EP1651014A1 - Lampenbetriebsschaltung und Betriebsverfahren für eine Lampe mit Wirkstrommessung - Google Patents

Lampenbetriebsschaltung und Betriebsverfahren für eine Lampe mit Wirkstrommessung Download PDF

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EP1651014A1
EP1651014A1 EP05021804A EP05021804A EP1651014A1 EP 1651014 A1 EP1651014 A1 EP 1651014A1 EP 05021804 A EP05021804 A EP 05021804A EP 05021804 A EP05021804 A EP 05021804A EP 1651014 A1 EP1651014 A1 EP 1651014A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
lamp
current
operating circuit
circuit according
reactance
Prior art date
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Ceased
Application number
EP05021804A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Andreas Mitze
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH filed Critical Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Publication of EP1651014A1 publication Critical patent/EP1651014A1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
    • H05B41/3925—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by frequency variation

Definitions

  • the present invention relates to a circuit and a method for operating a lamp, in particular a discharge lamp, with alternating current. It deals in particular with the measurement of the lamp current.
  • Circuits for operating lamps with alternating current are known per se. They are documented in the most varied forms in the market and in the prior art, for example as electronic transformers for operating low-voltage halogen incandescent lamps or as operating circuits for low-pressure discharge lamps, that is, for example, fluorescent tubes or energy-saving lamps. The latter regularly include a converter for generating a high frequency power supply for the lamp.
  • the present invention is based on the technical problem of a circuit and a method for operating lamps with alternating current which are improved with regard to the measurement of the lamp current.
  • the invention relates to an AC operation circuit for operating a lamp having a reactance for detecting the lamp voltage, a sign-sensitive zero detecting means for determining the zero crossing of the current through the reactance, a current measuring device for measuring the current through the lamp and a triggered holding device, which from the zero detection means is triggered so that it detects the current measured by the current measuring device lamp current at a time and then stops, to which this current substantially corresponds to the amplitude of the active current through the lamp,
  • the inventor has observed that relatively large capacitive reactive currents can occur in AC lamp drive circuits due to parasitic capacitances, especially lamp lines. These can be higher, especially in the case of dimmable lamps, and even many times higher in the lower dimming positions than the actual active current in the lamp. In any case, they distort the current reading. In the case of dimmable lamps, the lamp may even go out in lower dimming positions if the measured sum current of lamp current and capacitive current is controlled.
  • the actual active current in the lamp should be determined at least approximately in order to rule out such falsifications or malfunctions.
  • the lamp voltage is measured.
  • the current through the reactance is 90 ° out of phase with the lamp voltage.
  • a sign-sensitive determination of the zero crossing of the current then allows the determination of times that are phase-shifted in a defined manner by 90 ° with respect to the zero crossing of the lamp voltage. Since the active current in the lamp runs in phase with the lamp voltage and the capacitive reactive current to be excluded during the measurement is phase-shifted by 90 °, in this way a measurement of the lamp current can take place at a time, to which the active reactive current by 90 ° leading capacitive reactive current is substantially at zero, the measurement thus at least approximately detects the effective lamp current. Specifically, this can be done so that the zero crossing is used at which the active current through the lamp reaches its positive amplitude value.
  • the invention is based on the assumption that the parasitic capacitances in the lamp operating circuit far exceed the influence of parasitic inductances, so that a distortion of the active current by a partial cancellation of the capacitive and the inductive phase shift is thus negligible. This, of course, is an approximation, but is sufficient because of the negligible in practice parasitic inductances completely.
  • the invention offers a significant improvement over the prior art.
  • inductances as well as capacitances come into consideration as reactance, capacities being preferred within the scope of the invention. They are usually associated with lower component costs and a cheaper size. This is also the case in the embodiment where Accordingly, the zero crossing from plus to minus for the measurement of the lamp current is crucial.
  • the invention is directed to applications with a lamp current control, especially in dimmable lamps.
  • a lamp current control especially in dimmable lamps.
  • the invention can be achieved by the more precise determination of the lamp current more accurate control and in the case of dimming and a flawless operation even at very low dimming positions.
  • a preferred application are also discharge lamps, in which the operating circuit regularly has a converter, for example a half-bridge inverter, for generating a substantially rectangular high-frequency supply voltage for the lamp. Furthermore, a lamp inductor and a coupling capacitor are provided in series with the lamp. The coupling capacitor defines a reference potential at one terminal of the lamp. The other lamp terminal is at the high frequency output of the converter.
  • the coupling capacitor can be connected to the internal reference potential (ground) or to the supply potential of the converter and sets as reference potential for the lamp i. d. R. the average between the internal reference potential and the supply potential of the converter fixed.
  • a digital control is preferably provided which controls the operation of the converter and, if present, contains the lamp current control.
  • the clock frequency of the converter can be used to control the lamp current.
