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Diese
Erfindung betrifft einen Sender für ein Kommunikationsgerät, umfassend:
einen Hochfrequenzleistungsverstärker
zum Verstärken
des zu sendenden Hochfrequenzsignals, wobei der Hochfrequenzleistungsverstärker eine
Ausgangsstufe zum Geben eines verstärkten Hochfrequenzsignals aufweist,
und ein Messgerät
zum Messen der Leistung des Hochfrequenzsignals, und eine Mobilstation,
welche solch einen Sender aufweist.
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Die
Sender von Kommunikationsgeräten
weisen einen Hochfrequenzleistungsverstärker auf, in welchem das zu
sendende Signal verstärkt
wird. Der Ausgang des Hochfrequenzleistungsverstärkers ist mit der Anpassungsschaltung
der Antenne verbunden, in welcher Schaltung die Impedanz der Antenne
an die Ausgangsimpedanz des Hochfrequenzleistungsverstärkers angepasst
wird. Der Zweck der Anpassung ist unter anderem, die Bildung von
Reflexionswellen von der Antenne zum Hochfrequenzleistungsverstärker zu
verhindern. Hochfrequenzleistungsverstärker sind jedoch empfindlich
für Lastschwankungen.
Lastschwankungen verursachen unter anderem eine Verzerrung in dem
zu verstärkenden
Signal. Es ist auch möglich,
dass der Hochfrequenzleistungsverstärker bei schwierigen Lastbedingungen
beschädigt
wird. In tragbaren Kommunikationsgeräten sind die Lastschwankungen
der Hochfrequenzleistungsverstärker
auf die Wechselwirkung zwischen der Antenne und der Betriebsumgebung
und Änderungen
der Betriebsbedingungen zurückzuführen. Metallobjekte
in der Nähe
der Antenne zum Beispiel können
die Antennenimpedanz des tragbaren Kommunikationsgeräts merklich ändern. Dies
wiederum hat einen Einfluss auf den Arbeitspunkt der letzten Stufe
des Hochfrequenzleistungsverstärkers,
wodurch der Transistor großen
Spannungs- und Stromschwankungen ausgesetzt wird. Mit der Zeit können diese
Spannungs- und Stromschwankungen die Leistung des Ausgangsstufentransistors
des Hochfrequenzleistungsverstärkers
beeinträchtigen
und möglicherweise
auch seine Lebensdauer verkürzen.
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Es
gibt Lösungen
des Standes der Technik, in welchen das Leistungssignal, das durch
den Hochfreguenzleistungsverstärker
erzeugt wird, mittels eines Richtungskopplers und einer Gleichrichterdiode
gemessen wird. 1 stellt zum Beispiel eine Kopplung
nach dem Stand der Technik dar, in welcher der Richtungskoppler
DIR1 die Leistung abtastet, die dem Ausgang zugeführt wird.
Die Abtastwerte werden durch eine Gleichrichterdiode D1 erfasst.
Ein Verfahren wie dieses, das auf einem Richtungskoppler basiert,
funktioniert gut, wenn die Lastimpedanz Z konstant ist. Das Verfahren
liefert jedoch inkorrekte Informationen in Situationen, in welchen
die Lastimpedanz variiert, was üblicherweise
geschieht, wenn tragbare Kommunikationsgeräte verwendet werden. Um dies
anzuzeigen, wurde der Betrieb der Kopplung in 1 simuliert.
Die Simulationsergebnisse sind in 2a bis 2e zu
sehen. In dieser Simulation wurde ein bipolarer Transistor, der
in die Klasse AB vorgespannt war, als der Leistungstransistor T1
der Ausgangsstufe verwendet, und ein Oberwellenfilter wurde verwendet,
um die Oberwellen zu bilden. Abtastwerte der Ausgangsleistung wurden
durch einen Richtungskoppler DIR1 entnommen, und die Abtastwerte
wurden mit einer Gleichrichterdiode D1 erfasst. Die Gleichrichterdiode
D1 wurde zum linearen Arbeitsbereich vorgespannt, wodurch die Ausgangsleistung
proportional zum Quadrat der Spannung Vmeas ist,
welche durch die Gleichrichterdiode D1 erzeugt wird.
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Lastschwankungen
sind häufig
in tragbaren Kommunikationsgeräten,
wie beispielsweise Mobilstationen, da die Wechselwirkung zwischen
der Umgebung und der Antenne Lastschwankungen im Hochfrequenzleistungsverstärker verursacht.
