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Entwicklungen auf dem Gebiet der
Halbleiter in etwa dem letzten Jahrzehnt und jüngere Änderungen bei der Zuweisung
von Abschnitten des Hochfrequenzspektrums haben zu dem enormen Wachstum der
Verwendungen und Märkte
für verschiedene tragbare
Sende/Empfangsgeräte
beigetragen, wie z.B. denen, die beim Zellulartelefonservice und
beim GMRS verwendet werden. Die herzustellenden Teile müssen ebenfalls
getestet werden und nach Bedarf repariert und getestet werden. Das
Erscheinen von Technologien mit verteiltem Spektrum, beispielsweise
CDMA (CDMA = Code Devision Multiple Access = Codemultiplex-Vielfachzugriff)
in den Vereinigten Staaten und GSM in Europa, erfordert, daß zusätzliche
Weiterentwicklungspegel in das Testgerät eingebaut werden, um zu ermöglichen,
daß der
Verhaltensaspekt des zu testenden Geräts ausgewertet wird. Ein solches
Testgerät
muß zuverlässig und
relativ kompakt sein (diejenigen, die Systeme verkaufen wollen,
die einen Schrank voller getrennter Geräte aufweisen, brauchen sich
nicht zu bemühen....), ebenso
wie anpaßbar
an zukünftige
Entwicklungen.
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Unter den Dingen, die ein solches
Testset durchzuführen
hat, ist das Messen von Hochfrequenzleistung. Das Leistungsmeßmodul eines
solchen Testsets muß daher
klein, genau, breitbandig, geeignet für Pulsmodulationsanwendungen
zusätzlich
zum Dauer-Betrieb (CW; CW = Continuous Wave), und unaufwendig sein.
Dies ist eine ziemliche Liste von getrennten Anforderungen und würde dem Entwickler
eines Testsets, das mit einer Funkausrüstung, beispielsweise Zellulartelefonen,
verwendet werden soll, eine signifikante Herausforderung aufbürden.
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Ein kalorimetrischer Hochfrequenz-Leistungsmesser
ist eine Vorrichtung, die Hochfrequenzleistung in eine Abschlußlast aufnimmt
und die erzeugte Wärme
thermisch zu einem temperaturabhängigen
Widerstand koppelt, der ein Arm einer Brücke ist. Dies bringt die Brücke aus
dem Gleichgewicht und erzeugt ein Fehlersignal in einer Servo- bzw
Regelschleife. Die Servo- bzw. Regelvorrichtung spricht durch das
Anlegen eines Gleichstroms (DC; DC = Direct Current) oder einer
Niederfrequenzleistung an eine getrennte, jedoch identische Abschlußlast an, deren
Wärme zu
einem weiteren Arm der temperaturempfindlichen Brücke gekoppelt
wird. Die angelegte Leistung wird durch das Messen dessen, wieviel Leistung
von der Servoschleife erforderlich ist, um die Brücke wieder
ins Gleichgewicht zu bringen, gemessen. Kalorimetrische Hochfrequenz-Leistungsmesser
dieser Art sind seit einiger Zeit bekannt. Es sei beispielsweise
das "Operating and
Service Manual" für Calorimetric
Power Meter Model 434A von Hewlett-Packard (ca. 1961) betrachtet.
Ein jüngeres Beispiel
dieser Technik ist in einem Artikel des Hewlett-Packard Journals,
Juli 1987, Seite 26 mit dem Titel "Microprocessor-Enhanced Performance
in an Analog Power Meter" zu
finden.
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Die Genauigkeit der kalorimetrischen
Brücken
wird durch die Temperatur beeinflußt, und speziell durch Temperaturunterschiede,
die über
der Brücke
auftreten. Obwohl der elektrische Wert der Komponenten in der Brücke in ein
Gleichgewicht abgestimmt werden kann, weisen dieselben noch Temperaturkoeffizienten
auf, wobei es übermäßig schwierig ist,
die thermischen Wege in dem physikalischen Teil zu steuern. Das
Ergebnis ist, daß unter
einem thermischen Gradienten, beispielsweise dem Anlegen einer Leistung,
die gemessen werden soll, die Brücke
aufgrund eines unsymmetrischen Ansprechens der Brücke auf
den thermischen Gradienten selbst aus dem Gleichgewicht geraten
kann. Wenn stabile Zustandsbedingungen beibehalten werden, wird
sich der Gradient mit der Zeit auspegeln und eine genaue Antwort wird
verfügbar
sein. Es wäre
wünschenswert,
daß der
Bedarf nach der Ansprechzeit der thermischen Zeitkonstante beseitigt
sein könnte.
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Eine Steuerschleife kann einen Verstärker oder
einen Integrator verwenden, um das Rückkopplungssignal zu bilden.
In vielen Situationen, in denen eine kleine Änderung gemessen werden soll
und eine DC-Meßtechnik
anfällig
für eine
unannehmbare Drift ist, ist es ratsam, auf die AC-Meßtechniken
(AC = Alternating Current = Wechselstrom) umzusteigen. In diesen
Fällen
bildet ein synchroner Detektor, der mit einem Integrator gekoppelt
ist, eine attraktive Kombination zum Bilden des tatsächlichen
Rückkopplungssignals
aus dem verstärkten
Fehlersignal. Wenn, wie in dem Fall einer kalorimetrischen Leistungsmeßtechnik,
das Integratorausgangssignal verwendet wird, um Wärme zu erzeugen,
kann jede Polarität
des Ausgangssignals von dem Integrator einen Abgleichpunkt bewirken.
Jedoch ist einer Polarität
der falsche logische Änderungssinn
zwischen dem Rückkopplungssignal
und dem Fehlersignal zugeordnet. Wenn das System in diesen Zustand
gelangt, ist die Rückkopplung
nicht länger
negativ, sondern wird positiv. Als Ergebnis ist es allgemein notwendig,
einen schlimmsten Fall von Randbedingungen vorauszusehen und dann
zu verhindern, daß das
Integratorausgangssignal in diese Nähe von Null gelangt, selbst wenn
die Brücke
tatsächlich
abgeglichen ist. Diese Brechstangenlösung ist als eine Verkomplizierung
für die
Logik der Servoschleife tatsächlich
handhabbar, kann jedoch trotzdem den Nachteil aufweisen, die Genauigkeit,
mit der kleine Signalpegel gemessen werden können, zu begrenzen. Es wäre daher
erwünscht,
wenn diese Grenze bezüglich
des dynamischen Bereichs beseitigt werden könnte, indem ermöglicht wird,
daß das
Integratorausgangssignal viel näher
bei Null arbeitet, wenn die Brücke
tatsächlich abgeglichen
ist.
