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Technisches
Gebiet
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Die
Erfindung geht aus vom Wechselstrombetrieb von Entladungslampen
mit elektronischen Vorschaltgeräten.
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Stand der
Technik
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Entladungslampen
unterschiedlicher Bauweise werden heute in den meisten Fällen mit
elektronischen Vorschaltgeräten
betrieben. Solche Vorschaltgeräte
enthalten in aller Regel Hochfrequenzwandler zur Erzeugung einer
Wechselstromversorgungsleistung für die Lampe aus einer niederfrequenten
Netzversorgung oder auch aus einer Gleichspannungsversorgung.
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Elektronische
Vorschaltgeräte
verfügen
neben den essentiellen Funktionen zum Starten und Betreiben der
Entladungslampe häufig
auch über
zusätzliche Überwachungs-
und Regelfunktionen. Im vorliegenden Zusammenhang interessiert die
sog. EoL-Überwachung
(End-of-Life-Überwachung),
bei der durch einen Schaltungsteil des Vorschaltgeräts überwacht
wird, wann sich ein Lebensdauerende einer der Elektroden der betriebenen
Entladungslampe ankündigt.
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Solche
EoL-Überwachungsschaltungen
sind an sich bekannt, etwa aus der WO 00/11916, auf die zur Erläuterung
des technischen Hintergrundes ergänzend verwiesen wird. Insbesondere
wird dort verdeutlicht, dass bei der EoL-Überwachung
die sich mit dem nahenden Ende der Elektrodenlebensdauer einstellenden
gleichrichtenden Eigenschaften der Entladungslampe ausgenutzt werden.
Das Elektrodenlebensdauerende geht mit einem Verbrauch oder einer Degradation
eines Elektronenemittermaterials einher. Allgemeiner gesprochen
kündigt
sich das Ende der Lebensdauer einer Elektrode durch einen Anstieg
der Elektronenaustrittsarbeit an dieser Elektrode an. Dadurch ergibt
sich eine Asymmetrie im Wechselstrombetrieb oder anders ausgedrückt eine unipolare
zusätzliche
Leistung in der Lampe mit einem entsprechenden asymmetrischen Spannungsabfall.
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Darstellung
der Erfindung
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein hinsichtlich der
EoL-Überwachung
verbessertes elektronisches Vorschaltgerät für Entladungslampen anzugeben.
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Die
Erfindung bezieht sich zum einen auf ein elektronisches Vorschaltgerät für den Wechselstrombetrieb
einer Entladungslampe mit einer EoL-Überwachungsschaltung
zum Erkennen des Lebensdauerendes der Elektroden der Entladungslampe,
welche EoL-Überwachungsschaltung
auf eine asymmetrische Leistung der Entladungslampe anspricht, dadurch
gekennzeichnet, dass in der EoL-Überwachungsschaltung
ein mit der asymmetrischen Leistung verbundener Strom und ein Referenzstrom
einem Stromdifferenzverstärker
zugeführt
werden, auf ein entsprechendes Lampensystem aus einem solchen Vorschaltgerät zusammen
mit einer passenden Entladungslampe.
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Bevorzugte
Ausgestaltungen sind in den abhängigen
Ansprüchen
angegeben und werden im folgenden näher erläutert.
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Die
Grundidee der Erfindung besteht darin, abweichend vom Stand der
Technik nicht eine mit den beginnenden gleichrichtenden Eigenschaften der
Entladungslampe korrelierende Spannung abzuleiten, über eine
spannungssensitive Verstärkerschaltung
zu erfassen und zur Steuerung des Betriebs des Vorschaltgeräts zu verwenden,
sondern stattdessen eine Stromdifferenzverstärkung vorzunehmen. Dazu wird
ein mit der asymmetrischen Leistung der Entladungslampe korrelierender
Strom verwendet und zusammen mit einem Referenzstrom einem Stromdifferenzverstärker zugeführt. Der
Stromdifferenzverstärker
zeichnet sich dadurch aus, dass er auch dann, wenn keine EoL-Erkennung
vorliegt, also noch keine gleichrichtenden Eigenschaften erfasst
werden können,
Eingangsströme
zulässt.