Tabelle 1 stellt verschiedene Impedanzwerte dar, die in der Simulation
verwendet wurden. In der ersten Simulation war der Wert der Lastimpedanz
Z derart, dass er zu einer optimalen Widerstandslast für den simulierten
Verstärker
führte.
Verschiedene Werte der Lastimpedanz Z wurden in anderen Simulationen
verwendet, was zu einer inkorrekten Anpassung führte. Die verwendeten Werte
entsprechen einem Echoverlust von –6 dB für eine Last von 6 Ohm. Simulationsergebnisse
mit verschiedenen Lastimpedanzwerten sind in 2a bis 2e dargestellt.
Die Leistungsmessung wurde kalibriert, um die korrekte Leistungsanzeige
bei einer Ausgangsleistung von zwei Watt zu erzeugen. 2a bis 2e stellen
sowohl das Quadrat des Spannung Vmeas, welche
durch die Gleichrichterdiode D1 erzeugt wird, als auch die Ausgangsleistung
Pout des Verstärkers in verschiedenen Lastsituationen
dar.
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Aus 2a ist
ersichtlich, dass die Leistungsmessung ein genaues Ergebnis bei
optimalen Lastbedingungen ergibt. Aus 2b bis 2e ist
ferner ersichtlich, dass, wenn die Last des Verstärkers variiert,
das Quadrat der erfassten Spannung nicht mehr gleich wie die Leistung
ist, die zur Last befördert
wird, wodurch die Messung keine korrekte Idee von der Lastsituation
des Verstärkers
ergibt.
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Ein
weiterer Nachteil des Verwendens eines Richtungskopplers ist die
Tatsache, dass ein Richtungskoppler einen Leistungsverlust in dem
zu sendenden Signal verursacht. In praktischen Anwendungen wird
der Richtungskoppler normalerweise mittels Leiterbahnen implementiert,
die direkt auf der gedruckten Leiterplatte (PCB für engl.
printed circuit board) eingebettet sind, wodurch der Leistungsverlust
des Richtungskopplers normalerweise ungefähr 0,5 dB beträgt. Außerdem nimmt
ein Richtungskoppler, der direkt auf der Leiterplatte ausgebildet
ist, eine unnötig
große
Menge Platz ein.
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Ein
Dokument des Standes der Technik US-A-4 312 032 offenbart bekanntlich
eine Senderanordnung, in welcher die Hochfrequenzspannung und der
Hochfrequenzstrom an der Übertragungsleitung
zwischen dem Leistungsverstärker
und der Last gemessen werden, und der Betrieb des Leistungsverstärkers wird
auf der Basis der Messung eingestellt. Ein anderes Dokument des
Standes der Technik GB-A-2 301 964 schlägt das Laden der Übertragungsleitung
zwischen dem Leistungsverstärker
und der Last mit einer variablen Kapazitanz und Ändern des Werts der variablen
Kapazitanz vor, um dem Einfluss einer abweichenden Last entgegenzuwirken.
Ein weiteres Dokument ist US-A-5 497 125, in welchem der Strom,
der durch einen Leistungsverstärker entzogen
wird, als ein Hinweis auf die Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers genommen
wird.
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Die
Messung der Signalleistung wird verwendet, um die Ausgangsleistung
von Hochfrequenzsendern einzustellen. Es ist ein Ziel der vorliegenden
Erfindung, die zuvor dargelegten Nachteile zu reduzieren, sowie ein
Gerät zum
Einstellen der Leistung im Leistungsverstärker des Senders eines Kommunikationsgeräts und eine
Mobilstation zu schaffen, in welcher die Erfindung vorteilhafterweise
angewendet werden kann. Die Erfindung basiert auf der Idee, dass
die Spannung und der Strom an der Ausgangsstufe des Hochfrequenzleistungsverstärkers gemessen
werden, wodurch die Lastimpedanz an der Ausgangsstufe berechnet
und die Sendeleistung demgemäß eingestellt
werden kann. Der Sender gemäß der Erfindung
ist durch das gekennzeichnet, was im kennzeichnenden Teil von Anspruch
1 dargelegt ist. Eine Mobilstation gemäß der Erfindung ist durch das
gekennzeichnet, was im kennzeichnenden Teil von Anspruch 9 dargelegt
ist.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung umfasst die Ausgangsstufe einen Sender gemäß Anspruch
1, der dadurch gekennzeichnet ist, dass die Ausgangsstufe ein Verstärkungsmittel
umfasst, in welchem vorgesehen ist, das Hochfrequenzsignal zu verstärken. Wahlweise
umfasst die Ausgangsstufe Mittel zum Berechnen der Leistung des
Hochfrequenzsignals auf der Basis der gemessenen Hochfrequenzspannung
und des gemessenen Hochfrequenzstroms.