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Die
US-A-3,928,800 lehrt kalometrische Widerstandsbrücken, bei
denen eine vollständige
zweite Brücke
vorgesehen ist, deren Funktion darin besteht, einen Bezugswert zu
einer Umgebungstemperatur bereitzustellen, um über eine vorbestimmte Zeitdauer
eine Drift um einen Nullpunkt herum zu entfernen. Die Drift in einer
Differenzbrücke
wird als Referenz für
die Erfassung, wieviel Leistung erforderlich war, um die primäre Meßbrücke abzugleichen,
verwendet.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung
besteht darin, einen Hochfrequenz-Leistungsmesser mit einer schnellen
Ansprechzeit und einer hohen Genauigkeit im Bereich kleiner Signalpegel
zu schaffen.
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Diese Aufgabe wird durch einen Hochfrequenz-Leistungsmesser gemäß Anspruch
1 gelöst.
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Eine Lösung für das Problem einer differentiellen
Erwärmung
innerhalb der kalorimetrischen Brücke besteht darin, zuerst die
Brücke
extern zu erwärmen
und die resultierende Temperatur zu steuern. Ein tatsächlich isolierter
Ofen könnte
verwendet werden, wenn es erwünscht
ist, obwohl es ausreichend sein kann, sich auf eine erwärmte thermische
Masse ohne eine Isolierung zu stützen.
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Eine zweite Lösung für das Problem einer differentiellen
Erwärmung
besteht darin, die Brücke intern
um einen Betrag zu erwärmen,
der sich gemäß der zugeführten Leistung,
die gemessen werden soll, ändert.
Dies ist wirksam, um die grundsätzliche
Quelle von thermischen Gradienten in dem ersten Fall zu beseitigen.
Durch das Zuführen
dieser Wärme
als ein Gleichtakt-Eingangssignal zu den zwei Abschlußlasten
der kalorimetrischen Brücke
wird die Brücke selbst
nicht unabgeglichen, und versucht daher nicht, diese gemeinsame
Leistung zu messen. Die tatsächliche
Eingangsleistung, die gemessen werden soll, bringt die Brücke anfänglich ins
Ungleichgewicht und wird noch wie vorher gemessen. Eine Konstantleistungsschaltung
spricht auf die Anzeige der gemessenen Leistung an und ist wirksam,
um die Summe der gemessenen Leistung (plus dem gleichen Betrag der Rückkopplungsleistung,
die die Brücke
abgleicht) und der Gleichtaktleistung auf einem konstanten Wert
entsprechend einer Vollbereichsmessung zu halten, oder vielleicht
sogar etwas höher.
Dies beseitigt interne thermische Übergänge in der Brücke, die die
Ansprechzeit verlängern.
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Eine Lösung für das Problem, nicht in der Lage
sein, das Integratorausgangssignal ausreichend nahe bei Null zu
betreiben, besteht darin, periodisch das angelegte Eingangssignal
zu entfernen und einen geeigneten leichten Versatz aus dem wahren
abgeglichenen Zustand in die Servoschleife einzuführen und
nachfolgend die Brücke
mit einer getrennten Abtastund Halte-Steuerschleife exakt abzugleichen. "Periodisch" kann bedeuten, einmal
in der Sekunde, zehnmal in der Sekunde, oder wie es bevorzugt ist,
beim Beginn jeder Messung.
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Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 ein
vereinfachtes Blockdiagramm eines Testsets für ein Funkverbindungsgerät, beispielsweise
Zellulartelefone und GMRS-Sende/Empfangsgeräte, das eine Hochfrequenz-Leistungsmeßfähigkeit
aufweist, das gemäß der Erfindung
aufgebaut ist und arbeitet;
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2 ist
ein vergrößertes,
jedoch noch vereinfachtes Blockdiagramm eines Hochfrequenz-Leistungsmeßabschnitts
des Testsets von 1;
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3 ist
ein vergrößertes Blockdiagramm für einen
Abschnitt des Blockdiagramms von 2, das
einen kalorimetrischen Hochfrequenzleistungsmesser darstellt, der
eine dynamische Nullsetzung und eine konstante Temperatur und Verlustleistung
in der kalorimetrischen Brücke
aufweist;
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4 ein
Diagramm, das bestimmte Aspekte des Betriebs zeigt, die für den kalorimetrischen Hochfrequenz-Leistungsmesser von 3 von Interesse sind; und
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5A – C Diagramme, die eine Konstantleistungsschaltung,
die in dem Blockdiagramm von 3 gezeigt
ist, beschreiben.
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In 1 ist
ein vereinfachtes Blockdiagramm 1 eines Testsets zur Verwendung
mit einem Funkverbindungsgerät,
beispielsweise Zellulartelefonen und GMRS-Sende/Empfangsgeräten, gezeigt. Ein
DUT 2 (DUT = Device Under Test), oder ein Meßobjekt,
stellt das Funkverbindungsgerät
dar, das getestet werden soll. Bei diesem speziellen Testset 1 liegen
zwei Signalgeneratoren 10 und 11 und zwei Empfänger 13 und 14 vor.
Von den zwei Empfängern ist
ein Empfänger
#1, 13, mit verschiedenen Meßschaltungen, die gemessene
Daten, die EMPFÄNGERERGEBNISSE 15 genannt
werden, liefern, gekoppelt. Der Betrieb der Empfänger 13, 14 und
der Signalgeneratoren 10, 11 wird durch eine Protokoll-Erzeugungs-
und -Erkennungs-Maschine 17 gesteuert. Dies ist prinzipiell
ein eingebettetes, Mikroprozessor-gesteuertes System, das auf der
einen Seite durch ein Anzeige- und Steuer-Bedienfeld (nicht gezeigt)
mit einem Bediener oder einer externen Steuerung, beispielsweise
einem weiteren Computersystem (nicht gezeigt), um den Typ der Messung
oder des Tests, der ausgeführt
werden soll, auszuwählen
oder zu spezifizieren, und auf der anderen Seite mit den inneren
Betriebsmitteln des Testsets (beispielsweise den Signalgeneratoren 10 und 11 und
den Empfängern 13 und 14)
in Wechselwirkung steht, um diese Messungen und Tests einzustellen und
durchzuführen.
Eine wichtige Aufgabe der Protokoll-Erzeugungs- und Erkennungs-Maschine 17 ist die
Fähigkeit,
die spezifischen Eigenschaften und Verhalten zu berücksichtigen,
die die verschiedenen Standards bilden, durch die das Funkverbindungsgerät wirksam
sein soll, beispielsweise CDMA und GSM.
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D.h., daß es offensichtlich ist, daß ein Signal-Kombinierer/Separator 3 das
DUT 2 mit den verschiedenen Signalgeneratoren und Empfängern in dem
Testset 1 koppelt. Prinzipiell ist der Kombinierer/Separator 3 als
eine spezialisierte Leistungs-Teilvorrichtung und Leistungs-Kombiniervorrichtung wirksam,
um einen gleichzeitigen Zugriff auf das DUT 2 durch die
Signalgeneratoren 10 und 11 und durch die Empfänger 13 und 14 zu
ermöglichen.
