EP1920644B1 - Evg für entladungslampen mit eol-überwachungsschaltung - Google Patents

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EP1920644B1
EP1920644B1 EP06793030A EP06793030A EP1920644B1 EP 1920644 B1 EP1920644 B1 EP 1920644B1 EP 06793030 A EP06793030 A EP 06793030A EP 06793030 A EP06793030 A EP 06793030A EP 1920644 B1 EP1920644 B1 EP 1920644B1
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EP
European Patent Office
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current
discharge lamp
ballast
differential amplifier
ballast according
Prior art date
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EP06793030A
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EP1920644A1 (de
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Bernd Rudolph
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Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2985—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/05—Starting and operating circuit for fluorescent lamp

Definitions

  • the invention relates to the AC operation of discharge lamps with electronic ballasts.
  • ballasts usually contain high-frequency converter for generating an AC power supply for the lamp from a low-frequency power supply or from a DC power supply.
  • EoL monitoring end-of-life monitoring
  • EoL monitoring end-of-life monitoring
  • EoL monitoring circuits are known per se, such as from WO 00/11916 and US 2003/0168997 to which reference is made for explaining the technical background.
  • the EoL monitoring utilizes the rectifying properties of the discharge lamp, which are established with the approaching end of the electrode lifetime.
  • the electrode end of life goes with a consumption or a Degradation associated with an electron emitting material. More generally, the end of the life of an electrode is indicated by an increase in electron work function at this electrode. This results in asymmetry in AC operation or, in other words, unipolar extra power in the lamp with a corresponding asymmetric voltage drop.
  • the object of the present invention is to provide an improved electronic ballast for discharge lamps with regard to EoL monitoring.
  • the invention relates firstly to an electronic ballast for the AC operation of a discharge lamp with an EoL monitoring circuit for detecting the end of life of the electrodes of the discharge lamp, which EoL monitoring circuit responds to an asymmetrical performance of the discharge lamp, characterized in that in the EoL monitoring circuit a current connected to the asymmetrical power and a reference current are supplied to a current differential amplifier, to a corresponding lamp system of such a ballast together with a matching discharge lamp.
  • the basic idea of the invention is, unlike the prior art, not one with the beginning rectifying Discharge lamp correlated properties derived voltage across a voltage-sensitive amplifier circuit and to use to control the operation of the ballast, but instead to make a current difference gain.
  • a current correlated with the asymmetrical power of the discharge lamp is used and fed together with a reference current to a current difference amplifier.
  • the current differential amplifier is characterized in that it, even if no EoL detection is present, so even no rectifying properties can be detected, allows input currents. This can be avoided in particular that, in the case of voltage-sensitive inputs with transistors switching through in an EoL detection resulting from the current load of resistors, with which corresponding measurement voltages for detection or reference voltages are generated for comparison, voltage shifts.
  • the necessary measuring current and the reference current can be pressed to such low values that the associated power consumption is completely irrelevant. Furthermore, by appropriate preloads, such as by feedback on the current differential amplifier, easily suitable operating points can be set.
  • a preferred embodiment of the input of the current difference amplifier is a known current mirror circuit, wherein the current differential amplifier is particularly preferably constructed otherwise as an operational amplifier.
  • Such mirror-entrance surgical amplifiers are available, for example, as so-called Norton amplifiers from the manufacturer Motorola, today “On Semiconductors”.
  • This Norton amplifier also has a voltage output and thus shows another preferred feature of the invention.
  • this is an amplifier with a MOSFET current mirror input, a favorable embodiment of such a current mirror input.
  • current mirror inputs can also be embodied in other unipolar technology or else in bipolar technology.
  • An output signal of the current differential amplifier can be given in a simple and favorable embodiment of the invention to a window comparator, that is, a combination of two simple comparators between whose thresholds results in a corresponding window.
  • the output signals of the comparators can be linked for example via a NAND gate and a turn-off device supplied in the event of detection of a Elektrodenlebensdauerendes the high-frequency converter decommissioned.
  • the EoL monitoring circuit preferably has a low-pass filter, for example an RC element.
  • the capacitor of the RC element can lie in a favorable embodiment between the measuring current input of the current differential amplifier and the ballast internal reference potential.
  • a microprocessor sampling of the current differential amplifier can be provided, which scans at certain intervals and possibly performs in case of EoL detection for security repetition queries.
  • reaction times prescribed by standardization and / or the technical boundary conditions for EoL monitoring circuits are not particularly short, but as a rule a few seconds are available.
  • One possibility for generating a reference current for the current differential amplifier is, via a relatively high resistance of a reference potential derive a current, in particular from the ballast-internal high-frequency converter.