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Die
vorliegende Erfindung weist im Vergleich zu Sendern und Mobilstationen
des Standes der Technik viele Vorteile auf. Vorzugsweise werden
der Hochfrequenzstrom, der durch den Verstärker fließt, und die Hochfrequenzspannung
am Ausgang des Verstärkers
gemessen, wodurch die Lastimpedanz sehr genau berechnet werden kann,
und die Ausgangsstufe kann auf der Basis dessen auf den optimalen
Arbeitspunkt eingestellt werden. Der Hochfrequenzstrom und die Hochfrequenzspannung
werden so nahe als möglich
am Ausgang der letzten Stufe gemessen, wodurch potenziale Übertragungsleitungsverluste
und andere Verluste, welche einen Einfluss auf die Messergebnisse
haben, eliminiert und die Zuverlässigkeit
der Messungen im Vergleich zu Messungen des Standes der Technik
verbessert werden können.
Außerdem
ist es möglich,
die tatsächliche Last
während
der Übertragung
festzustellen, welche einen Einfluss auf den Transistor der Ausgangsstufe
hat, und dadurch die Einstellung des optimalen Arbeitspunkts des
Transistors bei veränderlichen
Betriebsbedingungen zu verbessern. Der Wirkungsgrad des Senders
gemäß der vorliegenden
Erfindung ist im Vergleich zu Sendern des Standes der Technik verbessert,
da die Messung des Hochfrequenzstroms und der Hochfrequenzspannung
keinen wesentlichen Leistungsverlust im Ausgangssignal verursacht.
Infolge des besseren Wirkungsgrades kann die Ausgangsleistung des
Senders etwas verringert werden. Die Messkopplung kann auch in einem
kleinen Raum implementiert werden, indem sie auf demselben Halbleiterchip
wie der Leistungstransistor der Ausgangsstufe des Leistungsverstärkers integriert
wird. Auch auf der Leiterplatte wird Raum eingespart, und die Größe von Kommunikationsgeräten kann
verkleinert werden. Potenzielle Schwankungen der Lastimpedanz werden
bei den Messungen gemäß der Erfindung
ebenfalls berücksichtigt,
was auch die Zuverlässigkeit
der Messung erhöht.
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Im
Folgenden wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen ausführlicher beschrieben,
wobei
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1 eine
Leistungsmessung des Standes der Technik darstellt,
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2a bis 2e die
Simulationsergebnisse der Schaltung in 1 darstellen,
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3 eine
Messkopplung gemäß der ersten
Ausführungsform
der Erfindung darstellt,
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4a bis 4e die
Simulationsergebnisse der Schaltung und die berechneten Ausgangsleistungen für die Kopplung
in 3 mit verschiedenen Lastimpedanzen darstellen,
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5a bis 5e Spannungen
darstellen, die für
die Schaltung in 3 über dem Kollektor-Emitter-Übergang
mit verschiedenen Werten der Lastimpedanz gemessen und berechnet
wurden,
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6a bis 6e die
gemessenen und berechneten Emitterströme des Transistors mit verschiedenen
Werten der Lastimpedanz darstellen,
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7a bis 7e Schätzergebnisse
der Transistorlastimpedanz in der Kopplung darstellen, die in 3 veranschaulicht
ist,
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8 eine
andere bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung darstellt, und
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9 eine
Mobilstation gemäß der Erfindung
darstellt.