Diese Wirkung ist schematisch durch einzelne Komponenten 5, 6 und 7 dargestellt.
Es muß nicht
mehr über
die Elemente 5, 6 und 7 in dem Kombinierer/Separator 3 gesagt
werden, mit Ausnahme dessen, daß dieselben
eine bestimmte erwünschte
Trennung zwischen verschiedenen des DUT und der Signal-Generatoren und
-Empfänger
liefern müssen,
dieselben nicht verlustbehaftet sein dürfen und dieselben ziemlich
breitbandig sein müssen
(sozusagen flach von unter 50 MHz bis über 2 GHz). Das spezielle Interesse
liegt auf der Messung der Hochfrequenzleistung, die in dem Weg 18,
der das Kombinierer/Teiler-Element 5 mit dem DUT 2 verbindet,
vorliegt.
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Zu diesem Zweck ist ein Koppler 4 vorgesehen,
der ein geeigneter Richtkoppler sein kann, der ein Signal extrahiert,
angenommen 20 db unter dem, das auf der Leitung 18 vorliegt,
und dasselbe einem Leistungsmeßmodul 8 zuführt, dessen
Ausgangssignal als LEISTUNGSMEßERGEBNISSE 9 bezeichnet werden
kann. Die LEISTUNGSMEßERGEBNISSE 9 können zusammen
mit den EMPFÄNGERERGEBNISSEN 15 als
die groben Messungen des Verhaltens des DUT 2 aufweisend
betrachtet werden. Diese Messungen werden durch die Protokoll-Erzeugungs- und
-Erkennungs-Maschine 17 interpretiert.
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- Es
- sei nun auf 2 Bezug genommen, in der
in Blockdiagrammform 19 eine Vergrößerung des Leistungsmeßmoduls 8 gezeigt
ist. Die Hochfrequenzleistung von dem DUT 2 wird durch
eine Leitung 18 und den Koppler 4 zu einer Verstärkungsstufe 20 gekoppelt,
deren Verstärkung
auf einen geeigneten Betrag eingestellt sein kann, der Null einschließt. Das
Signal von der Verstärkungsstufe 20 wird
einem Schalter 21 zugeführt.
Wenn der Schalter 21 in die Stellung 22 geschaltet
ist, ist der Ausgang des DUT (über
die Verstärkungsstufe 20)
mit einem Testtor verbunden. Dies erleichtert einen Test und eine
Kalibrierung des Testsets selbst. Der Schalter 21 kann
auch in eine Stellung 23 eingestellt sein, was das DUT
mit einem "schnellen" Leistungsmeßmodul 25,
das einen Diodenleistungssensor verwendet, koppelt. Die Ansprechzeit
des "schnellen" Leistungsmeßmoduls 25 liegt
im Bereich von Mikrosekunden, wobei die ausgegebenen Informationen 27a desselben
als ein Teil der LEISTUNGSMEßERGEBNISSE 9 verfügbar gemacht
werden, wobei dieselben ferner als ein Eingangssignal einer automatischen
Bereichssteuerung 28 zugeführt werden. Das Ausgangssignal
der automatischen Bereichssteuerung 28 wird verwendet,
um die Verstärkung
der Verstärkungsstufe 20 einzustellen. Das
eingebettete Steuer system setzt den Schalter 21 periodisch
ausdrücklich
in die Stellung 23, so daß die Verstärkung der Verstärkungsstufe 20 auf
einen Wert eingestellt werden kann, der den ausgegebenen Leistungspegel
der Verstärkungsstufe
in den dynamischen Bereich des "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 plaziert.
Es ist selbstverständlich
offensichtlich, daß das "schnelle" Leistungsmeßmodul 25 auch
verwendet werden kann, um primäre
Leistungsmessungen auf dem DUT durchzuführen, immer wenn eine schnelle
Antwort erforderlich ist; beispielsweise gepulste Leistungsmessungen. Weitere
Informationen bezüglich
des schnellen Leistungsmeßmoduls 25 sind
in der deutschen Patentanmeldung 19623304.6-35 (entsprechend US-Patentanmeldung
Seriennummer 08/548,067) der Anmelderin der vorliegenden Anmeldung
zu finden.
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Um fortzusetzen, ist es nun geeignet,
näher auf
die Anordnung einzugehen, die sich ergibt, wenn der Schalter 21 in
die Stellung 24 gesetzt ist. In einem solchen Fall ist
zu sagen, daß das
Signal IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30 zu dem Eingang eines "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 gekoppelt wird,
dessen Leistungssensor eine kalorimetrische Brücke ist. Das Ausgangssignal
des "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 sind
Informationen 27b, die Teil der LEISTUNGSMEßERGEBNISSE 9 sind.
Das Interesse liegt primär
auf bestimmten Aspekten des Betriebs und des Aufbaus des "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26.
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Es sei nun das Blockdiagramm, das
in 3 gezeigt ist, betrachtet.
Dort ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des "langsamen" Leistungsmeßmoduls 26 dargestellt.
In der oberen linken Ecke des Blockdiagramms befindet sich das Eingangssignal IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30,
während an
der unteren rechten Ecke das Ausgangssignal 27b, das ein
Teil der Leistungsmeßergebnisse 9 ist, erscheint.
Von Interesse ist nun, was zwischen diesen zwei Signalen stattfindet.
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Das Eingangssignal IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30 wird
einem Substrat 31 mit kalorimetrischer Brücke zugeführt, das einen
50Ω-Abschlußwiderstand 32 aufweist,
der thermisch eng mit einem Erfassungswiderstand 35 gekoppelt
ist, dessen Widerstandswert eine signifikante Abhängigkeit von
der Temperatur aufweist. Der Erfassungswiderstand 32 ist
in Serie zu einem Lastwiderstand 34 geschaltet und bildet
einen Spannungsteiler mit demselben. Ein Referenzsignalgenerator 46 erzeugt
ein 5KHz-Signal 47, das, neben einer Anzahl von weiteren
Orten, der Abgriff stelle des Spannungsteilers, die durch die Widerstände 34 und 35 gebildet
ist, zugeführt
wird. Folglich ist die Amplitude des 5KHz-Signals 40 an
der Abgriffstelle des Spannungsteilers prinzipiell durch den Leistungsbetrag,
der in dem Abschlußwiderstand 32 abgeleitet
wird, bestimmt.
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Es sei nun das Signal VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 betrachtet.
Es ist ein Gleichstrom- oder Niederfrequenz-Signal, das an einen
50Ω-Widerstand 33,
der identisch zu dem Widerstand 32 ist, angelegt wird.
