DE19723641A1 - Kalorimetrischer Hochfrequenz-Leistungsmesser mit dynamischer Nullsetzung und konstanter Temperatur und Verlustleistung in der kalorimetrischen Brücke - Google Patents

Description

Entwicklungen auf dem Gebiet der Halbleiter in etwa dem letzten Jahrzehnt und jüngere Änderungen bei der Zuweisung von Abschnitten des Hochfrequenzspektrums haben zu dem enor­ men Wachstum der Verwendungen und Märkte für verschiedene tragbare Sende/Empfangsgeräte beigetragen, wie z. B. denen, die beim Zellulartelefonservice und beim GMRS verwendet wer­ den. Die herzustellenden Teile müssen ebenfalls getestet werden und nach Bedarf repariert und getestet werden. Das Erscheinen von Technologien mit verteiltem Spektrum, bei­ spielsweise CDMA (CDMA = Code Devision Multiple Access = Codemultiplex-Vielfachzugriff) in den Vereinigten Staaten und GSM in Europa, erfordert, daß zusätzliche Weiterentwick­ lungspegel in das Testgerät eingebaut werden, um zu ermögli­ chen, daß der Verhaltensaspekt des zu testenden Geräts aus­ gewertet wird. Ein solches Testgerät muß zuverlässig und re­ lativ kompakt sein (diejenigen, die Systeme verkaufen wol­ len, die einen Schrank voller getrennter Geräte aufweisen, brauchen sich nicht zu bemühen . . . .), ebenso wie anpaßbar an zukünftige Entwicklungen.

Unter den Dingen, die ein solches Testset durchzuführen hat, ist das Messen von Hochfrequenzleistung. Das Leistungsmeß­ modul eines solchen Testsets muß daher klein, genau, breit­ bandig, geeignet für Pulsmodulationsanwendungen zusätzlich zum Dauer-Betrieb (CW; CW = Continuous Wave), und unaufwen­ dig sein. Dies ist eine ziemliche Liste von getrennten An­ forderungen und würde dem Entwickler eines Testsets, das mit einer Funkausrüstung, beispielsweise Zellulartelefonen, ver­ wendet werden soll, eine signifikante Herausforderung auf­ bürden.

Ein kalorimetrischer Hochfrequenz-Leistungsmesser ist eine Vorrichtung, die Hochfrequenzleistung in eine Abschlußlast aufnimmt und die erzeugte Wärme thermisch zu einem tempera­ turabhängigen Widerstand koppelt, der ein Arm einer Brücke ist. Dies bringt die Brücke aus dem Gleichgewicht und er­ zeugt ein Fehlersignal in einer Servoschleife. Die Servovor­ richtung spricht durch das Anlegen eines Gleichstroms (DC; DC = Direct Current) oder einer Niederfrequenzleistung an eine getrennte, jedoch identische Abschlußlast an, deren Wärme zu einem weiteren Arm der temperaturempfindlichen Brücke gekoppelt wird. Die angelegte Leistung wird durch das Messen dessen, wieviel Leistung von der Servoschleife erfor­ derlich ist, um die Brücke wieder ins Gleichgewicht zu brin­ gen, gemessen. Kalorimetrische Hochfrequenz-Leistungsmesser dieser Art sind seit einiger Zeit bekannt. Es sei beispiels­ weise das "Operating and Service Manual" für Calorimetric Power Meter Model 434A von Hewlett-Packard (ca. 1961) be­ trachtet. Ein jüngeres Beispiel dieser Technik ist in einem Artikel des Hewlett-Packard Journals, Juli 1987, Seite 26 mit dem Titel "Microprocessor-Enhanced Performance in an Analog Power Meter" zu finden.

Die Genauigkeit der kalorimetrischen Brücken wird durch die Temperatur beeinflußt, und speziell durch Temperaturunter­ schiede, die über der Brücke auftreten. Obwohl der elektri­ sche Wert der Komponenten in der Brücke in ein Gleichgewicht abgestimmt werden kann, weisen dieselben noch Temperatur­ koeffizienten auf, wobei es übermäßig schwierig ist, die thermischen Wege in dem physikalischen Teil zu steuern. Das Ergebnis ist, daß unter einem thermischen Gradienten, bei­ spielsweise dem Anlegen einer Leistung, die gemessen werden soll, die Brücke aufgrund eines unsymmetrischen Ansprechens der Brücke auf den thermischen Gradienten selbst aus dem Gleichgewicht geraten kann. Wenn stabile Zustandsbedingungen beibehalten werden, wird sich der Gradient mit der Zeit aus­ pegeln und eine genaue Antwort wird verfügbar sein. Es wäre wünschenswert, daß der Bedarf nach der Ansprechzeit der thermischen Zeitkonstante beseitigt sein könnte.

Eine Steuerschleife kann einen Verstärker oder einen Inte­ grator verwenden, um das Rückkopplungssignal zu bilden. In vielen Situationen, in denen eine kleine Änderung gemessen werden soll und eine DC-Meßtechnik anfällig für eine unan­ nehmbare Drift ist, ist es ratsam, auf die AC-Meßtechniken (AC = Alternating Current = Wechselstrom) umzusteigen. In diesen Fällen bildet ein synchroner Detektor, der mit einem Integrator gekoppelt ist, eine attraktive Kombination zum Bilden des tatsächlichen Rückkopplungssignals aus dem ver­ stärkten Fehlersignal. Wenn, wie in dem Fall einer kalori­ metrischen Leistungsmeßtechnik, das Integratorausgangssignal verwendet wird, um Wärme zu erzeugen, kann jede Polarität des Ausgangssignals von dem Integrator einen Abgleichpunkt bewirken. Jedoch ist einer Polarität der falsche logische Änderungssinn zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Feh­ lersignal zugeordnet. Wenn das System in diesen Zustand ge­ langt, ist die Rückkopplung nicht länger negativ, sondern wird positiv. Als Ergebnis ist es allgemein notwendig, einen schlimmsten Fall von Randbedingungen vorauszusehen und dann zu verhindern, daß das Integratorausgangssignal in diese Nä­ he von Null gelangt, selbst wenn die Brücke tatsächlich ab­ geglichen ist. Diese Brechstangenlösung ist als eine Verkom­ plizierung für die Logik der Servoschleife tatsächlich hand­ habbar, kann jedoch trotzdem den Nachteil aufweisen, die Ge­ nauigkeit, mit der kleine Signalpegel gemessen werden kön­ nen, zu begrenzen. Es wäre daher erwünscht, wenn diese Gren­ ze bezüglich des dynamischen Bereichs beseitigt werden könn­ te, indem ermöglicht wird, daß das Integratorausgangssignal viel näher bei Null arbeitet, wenn die Brücke tatsächlich abgeglichen ist.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Hochfrequenz-Leistungsmesser mit einer schnellen Ansprech­ zeit und einer hohen Genauigkeit im Bereich kleiner Signal­ pegel zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch einen Hochfrequenz-Leistungsmesser gemäß Anspruch 1 gelöst.

Eine Lösung für das Problem einer differentiellen Erwärmung innerhalb der kalorimetrischen Brücke besteht darin, zuerst die Brücke extern zu erwärmen und die resultierende Tempe­ ratur zu steuern. Ein tatsächlich isolierter Ofen könnte verwendet werden, wenn es erwünscht ist, obwohl es ausrei­ chend sein kann, sich auf eine erwärmte thermische Masse oh­ ne eine Isolierung zu stützen.