  • the operating circuit in this case has an AD converter in order to supply the preferably analogously obtained lamp current value to the digital controller.
  • the current measuring device can be connected via at least one diode and thus detect only current values of one polarity. This can be particularly advantageous when using an AD converter, because this u. U. is designed only for the processing of input values of one polarity.
  • the triggered holding device used to detect and hold the lamp current is preferably a track-and-hold circuit and may include a controlled switch and a capacitor.
  • the switch position determines whether the capacitor is charged or uncoupled with a voltage signal corresponding to the lamp current value, in particular the voltage drop across a measuring resistor, in order to maintain the value "stored" at the time of disconnection.
  • the zero detection device used to determine the zero crossing may have a comparator or Schmitt trigger or, in general, a threshold component, which is connected to the reactance, in particular the capacitor, serial measurement resistor and a comparator or Schmitt trigger which detects the voltage across this measurement resistor.
  • FIG. 1 initially shows schematically the structure of a conventional illumination system.
  • a discharge lamp located in the upper right area.
  • the parasitic line capacitances mentioned in the introduction are symbolically represented by a capacitance C_kap lying parallel to the lamp.
  • the lamp is powered by a bridge circuit having two half-bridge transistors T1 and T2 which produce a high frequency square wave at their center tap. This is applied via a lamp inductor L_lamp to an electrode, wherein the other lamp electrode via a coupling capacitor C8 to the lower supply branch of the half-bridge from the two transistors T1 and T2, here the internal ground, is placed.
  • a resonance capacitor C7 Between the lamp-side terminal of the lamp inductor L_lamp and this internal ground is a resonance capacitor C7, which is provided together with the lamp inductor L_lamp for generating a voltage overshoot by resonance excitation in the lamp circuit.
  • Figure 1 also shows between the center tap of the half-bridge of the two transistors T1 and T2 and the internal ground an unspecified winding which is coupled to two also not designated windings, which are parallel to the electrodes.
  • This is a heating transformer, which is used for heating the lamp electrodes before starting and in continuous operation at low dimming positions and also known and therefore should not be further explained here.
  • the lamp circuit is supplied with a supply potential from a switching power supply, which is connected at the top of the half-bridge of the two transistors T1 and T2.
  • a boost converter which has also long been known per se and which generates an approximately constant DC voltage at its non-designated output-side storage capacitor. For this he is on a leftmost high-frequency filter, which is also prior art and need not be explained further, and a rectifier of a common AC mains supplied.
  • the boost converter serves here as a power factor correction circuit.
  • a microcontroller ⁇ C is shown on the right, on the one hand, as the two arrows, the switching power supply, ie the step-up converter controls and concretely dictates the clock of the local switching transistor, and on the other hand of this switching power supply with the output side Capacitor adjacent DC link voltage is supplied.
  • the microcontroller ⁇ C controls the two switching transistors T1 and T2 of the half-bridge and measures in the lamp circuit in addition to the lamp voltage and the discharge resistance in particular also the lamp current.
  • the microcontroller ⁇ C is u. a. responsible for the preheat control, the ignition control and the lamp monitoring. In the context of this invention but especially interested in the half-bridge control in the context of lamp current control.
  • the microcontroller .mu.C receives a dimming signal from a control input on the left, which indicates the power level, i. H. specifically determines the lamp current to be controlled.
  • the control input is also state of the art in itself and will not be explained in detail here. In principle, it is a unipolar AC coupling.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of the invention, namely a detail of the part designated "lamp circuit" in FIG. 1, including the lamp itself.
  • FIG. 2 is a circuit according to the invention.
  • the half-bridge with the switching transistors T1 and T2 is shown as a trapezoidal supply potential V1 between 0 and 470 V for the sake of simplicity. This is between the left terminal of the lamp inductor L_lamp and the internal ground in the lower part of Figure 2.
  • the lamp is shown in Figure 2 approximately in the middle above and as ohmic
  • resonant capacitor C7 is located and here, for example, has a capacity of 3.3 nF. Also, the coupling capacitor C8 with, for example, 20 nF is present. In addition to the half-bridge transistors T1 and T2 and the preheating of Figure 1 is omitted.
  • part of the resonance capacitor C7 is coupled out as a separate capacitor C2 with 470 pF here.
  • This capacitor C2 is connected in series with a measuring resistor R10 from here 100 ⁇ parallel to the resonant capacitor and parallel to the series circuit of lamp R_lamp and coupling capacitor C8.