Der Widerstand 33 ist mit einem Erfassungswiderstand 37,
der identisch zu dem Erfassungswiderstand 35 ist, eng thermisch
gekoppelt. Der Widerstand 37 liegt ebenfalls in Serie zu einem
Lastwiderstand 36, der identisch zu dem Lastwiderstand 34 ist,
so daß die
Widerstände 36 und 37 einen
Spannungsteiler bilden, der dem Spannungsteiler entspricht, der
durch die Widerstände 34 und 35 gebildet
ist. Der Spannungsteiler, der durch die Widerstände 36 und 37 gebildet
ist, ist ebenfalls an seiner Abgriffstelle mit einem 5KHz-Referenzsignal 47 gekoppelt.
Idealerweise ist die Amplitude des Signals 41, die an der
Abgriffstelle dieses zweiten Spannungsteilers erzeugt wird, gleich
der des Signals 40, immer wenn der Leistungspegel des Signals
VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 der gleiche ist wie
der des Signals IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30. Es ist
die Aufgabe des Schaltungsaufbaus zwischen den zwei Signalen 30 und 57,
das Signal 57 einzustellen, um mit dem Signal 30 übereinzustimmen,
indem der Unterschied zwischen den Signalen 40 und 41 auf
Null gesetzt wird. Ist dies geschehen, kann der Leistungspegel des
Signals 30 durch eine direkte Messung der Amplitude des
Signals 57 und die Kenntnis, daß der Widerstand 33 einen
Wert von 50Ω aufweist,
abgeleitet werden. Bis dahin entstehen jedoch einige signifikante
Gelegenheiten für
einen Fehler.
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Das Substrat 31 mit der
kalorimetrischen Brücke
ist eine vereinheitlichte Anordnung, die unter Verwendung von Dünnfilm-
und integrierten Schaltungs-Techniken hergestellt ist. Die 50Ω-Widerstände 32 und 33 sind
beispielsweise aus meanderförmigen
Titanspuren gebildet, wobei die gesamte Anordnung 31 in
ihr eigenes kleines Gehäuse
gehäust
ist. Es ist jedoch kein Teil, das spezifisch für diese spezielle Anwendung
entworfen wurde. Es wurde sicherlich entworfen, um ein Hochfrequenz-Leistungssensor
zu sein, wobei es jedoch im vorliegenden Fall ein bereits existierendes
Teil ist, dessen Spezifikationen und Toleranzen ausgewählt wurden,
um für
eine frühere
Anwendung zu passen. Aus Gründen
der Ökonomie
ist es erwünscht,
dieses existierende Teil auszunutzen und eine Möglichkeit zu finden, mit bestimmten
resultierenden "Unzulänglichkeiten" zu leben. (D.h.
nicht, daß das
Teil ein "schlechtes" Teil ist; es ist
vielmehr so, daß,
wenn dasselbe zum ersten Mal entworfen werden würde, einige Dinge geändert werden
könnten,
um für
die vorliegende bestimmte Verwendung geeigneter zu sein. Selbst
wenn dies so wäre,
würden
Belange, die von den Erfindern erforscht werden, nicht alle zusammen
verschwinden).
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Es sei nun zuerst die gesamte Servoschleife beschrieben,
die den Unterschied zwischen den Signalen 40 und 41 durch
das Einstellen des Leistungspegels des Signals 57 auf Null
setzt. Ist dies geschehen, kann zu einer Beschreibung der "Unzulänglichkeiten" zurückgekehrt
werden, und darauf, was gegen dieselben zu unternehmen ist.
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Zu Beginn sei bemerkt, daß die Signale 40 und 41 zu
einem Differenzverstärker 42 gekoppelt werden,
dessen Ausgangssignal einem Tiefpaßfilter 43 zugeführt wird.
Die Hauptzwecke des Tiefpaßfilters 43 bestehen
darin, zum Einstellen des dynamischen Verhaltens (der Schrittantwort)
der Servoschleife beizutragen und Harmonische des verstärkten Fehlersignals
zu unterdrücken.
Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 43 wird
zu einem logarithmischen Verstärker 44 gekoppelt,
dessen Ausgangssignal wiederum einem synchronen Detektor 45 zugeführt wird.
Der synchrone Detektor 45 ist wirksam, um das verstärkte 5KHz-Fehlersignal gleichzurichten;
das resultierende Gleichstromsignal weist eine Polarität auf, die
anzeigt, ob das Signal VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 zu
hoch oder zu tief ist, und wird über
einen Schalter 48 entweder einem Integrator 49 während eines
Zeitpunkts einer dynamischen Nullsetzung oder einem Integrator 52 zu
anderen Zeitpunkten zugeführt.
Der Integrator 52 spricht auf das fortgesetzte Vorliegen eines
gleichgerichteten Fehlersignals an, indem derselbe sein Ausgangssignal
rampenmäßig erhöht oder
erniedrigt, bis das gleichgerichtete Fehlersignal verschwindet.
Während
dieser "anderen
Zeitpunkte" (d.h.
während
der Leistungsmessung) wird das Ausgangssignal des Integrators 52 über einen
Schalter 55 zu einem Pufferverstärker 56 gekoppelt,
der ein Verstärker
mit einer Verstärkung
von eins sein kann. Derselbe liefert die Leistung, die benötigt wird,
um die relativ langsame Impedanz des 50Ω-Widerstands 33 zu
treiben. Es ist ferner offensichtlich, daß der Pufferverstärker 56 durch
eine analoge Multipliziererschaltung 82 ersetzt werden
könnte,
während
zwei Eingangssignale das Ausgangssignal des Integrators 52 über den
Schalter 55 und ein Niederfrequenz-AC-Signal 83 (angenommen
25KHz) wären.
Auf diese Weise würde
das Signal VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 ein AC-Signal
werden, und nicht eines, das ein Gleichstrom ist. Sobald diese Hauptservoschleife
ins Gleichgewicht gelangt (was vielleicht in der Größenordnung
von mehreren Millisekunden liegt), mißt ein ADW (Analog/Digital-Wandler) 84 die
Amplitude des Integratorausgangssignals (das dem Eingang des Pufferverstärkers 56 oder dem
Eingang des Multiplizierers 82 zugeführt wird), um das Ausgangssignal 27b zu
erzeugen, das ein Teil der LEISTUNGSMEßERGEBNISSE 9 ist.
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Es seien nun bestimmte Verbesserungen
betrachtet, die die Arbeitsweise der Vorrichtung verbessern. Um
zu beginnen, ist es offensichtlich, daß eine Leistungsmessung tatsächlich eine
Differenzmessung ist. D.h., daß das,
was tatsächlich
gesucht wird, die gemessene Leistung, wenn eine Leistung zugeführt wird,
minus jede restliche "gemessene
Leistung", wenn
keine Leistung zugeführt
wird, ist. Tatsächlich
stellt die restliche gemessene Leistung keine reale Leistung dar,
sondern eine Drift oder ein anderes Ungleichgewicht in dem System.
