet sich die Erfindung auf Anwendungsfälle mit einer Lampenstromregelung, insbesondere
bei dimmbaren Lampen. Hier können durch
die präziserer
Bestimmung des Lampenstromes eine genauere Regelung und im Falle
des Dimmens auch ein einwandfreier Betrieb selbst bei sehr niedrigen
Dimmstellungen erreicht werden.
-
Ein
bevorzugter Anwendungsfall sind ferner Entladungslampen, bei denen
die Betriebsschaltung regelmäßig einen
Wandler, beispielsweise einen Halbbrücken-Wechselrichter, zur Erzeugung
einer im Wesentlichen rechteckförmigen
Hochfrequenz-Versorgungsspannung für die Lampe aufweist. Ferner sind
seriell zu der Lampe eine Lampendrossel und ein Koppelkondensator
vorgesehen. Der Koppelkondensator definiert an einem Anschluss der
Lampe ein Bezugspotential. Der andere Lampenanschluss liegt an dem
Hochfrequenzausgang des Wandlers. Der Koppelkondensator kann dabei
zu dem internen Referenzpotential (Masse) oder auch zu dem Versorgungspotential
des Wandlers geschaltet sein und legt dabei als Bezugspotential
für die
Lampe i. d. R. den Mittelwert zwischen dem internen Bezugspotential und
dem Versorgungspotential des Wandlers fest.
-
Ferner
ist vorzugsweise eine digitale Steuerung vorgesehen, die den Betrieb
des Wandlers steuert und dabei, sofern vorhanden, die Lampenstromregelung
enthält.
Dabei kann die Taktfrequenz des Wandlers zur Regelung auf den Lampenstrom
verwendet werden. Die Betriebsschaltung weist hierbei einen AD-Wandler
auf, um den vorzugsweise analog gewonnenen Lampenstromwert der digitalen
Steuerung zuzuführen.
-
Die
Strommesseinrichtung kann über
zumindest eine Diode angeschlossen sein und damit nur Stromwerte
einer Polarität
erfassen. Dies kann vor allem bei der Verwendung eines AD-Wandlers
von Vorteil sein, weil dieser u. U. nur zur Verarbeitung von Eingangswerten
einer Polarität
ausgelegt ist.
-
Die
zum Erfassen und Halten des Lampenstromes verwendete getriggerte
Halteeinrichtung ist vorzugsweise eine track-and-hold-Schaltung
und kann einen gesteuerten Schalter und einen Kondensator aufweisen.
Dabei bestimmt die Schalterstellung, ob der Kondensator mit einem
dem Lampenstromwert entsprechenden Spannungssignal, insbesondere
dem Spannungsabfall über
einem Messwiderstand, geladen wird oder abgekoppelt wird, um den
zum Zeitpunkt des Abkoppelns "gespeicherten" Wert zu halten.
-
Die
zur Bestimmung des Nulldurchgangs verwendete Nullstellenerfassungseinrichtung
kann einen zu dem Blindwiderstand, insbesondere dem Kondensator,
seriellen Messwiderstand und einen die Spannung über diesem Messwiderstand erfassenden
Komparator oder Schmitttrigger oder allgemein ein Schwellenwertbauelement
aufweisen.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
Im
Folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert, wobei
die einzelnen Merkmale jeweils sowohl für die Vorrichtungskategorie
als auch für
die Verfahrenskategorie Bedeutung haben und im Übrigen auch in anderen Kombinationen
erfindungswesentlich sein können.
-
1 zeigt
ein schematisches Blockschaltbild eines konventionellen Beleuchtungssystems.
-
2 zeigt
einen Teil eines erfindungsgemäßen Beleuchtungssystems
unter Bezugnahme auf 1.
-
3 zeigt
Messkurven zu dem Beleuchtungssystem aus 2.
-
Bevorzugte
Ausführung
der Erfindung
-
Zur
Veranschaulichung des im Folgenden näher erläuterten Ausführungsbeispiels
zeigt 1 zunächst
schematisch den Aufbau eines konventionellen Beleuchtungssystems.
Im rechten oberen Bereich ist eine Entladungslampe eingezeichnet.