  • the impedance of the resistor R10 is much smaller than the impedance of the capacitor C2 (at typical frequencies of some 10 kHz), so that the capacitor C2 is essentially the sum of the lamp voltage and the voltage at C8. Since the voltage at C8 is practically constant in time to half the supply voltage of the half-bridge, changes in the voltage across the capacitor C2 are attributable to changes in the lamp voltage. These voltage changes to the capacitor C2 used here as a reactance in the context of the invention manifest themselves in 90 ° leading currents through the measuring resistor R10. The voltage dropping across R10 as a result of these currents is detected via an OP comparator (operational amplifier circuit). Zero crossings and thus sign changes at the output of the comparator thus correspond with a leading phase shift of 90 ° zero crossings of the lamp voltage. The capacitor C2 (or a corresponding inductance) must therefore be switched so that it reflects the lamp voltage.
  • the output of the comparator controls a transistor switch U3, which in its closed state switches a capacitor C10 of, for example, 47 nF in parallel with a measuring resistor R22 of, for example, 2.5 ⁇ and decouples it in its open state.
  • the measuring resistor R22 is connected in series to the coupling capacitor C8 and thus in the path of the lamp current.
  • the voltages representing the lamp currents via R22 are applied to the capacitor C10 in the closed state of the switch U3 and thus charge it to a corresponding value. If the switch U3 is opened, this voltage value is maintained at C10. It is digitized via an AD converter and given to a digital controller, corresponding to the microcontroller .mu.C of FIG.
  • the switch U3 and the capacitor C10 thus form a track-and-hold circuit which in the closed state of the switch U3 the voltage across R22, d. H. the lamp current, follows and this holds when opening.
  • the measurement of the currents through the capacitor C2 produces a leading phase shift of 90 °.
  • the comparator and the switch U3, as shown in Figure 2 are connected so that the switch U3 closed at zero crossings from minus to plus by a "1" at the output of the comparator and at zero crossings from plus to minus by a "0" at the output of the comparator is reopened so remain at the latter zero crossing capacitor voltages at C10 corresponding to the lamp currents at a phase shift of 180 ° with respect to the rising zero crossing of the current through C2 and thus 90 ° after the maximum of the current through C2.
  • FIG. 3 shows all the measurement curves for the exemplary embodiment from FIG. 2.
  • channel 1 essentially shows a rectangular signal, namely the drive signal of the lower half-bridge transistor T2 and thus the operating clock of the half-bridge.
  • Channel 2 shows the voltage at C10 and thus the input of the AD converter.
  • Channel 3 shows the output of the comparator, ie the drive signal of the switch U3.
  • Channel 4 finally shows the lamp current, which is approximately sinusoidal.
  • This signal CH4 is essentially sinusoidal, but with its maxima in relation to the falling edges of the signal CH3, and thus the maxima of the lamp voltage, is somewhat phase-leading.
  • This leading phase shift shows the influence of the capacitive reactive current. This influence is relatively small in the diagram in FIG. 3, because here, for the sake of clarity of presentation, a relatively large dimming step has been selected. At smaller dimming levels, this phase shift increases. However, since the plateau of the signal CH2 is "frozen" at a time, to which the reactive current component is just zero, these influences do not go into the lamp current control.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Lampe (R_lamp). Dabei wird mit Hilfe eines Blindwiderstandes (C2) zur Erfassung der Lampenspannung, einer Nullstellenerfassungseinrichtung (R10, OP-Komp.) zum Bestimmen des Nulldurchgangs des Stromes durch den Blindwiderstand (C2) und einer Strommesseinrichtung (R22, D10, D11) sowie schließlich einer von der Nullstellenerfassungseinrichtung (R10, OP-Komp.) getriggerten track-and-hold-Schaltung (U3, C10) der Lampenstrom in solcher Weise gemessen, dass der Einfluss parasitärer Kapazitäten (C_kap) ausgeschlossen bleibt.

Description

    Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren zum Betreiben einer Lampe, insbesondere einer Entladungslampe, mit Wechselstrom. Sie befasst sich insbesondere mit der Messung des Lampenstromes.
    • Stand der Technik
  • Schaltungen zum Betreiben von Lampen mit Wechselstrom sind an sich bekannt. Sie sind in den unterschiedlichsten Ausprägungen im Markt und im Stand der Technik dokumentiert, beispielsweise als elektronische Transformatoren zum Betreiben von Niedervolt-Halogenglühlampen oder als Betriebsschaltungen für Niederdruckentladungslampen, also beispielsweise Leuchtstoffröhren oder Energiesparlampen. Letztere enthalten regelmäßig einen Wandler zum Erzeugen einer Hochfrequenz-Versorgungsleistung für die Lampe.
  • Ferner ist es an sich bekannt, den Lampenstrom im Betrieb zu messen, etwa um auf diesen Lampenstrom zu regeln.
    • Darstellung der Erfindung
  • Der vorliegenden Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, eine Schaltung und ein Verfahren zum Betreiben von Lampen mit Wechselstrom anzugeben, die im Hinblick auf die Messung des Lampenstromes verbessert sind.