Eine zweite Lösung für das Problem einer differentiellen Er­ wärmung besteht darin, die Brücke intern um einen Betrag zu erwärmen, der sich gemäß der zugeführten Leistung, die ge­ messen werden soll, ändert. Dies ist wirksam, um die grund­ sätzliche Quelle von thermischen Gradienten in dem ersten Fall zu beseitigen. Durch das Zuführen dieser Wärme als ein Gleichtakt-Eingangssignal zu den zwei Abschlußlasten der ka­ lorimetrischen Brücke wird die Brücke selbst nicht unabge­ glichen, und versucht daher nicht, diese gemeinsame Leistung zu messen. Die tatsächliche Eingangsleistung, die gemessen werden soll, bringt die Brücke anfänglich ins Ungleichge­ wicht und wird noch wie vorher gemessen. Eine Konstantlei­ stungsschaltung spricht auf die Anzeige der gemessenen Lei­ stung an und ist wirksam, um die Summe der gemessenen Lei­ stung (plus dem gleichen Betrag der Rückkopplungsleistung, die die Brücke abgleicht) und der Gleichtaktleistung auf ei­ nem konstanten Wert entsprechend einer Vollbereichsmessung zu halten, oder vielleicht sogar etwas höher. Dies beseitigt interne thermische Übergänge in der Brücke, die die An­ sprechzeit verlängern.

Eine Lösung für das Problem, nicht in der Lage sein, das In­ tegratorausgangssignal ausreichend nahe bei Null zu betrei­ ben, besteht darin, periodisch das angelegte Eingangssignal zu entfernen und einen geeigneten leichten Versatz aus dem wahren abgeglichenen Zustand in die Servoschleife einzufüh­ ren und nachfolgend die Brücke mit einer getrennten Abtast- und Halte-Steuerschleife exakt abzugleichen. "Periodisch" kann bedeuten, einmal in der Sekunde, zehnmal in der Sekun­ de, oder wie es bevorzugt ist, beim Beginn jeder Messung.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Testsets für ein Funkverbindungsgerät, beispielsweise Zellular­ telefone und GMRS-Sende/Empfangsgeräte, das eine Hochfrequenz-Leistungsmeßfähigkeit aufweist, das gemäß der Erfindung aufgebaut ist und arbeitet;

Fig. 2 ist ein vergrößertes, jedoch noch vereinfachtes Blockdiagramm eines Hochfrequenz-Leistungsmeßab­ schnitts des Testsets von Fig. 1;

Fig. 3 ist ein vergrößertes Blockdiagramm für einen Ab­ schnitt des Blockdiagramms von Fig. 2, das einen kalorimetrischen Hochfrequenzleistungsmesser dar­ stellt, der eine dynamische Nullsetzung und eine konstante Temperatur und Verlustleistung in der ka­ lorimetrischen Brücke aufweist;

Fig. 4 ein Diagramm, das bestimmte Aspekte des Betriebs zeigt, die für den kalorimetrischen Hochfrequenz- Leistungsmesser von Fig. 3 von Interesse sind; und

Fig. 5A-C Diagramme, die eine Konstantleistungsschaltung, die in dem Blockdiagramm von Fig. 3 gezeigt ist, beschreiben.

In Fig. 1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm 1 eines Test­ sets zur Verwendung mit einem Funkverbindungsgerät, bei­ spielsweise Zellulartelefonen und GMRS-Sende/Empfangsgerä­ ten, gezeigt. Ein DUT 2 (DUT = Device Under Test), oder ein Meßobjekt, stellt das Funkverbindungsgerät dar, das getestet werden soll. Bei diesem speziellen Testset 1 liegen zwei Signalgeneratoren 10 und 11 und zwei Empfänger 13 und 14 vor. Von den zwei Empfängern ist ein Empfänger #1, 13, mit verschiedenen Meßschaltungen, die gemessene Daten, die EMP- FÄNGERERGEBNISSE 15 genannt werden, liefern, gekoppelt. Der Betrieb der Empfänger 13, 14 und der Signalgeneratoren 10, 11 wird durch eine Protokoll-Erzeugungs- und -Erkennungs-Ma­ schine 17 gesteuert. Dies ist prinzipiell ein eingebettetes, Mikroprozessor-gesteuertes System, das auf der einen Seite durch ein Anzeige- und Steuer-Bedienfeld (nicht gezeigt) mit einem Bediener oder einer externen Steuerung, beispielsweise einem weiteren Computersystem (nicht gezeigt), um den Typ der Messung oder des Tests, der ausgeführt werden soll, aus­ zuwählen oder zu spezifizieren, und auf der anderen Seite mit den inneren Betriebsmitteln des Testsets (beispielsweise den Signalgeneratoren 10 und 11 und den Empfängern 13 und 14) in Wechselwirkung steht, um diese Messungen und Tests einzustellen und durchzuführen. Eine wichtige Aufgabe der Protokoll-Erzeugungs- und Erkennungs-Maschine 17 ist die Fä­ higkeit, die spezifischen Eigenschaften und Verhalten zu be­ rücksichtigen, die die verschiedenen Standards bilden, durch die das Funkverbindungsgerät wirksam sein soll, beispiels­ weise CDMA und GSM.

D. h., daß es offensichtlich ist, daß ein Signal-Kombinie­ rer/Separator 3 das DUT 2 mit den verschiedenen Signalgene­ ratoren und Empfängern in dem Testset 1 koppelt. Prinzipiell ist der Kombinierer/Separator 3 als eine spezialisierte Lei­ stungs-Teilvorrichtung und Leistungs-Kombiniervorrichtung wirksam, um einen gleichzeitigen Zugriff auf das DUT 2 durch die Signalgeneratoren 10 und 11 und durch die Empfänger 13 und 14 zu ermöglichen. Diese Wirkung ist schematisch durch einzelne Komponenten 5, 6 und 7 dargestellt. Es muß nicht mehr über die Elemente 5, 6 und 7 in dem Kombinierer/Sepa­ rator 3 gesagt werden, mit Ausnahme dessen, daß dieselben eine bestimmte erwünschte Trennung zwischen verschiedenen des DUT und der Signal-Generatoren und -Empfänger liefern müssen, dieselben nicht verlustbehaftet sein dürfen und die­ selben ziemlich breitbandig sein müssen (sozusagen flach von unter 50 MHz bis über 2 GHz). Das spezielle Interesse liegt auf der Messung der Hochfrequenzleistung, die in dem Weg 18, der das Kombinierer/Teiler-Element 5 mit dem DUT 2 verbin­ det, vorliegt.

Zu diesem Zweck ist ein Koppler 4 vorgesehen, der ein geeig­ neter Richtkoppler sein kann, der ein Signal extrahiert, an­ genommen 20 db unter dem, das auf der Leitung 18 vorliegt, und dasselbe einem Leistungsmeßmodul 8 zuführt, dessen Aus­ gangssignal als LEISTUNGSMESSERGEBNISSE 9 bezeichnet werden kann. Die LEISTUNGSMESSERGEBNISSE 9 können zusammen mit den EMPFÄNGERERGEBNISSEN 15 als die groben Messungen des Verhal­ tens des DUT 2 aufweisend betrachtet werden. Diese Messungen werden durch die Protokoll-Erzeugungs- und -Erkennungs-Ma­ schine 17 interpretiert.