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Das
Blockdiagramm von 3 stellt die Ausgangsstufe und
die Messschaltung eines Senders gemäß der ersten Ausführungsform
der Erfindung dar. Ein Transistor T1 oder eine andere Verstärkungskomponente kann
vorteilhafterweise als das Verstärkungselement
der Ausgangsstufe verwendet werden. Das zu sendende Hochfrequenzsignal
wird zum Anschlussstift Pin geleitet. Das
Hochfrequenzsignal wird durch den ersten Kondensator C1 zur Verstärkung an
der Basis des Transistors T1 der Ausgangsstufe weiterbefördert. Der
Transistor T1 kann zum Beispiel ein bipolarer Transistor sein, der
ein ausreichendes Leistungsvermögen
und ausreichende Hochfrequenzeigenschaften in der momentan verwendeten
Anwendung aufweist. Der Arbeitspunkt des Transistors T1 wird mittels
einer Vorspannung, die zur Basis des Transistors befördert wird,
korrekt eingestellt. Die Vorspannung wird durch eine Vorspannungsquelle
Ubias erzeugt und über die erste Drossel L1 befördert. Die
Vorspannung Ubias kann zum Beispiel mit
einer Spannungsteilungskopplung, die mit Widerständen implementiert ist, erzeugt
werden, und sie ist eine Technik, die für einen Fachmann allgemein
bekannt ist.
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Das
zu sendende Hochfrequenzsignal, das zur Basis des Transistors T1
geleitet wird, wird im Transistor T1 verstärkt, wodurch ein verstärktes Hochfrequenzausgangssignal
vom Kollektor empfangen wird, wobei das Signal über einen zweiten Kondensator
C2 zur Lastimpedanz Z geleitet wird. Die Lastimpedanz Z umfasst vorzugsweise
eine Antenne und Anpassungsmittel zum Erreichen einer optimalen
Anpassung zwischen dem Kollektorkreis und der Antenne. Außerdem kann
die Anpassungsschaltung ein Bandpassfilter umfassen, welches verwendet
wird, um Störübertragungen
zu dämpfen.
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Die
Betriebsspannung, die vom Transistor T1 benötigt wird, wird über eine
zweite Drossel L2 zum Kollektor des Transistors T1 geleitet.
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Der
Emitterkreis des Transistors T1 umfasst vorzugsweise einen Widerstand
R1 und eine Erdstreuinduktivität
L3.
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Die
Hochfrequenzwechselspannung des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors T1
wird vorzugsweise derart erfasst, dass ein Spannungssignal über einen
dritten Kondensator C3 zur positiven Eingangsleitung des ersten
Differenzialverstärkers
A1 geleitet wird, und die Wechselspannung des Emitters des Transistors
T1 wird über
den vierten Kondensator C4 zur negativen Eingangsleitung des ersten
Differenzialverstärkers
A1 geleitet. Demnach wird eine Spannung Vrf proportional
zur Kollektor-Emitter-Hochfrequenzspannung
VCE vom Ausgang des ersten Differenzialverstärkers A1
empfangen.
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Eine
Spannung proportional zum Emitter-Hochfrequenzstrom IE des
Transistors T1 kann durch den Differenzialverstärker A2 durch die Kondensatoren
C4 und C5 erfasst werden.
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Im
ersten Gleichrichter RECT1 wird ein absoluter Wert |Vrf|
aus dem Signal Vrf proportional zur Spannung
gebildet und im ersten Integrator INT1 integriert, was zu einer
Spannung Vmeas führt, welche proportional zum
Mittelwert der Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors T1 ist.
Der absolute Wert |Irf| der Spannung Irf proportional zum Emitterstrom wird im
zweiten Gleichrichter RECT2 gebildet. Die gleichgerichtete Spannung wird
ferner im zweiten Integrator INT2 integriert, wodurch eine Spannung
Imeas proportional zum Mittelwert des Emitterstroms
vom Ausgang des zweiten Integrators empfangen wird.
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Die
tatsächliche
mittlere Leistung des Transistors T1 kann durch Vervielfachen der
Spannung um den Stromwert bestimmt werden. In der Schaltung, die
in 3 dargestellt ist, wurde dies durch Leiten des
Ausgangssignals des ersten Differenzialverstärkers A1 und des Ausgangssignals
des zweiten Differenzialverstärkers
A2 zur Vervielfacherschaltung M1 implementiert. Die Vervielfacherschaltung
M1 erzeugt ein Signal proportional zu jeder Momentanleistung, wobei
das Signal im dritten Integrator INT3 zum Erzeugen einer Spannung
Pdc proportional zum Mittelwert der tatsächlichen
Leistung integriert wird.