Damit kann insbesondere vermieden werden, dass sich im Falle spannungssensitiver
Eingänge
mit bei einer EoL-Erkennung durchschaltenden Transistoren durch
die dann auftretende Strombelastung von Widerständen, mit denen entsprechende
Messspannungen zur Erkennung oder Referenzspannungen zum Vergleich
erzeugt werden, Spannungsverschiebungen ergeben.
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Insbesondere
bei der bereits erwähnten
WO 00/11916 belasten sich zwei Spannungsteilerschaltungen gegenseitig,
weil aus einem Spannungsdifferenzsignal ein Strom gebildet wird,
der die weitere Signalgröße darstellt.
Dadurch ergeben sich eine störende
Spannungsverschiebung, eine Abhängigkeit von
den Absolutwerten der verwendeten Potentiale gegen das Bezugspotential
sowie nichtlineare Abhängigkeiten
von den Potentialdifferenzen.
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Im
Unterschied dazu werden bei der Erfindung Stromeingänge verwendet,
die auch im Normalbetriebsfall Ströme führen können, sodass sich im Falle
einer EoL-Erkennung keine wesentlichen Verschiebungen ergeben.
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Durch
entsprechend hochohmige Widerstände
in den Stromzuführungen
können
der notwendige Messstrom und der Referenzstrom auf so kleine Werte
gedrückt
werden, dass der damit verbundene Leistungsverbrauch völlig unerheblich
ist. Ferner lassen sich durch entsprechende Vorbelastungen, etwa durch
Rückkopplungen
am Stromdifferenzverstärker, leicht
geeignete Arbeitspunkte einstellen.
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Eine
bevorzugte Ausgestaltung des Eingangs des Stromdifferenzverstärkers besteht
in einer an sich bekannten Stromspiegelschaltung, wobei der Strom differenzverstärker besonders
bevorzugterweise im Übrigen
als Operationsverstärker
aufgebaut ist. Solche OP-Verstärker
mit Spiegeleingang sind beispielsweise als sogenannte Norton-Verstärker von dem
Hersteller Motorola, heute "On
Semiconductors",
erhältlich.
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Dieser
Norton-Verstärker
weist ferner einen Spannungsausgang auf und zeigt damit ein weiteres bevorzugtes
Merkmal der Erfindung. Schließlich
handelt es sich dabei um einen Verstärker mit einem MOSFET-Stromspiegeleingang,
einer günstigen Ausführungsform
eines solchen Stromspiegeleingangs. Im Übrigen können Stromspiegeleingänge aber
auch in anderer unipolarer Technologie oder auch in bipolarer Technologie
ausgeführt
sein.
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Ein
Ausgangssignal des Stromdifferenzverstärkers kann bei einer einfachen
und günstigen
Ausgestaltung der Erfindung an einen Fensterkomparator gegeben werden,
also eine Kombination zweier einfacher Komparatoren, zwischen deren
Schwellenwerten sich ein entsprechendes Fenster ergibt. Die Ausgangssignale
der Komparatoren können
beispielsweise über
ein NAND-Gatter
verknüpft
und einer Abschalteinrichtung zugeführt werden, die im Falle der
Erkennung eines Elektrodenlebensdauerendes den Hochfrequenzwandler
außer
Betrieb nimmt.
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Da
es in dem Vorschaltgerät
im Betrieb zu störenden
Schwingungen und Oberwellen kommen kann, insbesondere zu Betriebsbeginn
Einschwingvorgänge
möglich
sind, weist die EoL-Überwachungsschaltung
vorzugsweise ein Tiefpassfilter, etwa ein RC-Glied auf. Der Kondensator
des RC-Gliedes kann bei einer günstigen
Ausgestaltung zwischen dem Messstromeingang des Stromdifferenzverstärkers und
dem vorschaltgerätinternen
Bezugspotential liegen.