Eines dieser Ungleichgewichte betrifft den Betriebspunkt der Hauptservoschleife,
wenn tatsächlich
keine Leistung zugeführt
wird.
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Es sei für einen Moment angenommen,
daß das
System wirklich ideal ist. Dann werden bei einer Null-Hochfrequenzeingabe
die Signale 40 und 41 exakt gleich sein, und das
Fehlersignal um die gesamte Schleife wäre Null. Insbesondere die Ausgabe
des Integrators 52 wäre
Null. Wenn nun nur ein kleiner Leistungsbetrag über IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30 zugeführt werden
würde,
würde das Fehlersignal
von dem Fehlerverstärker 42 gleichgerichtet
und, angenommen, ein positives Signal erzeugen, um dasselbe dem
Integrator 52 zuzuführen. Wiederum
würde dasselbe
eine positiv verlaufende Rampe erzeugen, die schließlich die
Schleife zurück ins
Gleichgewicht bringen würde.
Wenn der Integrator überschwingt,
oder der tatsächliche
Eingangsleistungspegel abnimmt, würde der synchrone Detektor 45 das
Vorzeichen des gleichgerichteten Fehlersignals umkehren, wobei der
Integrator eine wiederabfallende Rampe erzeugen würde. Das
Vorzeichen des Integratorausgangssignals wäre jedoch noch positiv.
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Nun existieren in einem realen System
stets Ungleichgewichte und Versätze,
wenn auch kleine. Dies bedeutet, daß die Schleife mit einem schwachen
Integratorausgangssignal ins Gleichgewicht kommt. Beim Fehlen des
Bedarfs, die zugeführte Leistung
zu messen, könnte
dieser Ruhezustand des schwachen Integratorausgangssignals ohne
weiteres ein schwaches negatives Ausgangssignal sein; schließlich würde dies
noch eine Leistung in dem Widerstand 33 erzeugen, die die
Schleife ab gleichen muß.
Wärme ist
Wärme.
Aber wie steht es dann bezüglich
des logischen Sinns des Steuersignals? Wenn die Schleife überschwingt,
ist die Polarität
des Signals von dem synchronen Detektor 45 noch negativ,
was das Ausgangssignal des Integrators 52 noch negativer
machen würde,
was sich ferner zu dem Überschwingen
addiert. In anderen Worten heißt das,
daß der
logische Sinn des Steuersignals umgekehrt wurde. Das Ergebnis besteht
darin, daß die Servovorrichtung
sich selbst auf die Bahn treibt und verriegelt. Offensichtlich muß dieser
Betriebsmodus vermieden werden. Praktischerweise bedeutet dies, daß der tatsächliche
Betriebs-"Nullpunkt" der Schleife nicht
so nahe an den tatsächlichen
Nullübergang des
Integrators gesetzt werden darf, daß ein Rauschen, eine Drift
oder eine andere Verlust-Randbedingung das Servosystem versehentlich über die Schwelle
drückt.
Beim Fehlen irgendeines besseren Mechanismusses besteht die Brechstangenlösung für diese
Situation darin, einfach den Betriebs-Nullpunkt dorthin zu setzen,
wo tatsächlich
der 10%-Punkt in der sicheren Betriebsregion ist. Dies funktioniert,
verbraucht jedoch dynamischen Bereich und macht die Messung geringer
Leistungspegel weniger genau.
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Eine Bezugnahme auf 4 ist an diesem Punkt nützlich. 4 ist ein Graph 62 von
VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE entlang der Abszisse 64,
der benötigt
wird, um die Servoschleife für
unterschiedliche Beträge
von IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE entlang der Ordinate 65 auf
Null zu setzen. Aufgrund der Symmetrie der kalorimetrischen Brücke 31 ist
die Steigung der resultierenden Linie in dem Graph Eins; zehn Milliwatt
des Vergleichssignals 57 gleichen zehn Milliwatt des Eingangssignals 30 aus.
Folglich ist die Linie 63 als einen 45°-Winkel zu den Achsen aufweisend
dargestellt. Ein Bereich 67 wäre der ideale Bereich, über den
die Schleife arbeiten würde,
wenn es keine Bedenken bezüglich
dessen, daß das
Ausgangssignal des Integrators 52 negativ wird, gäbe. Jedoch
ist dies, wie zu sehen war, keine praktische Realisierung; eine
gestrichelte Linie 66 stellt den gefährlichen Fall dar. Um zu verhindern,
daß der
angelegte Null-Lei stungs-Zustand sich dem tatsächlichen Übergangspunkt der Schleife
nähert,
könnte
man den Betriebsbereich 68 anpassen. Dies würde geschehen,
indem einfach in der Schleife ein ausreichender Versatz eingebaut
wird, um zu verhindern, daß die
Schlimmstfall-Anhäufung
von schlechten Randbedingungen einen tatsächlichen Betriebspunkt erzeugt,
der zu nahe an dem Ursprung des Graphen 62 liegt. Man skaliert
dann einfach den Bereich 68, um den Bereich der tatsächlich angelegten
Leistung darzustellen. D.h., daß der
10%-Punkt an dem unteren Ende des Bereichs 68 keine angelegte
Leistung darstellt, während
der Vollausschlagspunkt eine angelegte Leistung des vollen Ausschlags
darstellt. Wie oben genannt wurde, ist es nicht so, daß dies nicht funktioniert.
Vielmehr stört
dies den dynamischen Bereich und macht eine Messung von Niederleistungspegeln
weniger genau.
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Eine bessere Möglichkeit bestünde darin,
in der Lage zu sein, den Bereich 69 sicher als den Betriebsbereich
anzunehmen; sein unteres Ende liegt bei angenommen einem Prozent.
Dies ist erwünscht, selbst
wenn wir entweder nicht in der Lage sind, oder dies nicht wählen, die
Versätze
und Ungleichgewichte, die sich kombinieren, zu verringern, um an
erster Stelle den Bedarf nach einem 10%-Rand nahezulegen. Stattdessen
wird einfach ausgedrückt
die Möglichkeit
gewählt,
die Hauptschleife gerade neben der schwierigen Schwelle zu betreiben,
als wäre
dieselbe unter der Steuerung einer weiteren Steuerschleife. Bezugnehmend
wiederum auf 3 wird
nun erläutert,
wie dies geschieht.