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Die
Messungen gemäß der Erfindung
werden aus Signalen so nahe als möglich am Leistungstransistor
T1 der Ausgangsstufe gebildet, wodurch mögliche Übertragungsleitungsverluste
und andere Verluste, welche einen Einfluss auf die Messergebnisse
haben, eliminiert werden können
und die Zuverlässigkeit
der Messungen im Vergleich zu den Messungen des Standes der Technik
verbessert werden kann. Außerdem
ist es leichter, die tatsächliche
Last auf dem Transistor der Ausgangsstufe während der Übertragung festzustellen, wodurch
die Einstellung des optimalen Arbeitspunkts des Transistors bei
veränderlichen
Betriebsbedingungen genauer wird.
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4a bis 4e stellen
einige Simulationsergebnisse mit der Simulationskopplung einer bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung gemäß 3 dar.
In den Figuren veranschaulicht eine gestrichelte Linie die gemessene
Ausgangsleistung Pdc und die durchgehende
Linie eine theoretische, berechnete Ausgangsleistung Pout auf
der Grundfrequenz. Die Leistungen wurden als eine Funktion der Eingangsleistung
Pin dargestellt. Der Unterschied zwischen
den Figuren ist die Lastimpedanz Z, die in der Simulation verwendet
wurde und deren Werte in verschiedenen Simulationen so sind, wie
in Tabelle 1 dargestellt. Aus den Figuren ist klar zu erkennen,
dass sowohl die gemessene als auch die berechnete Leistung sehr
nahe beieinander liegen. Die Unterschiede sind hauptsächlich auf
die Tatsache zurückzuführen, dass
die gemessene Leistung Pdc die Gesamtleistung
ist, einschließlich
der Oberwellenfrequenzen, welche im theoretischen Leistungswert
Pout nicht enthalten sind.
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Wie
bereits in Verbindung mit der Beschreibung der Kopplung erwähnt, die
in 3 dargestellt ist, werden zusätzlich zur Leistung auch die
Hochfrequenzströme
und Hochfrequenzspannungen des Transistors T1 gemessen. Die Messungen
der Spannungen und Ströme
des Transistors sind von großer
Bedeutung hinsichtlich der Aufrechterhaltung von optimalen Betriebsbedingungen
des Transistors. Speziell in Leistungstransistoren haben die Lastschwankungen
einen direkten Einfluss als Schwankungen von Strömen und Spannungen. Starke
Spannungs- und Stromschwankungen verursachen eine Verzerrung im
Signal und können
sogar den Transistor zerstören.
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Ein
Beispiel für
eine Situation, in welcher starke Spannungs- und Stromschwankungen
im Leistungstransistor erzeugt werden können, ist, wenn eine Mobilstation
ohne einen Akkumulator mit einem Ladegerät verbunden wird und die Antenne
möglicherweise
nachlässig
auf ihrem Platz eingestellt ist. In einem Sender gemäß der vorliegenden
Erfindung können
die Spannungs- und Strommessungsinformationen verwendet werden,
um den Arbeitspunkt des Transistors einzustellen, wodurch das Signal
weniger verzerrt wird und die Zerstörung des Transistors der Ausgangsstufe
vermieden werden kann.
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Ein
anderes Beispiel, in welchem große Spannungs- und Stromschwankungen
möglich
sind, ist eine Situation, in welcher ein bipolarer Transistor mit
einer Last von einer geringen Impedanz geladen wird. Sehr starke
Stromschwankungen werden dann im Transistor erzeugt, und auf lange
Sicht verringern diese Schwankungen die Zuverlässigkeit des Transistors. In
diesen Situationen kann das Messverfahren gemäß der Erfindung die erwähnten Nachteile
ebenfalls verhindern.
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5a bis 5e stellen
sowohl die theoretischen als auch die gemessenen Spannungswerte
des Kollektor-Emitter-Übergangs
des Transistors in einer Kopplung gemäß 3 dar. In
den Figuren wird eine durchgehende Linie verwendet, um den berechneten
RMS-Wert Vcalc der Hochfrequenzspannung
des Kollektor-Emitter-Übergangs
des Transistors T1 zu veranschaulichen. Eine gestrichelte Linie
wird verwendet, um eine gleichgerichtete und tiefpassgefilterte
Spannung Vmeas zu veranschaulichen, welche
eine gute Schätzung der
Hochfrequenzspannung des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors T1
ist. Entsprechende Messergebnisse könnten auch durch Verwenden
eines Spitzenwertdetektors anstelle eines Gleichrichters RECT1 gebildet
werden. Aus 5a bis 5e ist
ersichtlich, dass die gemessenen Werte den berechneten Werten sehr
genau entsprechen, was bedeutet, dass die Messungen sehr zuverlässig sind.