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Statt
einer Auswertung über
Komparatoren und logische Gatter, die sich insbesondere für diskrete
Realisierungen anbietet, kann auch eine Mikroprozessorabtastung
des Stromdifferenzverstärkers
vorgesehen sein, die in be stimmten Zeitabständen abtastet und eventuell
im Falle einer EoL-Erkennung aus Sicherheitsgründen Wiederholungsabfragen durchführt. Hierbei
ist zu bemerken, dass die durch Normungen und/oder die technischen
Randbedingungen vorgegebenen Reaktionszeiten für EoL-Überwachungsschaltungen nicht
besonders kurz sind, sondern im Regelfall einige Sekunden Zeit zur
Verfügung
stehen. Letztlich ist im Regelfall nämlich nur entscheidend, thermische
Schäden
und beispielsweise davon ausgehende Brandgefahren durch auf die
asymmetrische Zusatzleistung in der Lampe zurückgehende Elektroden zu vermeiden. Diese
thermischen Vorgänge
laufen vergleichsweise träge
ab.
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Eine
Möglichkeit
zur Erzeugung eines Referenzstroms für den Stromdifferenzverstärker besteht darin, über einen
relativ hochohmigen Widerstand von einem Referenzpotential einen
Strom abzuleiten, insbesondere von dem vorschaltgerätinternen
Hochfrequenzwandler.
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In
vielen praktisch bedeutsamen Fällen
liegt ein sogenannter Koppelkondensator zwischen der Entladungslampe
und dem vorschaltgerätinternen Bezugspotential
vor, der sich im Betrieb im Regelfall auf ein Mittenpotential zwischen
dem vorschaltgerätinternen
Versorgungspotential und dem Bezugspotential auflädt und damit
einen echten Wechselstrombetrieb der Entladungslampe gewährleistet.
Bei dieser Verschaltung kann der im Übrigen auf dieses Bezugspotential
bezogene Stromdifterenzverstärker
in günstiger
Weise über
Widerstände
mit einem Abgriff zwischen dem Koppelkondensator und der Entladungslampe
verbunden sein, um damit einen mit der Spannung über dem Koppelkondensator korrelierenden
Strom abzugreifen. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass die Eingänge des
Stromdifferenzverstärkers
potentialmäßig sehr
nahe beim Bezugspotential liegen.
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Eine
andere praktisch bedeutsame Verschaltung sieht einen entsprechenden
Koppelkondensator zwischen dem Wechselstromausgang des Hochfrequenzwandlers
und der Entladungslampe vor und schaltet dementsprechend dann in
der Regel den anderen Anschluss der Entladungslampe direkt an das Bezugspotential.
Abhängig
von der Verschaltung von insbesondere für resonante Zündvorgänge erforderlichen
Resonanzkondensatoren parallel zur Lampe können solche Schaltungen vor
allem von Vorteil sein, um in einfacher und direkter Weise den Lampenstrom
messen und beispielsweise für
eine Stromregelung verwenden zu können. In diesem Fall ist es günstig, den
Messstrom für
den wiederum auf das Bezugspotential bezogenen Stromdifferenzverstärker wiederum
von einem Mittenabgriff zwischen dem Koppelkondensator und der Entladungslampe über einen
Widerstand abzuleiten. Dieser Messstrom korreliert dann mit der
Lampenspannung, würde
also geglätteterweise
im reinen Wechselstrombetrieb bei Mittelwert null liegen. Hierbei
kann der entsprechende Messstromeingang des Stromdifferenzverstärkers beispielsweise über eine
Rückkopplung
vom Verstärkerausgang
vorbelastet sein, wozu auch auf das zweite Ausführungsbeispiel verwiesen wird.
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Ein
bevorzugte Anwendung findet die Erfindung bei Niederdruckentladungslampen,
ist aber auch für
Hochdruckentladungslampen geeignet.