Es sei nun auf Fig. 2 Bezug genommen, in der in Blockdia­ grammform 19 eine Vergrößerung des Leistungsmeßmoduls 8 gezeigt ist. Die Hochfrequenzleistung von dem DUT 2 wird durch eine Leitung 18 und den Koppler 4 zu einer Verstär­ kungsstufe 20 gekoppelt, deren Verstärkung auf einen geeig­ neten Betrag eingestellt sein kann, der Null einschließt. Das Signal von der Verstärkungsstufe 20 wird einem Schalter 21 zugeführt. Wenn der Schalter 21 in die Stellung 22 ge­ schaltet ist, ist der Ausgang des DUT (über die Verstär­ kungsstufe 20) mit einem Testtor verbunden. Dies erleichtert einen Test und eine Kalibrierung des Testsets selbst. Der Schalter 21 kann auch in eine Stellung 23 eingestellt sein, was das DUT mit einem "schnellen" Leistungsmeßmodul 25, das einen Diodenleistungssensor verwendet, koppelt. Die An­ sprechzeit des "schnellen" Leistungsmeßmoduls 25 liegt im Bereich von Mikrosekunden, wobei die ausgegebenen Informa­ tionen 27a desselben als ein Teil der LEISTUNGSMESSERGEBNISSE 9 verfügbar gemacht werden, wobei dieselben ferner als ein Eingangssignal einer automatischen Bereichssteuerung 28 zu­ geführt werden. Das Ausgangssignal der automatischen Be­ reichssteuerung 28 wird verwendet, um die Verstärkung der Verstärkungsstufe 20 einzustellen. Das eingebettete Steuer­ system setzt den Schalter 21 periodisch ausdrücklich in die Stellung 23, so daß die Verstärkung der Verstärkungsstufe 20 auf einen Wert eingestellt werden kann, der den ausgegebenen Leistungspegel der Verstärkungsstufe in den dynamischen Be­ reich des "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 plaziert. Es ist selbstverständlich offensichtlich, daß das "schnelle" Lei­ stungsmeßmodul 25 auch verwendet werden kann, um primäre Leistungsmessungen auf dem DUT durchzuführen, immer wenn ei­ ne schnelle Antwort erforderlich ist; beispielsweise gepul­ ste Leistungsmessungen. Weitere Informationen bezüglich des schnellen Leistungsmeßmoduls 25 sind in der deutschen Pa­ tentanmeldung 19623304.6-35 (entsprechend US-Patentanmeldung Seriennummer 08/548,067) der Anmelderin der vorliegenden An­ meldung zu finden.

Um fortzusetzen, ist es nun geeignet, näher auf die Anord­ nung einzugehen, die sich ergibt, wenn der Schalter 21 in die Stellung 24 gesetzt ist. In einem solchen Fall ist zu sagen, daß das Signal IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30 zu dem Eingang eines "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 gekoppelt wird, dessen Leistungssensor eine kalorimetrische Brücke ist. Das Ausgangssignal des "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 sind Informationen 27b, die Teil der LEISTUNGSMESSERGEB- NISSE 9 sind. Das Interesse liegt primär auf bestimmten As­ pekten des Betriebs und des Aufbaus des "langsamen" Lei­ stungsmeßmoduls 26.

Es sei nun das Blockdiagramm, das in Fig. 3 gezeigt ist, be­ trachtet. Dort ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 dargestellt. In der oberen linken Ecke des Blockdiagramms befindet sich das Eingangs­ signal IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30, während an der unte­ ren rechten Ecke das Ausgangssignal 27b, das ein Teil der Leistungsmeßergebnisse 9 ist, erscheint. Von Interesse ist nun, was zwischen diesen zwei Signalen stattfindet.

Das Eingangssignal IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30 wird ei­ nem Substrat 31 mit kalorimetrischer Brücke zugeführt, das einen 50 Ω-Abschlußwiderstand 32 aufweist, der thermisch eng mit einem Erfassungswiderstand 35 gekoppelt ist, dessen Wi­ derstandswert eine signifikante Abhängigkeit von der Tempe­ ratur aufweist. Der Erfassungswiderstand 32 ist in Serie zu einem Lastwiderstand 34 geschaltet und bildet einen Span­ nungsteiler mit demselben. Ein Referenzsignalgenerator 46 erzeugt ein 5 KHz-Signal 47, das, neben einer Anzahl von wei­ teren Orten, der Abgriffstelle des Spannungsteilers, die durch die Widerstände 34 und 35 gebildet ist, zugeführt wird. Folglich ist die Amplitude des 5 KHz-Signals 40 an der Abgriffstelle des Spannungsteilers prinzipiell durch den Leistungsbetrag, der in dem Abschlußwiderstand 32 abgeleitet wird, bestimmt.

Es sei nun das Signal VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 betrachtet. Es ist ein Gleichstrom- oder Niederfrequenz-Sig­ nal, das an einen 50 Ω-Widerstand 33, der identisch zu dem Widerstand 32 ist, angelegt wird. Der Widerstand 33 ist mit einem Erfassungswiderstand 37, der identisch zu dem Erfas­ sungswiderstand 35 ist, eng thermisch gekoppelt. Der Wider­ stand 37 liegt ebenfalls in Serie zu einem Lastwiderstand 36, der identisch zu dem Lastwiderstand 34 ist, so daß die Widerstände 36 und 37 einen Spannungsteiler bilden, der dem Spannungsteiler entspricht, der durch die Widerstände 34 und 35 gebildet ist. Der Spannungsteiler, der durch die Wider­ stände 36 und 37 gebildet ist, ist ebenfalls an seiner Ab­ griffstelle mit einem 5 KHz-Referenzsignal 47 gekoppelt. Idealerweise ist die Amplitude des Signals 41, die an der Abgriffstelle dieses zweiten Spannungsteilers erzeugt wird, gleich der des Signals 40, immer wenn der Leistungspegel des Signals VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 der gleiche ist wie der des Signals IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30. Es ist die Aufgabe des Schaltungsaufbaus zwischen den zwei Sig­ nalen 30 und 57, das Signal 57 einzustellen, um mit dem Sig­ nal 30 übereinzustimmen, indem der Unterschied zwischen den Signalen 40 und 41 auf Null gesetzt wird. Ist dies gesche­ hen, kann der Leistungspegel des Signals 30 durch eine di­ rekte Messung der Amplitude des Signals 57 und die Kenntnis, daß der Widerstand 33 einen Wert von 50 Ω aufweist, abgelei­ tet werden. Bis dahin entstehen jedoch einige signifikante Gelegenheiten für einen Fehler.

Das Substrat 31 mit der kalorimetrischen Brücke ist eine vereinheitlichte Anordnung, die unter Verwendung von Dünn­ film- und integrierten Schaltungs-Techniken hergestellt ist. Die 50 Ω-Widerstände 32 und 33 sind beispielsweise aus mäan­ derförmigen Titanspuren gebildet, wobei die gesamte Anord­ nung 31 in ihr eigenes kleines Gehäuse gehäust ist. Es ist jedoch kein Teil, das spezifisch für diese spezielle Anwen­ dung entworfen wurde. Es wurde sicherlich entworfen, um ein Hochfrequenz-Leistungssensor zu sein, wobei es jedoch im vorliegenden Fall ein bereits existierendes Teil ist, dessen Spezifikationen und Toleranzen ausgewählt wurden, um für ei­ ne frühere Anwendung zu passen. Aus Gründen der Ökonomie ist es erwünscht, dieses existierende Teil auszunutzen und eine Möglichkeit zu finden, mit bestimmten resultierenden "Unzu­ länglichkeiten" zu leben. (D.h. nicht, daß das Teil ein "schlechtes" Teil ist; es ist vielmehr so, daß, wenn dassel­ be zum ersten Mal entworfen werden würde, einige Dinge geän­ dert werden könnten, um für die vorliegende bestimmte Ver­ wendung geeigneter zu sein. Selbst wenn dies so wäre, würden Belange, die von den Erfindern erforscht werden, nicht alle zusammen verschwinden).