Aus den Figuren ist auch ersichtlich, dass mit Lasten, die aktiv
sind und eine hohe Impedanz aufweisen, die Kollektor-Emitter-Spannung des
Transistors im Vergleich zur optimalen Widerstandslast von 6 Ω zunimmt.
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Ähnlich wurden
die Simulationsergebnisse des Emitter-Hochfrequenzstroms des Transistors T1
in 6a bis 6e dargestellt,
in welchen eine durchgehende Linie verwendet wird, um den berechneten Strom
Icalc zu veranschaulichen, und eine gestrichelte
Linie verwendet wird, um den gemessenen Strom Imeas zu
veranschaulichen. Die verwendeten Impedanzwerte sind dieselben wie
in den vorherigen Figuren gemäß Tabelle
1. Große
Stromschwankungen sind in 6b zu
erkennen, wo die verwendete Impedanz eine Widerstandslast von 2 Ω war, und
in 6e, wo die Lastimpedanz 3,6 + j4,8 Ω betrug.
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Ein
weiterer Vorteil der Erfindung ist die Tatsache, dass die Messergebnisse
des Hochfrequenzstroms und der Hochfrequenzspannung verwendet werden
können,
um die tatsächliche
Lastimpedanz des Ausgangsstufentransistors T1 zu schätzen. Der
absolute Wert der Lastimpedanz ist proportional zur Beziehung zwischen der
gemessenen Spannung und dem gemessenen Strom: Vmeas/Imeas, und der Ausdruck cos(ϕ) ist
proportional zur Formel Pdc/(Imeas × Vmeas). Diese Ergebnisse sind in 7a bis 7e dargestellt.
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Die
Blöcke
des Blockdiagramms der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gemäß 3 sind allgemein
bekannt, und es sind zahlreiche Beispiele dafür in der Fachliteratur zu finden,
die sich mit dieser Technologie befasst.
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In
einigen praktischen Anwendungen kann der Transistor T1 der Ausgangsstufe
T1 mittels mehrerer parallel geschalteter Transistoren zum Erreichen
einer ausreichenden Ausgangsleistung implementiert werden. Dann
wird die Spannung so gemessen, wie zuvor beschrieben, und der Strom
wird am Emitter eines der Transistoren gemessen. In diesem Fall
muss das Strommessergebnis um die Anzahl der parallel geschalteten Transistoren
vervielfacht werden. Dies kann vorzugsweise derart implementiert
werden, dass die Verstärkung des
zweiten Differenzialverstärkers
A2 dementsprechend eingestellt wird; wenn zum Beispiel drei Transistoren verwendet
werden, wird die Verstärkung
als dreifach im Vergleich zu einer Anwendung, die durch einen Transistor
implementiert ist, eingestellt.
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8 stellt
eine zweite bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung als ein vereinfachtes Blockdiagramm dar. Der Unterschied
im Vergleich zu der Ausführungsform,
die in 3 dargestellt ist, ist in erster Linie, dass die
Strommessung mittels eines Widerstands R2 durchgeführt wird,
der mit der Ausgangsleitung der Ausgangsstufe verbunden ist. Die
Spannungs- und Strommessergebnisse werden so bearbeitet, wie in
Verbindung mit der Ausführungsform
von 3 beschrieben wurde.
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Eine
Stromerfassung ist auch unter Verwendung anderer Stromfühler wie
beispielsweise Transformatoren, möglich. Wie bereits erwähnt wurde,
können
Spitzenwertdetektoren anstelle der Gleichrichter RCT1, RECT2 verwendet
werden.
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Die
zuvor beschriebenen Messungen sollten so nahe als möglich am
Leistungstransistor T1 der Ausgangsstufe angeordnet werden, wodurch
die Messkopplung vorzugsweise auf demselben Halbleiterchip wie der
Leistungstransistor integriert wird. Unter anderem hat dies den
Vorteil, dass die Übertragungswege
der Signale so kurz als möglich
gemacht werden können,
was die Wechselwirkung zwischen den Signalwegen verringert. In Anwendungen,
in welchen die Frequenzen der Hochfrequenzsignale nicht sehr hoch sind,
können auch
getrennte Komponenten verwendet werden, um die Messkopplung zu implementieren.