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Die
Erfindung hat ferner einen Verfahrensaspekt und bezieht sich demzufolge
auch auf ein Verfahren zum Wechselstrombetrieb einer Entladungslampe
mit einem solchen Vorschaltgerät,
bei welchem Verfahren das Lebensdauerende einer Elektrode der Entladungslampe
mit einer EoL-Überwachungsschaltung,
die auf eine asymmetrische Leistung der Entladungslampe anspricht,
erkannt wird, dadurch gekennzeichnet, dass in der EoL-Überwachungsschaltung
ein mit der asymmetrischen Leistung verbundener Strom und ein Referenzstrom
einem Stromdifterenzverstärker
zugeführt
werden. Die vorstehend und im folgenden erläuterten einzelnen Merkmale
sind implizit auch für
die Verfahrenskategorie der Erfindung maßgeblich.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Im
Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, wobei
die einzelnen Merkmale auch in anderen Kombinationen er findungswesentlich
sein können
und sich sowohl auf die Vorrichtungskategorie als auch auf die Verfahrenskategorie
der Erfindung beziehen.
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1 zeigt
ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm eines Vorschaltgeräts für eine Niederdruckentladungslampe
als erstes Ausführungsbeispiel.
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2 entspricht 1 und
zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel.
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3 entspricht 1 und
zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel.
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Bevorzugte
Ausführung
der Erfindung
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1 zeigt
ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen Vorschaltgeräts für eine im
rechten Bereich ebenfalls eingezeichnete Niederdruckentladungslampe
LA1, das im linken Bereich für
eine übliche
Haushaltsnetzversorgung mit einer Phasenleitung L und einem Neutralleiter
N an die Eingangsklemmen KL1-1 und KL1-2 angeschlossen ist. Die Drossel
LD2 und der Kondensator C5 bilden ein Funkentstörfilter zwischen dem Gleichrichter
D1 bis D4 und einem Zwischenkreisspeicherkondensator C6, über dem
die Zwischenkreisspannung mit einem im unteren Bereich der Figur
liegenden vorschaltgerätinternen
Bezugspotential und einem im oberen Bereich liegenden vorschaltgerätinternen
Versorgungspotential anliegt.
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Zwischen
diesen beiden Potentialen liegen zwei Schalttransistoren T1 und
T2 einer üblichen Halbbrückenwandlerschaltung,
zu denen jeweils Freilaufdioden D11 und D12 parallelgeschaltet sind und
die durch einen sogenannten Trapezkondensator C8 zwischen ihrem
Mittenabgriff und dem Versorgungspotential schaltentlastet werden.
Die Steueranschlüsse,
hier die Basen der Biopolartransistoren T1 und T2, werden über Sekundärwicklungen
RK1-B und RK1-C
sowie Widerstände
R3 bzw. R4 angesteuert, wobei eine Primärwicklung RK1-A mit den Sekundärwicklungen
RK1-B und RK1-C gekoppelt ist und zwischen dem erwähnten Mittenabgriff
und damit Wechselstromausgang der Halbbrücke und der Lampe LA1 liegt.
Zwischen der Primärwick lung
des aus den Wicklungen RK1-A, RK1-B und RK1-C gebildeten Steuertransformators,
der hier im Übrigen
nur symbolisch für
eine selbsterregte Ansteuerung steht, die auch anders, insbesondere
durch eine Fremdsteuerung, realisiert sein kann, und der Lampe LA1 liegt
eine übliche
Lampendrossel LD1. Die Lampe LA1 ist über Lampenklemmen KL2-1 bis
KL2-4 angeschlossen, wobei die Klemmen KL2-3 und KL2-4 mittenabgriffseitig
und die Klemmen KL2-1 und KL2-2 auf der anderen Seite der Lampe
vorgesehen sind und zwischen die Klemmen KL2-2 und KL2-3 ein zum Zünden der
Lampe in an sich bekannter Weise notwendiger Resonanzkondensator
C9 geschaltet ist.