Die eingangs erwähnten
parasitären
Leitungskapazitäten sind
symbolisch durch eine parallel zu der Lampe liegende Kapazität C_kap
dargestellt. Die Lampe wird versorgt von einer Brückenschaltung
mit zwei Halbbrückentransistoren
T1 und T2, die an ihrem Mittenabgriff eine Hochfrequenz-Rechtecksspannng
erzeugen. Diese wird über
eine Lampendrossel L_lamp an eine Elektrode gegeben, wobei die andere
Lampenelektrode über
einen Koppelkondensator C8 an den unteren Versorgungsast der Halbbrücke aus
den beiden Transistoren T1 und T2, hier die interne Masse, gelegt
ist. Zwischen dem lampenseitigen Anschluss der Lampendrossel L_lamp
und dieser internen Masse liegt ein Resonanzkondensator C7, der
gemeinsam mit der Lampendrossel L_lamp zur Erzeugung einer Spannungsüberhöhung durch
Resonanzanregung in dem Lampenkreis vorgesehen ist. Diese Zusammenhänge sind
dem Fachmann gut bekannt und seit langem Stand der Technik und müssen hier
nicht im Einzelnen erläutert
werden.
-
1 zeigt
ferner zwischen dem Mittenabgriff der Halbbrücke aus den beiden Transistoren
T1 und T2 und der internen Masse eine nicht bezeichnete Wicklung,
die mit zwei ebenfalls nicht bezeichneten Wicklungen gekoppelt ist,
die parallel zu den Elektroden liegen. Hierbei handelt es sich um
einen Heiztransformator, der zum Heizen der Lampenelektroden vor
dem Starten und im Dauerbetrieb bei niedrigen Dimmstellungen dient
und ebenfalls bekannt und daher hier nicht weiter zu erläutern ist.
-
Die
Lampenschaltung wird mit einem Versorgungspotential aus einem Schaltnetzteil
versorgt, das oben an die Halbbrücke
aus den beiden Transistoren T1 und T2 angeschlossen ist. Hierbei
handelt es sich um einen an sich ebenfalls längst bekannten Hochsetzsteller,
der an seinem nicht bezeichneten ausgangsseitigen Speicherkondensator
eine näherungsweise
konstante Gleichspannung erzeugt. Dazu wird er über ein ganz links eingezeichnetes Hochfrequenzfilter,
das ebenfalls Stand der Technik ist und nicht weiter erläutert werden
muss, und einen Gleichrichter aus einem gewöhnlichen Wechselstromnetz versorgt.
Der Hochsetzsteller dient hier als Leistungsfaktor-Korrekturschaltung.
-
Im
unteren Bereich der 1 ist rechts ein Mikrocontroller μC eingezeichnet,
der einerseits, wie die beiden Pfeile symbolisieren, das Schaltnetzteil, also
den Hochsetzsteller, steuert und dabei konkret den Takt des dortigen
Schalttransistors vorgibt, und andererseits von diesem Schaltnetzteil
mit der an dem ausgangsseitigen Kondensator anliegenden Zwischenkreisspannung
versorgt wird. Andererseits steuert der Mikrocontroller μC die beiden
Schalttransistoren T1 und T2 der Halbbrücke und misst in der Lampenschaltung
neben der Lampenspannung und dem Entladungswiderstand insbesondere
auch den Lampenstrom. Der Mikrocontroller μC ist u. a. für die Vorheizsteuerung,
die Zündsteuerung
und die Lampenüberwachung
zuständig.
Im Rahmen dieser Erfindung interessiert aber vor allem die Halbbrückensteuerung
im Rahmen der Lampenstromregelung. Der Mikrocontroller μC empfängt aus
einem links eingezeichneten Steuereingang ein Dimmsignal, das die
Leistungsstufe, d. h. konkret den Lampenstrom, auf den geregelt
wird, bestimmt. Der Steuereingang ist an sich ebenfalls Stand der
Technik und wird hier nicht im Einzelnen erläutert. Im Prinzip handelt es sich
um eine unipolare Wechselstromeinkopplung.