  • a so-called coupling capacitor between the discharge lamp and the ballast reference potential is present, which charges in operation usually to a central potential between the ballast supply potential and the reference potential and thus ensures a true AC operation of the discharge lamp.
  • the current differential amplifier which incidentally relates to this reference potential, can be connected in a favorable manner via resistors with a tap between the coupling capacitor and the discharge lamp so as to pick up a current correlating with the voltage across the coupling capacitor. It should be noted that the inputs of the current differential amplifier are in terms of potential very close to the reference potential.
  • Another practically important interconnection provides for a corresponding coupling capacitor between the AC output of the high-frequency converter and the discharge lamp and accordingly switches the other terminal of the discharge lamp, as a rule, directly to the reference potential.
  • resonant capacitors required in particular for resonant ignition processes parallel to the lamp
  • such circuits may be of particular advantage in order to measure the lamp current in a simple and direct manner and to be able to use it, for example, for current regulation.
  • it is favorable to use the measuring current for the current differential amplifier which in turn is based on the reference potential again derive from a center tap between the coupling capacitor and the discharge lamp via a resistor.
  • This measuring current then correlates with the lamp voltage, that is, it would be smoothed in pure AC operation at a mean value of zero.
  • the corresponding measuring current input of the current difference amplifier can be biased, for example via a feedback from the amplifier output, to which reference is also made to the second embodiment.
  • the invention further has a method aspect and accordingly also relates to a method for the alternating-current operation of a discharge lamp with such a ballast, in which method the end of life of an electrode of the discharge lamp is detected with an EoL monitoring circuit which responds to an asymmetrical output of the discharge lamp, characterized in that in the EoL monitoring circuit, a current connected to the asymmetrical power and a reference current are supplied to a current difference amplifier.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a ballast according to the invention for a right in the area also drawn low-pressure discharge lamp LA1, which is connected in the left area for a conventional household power supply with a phase line L and a neutral conductor N to the input terminals KL1-1 and KL1-2.
  • the inductor LD2 and the capacitor C5 form an RFI filter between the rectifier D1 to D4 and an intermediate circuit storage capacitor C6, via which the intermediate circuit voltage is applied with a ballast reference potential lying in the lower part of the figure and a supply potential lying in the upper range.
  • each free-wheeling diodes D11 and D12 are connected in parallel and by a so-called trapezoidal capacitor C8 between its center tap and the Supply potential are relieved switching.
  • the control terminals here the bases of Biopolartransistoren T1 and T2, are driven via secondary windings RK1-B and RK1-C and resistors R3 and R4, wherein a primary winding RK1-A is coupled to the secondary windings RK1-B and RK1-C and between the aforementioned center tap and thus AC output of the half-bridge and the lamp LA1 is located.
  • the lamp LA1 is a common lamp choke LD1.
  • the lamp LA1 is connected via lamp terminals KL2-1 to KL2-4, whereby the terminals KL2-3 and KL2-4 are provided on the middle tap side and the terminals KL2-1 and KL2-2 are provided on the other side of the lamp and between the terminals KL2- 2 and KL2-3 a necessary to ignite the lamp in a conventional manner necessary resonance capacitor C9 is connected.
  • the lamp terminal KL2-1 is connected via a likewise known coupling capacitor C10 to the reference potential, so that in operation a mean charging of the coupling capacitor C10 to half the DC link voltage across the DC link capacitor C6 results and the lamp LA1 thus in consequence of symmetrically to the can be operated in a pure AC operation prevailing at the upper terminal of the coupling capacitor C10 potential oscillating Mittenabgriffpotentials.
  • the output signal of the amplifier U1 is applied to a window comparator consisting of a first comparator U2-A and second comparator U2-B, in which it is compared with a threshold window between 3.5 V and 8.5 V in this case. Accordingly, the inputs of the comparators U2-A and U2-B are connected to a NAND gate U3-A, the output of which indicates whether or not the current difference is within the tolerance width defined by the two comparator threshold values.
  • This signal is supplied to a turn-off device AE, which in response to this signal, the base drive of the lower switching transistor T2 of the half-bridge converter prevents, which then also omit the switching operations of the upper switching transistor T1.
  • the amplifier U1 Since the amplifier U1 is related to the reference potential and due to its current mirror input only low voltages at its inputs to the reference potential builds (less than 1 volt in the rule) corresponds to the current flowing through the resistor R2 current in the inverting input of the amplifier U1 practically proportional to the voltage above the coupling capacitor C10.
  • the current flowing into the inverting input is composed of this current and the current through the feedback capacitor R9.