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Der
Lampenanschluss KL2-1 ist über
einen ebenfalls an sich bekannten Koppelkondensator C10 an das Bezugspotential
angeschlossen, sodass sich im Betrieb eine mittlere Aufladung des
Koppelkondensators C10 auf die halbe Zwischenkreisspannung über dem
Zwischenkreiskondensator C6 ergibt und die Lampe LA1 damit in Folge
des symmetrisch um das an dem oberen Anschluss des Koppelkondensators
C10 herrschende Potential oszillierenden Mittenabgriffpotentials
in einem reinen Wechselstrombetrieb betrieben werden kann.
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Der
bisher beschriebene Teil der Schaltung ist an sich konventioneller
Natur und wird daher nicht im Einzelnen erläutert. Im Folgenden wird auf
die erfindungsgemäße EoL-Überwachungsschaltung
eingegangen. Diese weist einen OP-Verstärker U1 mit Stromspiegeleingang
auf, hier ein sogenannter Norton-Verstärker LM3900
von On Semiconductors. An dessen nichtinvertierendem Eingang (mit
einem "+" bezeichnet) wird
ein über
einen hochohmigen Widerstand von 10 MΩ von dem Versorgungspotential
abgeleiteter Referenzstrom gegeben, an den invertierenden Eingang
(mit einem "-" bezeichnet) ein über einen
ebenfalls hochohmigen Widerstand R2 von 6,5 MΩ von einem Abgriff zwischen
dem Koppelkondensator C10 und der Lampenklemme KL2-1 abgeleiteter
Messstrom. Die Differenz zwischen beiden wird in an sich bekannter
Weise verstärkt,
wobei der Verstärker
U1 über
einen Widerstand R9 von 813 kΩ zwischen
seinem Ausgang und seinem invertierendem Eingang in an sich bekannter
Weise rückkoppelnd beschaltet
ist.
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Das
Ausgangssignal des Verstärkers
U1 wird an einen aus einem ersten Komparator U2-A und zweiten Komparator
U2-B bestehenden Fensterkomparator gegeben, in dem es mit einem
Schwellenwertfenster zwischen in diesem Fall 3,5 V und 8,5 V verglichen
wird. Dementsprechend sind die Eingänge der Komparatoren U2-A und
U2-B an ein NAND-Gatter U3-A angeschlossen, dessen Ausgang damit
anzeigt, ob die Stromdifferenz innerhalb der durch die beiden Komparatorschwellenwerte
definierten Toleranzbreite liegt oder nicht.
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Dieses
Signal wird einer Abschalteinrichtung AE zugeführt, die ansprechend auf dieses
Signal die Basisansteuerung des unteren Schalttransistors T2 des
Halbbrückenwandlers
unterbindet, womit dann auch die Schaltvorgänge des oberen Schalttransistors
T1 unterbleiben.
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Es
wurde bereits festgestellt, dass sich bei einer Lampe LA1 mit beidseits
voll emissionsfähigen Elektroden
ein reiner Wechselstrombetrieb ergibt und sich über dem Kondensator C10 eine
dem Gleichanteil des Potentials am Wechselstromausgang der Halbbrücke der
Schalttransistoren T1 und T2 entsprechendes Potential einstellt.
Dieses kann bei Bedarf über
den zusätzlichen
Kondensator C2 von 100 nF zwischen dem invertierenden Eingang des
Verstärkers
U1 und dem Bezugspotential geglättet
werden. Auch bei abweichenden Verhältnissen, etwa einem von 0,5
abweichenden Tastverhältnis
des Schalttransistorbetriebs, ergibt sich eine bestimmte mittlere
Spannung an dem Koppelkondensator C10.