  • Die Erfindung bezieht sich auf eine Wechselstrombetriebsschaltung zum Betreiben einer Lampe mit einem Blindwiderstand zur Erfassung der Lampenspannung, einer vorzeichensensitiven Nullstellenerfassungseinrichtung zum Bestimmen des Nulldurchgangs des Stromes durch den Blindwiderstand, einer Strommesseinrichtung zum Messen des Stromes durch die Lampe und einer getriggerten Halteeinrichtung, die von der Nullstellenerfassungseinrichtung so getriggert wird, dass sie den von der Strommesseinrichtung gemessenen Lampenstrom zu einem Zeitpunkt erfasst und dann hält, zu dem dieser Strom im Wesentlichen der Amplitude des Wirkstromes durch die Lampe entspricht,
  • sowie auf ein entsprechendes Betriebsverfahren und auf ein Beleuchtungssystem aus einer solchen Betriebsschaltung mit einer dadurch versorgten Lampe.
  • Die folgende Beschreibung bezieht sich implizit sowohl auf die Vorrichtungskategorie als auch die Verfahrenskategorie der Erfindung, ohne dass dies im Einzelnen unterschieden wird.
  • Der Erfinder hat beobachtet, dass bei Wechselstrombetriebsschaltungen für Lampen infolge parasitärer Kapazitäten, hervorgerufen vor allem von Lampenleitungen, relativ große kapazitive Blindströme auftreten können. Diese können vor allem bei dimmbaren Lampen höher und in den unteren Dimmstellungen sogar um ein Vielfaches höher sein als der eigentliche Wirkstrom in der Lampe. In jedem Fall verfälschen sie den Strommesswert. Bei dimmbaren Lampen kann es in unteren Dimmstellungen sogar zum Erlöschen der Lampe kommen, wenn auf den gemessenen Summenstrom aus Lampenstrom und kapazitivem Strom geregelt wird.
  • Davon ausgehend soll der tatsächliche Wirkstrom in der Lampe zumindest annähernd bestimmt werden, um solche Verfälschungen bzw. Funktionsstörungen auszuschließen.
  • Daher wird bei der Erfindung mit einem Blindwiderstand die Lampenspannung gemessen. Der Strom durch den Blindwiderstand ist dabei um 90° phasenversetzt gegenüber der Lampenspannung. Eine vorzeichensensitive Bestimmung des Nulldurchgangs des Stromes erlaubt dann die Bestimmung von Zeitpunkten, die in definierter Weise um 90° gegenüber dem Nulldurchgang der Lampenspannung phasenversetzt sind. Da der Wirkstrom in der Lampe phasengleich mit der Lampenspannung läuft und der bei der Messung auszuschließende kapazitive Blindstrom um 90° phasenversetzt ist, kann in dieser Weise eine Messung des Lampenstromes zu einem Zeitpunkt erfolgen, zu dem der gegenüber dem Wirkstrom um 90° voreilende kapazitive Blindstrom im Wesentlichen bei Null liegt, die Messung also zumindest näherungsweise den Lampenwirkstrom erfasst. Konkret kann dies so erfolgen, dass derjenige Nulldurchgang verwendet wird, bei dem der Wirkstrom durch die Lampe seinen positiven Amplitudenwert erreicht.
  • Die Erfindung geht dabei von der Annahme aus, dass die parasitären Kapazitäten in der Lampenbetriebsschaltung den Einfluss parasitärer Induktivitäten bei weitem übersteigt, eine Verfälschung des Wirkstromes durch eine teilweise Aufhebung der kapazitiven und der induktiven Phasenverschiebung also zu vernachlässigen ist. Dies ist natürlich eine Näherung, reicht jedoch wegen der in der Praxis tatsächlich zu vernachlässigenden parasitären Induktivitäten völlig aus. In jedem Fall bietet die Erfindung eine deutliche Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik.
    Als Blindwiderstand kommen im Prinzip sowohl Induktivitäten als auch Kapazitäten in Betracht, wobei Kapazitäten im Rahmen der Erfindung bevorzugt sind. Sie sind im Regelfall mit niedrigeren Bauteilekosten und einer günstigeren Baugröße verbunden. Dies ist auch im Ausführungsbeispiel der Fall, wo dementsprechend der Nulldurchgang von Plus nach Minus für die Messung des Lampenstromes ausschlaggebend ist.
  • Vorzugsweise richtet sich die Erfindung auf Anwendungsfälle mit einer Lampenstromregelung, insbesondere bei dimmbaren Lampen. Hier können durch die präziserer Bestimmung des Lampenstromes eine genauere Regelung und im Falle des Dimmens auch ein einwandfreier Betrieb selbst bei sehr niedrigen Dimmstellungen erreicht werden.