  • the resistors R2 and R9 are dimensioned so that in equilibrium without asymmetric EoL voltage component on the coupling capacitor C10 of the output of the amplifier U1 to about half of the arithmetic mean of the reference potentials at the inputs of the window comparator U2-A, U2-B of FIG V is. In the present Case result shutdown potentials of about +/- 20 V at the coupling capacitor C10.
  • FIG. 2 shows a largely with FIG. 1 identical embodiment, but with a different interconnection of the coupling capacitor C10 and therefore also slightly different connection of the amplifier U1. It is therefore first to the explanations to FIG. 1 Referenced. Deviating from this, however, the coupling capacitor C10 is here between the primary winding RK1-A and the lamp inductor LD1 and thus between the AC output of the half-bridge converter with the switching transistors T1 and T2 of the lamp LA1.
  • the measuring current is taken from the tap R1 between the lamp inductor LD1 and the lamp LA1 via the resistor R2, which is here dimensioned with 1.5 M ⁇ . Since the DC voltage component across the resistor R2 is significantly smaller than in the first embodiment, the reference potential for the reference current is taken here with 6 V from an already available for control circuits of the ballast supply and adapted the corresponding resistor R1. In this embodiment, the in FIG. 1 optional (and therefore dashed) capacitor C2 may be provided for the low-pass smoothing.
  • FIG. 3 corresponds largely FIG. 1 so that again reference is made to the explanations there.
  • the window comparator U2-A, U2-B and the NAND gate U3-A are omitted between the amplifier U1 and the turn-off device AE.
  • the turn-off device has a microprocessor ⁇ P, which samples the output of the amplifier U1 at certain time intervals and in the case outside a predetermined window of here again 3.5 V to 8.5 V lying output signals performs a repeat measurement for safety and then initiates a shutdown process.
  • the invention can therefore also be combined with a microprocessor control. In such applications, of course, moreover, the control of the switching transistors T1, T2 and the adoption of other functions of the ballast can be controlled by microprocessor.

Description

    Technisches Gebiet
  • Die Erfindung geht aus vom Wechselstrombetrieb von Entladungslampen mit elektronischen Vorschaltgeräten.
    • Stand der Technik
  • Entladungslampen unterschiedlicher Bauweise werden heute in den meisten Fällen mit elektronischen Vorschaltgeräten betrieben. Solche Vorschaltgeräte enthalten in aller Regel Hochfrequenzwandler zur Erzeugung einer Wechselstromversorgungsleistung für die Lampe aus einer niederfrequenten Netzversorgung oder auch aus einer Gleichspannungsversorgung.
  • Elektronische Vorschaltgeräte verfügen neben den essentiellen Funktionen zum Starten und Betreiben der Entladungslampe häufig auch über zusätzliche Überwachungs- und Regelfunktionen. Im vorliegenden Zusammenhang interessiert die sog. EoL-Überwachung (End-of-Life-Überwachung), bei der durch einen Schaltungsteil des Vorschaltgeräts überwacht wird, wann sich ein Lebensdauerende einer der Elektroden der betriebenen Entladungslampe ankündigt.
  • Solche EoL-Überwachungsschaltungen sind an sich bekannt, etwa aus der WO 00/11916 und US 2003/0168997 , auf die zur Erläuterung des technischen Hintergrundes ergänzend verwiesen wird. Insbesondere wird dort verdeutlicht, dass bei der EoL-Überwachung die sich mit dem nahenden Ende der Elektrodenlebensdauer einstellenden gleichrichtenden Eigenschaften der Entladungslampe ausgenutzt werden. Das Elektrodenlebensdauerende geht mit einem Verbrauch oder einer Degradation eines Elektronenemittermaterials einher. Allgemeiner gesprochen kündigt sich das Ende der Lebensdauer einer Elektrode durch einen Anstieg der Elektronenaustrittsarbeit an dieser Elektrode an. Dadurch ergibt sich eine Asymmetrie im Wechselstrombetrieb oder anders ausgedrückt eine unipolare zusätzliche Leistung in der Lampe mit einem entsprechenden asymmetrischen Spannungsabfall.
    • Darstellung der Erfindung
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein hinsichtlich der EoL-Überwachung verbessertes elektronisches Vorschaltgerät für Entladungslampen anzugeben.
  • Die Erfindung bezieht sich zum einen auf ein elektronisches Vorschaltgerät für den Wechselstrombetrieb einer Entladungslampe mit einer EoL-Überwachungsschaltung zum Erkennen des Lebensdauerendes der Elektroden der Entladungslampe, welche EoL-Überwachungsschaltung auf eine asymmetrische Leistung der Entladungslampe anspricht, dadurch gekennzeichnet, dass in der EoL-Überwachungsschaltung ein mit der asymmetrischen Leistung verbundener Strom und ein Referenzstrom einem Stromdifferenzverstärker zugeführt werden,
    auf ein entsprechendes Lampensystem aus einem solchen Vorschaltgerät zusammen mit einer passenden Entladungslampe.
  • Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben und werden im folgenden näher erläutert.
  • Die Grundidee der Erfindung besteht darin, abweichend vom Stand der Technik nicht eine mit den beginnenden gleichrichtenden Eigenschaften der Entladungslampe korrelierende Spannung abzuleiten, über eine spannungssensitive Verstärkerschaltung zu erfassen und zur Steuerung des Betriebs des Vorschaltgeräts zu verwenden, sondern stattdessen eine Stromdifferenzverstärkung vorzunehmen. Dazu wird ein mit der asymmetrischen Leistung der Entladungslampe korrelierender Strom verwendet und zusammen mit einem Referenzstrom einem Stromdifferenzverstärker zugeführt. Der Stromdifferenzverstärker zeichnet sich dadurch aus, dass er auch dann, wenn keine EoL-Erkennung vorliegt, also noch keine gleichrichtenden Eigenschaften erfasst werden können, Eingangsströme zulässt. Damit kann insbesondere vermieden werden, dass sich im Falle spannungssensitiver Eingänge mit bei einer EoL-Erkennung durchschaltenden Transistoren durch die dann auftretende Strombelastung von Widerständen, mit denen entsprechende Messspannungen zur Erkennung oder Referenzspannungen zum Vergleich erzeugt werden, Spannungsverschiebungen ergeben.
  • Insbesondere bei der bereits erwähnten WO 00/11916 belasten sich zwei Spannungsteilerschaltungen gegenseitig, weil aus einem Spannungsdifferenzsignal ein Strom gebildet wird, der die weitere Signalgröße darstellt. Dadurch ergeben sich eine störende Spannungsverschiebung, eine Abhängigkeit von den Absolutwerten der verwendeten Potentiale gegen das Bezugspotential sowie nichtlineare Abhängigkeiten von den Potentialdifferenzen.
  • Im Unterschied dazu werden bei der Erfindung Stromeingänge verwendet, die auch im Normalbetriebsfall Ströme führen können, sodass sich im Falle einer EoL-Erkennung keine wesentlichen Verschiebungen ergeben..
  • Durch entsprechend hochohmige Widerstände in den Stromzuführungen können der notwendige Messstrom und der Referenzstrom auf so kleine Werte gedrückt werden, dass der damit verbundene Leistungsverbrauch völlig unerheblich ist. Ferner lassen sich durch entsprechende Vorbelastungen, etwa durch Rückkopplungen am Stromdifferenzverstärker, leicht geeignete Arbeitspunkte einstellen.
  • Eine bevorzugte Ausgestaltung des Eingangs des Stromdifferenzverstärkers besteht in einer an sich bekannten Stromspiegelschaltung, wobei der Stromdifferenzverstärker besonders bevorzugterweise im Übrigen als Operationsverstärker aufgebaut ist. Solche OP-Verstärker mit Spiegeleingang sind beispielsweise als sogenannte Norton-Verstärker von dem Hersteller Motorola, heute "On Semiconductors", erhältlich.
  • Dieser Norton-Verstärker weist ferner einen Spannungsausgang auf und zeigt damit ein weiteres bevorzugtes Merkmal der Erfindung. Schließlich handelt es sich dabei um einen Verstärker mit einem MOSFET-Stromspiegeleingang, einer günstigen Ausführungsform eines solchen Stromspiegeleingangs. Im Übrigen können Stromspiegeleingänge aber auch in anderer unipolarer Technologie oder auch in bipolarer Technologie ausgeführt sein.
  • Ein Ausgangssignal des Stromdifferenzverstärkers kann bei einer einfachen und günstigen Ausgestaltung der Erfindung an einen Fensterkomparator gegeben werden, also eine Kombination zweier einfacher Komparatoren, zwischen deren Schwellenwerten sich ein entsprechendes Fenster ergibt. Die Ausgangssignale der Komparatoren können beispielsweise über ein NAND-Gatter verknüpft und einer Abschalteinrichtung zugeführt werden, die im Falle der Erkennung eines Elektrodenlebensdauerendes den Hochfrequenzwandler außer Betrieb nimmt.
  • Da es in dem Vorschaltgerät im Betrieb zu störenden Schwingungen und Oberwellen kommen kann, insbesondere zu Betriebsbeginn Einschwingvorgänge möglich sind, weist die EoL-Überwachungsschaltung vorzugsweise ein Tiefpassfilter, etwa ein RC-Glied auf. Der Kondensator des RC-Gliedes kann bei einer günstigen Ausgestaltung zwischen dem Messstromeingang des Stromdifferenzverstärkers und dem vorschaltgerätinternen Bezugspotential liegen.