Es sei nun zuerst die gesamte Servoschleife beschrieben, die den Unterschied zwischen den Signalen 40 und 41 durch das Einstellen des Leistungspegels des Signals 57 auf Null setzt. Ist dies geschehen, kann zu einer Beschreibung der "Unzulänglichkeiten" zurückgekehrt werden, und darauf, was gegen dieselben zu unternehmen ist.

Zu Beginn sei bemerkt, daß die Signale 40 und 41 zu einem Differenzverstärker 42 gekoppelt werden, dessen Ausgangssig­ nal einem Tiefpaßfilter 43 zugeführt wird. Die Hauptzwecke des Tiefpaßfilters 43 bestehen darin, zum Einstellen des dy­ namischen Verhaltens (der Schrittantwort) der Servoschleife beizutragen und Harmonische des verstärkten Fehlersignals zu unterdrücken. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 43 wird zu einem logarithmischen Verstärker 44 gekoppelt, dessen Ausgangssignal wiederum einem synchronen Detektor 45 zuge­ führt wird. Der synchrone Detektor 45 ist wirksam, um das verstärkte 5 KHz-Fehlersignal gleichzurichten; das resultie­ rende Gleichstromsignal weist eine Polarität auf, die an­ zeigt, ob das Signal VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 zu hoch oder zu tief ist, und wird über einen Schalter 48 entweder einem Integrator 49 während eines Zeitpunkts einer dynamischen Nullsetzung oder einem Integrator 52 zu anderen Zeitpunkten zugeführt. Der Integrator 52 spricht auf das fortgesetzte Vorliegen eines gleichgerichteten Fehlersignals an, indem derselbe sein Ausgangssignal rampenmäßig erhöht oder erniedrigt, bis das gleichgerichtete Fehlersignal ver­ schwindet. Während dieser "anderen Zeitpunkte" (d. h. während der Leistungsmessung) wird das Ausgangssignal des Integra­ tors 52 über einen Schalter 55 zu einem Pufferverstärker 56 gekoppelt, der ein Verstärker mit einer Verstärkung von eins sein kann. Derselbe liefert die Leistung, die benötigt wird, um die relativ langsame Impedanz des 50 Ω-Widerstands 33 zu treiben. Es ist ferner offensichtlich, daß der Pufferver­ stärker 56 durch eine analoge Multipliziererschaltung 82 er­ setzt werden könnte, während zwei Eingangssignale das Aus­ gangssignal des Integrators 52 über den Schalter 55 und ein Niederfrequenz-AC-Signal 83 (angenommen 25 KHz) wären. Auf diese Weise würde das Signal VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEIN- GABE 57 ein AC-Signal werden, und nicht eines, das ein Gleichstrom ist. Sobald diese Hauptservoschleife ins Gleich­ gewicht gelangt (was vielleicht in der Größenordnung von mehreren Millisekunden liegt), mißt ein ADW (Analog/Digi­ tal-Wandler) 84 die Amplitude des Integratorausgangssignals (das dem Eingang des Pufferverstärkers 56 oder dem Eingang des Multiplizierers 82 zugeführt wird), um das Ausgangssig­ nal 27b zu erzeugen, das ein Teil der LEISTUNGSMESSERGEBNISSE 9 ist.

Es seien nun bestimmte Verbesserungen betrachtet, die die Arbeitsweise der Vorrichtung verbessern. Um zu beginnen, ist es offensichtlich, daß eine Leistungsmessung tatsächlich ei­ ne Differenzmessung ist. D.h., daß das, was tatsächlich ge­ sucht wird, die gemessene Leistung, wenn eine Leistung zuge­ führt wird, minus jede restliche "gemessene Leistung", wenn keine Leistung zugeführt wird, ist. Tatsächlich stellt die restliche gemessene Leistung keine reale Leistung dar, son­ dern eine Drift oder ein anderes Ungleichgewicht in dem Sy­ stem. Eines dieser Ungleichgewichte betrifft den Betriebs­ punkt der Hauptservoschleife, wenn tatsächlich keine Lei­ stung zugeführt wird.

Es sei für einen Moment angenommen, daß das System wirklich ideal ist. Dann werden bei einer Null-Hochfrequenzeingabe die Signale 40 und 41 exakt gleich sein, und das Fehlersig­ nal um die gesamte Schleife wäre Null. Insbesondere die Aus­ gabe des Integrators 52 wäre Null. Wenn nun nur ein kleiner Leistungsbetrag über IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30 zuge­ führt werden würde, würde das Fehlersignal von dem Fehler­ verstärker 42 gleichgerichtet und, angenommen, ein positives Signal erzeugen, um dasselbe dem Integrator 52 zuzuführen. Wiederum würde dasselbe eine positiv verlaufende Rampe er­ zeugen, die schließlich die Schleife zurück ins Gleichge­ wicht bringen würde. Wenn der Integrator überschwingt, oder der tatsächliche Eingangsleistungspegel abnimmt, würde der synchrone Detektor 45 das Vorzeichen des gleichgerichteten Fehlersignals umkehren, wobei der Integrator eine wiederab­ fallende Rampe erzeugen würde. Das Vorzeichen des Integra­ torausgangssignals wäre jedoch noch positiv.

Nun existieren in einem realen System stets Ungleichgewichte und Versätze, wenn auch kleine. Dies bedeutet, daß die Schleife mit einem schwachen Integratorausgangssignal ins Gleichgewicht kommt. Beim Fehlen des Bedarfs, die zugeführte Leistung zu messen, könnte dieser Ruhezustand des schwachen Integratorausgangssignals ohne weiteres ein schwaches nega­ tives Ausgangssignal sein; schließlich würde dies noch eine Leistung in dem Widerstand 33 erzeugen, die die Schleife ab­ gleichen muß. Wärme ist Wärme. Aber wie steht es dann bezüg­ lich des logischen Sinns des Steuersignals? Wenn die Schlei­ fe überschwingt, ist die Polarität des Signals von dem syn­ chronen Detektor 45 noch negativ, was das Ausgangssignal des Integrators 52 noch negativer machen würde, was sich ferner zu dem Überschwingen addiert. In anderen Worten heißt das, daß der logische Sinn des Steuersignals umgekehrt wurde. Das Ergebnis besteht darin, daß die Servovorrichtung sich selbst auf die Bahn treibt und verriegelt. Offensichtlich muß die­ ser Betriebsmodus vermieden werden. Praktischerweise bedeu­ tet dies, daß der tatsächliche Betriebs-"Nullpunkt" der Schleife nicht so nahe an den tatsächlichen Nullübergang des Integrators gesetzt werden darf, daß ein Rauschen, eine Drift oder eine andere Verlust-Randbedingung das Servosystem versehentlich über die Schwelle drückt. Beim Fehlen irgend­ eines besseren Mechanismus′ besteht die Brechstangenlösung für diese Situation darin, einfach den Betriebs-Nullpunkt dorthin zu setzen, wo tatsächlich der 10%-Punkt in der si­ cheren Betriebsregion ist. Dies funktioniert, verbraucht je­ doch dynamischen Bereich und macht die Messung geringer Lei­ stungspegel weniger genau.