  • Ein bevorzugter Anwendungsfall sind ferner Entladungslampen, bei denen die Betriebsschaltung regelmäßig einen Wandler, beispielsweise einen Halbbrücken-Wechselrichter, zur Erzeugung einer im Wesentlichen rechteckförmigen Hochfrequenz-Versorgungsspannung für die Lampe aufweist. Ferner sind seriell zu der Lampe eine Lampendrossel und ein Koppelkondensator vorgesehen. Der Koppelkondensator definiert an einem Anschluss der Lampe ein Bezugspotential. Der andere Lampenanschluss liegt an dem Hochfrequenzausgang des Wandlers. Der Koppelkondensator kann dabei zu dem internen Referenzpotential (Masse) oder auch zu dem Versorgungspotential des Wandlers geschaltet sein und legt dabei als Bezugspotential für die Lampe i. d. R. den Mittelwert zwischen dem internen Bezugspotential und dem Versorgungspotential des Wandlers fest.
  • Ferner ist vorzugsweise eine digitale Steuerung vorgesehen, die den Betrieb des Wandlers steuert und dabei, sofern vorhanden, die Lampenstromregelung enthält. Dabei kann die Taktfrequenz des Wandlers zur Regelung auf den Lampenstrom verwendet werden. Die Betriebsschaltung weist hierbei einen AD-Wandler auf, um den vorzugsweise analog gewonnenen Lampenstromwert der digitalen Steuerung zuzuführen.
  • Die Strommesseinrichtung kann über zumindest eine Diode angeschlossen sein und damit nur Stromwerte einer Polarität erfassen. Dies kann vor allem bei der Verwendung eines AD-Wandlers von Vorteil sein, weil dieser u. U. nur zur Verarbeitung von Eingangswerten einer Polarität ausgelegt ist.
  • Die zum Erfassen und Halten des Lampenstromes verwendete getriggerte Halteeinrichtung ist vorzugsweise eine track-and-hold-Schaltung und kann einen gesteuerten Schalter und einen Kondensator aufweisen. Dabei bestimmt die Schalterstellung, ob der Kondensator mit einem dem Lampenstromwert entsprechenden Spannungssignal, insbesondere dem Spannungsabfall über einem Messwiderstand, geladen wird oder abgekoppelt wird, um den zum Zeitpunkt des Abkoppelns "gespeicherten" Wert zu halten.
  • Die zur Bestimmung des Nulldurchgangs verwendete Nullstellenerfassungseinrichtung kann einen zu dem Blindwiderstand, insbesondere dem Kondensator, seriellen Messwiderstand und einen die Spannung über diesem Messwiderstand erfassenden Komparator oder Schmitttrigger oder allgemein ein Schwellenwertbauelement aufweisen.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Im Folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert, wobei die einzelnen Merkmale jeweils sowohl für die Vorrichtungskategorie als auch für die Verfahrenskategorie Bedeutung haben und im Übrigen auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein können.
    • Figur 1
    zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines konventionellen Beleuchtungssystems.
    Figur 2
    zeigt einen Teil eines erfindungsgemäßen Beleuchtungssystems unter Bezugnahme auf Figur 1.
    Figur 3
    zeigt Messkurven zu dem Beleuchtungssystem aus Figur 2.
    Bevorzugte Ausführung der Erfindung
  • Zur Veranschaulichung des im Folgenden näher erläuterten Ausführungsbeispiels zeigt Figur 1 zunächst schematisch den Aufbau eines konventionellen Beleuchtungssystems. Im rechten oberen Bereich ist eine Entladungslampe eingezeichnet. Die eingangs erwähnten parasitären Leitungskapazitäten sind symbolisch durch eine parallel zu der Lampe liegende Kapazität C_kap dargestellt. Die Lampe wird versorgt von einer Brückenschaltung mit zwei Halbbrückentransistoren T1 und T2, die an ihrem Mittenabgriff eine Hochfrequenz-Rechtecksspannng erzeugen. Diese wird über eine Lampendrossel L_lamp an eine Elektrode gegeben, wobei die andere Lampenelektrode über einen Koppelkondensator C8 an den unteren Versorgungsast der Halbbrücke aus den beiden Transistoren T1 und T2, hier die interne Masse, gelegt ist. Zwischen dem lampenseitigen Anschluss der Lampendrossel L_lamp und dieser internen Masse liegt ein Resonanzkondensator C7, der gemeinsam mit der Lampendrossel L_lamp zur Erzeugung einer Spannungsüberhöhung durch Resonanzanregung in dem Lampenkreis vorgesehen ist. Diese Zusammenhänge sind dem Fachmann gut bekannt und seit langem Stand der Technik und müssen hier nicht im Einzelnen erläutert werden.