  • Statt einer Auswertung über Komparatoren und logische Gatter, die sich insbesondere für diskrete Realisierungen anbietet, kann auch eine Mikroprozessorabtastung des Stromdifferenzverstärkers vorgesehen sein, die in bestimmten Zeitabständen abtastet und eventuell im Falle einer EoL-Erkennung aus Sicherheitsgründen Wiederholungsabfragen durchführt. Hierbei ist zu bemerken, dass die durch Normungen und/oder die technischen Randbedingungen vorgegebenen Reaktionszeiten für EoL-Überwachungsschaltungen nicht besonders kurz sind, sondern im Regelfall einige Sekunden Zeit zur Verfügung stehen. Letztlich ist im Regelfall nämlich nur entscheidend, thermische Schäden und beispielsweise davon ausgehende Brandgefahren durch auf die asymmetrische Zusatzleistung in der Lampe zurückgehende Elektroden zu vermeiden. Diese thermischen Vorgänge laufen vergleichsweise träge ab.
  • Eine Möglichkeit zur Erzeugung eines Referenzstroms für den Stromdifferenzverstärker besteht darin, über einen relativ hochohmigen Widerstand von einem Referenzpotential einen Strom abzuleiten, insbesondere von dem vorschaltgerätinternen Hochfrequenzwandler.
  • In vielen praktisch bedeutsamen Fällen liegt ein sogenannter Koppelkondensator zwischen der Entladungslampe und dem vorschaltgerätinternen Bezugspotential vor, der sich im Betrieb im Regelfall auf ein Mittenpotential zwischen dem vorschaltgerätinternen Versorgungspotential und dem Bezugspotential auflädt und damit einen echten Wechselstrombetrieb der Entladungslampe gewährleistet. Bei dieser Verschaltung kann der im Übrigen auf dieses Bezugspotential bezogene Stromdifferenzverstärker in günstiger Weise über Widerstände mit einem Abgriff zwischen dem Koppelkondensator und der Entladungslampe verbunden sein, um damit einen mit der Spannung über dem Koppelkondensator korrelierenden Strom abzugreifen. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass die Eingänge des Stromdifferenzverstärkers potentialmäßig sehr nahe beim Bezugspotential liegen.
  • Eine andere praktisch bedeutsame Verschaltung sieht einen entsprechenden Koppelkondensator zwischen dem Wechselstromausgang des Hochfrequenzwandlers und der Entladungslampe vor und schaltet dementsprechend dann in der Regel den anderen Anschluss der Entladungslampe direkt an das Bezugspotential. Abhängig von der Verschaltung von insbesondere für resonante Zündvorgänge erforderlichen Resonanzkondensatoren parallel zur Lampe können solche Schaltungen vor allem von Vorteil sein, um in einfacher und direkter Weise den Lampenstrom messen und beispielsweise für eine Stromregelung verwenden zu können. In diesem Fall ist es günstig, den Messstrom für den wiederum auf das Bezugspotential bezogenen Stromdifferenzverstärker wiederum von einem Mittenabgriff zwischen dem Koppelkondensator und der Entladungslampe über einen Widerstand abzuleiten. Dieser Messstrom korreliert dann mit der Lampenspannung, würde also geglätteterweise im reinen Wechselstrombetrieb bei Mittelwert null liegen. Hierbei kann der entsprechende Messstromeingang des Stromdifferenzverstärkers beispielsweise über eine Rückkopplung vom Verstärkerausgang vorbelastet sein, wozu auch auf das zweite Ausführungsbeispiel verwiesen wird.
  • Ein bevorzugte Anwendung findet die Erfindung bei Niederdruckentladungslampen, ist aber auch für Hochdruckentladungslampen geeignet.
  • Die Erfindung hat ferner einen Verfahrensaspekt und bezieht sich demzufolge auch auf ein Verfahren zum Wechselstrombetrieb einer Entladungslampe mit einem solchen Vorschaltgerät, bei welchem Verfahren das Lebensdauerende einer Elektrode der Entladungslampe mit einer EoL-Überwachungsschaltung, die auf eine asymmetrische Leistung der Entladungslampe anspricht, erkannt wird, dadurch gekennzeichnet, dass in der EoL-Überwachungsschaltung ein mit der asymmetrischen Leistung verbundener Strom und ein Referenzstrom einem Stromdifferenzverstärker zugeführt werden. Die vorstehend und im folgenden erläuterten einzelnen Merkmale sind implizit auch für die Verfahrenskategorie der Erfindung maßgeblich.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, wobei die einzelnen Merkmale auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein können und sich sowohl auf die Vorrichtungskategorie als auch auf die Verfahrenskategorie der Erfindung beziehen.