Eine Bezugnahme auf Fig. 4 ist an diesem Punkt nützlich. Fig. 4 ist ein Graph 62 von VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEIN- GABE entlang der Abszisse 64, der benötigt wird, um die Ser­ voschleife für unterschiedliche Beträge von IST-LANGSAM-LEI- STUNGSEINGABE entlang der Ordinate 65 auf Null zu setzen. Aufgrund der Symmetrie der kalorimetrischen Brücke 31 ist die Steigung der resultierenden Linie in dem Graph Eins; zehn Milliwatt des Vergleichssignals 57 gleichen zehn Milli­ watt des Eingangssignals 30 aus. Folglich ist die Linie 63 als einen 45°-Winkel zu den Achsen aufweisend dargestellt. Ein Bereich 67 wäre der ideale Bereich, über den die Schlei­ fe arbeiten würde, wenn es keine Bedenken bezüglich dessen, daß das Ausgangssignal des Integrators 52 negativ wird, gä­ be. Jedoch ist dies, wie zu sehen war, keine praktische Rea­ lisierung; eine gestrichelte Linie 66 stellt den gefährli­ chen Fall dar. Um zu verhindern, daß der angelegte Null-Lei­ stungs-Zustand sich dem tatsächlichen Übergangspunkt der Schleife nähert, könnte man den Betriebsbereich 68 anpassen. Dies würde geschehen, indem einfach in der Schleife ein aus­ reichender Versatz eingebaut wird, um zu verhindern, daß die Schlimmstfall-Anhäufung von schlechten Randbedingungen einen tatsächlichen Betriebspunkt erzeugt, der zu nahe an dem Ur­ sprung des Graphen 62 liegt. Man skaliert dann einfach den Bereich 68, um den Bereich der tatsächlich angelegten Lei­ stung darzustellen. D.h., daß der 10%-Punkt an dem unteren Ende des Bereichs 68 keine angelegte Leistung darstellt, während der Vollausschlagspunkt eine angelegte Leistung des vollen Ausschlags darstellt. Wie oben genannt wurde, ist es nicht so, daß dies nicht funktioniert. Vielmehr stört dies den dynamischen Bereich und macht eine Messung von Nieder­ leistungspegeln weniger genau.

Eine bessere Möglichkeit bestünde darin, in der Lage zu sein, den Bereich 69 sicher als den Betriebsbereich anzuneh­ men; sein unteres Ende liegt bei angenommen einem Prozent. Dies ist erwünscht, selbst wenn wir entweder nicht in der Lage sind, oder dies nicht wählen, die Versätze und Un­ gleichgewichte, die sich kombinieren, zu verringern, um an erster Stelle den Bedarf nach einem 10%-Rand nahezulegen. Statt dessen wird einfach ausgedrückt die Möglichkeit ge­ wählt, die Hauptschleife gerade neben der schwierigen Schwelle zu betreiben, als wäre dieselbe unter der Steuerung einer weiteren Steuerschleife. Bezugnehmend wiederum auf Fig. 3 wird nun erläutert, wie dies geschieht.

Zunächst benötigt man eine Möglichkeit, jedem Ungleichge­ wicht in der kalorimetrischen Brücke 31, das auf die zwei resistiven Teiler 34/35 und 36/37 zurückführbar ist, zu be­ gegnen. Das erste Werkzeug zu diesem Zweck ist die Fähig­ keit, jedes Eingangssignal, das andernfalls auf der Leitung 30 vorliegt, IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE, zu beseitigen. Dies wird erreicht, indem die Verstärkung der Verstärkungs­ stufe 20 (siehe Fig. 2) auf Null eingestellt wird. Das zwei­ te Werkzeug für dies ist der Widerstand 70 und der DAW 51 (denke: "programmierbarer Widerstand"). Der Widerstand 70 ist klein genug, um durch sich selbst sicherzustellen, daß die Schleife in einer Richtung aus dem Gleichgewicht läuft, ungeachtet dessen, wo in dem zulässigen Bereich von Toleran­ zen die Spannungsteiler enden. Der DAW 51 wird dann gewählt, um in der Lage zu sein, die Schleife in die andere Richtung zurückzubewegen, zumindest um einen Betrag, der gleich jedem Schlimmstfall-Ungleichgewicht in der ersten Richtung ist. Dies ist eine umständliche Art und Weise, um auszudrücken, daß es garantiert ist, daß eine bestimmte Einstellung für den DAW 51 dazu dienen wird, die Schleife genau an dem wah­ ren Nullübergang abzugleichen, vielleicht sogar etwas darü­ ber für eine zusätzliche Sicherheit. Der DAW 51 wird anfäng­ lich z. B. auf die 1%-Marke eingestellt. Es sei bemerkt, daß der DAW 51 kein aktiver Teil der dynamischen Null-Steuer­ schleife, die oben angekündigt wurde, ist; derselbe liefert einfach einen anfänglichen Betriebspunkt, der driften kann, jedoch nichtsdestotrotz den Bereich von dieser dynamischen Null-Steuerschleife "zentriert".

Die gesuchte Steuerschleife stellt den Betriebs-Nullpunkt der Hauptservoschleife dynamisch ein. Um dies durchzuführen, werden die Schalter 48 und 55 periodisch (miteinander) in die Stellungen entgegengesetzt zu der Art, die in den Figuren gezeigt sind, geschaltet. Dies verbindet den Ausgang des synchronen Detektors 45 mit dem Eingang des Integrators 49, dessen Ausgangssignal 50 als ein Eingangssignal einem analo­ gen Multiplizierer 71 zugeführt wird. Das andere Eingangs­ signal des analogen Multiplizierers 71 ist das 5 KHz-Refe­ renzsignal 47. Das Ausgangssignal des analogen Multiplizie­ rers 71 kann als ein falsches Fehlersignal betrachtet werden (als ob von den Spannungsteilern in der Brücke 31), das zu dem Fehlerverstärker 42 gekoppelt wird. Wie vorher setzt sich das Hauptservosystem selbst auf Null, so daß das Aus­ gangssignal von dem Fehlerverstärker Null wird. Wenn nun während dieser Operation keine Leistung in den Brückenwider­ stand 33 gelangt, würde dieses Nullsetzen tatsächlich dazu tendieren, die Hauptschleife gerade auf den exakten Schlei­ fenübergangspunkt zu setzen: ein sehr riskantes Vorgehen, das beinahe mit Sicherheit in einem Desaster endet. Jedoch läßt man die Leistung in dem Brückenwiderstand 33 nicht Null sein! Statt dessen wird durch die Betätigung des Schalters 55 und den leichten Versatz 54, der auf den Pufferverstärker 53 angewendet wird, dieselbe auf die 1%-Marke eingestellt. Aus diesem Grund werden die dynamische Null-Servoschleife des Integrators 49 und der analoge Multiplizierer 41 auf die 1%-Marke als Nullpunkt gesetzt. Sobald dieser Nullpunkt er­ reicht wurde, werden die Schalter 48 und 55 in ihre normalen Stellungen zurückgesetzt. Der Integrator 49 hält sein letz­ tes Ausgangssignal bis zum nächsten dynamischen Null-Zyklus einfach mit einer sehr geringen Drift.