-
2 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
für die Erfindung,
und zwar einen Ausschnitt des in 1 mit "Lampenschaltung" bezeichneten Teils
einschl. der Lampe selbst. Im Unterschied zu 1 handelt es
sich in 2 jedoch um eine erfindungsgemäße Schaltung.
-
Links
ist die Halbbrücke
mit den Schalttransistoren T1 und T2 der Einfachheit halber als
trapezförmiges
Versorgungspotential V1 zwischen 0 und 470 V eingezeichnet. Dieses
liegt zwischen dem linken Anschluss der Lampendrossel L_lamp und
der internen Masse im unteren Bereich der 2. Die Lampe
ist in 2 etwa in der Mitte oben eingezeichnet und als
ohmsche Wirklast R_lamp von beispielsweise 25 kΩ mit einer parallel geschalteten
parasitären
Kapazität
C_kap von beispielsweise 250 pF symbolisiert.
-
Der
bereits anhand 1 erläuterte Resonanzkondensator
C7 ist eingezeichnet und hat hier beispielsweise eine Kapazität von 3,3
nF. Auch der Koppelkondensator C8 mit beispielsweise 20 nF ist vorhanden.
Neben den Halbbrückentransistoren
T1 und T2 ist auch der Vorheiztransformator aus 1 weggelassen.
-
In 2 ist
gewissermaßen
ein Teil des Resonanzkondensators C7 als separater Kondensator C2
mit hier 470 pF ausgekoppelt. Dieser Kondensator C2 liegt seriell
mit einem Messwiderstand R10 von hier 100 Ω parallel zu dem Resonanzkondensator
und parallel zu der Serienschaltung aus Lampe R_lamp und Koppelkondensator
C8.
-
Die
Impedanz des Widerstandes R10 ist sehr viel kleiner als die Impedanz
des Kondensators C2 (bei typischen Frequenzen von einigen 10 kHz),
so dass an dem Kondensator C2 im Wesentlichen die Summe der Lampenspannung
und der Spannung an C8 liegt. Da die Spannung an C8 praktisch zeitlich konstant
der halben Versorgungsspannung der Halbbrücke entspricht, sind Änderungen
der Spannung an dem Kondensator C2 Änderungen der Lampenspannung
zuzuordnen. Diese Spannungsänderungen
an dem hier als Blindwiderstand im Sinn der Erfindung verwendeten
Kondensator C2 äußern sich
in um 90° voreilenden
Strömen
durch den Messwiderstand R10. Die infolge dieser Ströme an R10
abfallende Spannung wird über
einen OP-Komparator (Operationsverstärkerschaltung) erfasst. Nulldurchgänge und
damit Vorzeichenänderungen
am Ausgang des Komparators entsprechen damit mit einer voreilenden
Phasenverschiebung von 90° Nulldurchgängen der
Lampenspannung. Der Kondensator C2 (oder eine entsprechende Induktivität) muss
also so geschaltet sein, dass sich darin die Lampenspannung abbildet.
-
Der
Ausgang des Komparators steuert einen Transistorschalter U3, der
in seinem geschlossenen Zustand einen Kondensator C10 von beispielsweise 47
nF parallel zu einem Messwiderstand R22 von beispielsweise 2,5 Ω schaltet
und ihn in seinem offenen Zustand davon abkoppelt. Der Messwi derstand R22
liegt seriell zu dem Koppelkondensator C8 und damit im Pfad des
Lampenstromes. Durch die parallel zu ihm liegende Diode D10 und
die seriell zu ihm liegende Diode D11 mit zueinander inverser Polarität fließen durch
den Messwiderstand R22 allerdings nur Lampenströme einer bestimmten Polarität.
-
Die
die Lampenströme
darstellenden Spannungen über
R22 werden im geschlossenen Zustand des Schalters U3 an den Kondensator
C10 gelegt und laden diesen damit auf einen entsprechenden Wert
auf. Wird der Schalter U3 geöffnet,
so bleibt dieser Spannungswert an C10 erhalten. Er wird über einen
AD-Wandler digitalisiert und an eine digitale Steuerung, entsprechend
dem Mikrocontroller μC aus 1,
gegeben. Der Schalter U3 und der Kondensator C10 bilden damit eine track-and-hold-Schaltung,
die im geschlossenen Zustand des Schalters U3 der Spannung über R22,
d. h. dem Lampenstrom, folgt und diesen beim Öffnen hält.