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Zunächst benötigt man eine Möglichkeit,
jedem Ungleichgewicht in der kalorimetrischen Brücke 31, das auf die
zwei resistiven Teiler 34/35 und 36/37 zurückführbar ist,
zu begegnen. Das erste Werkzeug zu diesem Zweck ist die Fähigkeit,
jedes Eingangssignal, das andernfalls auf der Leitung 30 vorliegt, IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE,
zu beseitigen. Dies wird erreicht, indem die Verstärkung der Verstärkungsstufe 20 (siehe 2) auf Null eingestellt
wird. Das zweite Werkzeug für
dies ist der Widerstand 70 und der DAW 51 (denke: "programmierbarer
Widerstand"). Der
Widerstand 70 ist klein genug, um durch sich selbst sicherzustellen,
daß die Schleife
in einer Richtung aus dem Gleichgewicht läuft, ungeachtet dessen, wo
in dem zulässigen
Bereich von Toleranzen die Spannungsteiler enden. Der DAW 51 wird
dann gewählt,
um in der Lage zu sein, die Schleife in die andere Richtung zurückzubewegen,
zumindest um einen Betrag, der gleich jedem Schlimmstfall-Ungleichgewicht
in der ersten Richtung ist. Dies ist eine umständliche Art und Weise, um auszudrücken, daß es garantiert
ist, daß eine
bestimmte Einstellung für
den DAW 51 dazu dienen wird, die Schleife genau an dem
wahren Nullübergang
abzugleichen, vielleicht sogar etwas darüber für eine zusätzliche Sicherheit. Der DAW 51 wird
anfänglich
z.B. auf die 1%-Marke eingestellt. Es sei bemerkt, daß der DAW 51 kein
aktiver Teil der dynamischen Null-Steuerschleife, die oben angekündigt wurde,
ist; derselbe liefert einfach einen anfänglichen Betriebspunkt, der
driften kann, jedoch nichtsdestotrotz den Bereich von dieser dynamischen
Null-Steuerschleife "zentriert".
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Die gesuchte Steuerschleife stellt
den Betriebs-Nullpunkt der Hauptservoschleife dynamisch ein. Um
dies durchzuführen,
werden die Schalter 48 und 55 periodisch (miteinander)
in die Stellungen entgegengesetzt zu der Art, die in den Figuren
gezeigt sind, geschaltet. Dies verbindet den Ausgang des synchronen
Detektors 45 mit dem Eingang des Integrators 49,
dessen Ausgangssignal 50 als ein Eingangssignal einem analogen
Multiplizierer 71 zugeführt
wird. Das andere Eingangssignal des analogen Multiplizierers 71 ist
das 5KHz-Referenzsignal 47. Das Ausgangssignal des analogen
Multiplizierers 71 kann als ein falsches Fehlersignal betrachtet
werden (als ob von den Spannungsteilern in der Brücke 31), das
zu dem Fehlerverstärker 42 gekoppelt
wird. Wie vorher setzt sich das Hauptservosystem selbst auf Null,
so daß das
Ausgangssignal von dem Fehlerverstärker Null wird. Wenn nun während dieser
Operation keine Leistung in den Brückenwiderstand 33 gelangt,
würde dieses
Nullsetzen tatsächlich
dazu tendieren, die Hauptschleife gerade auf den exakten Schlei fenübergangspunkt
zu setzen: ein sehr riskantes Vorgehen, das beinahe mit Sicherheit
in einem Desaster endet. Jedoch läßt man die Leistung in dem Brückenwiderstand 33 nicht
Null sein! Stattdessen wird durch die Betätigung des Schalters 55 und
den leichten Versatz 54, der auf den Pufferverstärker 53 angewendet
wird, dieselbe auf die 1%-Marke eingestellt. Aus diesem Grund werden
die dynamische Null-Servoschleife des Integrators 49 und
der analoge Multiplizierer 41 auf die 1%-Marke als Nullpunkt gesetzt.
Sobald dieser Nullpunkt erreicht wurde, werden die Schalter 48 und 55 in
ihre normalen Stellungen zurückgesetzt.
Der Integrator 49 hält
sein letztes Ausgangssignal bis zum nächsten dynamischen Null-Zyklus
einfach mit einer sehr geringen Drift.
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Eine weitere Verbesserung des Verhaltens der
kalorimetrischen Brücke 31 kann
erhalten werden, indem eingerichtet wird, daß dieselbe bei einer konstanten
Temperatur arbeitet. Zu diesem Zweck ist eine Substrattemperatursteuerung 61 in
Verbindung mit einem Heizerwiderstand 39 und einem Erfassungswiderstand 38 vorgesehen.
Diese zwei Elemente sind nicht tatsächlich ein Teil des Brückensubstrats 31,
obwohl sie es sein könnten.
Es sei in Erinnerung gerufen, daß ein bestehendes Teil verwendet wird,
wobei der Betreuer der Masken der Idee, das Teil zu modifizieren,
ablehnend gegenübersteht.
Somit positioniert man den Erfassungswiderstand in der Nähe des Brückensensors,
plaziert beide unter einer gemeinsamen Abdeckung einer thermischen
Masse und umgibt die gesamte Anordnung mit einem Ring von Heizwiderständen. Diese
Teile werden alle auf einer gedruckten Schaltungsplatine befestigt.
Dies steuert die Temperatur des kalorimetrischen Brückensensors
(Substrat) auf etwa 1°C.
Die gesamten Arbeiten, die gerade beschrieben wurden, besetzen etwa
3,2 cm2 (0,5 Quadrat-Inch) des Platinenraums, bei
einer Höhe
von vielleicht 0,6 cm (0,25 Inch). Eine stärkere Steuerung der Temperatur
des Brückensensors
könnte
erreicht werden, wenn ein reiner, isolierter Ofen verwendet werden
würde.
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Selbst dann würden jedoch noch Kurzzeitänderungen
der Durch schnittstemperatur der verschiedenen Elemente in der Brücke vorliegen,
aufgrund des Zuführens
und Beseitigens von IST-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 30,
begleitet von der doppelten Zuführung
und Beseitigung (die durch die Hauptservoschleife geschieht) von
VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57. Diese Übergangsänderungen
der Betriebstemperatur können
Nachlauffehler der Temperaturkoeffizienten der Widerstände, die
die Spannungsteiler bilden, ergeben. Die Frage ist, wie die Brücke 31 warmgehalten
werden kann, als wenn Leistung zugeführt werden würde, selbst
wenn dies nicht der Fall ist?
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Es sei angenommen, daß über die
Leitungen 30 und 57 keine Leistung zugeführt wird.
Nun seien doppelte Leistungsbeträge über die
Widerstände 58 und 59 zu
den Widerständen 32 bzw.
33 zugeführt. Der
zugeführte
Betrag sei näherungsweise
der Betrag, dem die Widerstände 32 und 33 unter
Vollausschlag-Meßbedingungen
ausgesetzt wären.
(Eine tatsächliche
Messung bringt die Brücke
anfänglich aus
dem Gleichgewicht und ruft somit einen Neuabgleich über das
Fehlersignal hervor). Jedoch sind diese Bedingungen, von denen nun
gesprochen wird, keine Meßbedingungen!