    • Figur 1
    zeigt ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm eines Vorschaltgeräts für eine Niederdruckentladungslampe als erstes Ausführungsbeispiel.
    Figur 2
    entspricht Figur 1 und zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel.
    Figur 3
    entspricht Figur 1 und zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel.
    Bevorzugte Ausführung der Erfindung
  • Figur 1 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen Vorschaltgeräts für eine im rechten Bereich ebenfalls eingezeichnete Niederdruckentladungslampe LA1, das im linken Bereich für eine übliche Haushaltsnetzversorgung mit einer Phasenleitung L und einem Neutralleiter N an die Eingangsklemmen KL1-1 und KL1-2 angeschlossen ist. Die Drossel LD2 und der Kondensator C5 bilden ein Funkentstörfilter zwischen dem Gleichrichter D1 bis D4 und einem Zwischenkreisspeicherkondensator C6, über dem die Zwischenkreisspannung mit einem im unteren Bereich der Figur liegenden vorschaltgerätinternen Bezugspotential und einem im oberen Bereich liegenden vorschaltgerätinternen Versorgungspotential anliegt.
  • Zwischen diesen beiden Potentialen liegen zwei Schalttransistoren T1 und T2 einer üblichen Halbbrückenwandlerschaltung, zu denen jeweils Freilaufdioden D11 und D12 parallelgeschaltet sind und die durch einen sogenannten Trapezkondensator C8 zwischen ihrem Mittenabgriff und dem Versorgungspotential schaltentlastet werden. Die Steueranschlüsse, hier die Basen der Biopolartransistoren T1 und T2, werden über Sekundärwicklungen RK1-B und RK1-C sowie Widerstände R3 bzw. R4 angesteuert, wobei eine Primärwicklung RK1-A mit den Sekundärwicklungen RK1-B und RK1-C gekoppelt ist und zwischen dem erwähnten Mittenabgriff und damit Wechselstromausgang der Halbbrücke und der Lampe LA1 liegt. Zwischen der Primärwicklung des aus den Wicklungen RK1-A, RK1-B und RK1-C gebildeten Steuertransformators, der hier im Übrigen nur symbolisch für eine selbsterregte Ansteuerung steht, die auch anders, insbesondere durch eine Fremdsteuerung, realisiert sein kann, und der Lampe LA1 liegt eine übliche Lampendrossel LD1. Die Lampe LA1 ist über Lampenklemmen KL2-1 bis KL2-4 angeschlossen, wobei die Klemmen KL2-3 und KL2-4 mittenabgriffseitig und die Klemmen KL2-1 und KL2-2 auf der anderen Seite der Lampe vorgesehen sind und zwischen die Klemmen KL2-2 und KL2-3 ein zum Zünden der Lampe in an sich bekannter Weise notwendiger Resonanzkondensator C9 geschaltet ist.
  • Der Lampenanschluss KL2-1 ist über einen ebenfalls an sich bekannten Koppelkondensator C10 an das Bezugspotential angeschlossen, sodass sich im Betrieb eine mittlere Aufladung des Koppelkondensators C10 auf die halbe Zwischenkreisspannung über dem Zwischenkreiskondensator C6 ergibt und die Lampe LA1 damit in Folge des symmetrisch um das an dem oberen Anschluss des Koppelkondensators C10 herrschende Potential oszillierenden Mittenabgriffpotentials in einem reinen Wechselstrombetrieb betrieben werden kann.
  • Der bisher beschriebene Teil der Schaltung ist an sich konventioneller Natur und wird daher nicht im Einzelnen erläutert. Im Folgenden wird auf die erfindungsgemäße EoL-Überwachungsschaltung eingegangen. Diese weist einen OP-Verstärker U1 mit Stromspiegeleingang auf, hier ein sogenannter Norton-Verstärker LM3900 von On Semiconductors. An dessen nichtinvertierendem Eingang (mit einem "+" bezeichnet) wird ein über einen hochohmigen Widerstand von 10 MΩ von dem Versorgungspotential abgeleiteter Referenzstrom gegeben, an den invertierenden Eingang (mit einem "-" bezeichnet) ein über einen ebenfalls hochohmigen Widerstand R2 von 6,5 MΩ von einem Abgriff zwischen dem Koppelkondensator C10 und der Lampenklemme KL2-1 abgeleiteter Messstrom. Die Differenz zwischen beiden wird in an sich bekannter Weise verstärkt, wobei der Verstärker U1 über einen Widerstand R9 von 813 kΩ zwischen seinem Ausgang und seinem invertierendem Eingang in an sich bekannter Weise rückkoppelnd beschaltet ist.