-
Bei
diesem Beispiel erzeugt die Messung der Ströme durch den Kondensator C2
eine voreilende Phasenverschiebung von 90°. Wenn nun der Komparator und
der Schalter U3, wie in 2, so geschaltet sind, dass
der Schalter U3 bei Nulldurchgängen
von Minus nach Plus durch eine "1" am Ausgang des Komparators
geschlossen und bei Nulldurchgängen von
Plus nach Minus durch eine "0" am Ausgang des Komparators
wieder geöffnet
wird, so bleiben bei dem letztgenannten Nulldurchgang damit Kondensatorspannungen
an C10 gespeichert, die den Lampenströmen bei einer Phasenverschiebung
von 180° gegenüber dem
ansteigenden Nulldurchgang des Stromes durch C2 und damit 90° nach dem
Maximum des Stromes durch C2 entsprechen. Durch die voreilende Phasenverschiebung
des Stromes durch C2 gegenüber
dem Lampenwirkstrom durch R_lamp (im Gegensatz zu dem kapazitiven
Blindstrom durch C_kap) sind dies gerade die positiven Strommaxima ohne
Blindstromanteil. Der Blindstrom durch C_kap hat nämlich zu
diesen Zeiten, weil er dem Wirkstrom um 90° vorauseilt, ebenfalls eine
Nullstelle.
-
Diese
Aussage gilt unabhängig
von Frequenz und parasitärer
Kapazität
solange, wie die parasitären
Kapazitäten
gegenüber
den parasitären
Induktivitäten
deutlich überwiegen.
-
3 zeigt
alle Messkurven zu dem Ausführungsbeispiel
aus 2. Darin zeigt Kanal 1 (CH1) im Wesentlichen ein
Rechtecksignal, nämlich
das Ansteuersignal des unteren Halbbrückentransistors T2 und damit
den Arbeitstakt der Halbbrücke.
Kanal 2 (CH2) zeigt die Spannung an C10 und damit den Eingang des
AD-Wandlers. Kanal 3 (CH3) zeigt den Ausgang des Komparators, also
das Ansteuersignal des Schalters U3. Kanal 4 (CH4) zeigt schließlich den Lampenstrom,
der näherungsweise
sinusförmig
verläuft.
-
Man
erkennt an dem abrupten Abbrechen des Komparatorausgangs, also der
fallenden Flanke des Signals CH3, den Nullstellendurchgang von positiv
nach negativ. Zu diesem Zeitpunkt wird der Schalter U3 geöffnet, so
dass die Kurve CH2 danach ein konstantes Plateau einnimmt, bis das
Signal CH3 wieder eine steigende Flanke hat und der Schalter U3
wieder geschlossen wird. Unmittelbar vor und hinter dem Plateau
zeigt die Kurve CH2 einige kleinere Störungen, die durch die Halbbrücke verursacht
und für
die Erfindung nicht von wesentlicher Bedeutung sind. Wenn man von
diesen Störungen
absieht, zeigt sich in dem Bereich, in dem Schalter U3 geschlossen ist,
also der hochliegenden Plateaus des Signals CH3, jeweils ein Abbild
des Lampenstromes, also des Signals CH4. Dieses Signal CH4 verläuft im Wesentlichen
sinusförmig,
ist jedoch mit seinen Maxima gegenüber den fallenden Flanken des
Signals CH3, und damit den Maxima der Lampenspannung, etwas phasenvorauseilend.
Diese vorauseilende Phasenverschiebung zeigt den Einfluss des kapazitiven Blindstromes.
Dieser Einfluss ist in dem Diagramm in 3 relativ
klein, weil hier der Klarheit der Darstellung halber eine relativ
große
Dimmstufe gewählt wurde.
Bei kleineren Dimmstufen vergrößert sich
diese Phasenverschiebung. Da aber das Plateau des Signals CH2 jeweils
zu einem Zeitpunkt "eingefroren" wird, zu dem der
Blindstroman teil gerade Null ist, gehen diese Einflüsse nicht
in die Lampenstromregelung ein.