Es wird angenommen, daß zu
jedem der Widerstände 32 und 33 die
gleiche Leistung zugeführt
wird, so daß deren
Erwärmung die
Brücke
nicht aus dem Gleichgewicht bringt; kein Fehlersignal erscheint
an dem Fehlerverstärker 42 und
der Integrator 52 führt
keine Rampenfunktion durch. Meßbedingungen
erzeugen ein anfängliches Ungleichgewicht
der Brücke;
das Treiben der Widerstände 58 und 59 tut
dies dagegen nicht. Die Widerstände 58 und 59 werden
durch eine Signal DELTA-LEISTUNG 74 getrieben, das durch
eine Konstantleistungsschaltung 60 erzeugt wird. Die Hauptservoschleife
hat keine Kenntnis davon, ob die Konstantleistungsschaltung 60 die
Widerstände 58 und 59 treibt
oder nicht, da die Wirkung derselben ein Gleichtakt ist und die
kalorimetrische Brücke 31 nicht aus
dem Gleichgewicht bringt. Somit führt die Hauptservovorrichtung
ihre Aufgabe für
eine zugeführte Leistung
durch, ungeachtet dessen, ob die Konstantleistungsschaltung vorliegt
oder nicht.
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Die Konstantleistungsschaltung 61 besitzt Kenntnis
davon, wieviel Leistung (DELTA-LEISTUNG 74) der Brücke über die
Widerstände 58 und 59 zuzuführen ist,
da dieselbe das gleiche Signal 57, das gemessen wird, um
die LEISTUNGSMEßERGEBNISSE 9 zu
bestimmen, überwacht.
Wenn eine Null-Leistung für
eine Messung angelegt wird, ist das Signal 57 auf seinem
Minimum (es sei daran erinnert, daß die dynamische Null-Schleife
dasselbe nahe bei, jedoch sicher entfernt von Null hält), woraufhin
die Konstantleistungsschaltung 60 in jedem der Widerstände 32 und 33 exakt
die gleiche Volleistungserwärmung
erzeugen muß.
Wenn die Eingangsleistung, die gemessen werden soll, die Hälfte des
Vollausschlages beträgt,
erfolgt der Abgleich des Vollausschlags in den Abschlußwiderständen 32 und 33 durch
die Konstantleistungsschaltung 60. Wenn die Eingangsleistung,
die gemessen werden soll, ein Vollausschlag ist, dann wird durch
die Konstantleistungsschaltung 60 keine Leistung geliefert.
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Somit bildet die Konstantleistungsschaltung 60 die
Auslenkung des Signals 57 von minimal zu maximal in eine
geeignete Auslenkung an dem gemeinsamen Ende der Widerstände 58 und 59 ab.
Die exakte Beziehung dieser Abbildung ist durch den gewählten Widerstand
von 400Ω für die Widerstände 58 und 59 im
Vergleich zu den Werten von 50Ω für die Widerstände 32 und 33 bestimmt.
Der Wert von 400Ω für die Widerstände 58 und 59 wurde
ausgewählt,
um die Diskontinuität,
die durch ihr Vorliegen bewirkt wird, zu minimieren.
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Ungeachtet dessen, was vorher über die Möglichkeit
gesagt wurde, daß VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 entweder
ein Gleichstrom- oder ein Wechselstrom-Signal sein könnte, kann
nun erkannt werden, daß,
wenn die Konstantleistungsschaltung 60 verwendet werden
soll, es vorteilhaft sein kann, wenn VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 ein
Wechselstromsignal ist. Auf diese Weise kann es eingerichtet werden,
daß an
den Orten 72 und 73 Gleichstrom-Blöcke existieren.
Auf diese Weise ist es nun sicher, daß die Gleichstromleistung,
die durch die Konstantleistungsschaltung hin zugefügt wird,
tatsächlich
in dem Abschlußwiderstand 33 abgeleitet
wird, ungeachtet des Vorliegens oder des Fehlens des Signals VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57.
Zu dem gleichen Zweck könnte
es eingerichtet sein, daß die
Leistung, die durch die Konstantleistungsschaltung 60 geliefert
wird, als ein Wechselstrom geliefert wird.
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Die spezielle Art und Weise, auf
die die Konstantleistungsschaltung 60 gezeigt wurde, ist
eine solche, die für
eine analoge Schaltung, die auf dem analogen Wert von VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 arbeitet,
um das Treibersignal DELTA-LEISTUNG 74 für die Widerstände 58 und 59 zu
erzeugen, am besten geeignet ist. Ein alternatives Verfahren zum
Erzeugen des Antriebssignals DELTA-LEISTUNG 58 und 59 besteht
darin, daß die
Konstantleistungsschaltung 60 einen DAW aufweist, dessen
Einstellung entweder aus einer Berechnung oder einer Nachschlagtabelle
basierend auf dem digitalen Wert 27b (LEISTUNGSMEßERGEBNISSE 9)
erhalten wird.
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Bestimmte Aspekte einer möglichen,
derartigen Konstantleistungsschaltung 60 sind in den 5A – 5C gezeigt.
Die interessierende Beziehung lautet Papp +
Pcomp + ΔP
= C. Dies bedeutet, daß sich die
zugeführte
Leistung, die gemessen werden soll (30), und die resultierende
Vergleichsleistung (57), die erzeugt wird, um die kalorimetrische
Brücke
abzugleichen, zu einem bestimmten konstanten Betrag addieren, wenn
sie zu der Delta-Leistung (74) addiert werden, wobei möglicherweise
am besten der doppelte Vollausschlag für Papp verwendet
wird. Es könnte
ferner gesagt werden, daß zwei
Pcomp + ΔP
= C. Zu Zwecken der Kürze
wird die exakte Demonstration weggelassen, wobei der Leser nur daran
erinnert sei, im Gedächtnis
zu behalten, daß die
Leistung proportional zu dem Quadrat der Spannung ist, und daß der Gesamtbetrag
der Leistung, den die Konstantleistungsschaltung 60 erzeugen
muß, unter
den Isolationswiderständen 58 und 59 geteilt
werden muß,
um dieselbe zu den Abschlußwiderständen 32 und 33 zu bringen.