  • Das Ausgangssignal des Verstärkers U1 wird an einen aus einem ersten Komparator U2-A und zweiten Komparator U2-B bestehenden Fensterkomparator gegeben, in dem es mit einem Schwellenwertfenster zwischen in diesem Fall 3,5 V und 8,5 V verglichen wird. Dementsprechend sind die Eingänge der Komparatoren U2-A und U2-B an ein NAND-Gatter U3-A angeschlossen, dessen Ausgang damit anzeigt, ob die Stromdifferenz innerhalb der durch die beiden Komparatorschwellenwerte definierten Toleranzbreite liegt oder nicht.
  • Dieses Signal wird einer Abschalteinrichtung AE zugeführt, die ansprechend auf dieses Signal die Basisansteuerung des unteren Schalttransistors T2 des Halbbrückenwandlers unterbindet, womit dann auch die Schaltvorgänge des oberen Schalttransistors T1 unterbleiben.
  • Es wurde bereits festgestellt, dass sich bei einer Lampe LA1 mit beidseits voll emissionsfähigen Elektroden ein reiner Wechselstrombetrieb ergibt und sich über dem Kondensator C10 eine dem Gleichanteil des Potentials am Wechselstromausgang der Halbbrücke der Schalttransistoren T1 und T2 entsprechendes Potential einstellt. Dieses kann bei Bedarf über den zusätzlichen Kondensator C2 von 100 nF zwischen dem invertierenden Eingang des Verstärkers U1 und dem Bezugspotential geglättet werden. Auch bei abweichenden Verhältnissen, etwa einem von 0,5 abweichenden Tastverhältnis des Schalttransistorbetriebs, ergibt sich eine bestimmte mittlere Spannung an dem Koppelkondensator C10.
  • Da der Verstärker U1 auf das Bezugspotential bezogen ist und in Folge seines Stromspiegeleingangs nur geringe Spannungen an seinen Eingängen gegenüber dem Bezugspotential aufbaut (unter 1 Volt im Regelfall) entspricht der durch den Widerstand R2 fließende Strom in den invertierenden Eingang des Verstärkers U1 praktisch proportional der Spannung über dem Koppelkondensator C10. Der in den invertierenden Eingang fließende Strom setzt sich aus diesem Strom und dem Strom durch den Rückkopplungskondensator R9 zusammen. Dabei sind die Widerstände R2 und R9 so bemessen, dass im Gleichgewicht ohne asymmetrischen EoL-Spannungsanteil an dem Koppelkondensator C10 der Ausgang des Verstärkers U1 auf etwa der Hälfte des arithmetischen Mittels der Referenzpotentiale an den Eingängen des Fensterkomparators U2-A, U2-B von 6 V liegt. Im vorliegenden Fall ergeben sich Abschaltpotentiale von etwa +/- 20 V an dem Koppelkondensator C10.
  • Figur 2 zeigt ein weitgehend mit Figur 1 identisches Ausführungsbeispiel, jedoch mit einer abweichenden Verschaltung des Koppelkondensators C10 und daher auch etwas abweichender Anbindung des Verstärkers U1. Es wird daher zunächst auf die Erläuterungen zu Figur 1 Bezug genommen. Abweichend davon liegt der Koppelkondensator C10 hier jedoch zwischen der Primärwicklung RK1-A und der Lampendrossel LD1 und damit zwischen dem Wechselstromausgang des Halbbrückenwandlers mit den Schalttransistoren T1 und T2 der Lampe LA1.
  • Demzufolge wird der Messstrom über den hier mit 1,5 MΩ bemessenen Widerstand R2 von einem Abgriff zwischen der Lampendrossel LD1 und der Lampe LA1 abgenommen. Da der Gleichspannungsanteil über dem Widerstand R2 deutlich kleiner ist als beim ersten Ausführungsbeispiel, wird das Referenzpotential für den Referenzstrom hier mit 6 V aus einer ohnehin für Steuerschaltungen des Vorschaltgeräts zur Verfügung stehenden Versorgung entnommen und der entsprechende Widerstand R1 angepasst. Bei diesem Ausführungsbeispiel muss der in Figur 1 optional (und daher gestrichelt) eingezeichnete Kondensator C2 für die Tiefpassglättung vorgesehen sein.
  • Im symmetrischen Normalbetrieb ergibt sich damit, dass der Ruhestrom in den invertierenden Eingang vollständig durch den Rückkopplungskondensator R9 fließt und damit dem Strom durch den Widerständ R1 gleich ist. Die Spannung über R1 entspricht also dem arithmetischen Mittel zwischen den beiden Schwellenwerten des Fensterkomparators U2-A, U2-B.