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9 stellt
eine Mobilstation 1 gemäß der vorliegenden
Erfindung als ein vereinfachtes Blockdiagramm dar. Die Mobilstation 1 kann
zum Beispiel eine GSM-Mobilstation sein. Im Modulationsblock 3 des
Senders 2 wird ein Hochfrequenzsignal erzeugt, wofür das an
ihn gesendete Signal, wie beispielsweise das Signal des Mikrofons 11,
moduliert wurde. Das Hochfrequenzsignal wird zum Anschlussstift
Pin der Ausgangsstufe 4 geleitet.
In diesem Beispiel entspricht die Ausgangsstufe 4 einer
Ausgangsstufe gemäß 3.
Das Hochfrequenzsignal wird über
den ersten Kondensator C1 zur Basis des Transistors T1 der Ausgangsstufe
zur Verstärkung
weitergeleitet. Der Transistor T1 kann zum Beispiel ein bipolarer
Transistor sein, welcher eine ausreichende Leistungsfestigkeit und
ausreichende Hochfrequenzeigenschaften für die momentan verwendete Anwendung
aufweist. Der Arbeitspunkt des Transistors T1 wird mittels einer
Vorspannung, die zur Basis des Transistors T1 geleitet wird, korrekt
eingestellt. Die Vorspannung wird durch die Vorspannungsquelle Ubias erzeugt und über die erste Drossel L1 befördert.
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Das
Hochfrequenzsignal, das zu senden ist und zur Basis der Transistors
T1 befördert
wurde, wird im Transistor T1 verstärkt, wodurch ein verstärktes Hochfrequenzausgangssignal
vom Kollektor empfangen wird, wobei das Signal über einen zweiten Kondensator
C2 zur Lastimpedanz Z geleitet wird. Die Lastimpedanz umfasst vorzugsweise
eine Antenne und Anpassungsmittel zum Erreichen einer optimalen
Anpassung zwischen dem Kollektorkreis und der Antenne. Außerdem kann
die Anpassungsschaltung ein Bandpassfilter umfassen, welches verwendet
wird, um Störübertragungen
zu dämpfen.
Die Betriebsspannung, die vom Transistor T1 benötigt wird, wird über eine
zweite Drossel L2 zum Kollektor des Transistors T1 geleitet.
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Der
Emitterkreis des Transistors T1 umfasst vorzugsweise einen Widerstand
R1 und eine Erdstreuinduktivität
L3.
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Die
Hochfrequenzwechselspannung des Kollektor-Emitter-Übergangs des Transistors T1
wird vorzugsweise derart gemessen, dass ein Spannungssignal vom
Kollektor über
einen dritten Kondensator C3 zur positiven Eingangsleitung des Differenzialverstärkers A1
geleitet wird, und die Wechselspannung des Emitters des Transistors
T1 wird über
den vierten Kondensator C4 zur negativen Eingangsleitung des ersten
Differenzialverstärkers
A1 geleitet. Demnach wird eine Spannung Vrf proportional
zur Kollektor-Emitter-Hochfrequenzspannung
VCE vom Ausgang des ersten Differenzialverstärkers A1
empfangen.
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Der
Emitter-Hochfrequenzstrom IE des Transistors
T1 kann durch Messen der Spannung über dem Widerstand R1 bestimmt
werden, wie in Verbindung mit der Beschreibung von 3 beschrieben
wurde. Diese Spannung wird durch Leiten der Emitterspannung des
Transistors über
den vierten Kondensator C4 zur negativen Eingangsleitung des zweiten
Differenzialverstärkers
A2 und der Spannung auf der Seite der Erdstreuinduktivität des Widerstands
R1 über
den fünften
Kondensator C5 zur positiven Eingangsleitung des zweiten Differenzialverstärkers A2
gemessen. Demnach erzeugt der zweite Differenzialverstärker A2
ein Spannungssignal proportional zum Emitterstrom des Transistors
T1, wobei das Signal hier durch Irf angezeigt
ist.