  • Figur 1 zeigt ferner zwischen dem Mittenabgriff der Halbbrücke aus den beiden Transistoren T1 und T2 und der internen Masse eine nicht bezeichnete Wicklung, die mit zwei ebenfalls nicht bezeichneten Wicklungen gekoppelt ist, die parallel zu den Elektroden liegen. Hierbei handelt es sich um einen Heiztransformator, der zum Heizen der Lampenelektroden vor dem Starten und im Dauerbetrieb bei niedrigen Dimmstellungen dient und ebenfalls bekannt und daher hier nicht weiter zu erläutern ist.
  • Die Lampenschaltung wird mit einem Versorgungspotential aus einem Schaltnetzteil versorgt, das oben an die Halbbrücke aus den beiden Transistoren T1 und T2 angeschlossen ist. Hierbei handelt es sich um einen an sich ebenfalls längst bekannten Hochsetzsteller, der an seinem nicht bezeichneten ausgangsseitigen Speicherkondensator eine näherungsweise konstante Gleichspannung erzeugt. Dazu wird er über ein ganz links eingezeichnetes Hochfrequenzfilter, das ebenfalls Stand der Technik ist und nicht weiter erläutert werden muss, und einen Gleichrichter aus einem gewöhnlichen Wechselstromnetz versorgt. Der Hochsetzsteller dient hier als Leistungsfaktor-Korrekturschaltung.
  • Im unteren Bereich der Figur 1 ist rechts ein Mikrocontroller µC eingezeichnet, der einerseits, wie die beiden Pfeile symbolisieren, das Schaltnetzteil, also den Hochsetzsteller, steuert und dabei konkret den Takt des dortigen Schalttransistors vorgibt, und andererseits von diesem Schaltnetzteil mit der an dem ausgangsseitigen Kondensator anliegenden Zwischenkreisspannung versorgt wird. Andererseits steuert der Mikrocontroller µC die beiden Schalttransistoren T1 und T2 der Halbbrücke und misst in der Lampenschaltung neben der Lampenspannung und dem Entladungswiderstand insbesondere auch den Lampenstrom. Der Mikrocontroller µC ist u. a. für die Vorheizsteuerung, die Zündsteuerung und die Lampenüberwachung zuständig. Im Rahmen dieser Erfindung interessiert aber vor allem die Halbbrückensteuerung im Rahmen der Lampenstromregelung. Der Mikrocontroller µC empfängt aus einem links eingezeichneten Steuereingang ein Dimmsignal, das die Leistungsstufe, d. h. konkret den Lampenstrom, auf den geregelt wird, bestimmt. Der Steuereingang ist an sich ebenfalls Stand der Technik und wird hier nicht im Einzelnen erläutert. Im Prinzip handelt es sich um eine unipolare Wechselstromeinkopplung.
  • Figur 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Erfindung, und zwar einen Ausschnitt des in Figur 1 mit "Lampenschaltung" bezeichneten Teils einschl. der Lampe selbst. Im Unterschied zu Figur 1 handelt es sich in Figur 2 jedoch um eine erfindungsgemäße Schaltung.
  • Links ist die Halbbrücke mit den Schalttransistoren T1 und T2 der Einfachheit halber als trapezförmiges Versorgungspotential V1 zwischen 0 und 470 V eingezeichnet. Dieses liegt zwischen dem linken Anschluss der Lampendrossel L_lamp und der internen Masse im unteren Bereich der Figur 2. Die Lampe ist in Figur 2 etwa in der Mitte oben eingezeichnet und als ohmsche
  • Wirklast R_lamp von beispielsweise 25 kΩ mit einer parallel geschalteten parasitären Kapazität C_kap von beispielsweise 250 pF symbolisiert.
  • Der bereits anhand Figur 1 erläuterte Resonanzkondensator C7 ist eingezeichnet und hat hier beispielsweise eine Kapazität von 3,3 nF. Auch der Koppelkondensator C8 mit beispielsweise 20 nF ist vorhanden. Neben den Halbbrückentransistoren T1 und T2 ist auch der Vorheiztransformator aus Figur 1 weggelassen.
  • In Figur 2 ist gewissermaßen ein Teil des Resonanzkondensators C7 als separater Kondensator C2 mit hier 470 pF ausgekoppelt. Dieser Kondensator C2 liegt seriell mit einem Messwiderstand R10 von hier 100 Ω parallel zu dem Resonanzkondensator und parallel zu der Serienschaltung aus Lampe R_lamp und Koppelkondensator C8.