Eine weitere Verbesserung des Verhaltens der kalorimetri­ schen Brücke 31 kann erhalten werden, indem eingerichtet wird, daß dieselbe bei einer konstanten Temperatur arbeitet. Zu diesem Zweck ist eine Substrattemperatursteuerung 61 in Verbindung mit einem Heizerwiderstand 39 und einem Erfas­ sungswiderstand 38 vorgesehen. Diese zwei Elemente sind nicht tatsächlich ein Teil des Brückensubstrats 31, obwohl sie es sein könnten. Es sei in Erinnerung gerufen, daß ein bestehendes Teil verwendet wird, wobei der Betreuer der Mas­ ken der Idee, das Teil zu modifizieren, ablehnend gegenüber­ steht. Somit positioniert man den Erfassungswiderstand in der Nähe des Brückensensors, plaziert beide unter einer ge­ meinsamen Abdeckung einer thermischen Masse und umgibt die gesamte Anordnung mit einem Ring von Heizwiderständen. Diese Teile werden alle auf einer gedruckten Schaltungsplatine be­ festigt. Dies steuert die Temperatur des kalorimetrischen Brückensensors (Substrat) auf etwa 1°C. Die gesamten Arbei­ ten, die gerade beschrieben wurden, besetzen etwa 3,2 cm² (0,5 Quadrat-Inch) des Platinenraums, bei einer Höhe von vielleicht 0,6 cm (0,25 Inch). Eine stärkere Steuerung der Temperatur des Brückensensors könnte erreicht werden, wenn ein reiner, isolierter Ofen verwendet werden würde.

Selbst dann würden jedoch noch Kurzzeitänderungen der Durch­ schnittstemperatur der verschiedenen Elemente in der Brücke vorliegen, aufgrund des Zuführens und Beseitigens von IST- LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30, begleitet von der doppelten Zu­ führung und Beseitigung (die durch die Hauptservoschleife geschieht) von VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57. Diese Übergangsänderungen der Betriebstemperatur können Nachlauf­ fehler der Temperaturkoeffizienten der Widerstände, die die Spannungsteiler bilden, ergeben. Die Frage ist, wie die Brücke 31 warmgehalten werden kann, als wenn Leistung zuge­ führt werden würde, selbst wenn dies nicht der Fall ist?

Es sei angenommen, daß über die Leitungen 30 und 57 keine Leistung zugeführt wird. Nun seien doppelte Leistungsbeträge über die Widerstände 58 und 59 zu den Widerständen 32 bzw. 33 zugeführt. Der zugeführte Betrag sei näherungsweise der Betrag, dem die Widerstände 32 und 33 unter Vollausschlag- Meßbedingungen ausgesetzt wären. (Eine tatsächliche Messung bringt die Brücke anfänglich aus dem Gleichgewicht und ruft somit einen Neuabgleich über das Fehlersignal hervor). Je­ doch sind diese Bedingungen, von denen nun gesprochen wird, keine Meßbedingungen! Es wird angenommen, daß zu jedem der Widerstände 32 und 33 die gleiche Leistung zugeführt wird, so daß deren Erwärmung die Brücke nicht aus dem Gleichge­ wicht bringt; kein Fehlersignal erscheint an dem Fehlerver­ stärker 42 und der Integrator 52 führt keine Rampenfunktion durch. Meßbedingungen erzeugen ein anfängliches Ungleichge­ wicht der Brücke; das Treiben der Widerstände 58 und 59 tut dies dagegen nicht. Die Widerstände 58 und 59 werden durch eine Signal DELTA-LEISTUNG 74 getrieben, das durch eine Kon­ stantleistungsschaltung 60 erzeugt wird. Die Hauptservo­ schleife hat keine Kenntnis davon, ob die Konstantleistungs­ schaltung 60 die Widerstände 58 und 59 treibt oder nicht, da die Wirkung derselben ein Gleichtakt ist und die kalorime­ trische Brücke 31 nicht aus dem Gleichgewicht bringt. Somit führt die Hauptservovorrichtung ihre Aufgabe für eine zuge­ führte Leistung durch, ungeachtet dessen, ob die Konstant­ leistungsschaltung vorliegt oder nicht.

Die Konstantleistungsschaltung 61 besitzt Kenntnis davon, wieviel Leistung (DELTA-LEISTUNG 74) der Brücke über die Wi­ derstände 58 und 59 zuzuführen ist, da dieselbe das gleiche Signal 57, das gemessen wird, um die LEISTUNGSMESSERGEBNISSE 9 zu bestimmen, überwacht. Wenn eine Null-Leistung für eine Messung angelegt wird, ist das Signal 57 auf seinem Minimum (es sei daran erinnert, daß die dynamische Null-Schleife daßelbe nahe bei, jedoch sicher entfernt von Null hält), woraufhin die Konstantleistungsschaltung 60 in jedem der Wi­ derstände 32 und 33 exakt die gleiche Volleistungserwärmung erzeugen muß. Wenn die Eingangsleistung, die gemessen werden soll, die Hälfte des Vollausschlages beträgt, erfolgt der Abgleich des Vollausschlags in den Abschlußwiderständen 32 und 33 durch die Konstantleistungsschaltung 60. Wenn die Eingangsleistung, die gemessen werden soll, ein Vollaus­ schlag ist, dann wird durch die Konstantleistungsschaltung 60 keine Leistung geliefert.

Somit bildet die Konstantleistungsschaltung 60 die Auslen­ kung des Signals 57 von minimal zu maximal in eine geeignete Auslenkung an dem gemeinsamen Ende der Widerstände 58 und 59 ab. Die exakte Beziehung dieser Abbildung ist durch den ge­ wählten Widerstand von 400 Ω für die Widerstände 58 und 59 im Vergleich zu den Werten von 50 Ω für die Widerstände 32 und 33 bestimmt. Der Wert von 400 Ω für die Widerstände 58 und 59 wurde ausgewählt, um die Diskontinuität, die durch ihr Vor­ liegen bewirkt wird, zu minimieren.

Ungeachtet dessen, was vorher über die Möglichkeit gesagt wurde, daß VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 entweder ein Gleichstrom- oder ein Wechselstrom-Signal sein könnte, kann nun erkannt werden, daß, wenn die Konstantleistungs­ schaltung 60 verwendet werden soll, es vorteilhaft sein kann, wenn VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 ein Wech­ selstromsignal ist. Auf diese Weise kann es eingerichtet werden, daß an den Orten 72 und 73 Gleichstrom-Blöcke exi­ stieren. Auf diese Weise ist es nun sicher, daß die Gleich­ stromleistung, die durch die Konstantleistungsschaltung hin­ zugefügt wird, tatsächlich in dem Abschlußwiderstand 33 ab­ geleitet wird, ungeachtet des Vorliegens oder des Fehlens des Signals VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57. Zu dem gleichen Zweck könnte es eingerichtet sein, daß die Lei­ stung, die durch die Konstantleistungsschaltung 60 geliefert wird, als ein Wechselstrom geliefert wird.