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Im
ersten Gleichrichter RECT1 wird ein absoluter Wert |Vrf|
aus dem Signal Vrf proportional zur Spannung
gebildet und im ersten Integrator INT1 integriert, was zu einer
Spannung Vmeas proportional zum Mittelwert der
Kollektor-Emitter-Spannung
des Transistors T1 führt.
Ein absoluter Wert |Irf| wird im zweiten
Gleichrichter RECT2 aus der Spannung Irf proportional
zum Emitterstrom gebildet. Die gleichgerichtete Spannung wird ferner
im zweiten Integrator INT2 integriert, wodurch eine Spannung Imeas proportional zum Mittelwert des Emitterstroms
vom Ausgang des zweiten Integrators empfangen wird.
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Die
tatsächliche
mittlere Leistung des Transistors T1 kann durch Vervielfachen der
Spannungswerte um die Stromwerte vorteilhafterweise derart festgestellt
werden, dass das Ausgangssignal des ersten Differenzialverstärkers A1
und das Ausgangssignal des zweiten Differenzialverstärkers A2
zu einer Vervielfacherschaltung M1, wie beispielsweise einem Mischer,
geleitet werden. Die Vervielfacherschaltung M1 erzeugt ein Signal proportional
zu jeder Momentanleistung, wobei das Signal im dritten Integrator
INT3 zum Erzeugen einer Spannung Pdc proportional
zum Mittelwert der tatsächlichen
Leistung integriert wird.
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Die
Messergebnisse werden durch Analog-Digital-Wandler 5a, 5b, 5c in
Digitalform umgewandelt und zur Steuereinheit 6 der Mobilstation,
wie beispielsweise einer Mikrosteuerung, geleitet. Die Anwendungssoftware
der Steuereinheit 6 umfasst ein Programm, in welchem die
Messergebnisse verarbeitet werden, um unter anderem zu bestimmen,
ob die Übertragungsleistung
zum Beispiel infolge einer Änderung
in der Lastimpedanz der Ausgangsstufe 4 verringert werden
muss.
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Wenn
die Übertragungsleistung
eingestellt werden muss, erzeugt die Steuereinheit 6 ein
Einstellsignal für
den Modulationsblock 3 des Senders, wodurch die Leistung
des Ausgangssignals des Modulationsblocks 3 verringert
wird, was wiederum die Ausgangsleistung der Ausgangsstufe 4 verringert.
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Von
der Ausgangsstufe 4 wird das verstärkte Hochfrequenzsignal über ein
Duplexfilter 7 zur Antenne 8 geleitet. Ein bestimmtes
Frequenzband wird für
die Verwendung jedes Mobilstationssystem reserviert. Dieses Frequenzband
wird üblicherweise
in Aufwärts-
und Abwärtsfrequenzbänder geteilt,
was bedeutet, dass die Übertragung
der Mobilstation 1 zur Basisstation (nicht dargestellt)
auf einer anderen Frequenz als die Basisstationsübertragung zur Mobilstation 1 stattfindet.
Das Duplexfilter 7 umfasst ein erstes Bandpassfilter 7a,
dessen Durchlassband das Sendefrequenzband des Mobilstationssystems
umfasst, und ein zweites Bandpassfilter 7b, dessen Durchlassband
das Empfangsfrequenzband des Mobilstationssystems umfasst. Demnach
stören
die Hochfrequenzsignale vom Sender den Betrieb des Empfängers nicht,
da sie im Wesentlichen nicht durch das zweite Bandpassfilter 7b durchtreten.
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Die
zu empfangenden Hochfrequenzsignale werden von der Antenne 8 über das
zweite Bandpassfilter 7b des Duplexfilters 7 zum
Empfänger 9 geleitet,
welcher zum Beispiel ein Mobilstationsempfänger des Standes der Technik
ist. Im Empfänger 9 wird
das empfangene Signal demoduliert und zum Kopfhörer 12 geleitet.
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Die
Umsetzfrequenzen des Senders 2 und des Empfängers 9 werden
durch den Überlagerungsoszillator 10 erzeugt,
dessen Frequenz durch die Steuerung 6 geregelt wird. Die
Mobilstation 1 in 9 umfasst auch
ein Tastenfeld 13 und eine Anzeige.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht nur auf die zuvor beschriebenen
Ausführungsformen
beschränkt, sondern
kann innerhalb des Rahmens, der durch die angehängten Ansprüche definiert wird, modifiziert
werden.