  • Die Impedanz des Widerstandes R10 ist sehr viel kleiner als die Impedanz des Kondensators C2 (bei typischen Frequenzen von einigen 10 kHz), so dass an dem Kondensator C2 im Wesentlichen die Summe der Lampenspannung und der Spannung an C8 liegt. Da die Spannung an C8 praktisch zeitlich konstant der halben Versorgungsspannung der Halbbrücke entspricht, sind Änderungen der Spannung an dem Kondensator C2 Änderungen der Lampenspannung zuzuordnen. Diese Spannungsänderungen an dem hier als Blindwiderstand im Sinn der Erfindung verwendeten Kondensator C2 äußern sich in um 90° voreilenden Strömen durch den Messwiderstand R10. Die infolge dieser Ströme an R10 abfallende Spannung wird über einen OP-Komparator (Operationsverstärkerschaltung) erfasst. Nulldurchgänge und damit Vorzeichenänderungen am Ausgang des Komparators entsprechen damit mit einer voreilenden Phasenverschiebung von 90° Nulldurchgängen der Lampenspannung. Der Kondensator C2 (oder eine entsprechende Induktivität) muss also so geschaltet sein, dass sich darin die Lampenspannung abbildet.
  • Der Ausgang des Komparators steuert einen Transistorschalter U3, der in seinem geschlossenen Zustand einen Kondensator C10 von beispielsweise 47 nF parallel zu einem Messwiderstand R22 von beispielsweise 2,5 Ω schaltet und ihn in seinem offenen Zustand davon abkoppelt. Der Messwiderstand R22 liegt seriell zu dem Koppelkondensator C8 und damit im Pfad des Lampenstromes. Durch die parallel zu ihm liegende Diode D10 und die seriell zu ihm liegende Diode D11 mit zueinander inverser Polarität fließen durch den Messwiderstand R22 allerdings nur Lampenströme einer bestimmten Polarität.
  • Die die Lampenströme darstellenden Spannungen über R22 werden im geschlossenen Zustand des Schalters U3 an den Kondensator C10 gelegt und laden diesen damit auf einen entsprechenden Wert auf. Wird der Schalter U3 geöffnet, so bleibt dieser Spannungswert an C10 erhalten. Er wird über einen AD-Wandler digitalisiert und an eine digitale Steuerung, entsprechend dem Mikrocontroller µC aus Figur 1, gegeben. Der Schalter U3 und der Kondensator C10 bilden damit eine track-and-hold-Schaltung, die im geschlossenen Zustand des Schalters U3 der Spannung über R22, d. h. dem Lampenstrom, folgt und diesen beim Öffnen hält.
  • Bei diesem Beispiel erzeugt die Messung der Ströme durch den Kondensator C2 eine voreilende Phasenverschiebung von 90°. Wenn nun der Komparator und der Schalter U3, wie in Figur 2, so geschaltet sind, dass der Schalter U3 bei Nulldurchgängen von Minus nach Plus durch eine "1" am Ausgang des Komparators geschlossen und bei Nulldurchgängen von Plus nach Minus durch eine "0" am Ausgang des Komparators wieder geöffnet wird, so bleiben bei dem letztgenannten Nulldurchgang damit Kondensatorspannungen an C10 gespeichert, die den Lampenströmen bei einer Phasenverschiebung von 180° gegenüber dem ansteigenden Nulldurchgang des Stromes durch C2 und damit 90° nach dem Maximum des Stromes durch C2 entsprechen. Durch die voreilende Phasenverschiebung des Stromes durch C2 gegenüber dem Lampenwirkstrom durch R_lamp (im Gegensatz zu dem kapazitiven Blindstrom durch C_kap) sind dies gerade die positiven Strommaxima ohne Blindstromanteil. Der Blindstrom durch C_kap hat nämlich zu diesen Zeiten, weil er dem Wirkstrom um 90° vorauseilt, ebenfalls eine Nullstelle.
  • Diese Aussage gilt unabhängig von Frequenz und parasitärer Kapazität solange, wie die parasitären Kapazitäten gegenüber den parasitären Induktivitäten deutlich überwiegen.
  • Figur 3 zeigt alle Messkurven zu dem Ausführungsbeispiel aus Figur 2. Darin zeigt Kanal 1 (CH1) im Wesentlichen ein Rechtecksignal, nämlich das Ansteuersignal des unteren Halbbrückentransistors T2 und damit den Arbeitstakt der Halbbrücke. Kanal 2 (CH2) zeigt die Spannung an C10 und damit den Eingang des AD-Wandlers. Kanal 3 (CH3) zeigt den Ausgang des Komparators, also das Ansteuersignal des Schalters U3. Kanal 4 (CH4) zeigt schließlich den Lampenstrom, der näherungsweise sinusförmig verläuft.