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Da
der Verstärker
U1 auf das Bezugspotential bezogen ist und in Folge seines Stromspiegeleingangs
nur geringe Spannungen an seinen Eingängen gegenüber dem Bezugspotential aufbaut
(unter 1 Volt im Regelfall) entspricht der durch den Widerstand
R2 fließende
Strom in den invertierenden Eingang des Verstärkers U1 praktisch proportional
der Spannung über
dem Koppel kondensator C10. Der in den invertierenden Eingang fließende Strom
setzt sich aus diesem Strom und dem Strom durch den Rückkopplungskondensator
R9 zusammen. Dabei sind die Widerstände R2 und R9 so bemessen,
dass im Gleichgewicht ohne asymmetrischen EoL-Spannungsanteil an
dem Koppelkondensator C10 der Ausgang des Verstärkers U1 auf etwa der Hälfte des arithmetischen
Mittels der Referenzpotentiale an den Eingängen des Fensterkomparators
U2-A, U2-B von 6 V liegt. Im vorliegenden Fall ergeben sich Abschaltpotentiale
von etwa +/- 20 V an dem Koppelkondensator C10.
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2 zeigt
ein weitgehend mit 1 identisches Ausführungsbeispiel,
jedoch mit einer abweichenden Verschaltung des Koppelkondensators
C10 und daher auch etwas abweichender Anbindung des Verstärkers U1.
Es wird daher zunächst
auf die Erläuterungen
zu 1 Bezug genommen. Abweichend davon liegt der Koppelkondensator
C10 hier jedoch zwischen der Primärwicklung RK1-A und der Lampendrossel
LD1 und damit zwischen dem Wechselstromausgang des Halbbrückenwandlers
mit den Schalttransistoren T1 und T2 der Lampe LA1.
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Demzufolge
wird der Messstrom über
den hier mit 1,5 MΩ bemessenen
Widerstand R2 von einem Abgriff zwischen der Lampendrossel LD1 und der
Lampe LA1 abgenommen. Da der Gleichspannungsanteil über dem
Widerstand R2 deutlich kleiner ist als beim ersten Ausführungsbeispiel,
wird das Referenzpotential für
den Referenzstrom hier mit 6 V aus einer ohnehin für Steuerschaltungen
des Vorschaltgeräts
zur Verfügung
stehenden Versorgung entnommen und der entsprechende Widerstand
R1 angepasst. Bei diesem Ausführungsbeispiel
muss der in 1 optional (und daher gestrichelt)
eingezeichnete Kondensator C2 für
die Tiefpassglättung vorgesehen
sein.
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Im
symmetrischen Normalbetrieb ergibt sich damit, dass der Ruhestrom
in den invertierenden Eingang vollständig durch den Rückkopplungskondensator
R9 fließt
und damit dem Strom durch den Widerstand R1 gleich ist. Die Spannung über R1 entspricht
also dem arithmetischen Mittel zwischen den beiden Schwellenwerten
des Fensterkomparators U2-A, U2-B.
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3 entspricht
weitgehend 1, sodass wiederum auf die dortigen
Erläuterungen
Bezug genommen wird. Allerdings sind zwischen dem Verstärker U1
und der Abschalteinrichtung AE der Fensterkomparator U2-A, U2-B
und das NAND-Gatter U3-A weggelassen. In diesem Fall verfügt nämlich die
Abschalteinrichtung über
einen Mikroprozessor μP,
der den Ausgang des Verstärkers
U1 in bestimmten Zeitintervallen abtastet und im Fall außerhalb
eines vorgegebenen Fensters von hier wieder 3,5 V bis 8,5 V liegender
Ausgangssignale eine Wiederholungsmessung zur Sicherheit durchführt und
dann einen Abschaltvorgang einleitet. Die Erfindung kann also auch mit
einer Mikroprozessorsteuerung kombiniert werden. Bei solchen Anwendungen
können
darüber
hinaus natürlich
auch die Ansteuerung der Schalttransistoren T1, T2 und die Übernahme
anderer Funktionen des Vorschaltgeräts mikroprozessorgesteuert
erfolgen.