Die spezielle Art und Weise, auf die die Konstantleistungs­ schaltung 60 gezeigt wurde, ist eine solche, die für eine analoge Schaltung, die auf dem analogen Wert von VERGLEICH- LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 arbeitet, um das Treibersignal DELTA-LEISTUNG 74 für die Widerstände 58 und 59 zu erzeugen, am besten geeignet ist. Ein alternatives Verfahren zum Er­ zeugen des Antriebssignals DELTA-LEISTUNG 58 und 59 besteht darin, daß die Konstantleistungsschaltung 60 einen DAW auf­ weist, dessen Einstellung entweder aus einer Berechnung oder einer Nachschlagtabelle basierend auf dem digitalen Wert 27b (LEISTUNGSMESSERGEBNISSE 9) erhalten wird.

Bestimmte Aspekte einer möglichen, derartigen Konstantlei­ stungsschaltung 60 sind in den Fig. 5A-5C gezeigt. Die in­ teressierende Beziehung lautet P_app + P_comp + ΔP = C. Dies bedeutet, daß sich die zugeführte Leistung, die gemessen werden soll (30), und die resultierende Vergleichsleistung (57), die erzeugt wird, um die kalorimetrische Brücke abzu­ gleichen, zu einem bestimmten konstanten Betrag addieren, wenn sie zu der Delta-Leistung (74) addiert werden, wobei möglicherweise am besten der doppelte Vollausschlag für Papp verwendet wird. Es könnte ferner gesagt werden, daß zwei P_comp + ΔP = C. Zu Zwecken der Kürze wird die exakte Demon­ stration weggelassen, wobei der Leser nur daran erinnert sei, im Gedächtnis zu behalten, daß die Leistung proportio­ nal zu dem Quadrat der Spannung ist, und daß der Gesamtbe­ trag der Leistung, den die Konstantleistungsschaltung 60 er­ zeugen muß, unter den Isolationswiderständen 58 und 59 ge­ teilt werden muß, um dieselbe zu den Abschlußwiderständen 32 und 33 zu bringen.

Zu Zwecken der Einfachheit sei ferner temporär angenommen, daß der Pufferverstärker 56 nicht vorliegt, und daß ein Mul­ tiplizierer 82 und ein 25 KHz-Referenzsignal 83 seine Stelle einnehmen. Nun beträgt der Bereich von Leistungspegeln, die einem der Abschlußwiderstände 32 und 33 zugeführt werden können, von -16 dbm bis +8 dbm, oder grob gesagt von 25 mV bis 500 mV für ein 50 Ω-System. Der analoge Multiplizierer 82 ist viel besser geeignet, um einen höheren Pegel zu verarbeiten (mehrere Volt). Die Lösung besteht darin, das Ausgangssignal des analogen Multiplizierers 82 zu dämpfen, und nicht zu versuchen, denselben auf Pegeln zu betreiben, bei denen ein Rauschen und eine Nicht-Linearität weniger günstig sind. Es sei angenommen, daß an dem Ort 81 ein 400 Ω-Widerstand pla­ ziert ist; dies erzeugt eine 9 : 1-Dämpfung zwischen dem Aus­ gangssignal des analogen Multiplizierers 82 und dem, das über den Abschlußwiderstand 33 erzeugt wird (es sei bemerkt, daß es nun ferner notwendig ist, die Interpretation des Aus­ gangssignals 27b des ADW 84 einzustellen; es ist nun neunmal zu groß). Insgesamt ist dies aus den Multiplizierer-Verhal­ tensgründen, die oben genannt wurden, vorteilhaft, liefert jedoch ferner die Einfachheit (oder entfernt eine Kompli­ ziertheit), die in dem ersten Satz des Absatzes vorgebracht wurde. Die Einfachheit entsteht, da nun die Schaltungen (82 oder 56), die VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 verursa­ chen, und die Schaltung 60, die DELTA-LEISTUNG 74 verur­ sacht, alle die gleiche 9 : 1-Dämpfung einschließen. Aufgrund dieser Symmetrie sind die vorherigen Äußerungen bezüglich P_app + P_comp + ΔP = C und 2P_comp + ΔP = C nicht nur als für die 50 Ω-Abschlußwiderstände 32 und 33 geltend zu verste­ hen, sondern ferner für die Serienkombination derselben mit einem geeigneten der 400 Ω-Isolations/Dämpfungs-Widerstände.

Nach dem sicheren Verstehen aller dieser Vorbereitungen sei nun der Graph 75 in Fig. 5A betrachtet. Die Abszisse 76 stellt die Spannung dar, die an dem Ausgang des analogen Multiplizierers 82 erzeugt wird (oder möglicherweise an dem Ausgang des Pufferverstärkers 56, solange an dem Ort 81 ein 400 Ω-Widerstand vorliegt). Die Ordinate 77 stellt die ent­ sprechende Spannung dar, die durch die Konstantleistungs­ schaltung 60 für DELTA-LEISTUNG 74 erzeugt werden soll. Es kann gezeigt werden, daß unter der Voraussetzung der oben dargelegten Vereinfachungen die Kurve 75 ein Quadrant eines Kreises ist.

Analoge Schaltungen, die (exakt) eine solche Übertragungs­ funktion von ihrem Eingang zu ihrem Ausgang aufweisen, sind ziemlich schwierig. Es stellt sich heraus, daß bei der vor­ liegenden Erfindung eine Näherung ziemlich zufriedenstellend arbeitet. Die Näherung ist in Fig. 5B als Graph 78 gezeigt. Es ist eine stückweise, lineare Näherung, die durch Fachleu­ te unter Verwendung einer Vielzahl von Formgebungsverstär­ kerschaltungen erhalten werden kann, die ähnlich der ist, die in Fig. 5C dargestellt ist. Fig. 5C zeigt die verallge­ meinerte Form einer Formgebungsverstärkerschaltung, die als ein analoger Fall der Konstantleistungsschaltung 60 verwen­ det werden kann. Wie in der Figur zu sehen ist, liegt die elementare Idee darin, einen Verstärker 79 mit einem nicht­ linearen Rückkopplungsnetzwerk 80 zu umgeben. Das nicht-li­ neare Rückkopplungsnetzwerk 80 kann Dioden, Zener-Dioden und vielleicht andere Verstärker enthalten. Einer der Gründe, daß eine derartige Näherung ziemlich gut arbeitet, besteht darin, daß bei Niederleistungspegeln der exakte Graph 75 in Fig. 5A das geringste dx/dy und bei Hochleistungspegeln das größte dx/dy aufweist. Diese Extreme sind vielleicht die Re­ gionen des größten Interesses und werden durch die Näherung, die durch die Formgebungsverstärkerschaltung von Fig. 5C er­ zeugt wird, ziemlich gut dargestellt. Wenn die Konstantlei­ stungsschaltung 60 mit einem DAW (nicht gezeigt) implemen­ tiert ist, der durch eine Nachschlagtabelle oder eine Be­ rechnung basierend auf dem Signal 27b getrieben wird, ist die Näherung tatsächlich sehr nahe am perfekten Zustand.

Nun zu denen, die wünschen, daß ein Widerstandswert an dem Ort 81 existiert, der sich von dem der Isolationswiderstände 58 und 59 unterscheidet. Vielleicht muß an diesem Ort über­ haupt kein Widerstand existieren. Was dann? Alles was sich ändert, besteht darin, daß der Graph 75 in Fig. 5A sich statt ein Quadrant eines Kreises zu sein, in einen Quadran­ ten einer bestimmten Ellipse ändert. Es ist nicht schwieri­ ger, dies mit entweder einer Schaltung, wie sie beispiels­ weise in Fig. 5C gezeigt ist, oder mit einem DAW, der durch eine Nachschlagtabelle oder durch eine Berechnung basierend auf dem Signal 27b betrieben wird, anzunähern, als es für einen Quadranten eines Kreises ist.