  • Man erkennt an dem abrupten Abbrechen des Komparatorausgangs, also der fallenden Flanke des Signals CH3, den Nullstellendurchgang von positiv nach negativ. Zu diesem Zeitpunkt wird der Schalter U3 geöffnet, so dass die Kurve CH2 danach ein konstantes Plateau einnimmt, bis das Signal CH3 wieder eine steigende Flanke hat und der Schalter U3 wieder geschlossen wird. Unmittelbar vor und hinter dem Plateau zeigt die Kurve CH2 einige kleinere Störungen, die durch die Halbbrücke verursacht und für die Erfindung nicht von wesentlicher Bedeutung sind. Wenn man von diesen Störungen absieht, zeigt sich in dem Bereich, in dem Schalter U3 geschlossen ist, also der hochliegenden Plateaus des Signals CH3, jeweils ein Abbild des Lampenstromes, also des Signals CH4. Dieses Signal CH4 verläuft im Wesentlichen sinusförmig, ist jedoch mit seinen Maxima gegenüber den fallenden Flanken des Signals CH3, und damit den Maxima der Lampenspannung, etwas phasenvorauseilend. Diese vorauseilende Phasenverschiebung zeigt den Einfluss des kapazitiven Blindstromes. Dieser Einfluss ist in dem Diagramm in Figur 3 relativ klein, weil hier der Klarheit der Darstellung halber eine relativ große Dimmstufe gewählt wurde. Bei kleineren Dimmstufen vergrößert sich diese Phasenverschiebung. Da aber das Plateau des Signals CH2 jeweils zu einem Zeitpunkt "eingefroren" wird, zu dem der Blindstromanteil gerade Null ist, gehen diese Einflüsse nicht in die Lampenstromregelung ein.

Claims (10)

  1. Wechselstrombetriebsschaltung zum. Betreiben einer Lampe (R_lamp) mit einem Blindwiderstand (C2) zur Erfassung der Lampenspannung,
    einer vorzeichensensitiven Nullstellenerfassungseinrichtung (R10, OP-Komp.) zum Bestimmen des Nulldurchgangs des Stromes durch den Blindwiderstand (C2),
    einer Strommesseinrichtung (R22, D10, D11) zum Messen des Stromes durch die Lampe (R_lamp)
    und einer getriggerten Halteeinrichtung (U3, C10), die von der Nullstellenerfassungseinrichtung (R10, OP-Komp.) so getriggert wird, dass sie den von der Strommesseinrichtung (R22, D10, D11) gemessenen Lampenstrom zu einem Zeitpunkt erfasst und dann hält, zu dem dieser Strom im Wesentlichen der Amplitude des Wirkstromes durch die Lampe (R_lamp) entspricht.
  2. Betriebsschaltung nach Anspruch 1 mit einer Lampenstrom-Regelschaltung, die mit dem von der getriggerten Halteeinrichtung (U3, C10) gemessenen und gehaltenen Lampenstrom versorgt ist.
  3. Betriebsschaltung nach Anspruch 1 oder 2 für eine Entladungslampe (R_lamp), welche Betriebsschaltung einen Wandler zum Erzeugen einer Hochfrequenz-Versorgungsleistung für die Lampe (R_lamp), eine seriell zu der Lampe (R_lamp) geschaltete Drossel (L lamp), einen parallel zu der Lampe (R_lamp) geschalteten Resonanzkondensator (C2, C7) und einen seriell zu der Lampe (R_lamp) geschalteten Koppelkondensator (C8) aufweist.
  4. Betriebsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer digitalen Steuerung und mit einem an die getriggerte Halteeinrichtung (U3, C10) angeschlossenen AD-Wandler (A/D) zur Versorgung der Steuerung mit einem den Lampenstrom darstellenden digitalen Signal.
  5. Betriebsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der die Strommesseinrichtung (R22, D10, D11) über eine Diode (D10, D11) angeschlossen ist und damit nur Stromwerte einer Polarität erfasst.
  6. Betriebsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der die getriggerte Halteeinrichtung eine track-and-hold-Schaltung (U3, C10) ist und einen gesteuerten Schalter (U3) und einen Kondensator (C10) aufweist.
  7. Betriebsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der der Blindwiderstand ein Kondensator (C2) ist.
  8. Betriebsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der die Nullstellenerfassungseinrichtung (R10, OP-Komp.) einen zu dem Blindwiderstand (C2) seriellen Messwiderstand (R10) und ein Schwellenwertbauelement (OP-Komp.) aufweist.
  9. Verfahren zum Betreiben einer Lampe (R_lamp), bei welchem
    die Lampenspannung mit einem Blindwiderstand (C2) erfasst wird,
    der Nulldurchgang des Stromes durch den Blindwiderstand (C2) vorzeichensensitiv bestimmt wird,
    der Strom durch die Lampe (R_lamp) gemessen wird
    und der gemessene Lampenstrom zu einem Zeitpunkt erfasst und dann gehalten wird, welcher durch den bestimmten Nulldurchgang bestimmt ist und zu dem der Lampenstrom im Wesentlichen der Amplitude des Wirkstromes durch die Lampe (R_lamp) entspricht.
  10. Beleuchtungssystem mit einer Betriebsschaltung nach einem der Ansprüche 1-8 und einer davon versorgten Lampe (R_lamp), insbesondere Entladungslampe.
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