  • Figur 3 entspricht weitgehend Figur 1, sodass wiederum auf die dortigen Erläuterungen Bezug genommen wird. Allerdings sind zwischen dem Verstärker U1 und der Abschalteinrichtung AE der Fensterkomparator U2-A, U2-B und das NAND-Gatter U3-A weggelassen. In diesem Fall verfügt nämlich die Abschalteinrichtung über einen Mikroprozessor µP, der den Ausgang des Verstärkers U1 in bestimmten Zeitintervallen abtastet und im Fall außerhalb eines vorgegebenen Fensters von hier wieder 3,5 V bis 8,5 V liegender Ausgangssignale eine Wiederholungsmessung zur Sicherheit durchführt und dann einen Abschaltvorgang einleitet. Die Erfindung kann also auch mit einer Mikroprozessorsteuerung kombiniert werden. Bei solchen Anwendungen können darüber hinaus natürlich auch die Ansteuerung der Schalttransistoren T1, T2 und die Übernahme anderer Funktionen des Vorschaltgeräts mikroprozessorgesteuert erfolgen.

Claims (13)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät für den Wechselstrombetrieb einer Entladungslampe (LA1)
    mit einer EoL-Überwachungsschaltung (R1, R2, U1, R9, U2-A, U2-B, U3-A, AE) zum Erkennen des Lebensdauerendes der Elektroden der Entladungslampe (LA1),
    welche EoL-Überwachungsschaltung (R1, R2, U1, R9, U2-A, U2-B, U3-A, AE) auf eine asymmetrische Leistung der Entladungslampe (LA1) anspricht,
    dadurch gekennzeichnet, dass in der EoL-Überwachungsschaltung (R1, R2, U1, R9, U2-A, U2-B, U3-A, AE) ein mit der asymmetrischen Leistung verbundener Strom und ein Referenzstrom einem Stromdifferenzverstärker (U1) zugeführt werden.
  2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei dem der Stromdifferenzverstärker (U1) eine Stromspiegelschaltung am Eingang aufweist.
  3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Stromdifferenzverstärker (U1) einen Spannungsausgang aufweist.
  4. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, bei dem eine Ausgangssignalleitung des Stromdifferenzverstärkers (U1) an einen Fensterkomparator (U2-A, U2-B) angeschlossen ist.
  5. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem die EoL-Überwachungsschaltung (R1, R2, U1, R9, U2-A, U2-B, U3-A, AE) ein Tiefpassfilter (R2, C2) zum Ausfiltern von Störschwingungen aufweist.
  6. Vorschaltgerät nach Anspruch 5, bei dem das Tiefpassfilter (R2, C2) einen Kondensator (C2) zwischen einem Messstromeingang des Stromdifferenzverstärkers (U1) und dem internem Bezugspotential des Vorschaltgeräts aufweist.
  7. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem eine Ausgangssignalleitung des Stromdifferenzverstärkers (U1) an eine Mikroprozessorschaltung (µP) angeschlossen ist.
  8. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem der Referenzstrom über einen Widerstand (R1) von einem Referenzpotential abgeleitet ist.
  9. Vorschaltgerät nach Anspruch 8, bei dem das Referenzpotential das interne Versorgungspotential eines Hochfrequenzwandlers (T1, T2) zur Erzeugung der Wechselstromversorgungsleistung für die Entladungslampe (LA1) ist.
  10. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem ein Koppelkondensator (C10) zwischen der Entladungslampe (LA1) und dem internen Bezugspotential des Vorschaltgeräts vorgesehen ist, der Stromdifferenzverstärker (U1) auf das Bezugspotential bezogen ist und der mit der asymmetrischen Leistung verbundene Strom über einen Widerstand (R2) von einem Abgriff zwischen dem Koppelkondensator (C10) und der Entladungslampe (LA1) abgeleitet ist.
  11. Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem zwischen der Entladungslampe (LA1) und einem Wechselstromausgang eines zur Erzeugung der Wechselstromversorgungsleistung für die Entladungslampe (LA1) vorgesehenen Hochfrequenzwandlers (T1, T2) ein Koppelkondensator (C10) vorgesehen ist, der Stromdifferenzverstärker (U1) auf das Bezugspotential bezogen ist und der mit der asymmetrischen Leistung verbundene Strom über einen Widerstand (R2) von einem Abgriff zwischen dem Koppelkondensator (C10) und der Entladungslampe (LA1) abgeleitet ist.
  12. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, das für eine Niederdruckentladungslampe (LA1) ausgelegt ist.
  13. Lampensystem aus einer Entladungslampe (LA1) und einem Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche.
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