Es ist offensichtlich, daß die Konstantleistungsschaltung 60 den Betrieb des dynamischen Null-Mechanismus′ 49, 50, 71 verbessert. Warum dies so ist, wird verständlich, indem sich in Erinnerung gerufen wird, daß der dynamische Null-Mecha­ nismus zuerst das zugeführte Eingangssignal 30 beseitigt und dann das Nullsetzen durchführt. Wenn ein wesentlicher Lei­ stungspegel existieren würde, der zum Zeitpunkt des Beseiti­ gens zugeführt wird, müßte ein wesentlicher Zeitbetrag ver­ gehen, um zu ermöglichen, daß der thermische Übergang ab­ läuft, bevor eine exakte Null eingestellt werden kann. In gleicher Weise würde nach der Nullsetz-Operation das Neu- Zuführen von Leistung einen weiteren thermischen Übergang bewirken, dessen Vorliegen exakte Ablesungen stört. Die Kon­ stantleistungsschaltung 60 beseitigt diese Übergänge und er­ möglicht, daß das Gesamtmeßsystem ohne thermische Aus­ gleichszeit auskommt, die temporären Ungleichgewichten, die durch begründete Änderungen der Betriebstemperatur einge­ führt werden, zugeordnet sind. Dies geschieht durch das Be­ seitigen dieser Änderungen der Betriebstemperatur.

Wenn die Konstantleistungsschaltung vorliegt, ist schließ­ lich ein weiterer Zweck entweder des Pufferverstärkers 56 oder des Multiplizierers 82 offensichtlich. Dieser weitere Zweck ist eine Trennung. D.h., daß dieselben verhindern, daß alle Pegel, die durch die Konstantleistungsschaltung 60 er­ zeugt werden, durch den ADW 84 gemessen werden und (fälsch­ licherweise, wie es der Fall wäre) zu dem Signal 27b und den LEISTUNGSMESSERGEBNISSEN 9 beitragen.

Claims (6)

1. Hochfrequenz-Leistungsmesser mit folgenden Merkmalen:
einer kalorimetrischen Brücke (31), die ein Eingangslei­ stungstor (32), das gekoppelt ist, um ein Hochfrequenz- Arbeitssignal, dessen Leistungspegel gemessen werden soll, zu empfangen, ein Vergleichstor (33), das gekop­ pelt ist, um ein Abgleichsignal (57) zu empfangen, einen Vorspannungseingang, der gekoppelt ist, um ein Vorspan­ nungssignal (47) zu empfangen, und einen ersten und ei­ nen zweiten Differenzausgang aufweist, an denen jeweili­ ge erste (40) und zweite (41) Differenzsignale erschei­ nen, die aus dem Vorspannungssignal hergeleitet werden und deren Amplituden sich proportional zu der Leistungs­ pegeldifferenz zwischen dem Arbeitssignal und dem Ab­ gleichsignal unterscheiden;
einer Servoschaltung (42-45, 52, 56), die mit dem ersten und dem zweiten Differenzsignal gekoppelt ist und aus denselben das Abgleichsignal (57) erzeugt, wobei die Servoschaltung den Leistungspegel des Abgleichsignals einstellt, um die Amplitudendifferenz zwischen dem er­ sten und dem zweiten Differenzsignal zu minimieren;
einer Kompensationsschaltung (60) mit einem Eingang, der mit dem Abgleichsignal gekoppelt ist, und einem Kompen­ sationsausgang (74);
einem ersten (58) und einem zweiten (59) Isolationsnetz­ werk, die jeweils an einem Ende mit dem Kompensations­ ausgang und jeweils an dem anderen Ende derselben mit dem Eingangsleistungstor und dem Vergleichstor gekoppelt sind;
wobei die Kompensationsschaltung gleiche Beträge von zu­ sätzlicher Leistung an das Eingangsleistungstor und das Vergleichstor anlegt, wobei die Kompensationsschaltung diese zusätzlichen Leistungen derart einstellt, daß die Summe dieser zusätzlichen Leistungen, der Leistung des Arbeitssignals und der Leistung des Abgleichsignals eine Konstante ist.

2. Hochfrequenz-Leistungsmesser gemäß Anspruch 1, bei dem das erste (58) und das zweite (59) Isolationsnetzwerk Widerstände sind, deren Widerstandswerte gleich sind.

3. Hochfrequenz-Leistungsmesser gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem die Kompensationsschaltung einen analogen Form­ gebungsverstärker (79, 80) aufweist.

4. Hochfrequenz-Leistungsmesser gemäß Anspruch 1 oder 2, der ferner einen Analog/Digital-Wandler (84) aufweist, der mit dem Abgleichsignal (55) gekoppelt ist, um ein digitales Leistungspegelsignal zu erzeugen, und bei dem die Kompensationsschaltung ferner eine Nachschlagtabelle aufweist, die durch das digitale Leistungspegelsignal adressiert wird, um einen digitalen Kompensationswert zu erzeugen, und ferner einen Digital/Analog-Wandler auf­ weist, der einen Eingang aufweist, der mit dem digitalen Kompensationswert gekoppelt ist und einen Ausgang auf­ weist, der mit dem Kompensationsausgang gekoppelt ist.

5. Hochfrequenz-Leistungsmesser gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, der ferner folgende Merkmale aufweist:
einen Heizerwiderstand (39), der thermisch mit der kalo­ rimetrischen Brücke gekoppelt ist;
einen Temperatursensor (38), der thermisch mit der kalo­ rimetrischen Brücke gekoppelt ist; und
eine Temperatursteuerung (61), die mit dem Temperatur­ sensor gekoppelt ist, die die kalorimetrische Brücke auf einer konstanten Umgebungstemperatur hält.

6. Hochfrequenz-Leistungsmesser gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Servoschaltung einen Integrator (52) aufweist, wobei der Hochfrequenz-Leistungsmesser ferner folgende Merkmale aufweist:
eine Schaltung seriell zu dem Hochfrequenz-Arbeitssignal vor dem Zuführungspunkt des Hochfrequenz-Arbeitssignals zu dem Eingangsleistungstor, die zu ausgewählten Zeiten den Leistungspegel des Hochfrequenz-Arbeitssignals an dem Eingangsleistungstor auf im wesentlichen Null redu­ ziert;
eine Versatzschaltung (53, 54), die während der ausge­ wählten Zeiten bewirkt, daß die Servoschaltung für das Abgleichsignal einen ausgewählten festen Wert erzeugt, der einem minimal erfaßbaren Nicht-Null-Leistungspegel für das Hochfrequenz-Arbeitssignal entspricht; und
eine Null-Abgleichschaltung (49, 50), die mit einem Fehlersignal in der Servoschaltung gekoppelt ist, die während der ausgewählten Zeiten das Fehlersignal auf Null setzt, indem die Leitung in einem Nebenschluß (71) zwischen dem Vorspannungseingang und dem ersten Diffe­ renzausgang verändert wird, und die während der anderen Zeiten die Leitung in dem Nebenschluß auf ihrem jüngsten Wert während einer ausgewählten Zeit hält.