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Zu Zwecken der Einfachheit sei ferner
temporär
angenommen, daß der
Pufferverstärker 56 nicht
vorliegt, und daß ein
Multiplizierer 82 und ein 25KHz-Referenzsignal 83 seine
Stelle einnehmen. Nun beträgt
der Bereich von Leistungspegeln, die einem der Abschlußwiderstände 32 und 33 zugeführt werden
können,
von -16dbm bis +8dbm, oder grob gesagt von 25 mV bis 500 mV für ein 50Ω-System. Der
analoge Multiplizierer 82 ist viel besser geeignet, um
einen höheren
Pegel zu verarbeiten (mehrere Volt). Die Lösung besteht darin, das Ausgangssignal des
analogen Multiplizierers 82 zu dämpfen, und nicht zu versuchen,
denselben auf Pegeln zu betreiben, bei denen ein Rauschen und eine
Nicht-Linearität
weniger günstig
sind. Es sei angenommen, daß an
dem Ort 81 ein 400Ω-Widerstand
plaziert ist; dies erzeugt eine 9:1-Dämpfung zwischen dem Ausgangssignal
des analogen Multiplizierers 82 und dem, das über den
Abschlußwiderstand 33 erzeugt wird
(es sei bemerkt, daß es
nun ferner notwendig ist, die Interpretation des Ausgangssignals 27b des ADW 84 einzustellen;
es ist nun neunmal zu groß). Insgesamt
ist dies aus den Multiplizierer-Verhaltensgründen, die oben genannt wurden,
vorteilhaft, liefert jedoch ferner die Einfachheit (oder entfernt
eine Kompliziertheit), die in dem ersten Satz des Absatzes vorgebracht
wurde. Die Einfachheit entsteht, da nun die Schaltungen (82 oder 56),
die VERGLEICH-LANGSAM-LEISTUNGSEINGABE 57 verursachen,
und die Schaltung 60, die DELTA-LEISTUNG 74 verursacht,
alle die gleiche 9:1-Dämpfung einschließen. Aufgrund
dieser Symmetrie sind die vorherigen Äußerungen bezüglich Papp + Pcomp + ΔP = C und
2Pcomp + ΔP
= C nicht nur als für
die 50Ω-Abschlußwiderstände 32 und 33 geltend
zu verstehen, sondern ferner für
die Serienkombination derselben mit einem geeigneten der 400Ω-Isolations/Dämpfungs-Widerstände.
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Nach dem sicheren Verstehen aller
dieser Vorbereitungen sei nun der Graph 75 in 5A betrachtet. Die Abszisse 76 stellt
die Spannung dar, die an dem Ausgang des analogen Multiplizierers 82 erzeugt
wird (oder möglicherweise
an dem Ausgang des Pufferverstärkers 56,
solange an dem Ort 81 ein 400Ω-Widerstand vorliegt). Die
Ordinate 77 stellt die ent sprechende Spannung dar, die
durch die Konstantleistungsschaltung 60 für DELTA-LEISTUNG 74 erzeugt
werden soll. Es kann gezeigt werden, daß unter der Voraussetzung der
oben dargelegten Vereinfachungen die Kurve 75 ein Quadrant
eines Kreises ist.
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Analoge Schaltungen, die (exakt)
eine solche Übertragungsfunktion
von ihrem Eingang zu ihrem Ausgang aufweisen, sind ziemlich schwierig.
Es stellt sich heraus, daß bei
der vorliegenden Erfindung eine Näherung ziemlich zufriedenstellend
arbeitet. Die Näherung
ist in 5B als Graph 78 gezeigt.
Es ist eine stückweise,
lineare Näherung,
die durch Fachleute unter Verwendung einer Vielzahl von Formgebungsverstärkerschaltungen
erhalten werden kann, die ähnlich
der ist, die in 5C dargestellt
ist. 5C zeigt die verallgemeinerte
Form einer Formgebungsverstärkerschaltung,
die als ein analoger Fall der Konstantleistungsschaltung 60 verwendet
werden kann. Wie in der Figur zu sehen ist, liegt die elementare
Idee darin, einen Verstärker 79 mit
einem nichtlinearen Rückkopplungsnetzwerk 80 zu
umgeben. Das nichtlineare Rückkopplungsnetzwerk 80 kann
Dioden, Zener-Dioden und vielleicht andere Verstärker enthalten. Einer der Gründe, daß eine derartige
Näherung
ziemlich gut arbeitet, besteht darin, daß bei Niederleistungspegeln
der exakte Graph 75 in 5A das
geringste dx/dy und bei Hochleistungspegeln das größte dx/dy
aufweist. Diese Extreme sind vielleicht die Regionen des größten Interesses
und werden durch die Näherung,
die durch die Formgebungsverstärkerschaltung
von 5C erzeugt wird,
ziemlich gut dargestellt. Wenn die Konstantleistungsschaltung 60 mit
einem DAW (nicht gezeigt) implementiert ist, der durch eine Nachschlagtabelle
oder eine Berechnung basierend auf dem Signal 27b getrieben
wird, ist die Näherung
tatsächlich
sehr nahe am perfekten Zustand.
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Nun zu denen, die wünschen,
daß ein
Widerstandswert an dem Ort 81 existiert, der sich von dem der
Isolationswiderstände 58 und 59 unterscheidet. Vielleicht
muß an
diesem Ort überhaupt
kein Widerstand existieren. Was dann? Alles was sich ändert, besteht
darin, daß der
Graph 75 in 5A sich
statt ein Quadrant eines Kreises zu sein, in einen Quadranten einer
bestimmten Ellipse ändert.
Es ist nicht schwieriger, dies mit entweder einer Schaltung, wie sie
beispielsweise in 5C gezeigt
ist, oder mit einem DAW, der durch eine Nachschlagtabelle oder durch
eine Berechnung basierend auf dem Signal 27b betrieben
wird, anzunähern,
als es für
einen Quadranten eines Kreises ist.
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Es ist offensichtlich, daß die Konstantleistungsschaltung 60 den
Betrieb des dynamischen Null-Mechanismusses 49, 50, 71 verbessert.
Warum dies so ist, wird verständlich,
indem sich in Erinnerung gerufen wird, daß der dynamische Null-Mechanismus
zuerst das zugeführte
Eingangssignal 30 beseitigt und dann das Nullsetzen durchführt. Wenn
ein wesentlicher Leistungspegel existieren würde, der zum Zeitpunkt des
Beseitigens zugeführt
wird, müßte ein
wesentlicher Zeitbetrag vergehen, um zu ermöglichen, daß der thermische Übergang
abläuft,
bevor eine exakte Null eingestellt werden kann. In gleicher Weise
würde nach
der Nullsetz-Operation das Neu-Zuführen von
Leistung einen weiteren thermischen Übergang bewirken, dessen Vorliegen
exakte Ablesungen stört.
Die Konstantleistungsschaltung 60 beseitigt diese Übergänge und
ermöglicht,
daß das Gesamtmeßsystem
ohne thermische Ausgleichszeit auskommt, die temporären Ungleichgewichten,
die durch begründete Änderungen
der Betriebstemperatur eingeführt
werden, zugeordnet sind. Dies geschieht durch das Beseitigen dieser Änderungen
der Betriebstemperatur.
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Wenn die Konstantleistungsschaltung
vorliegt, ist schließlich
ein weiterer Zweck entweder des Pufferverstärkers 56 oder des
Multiplizierers 82 offensichtlich. Dieser weitere Zweck
ist eine Trennung. D.h., daß dieselben
verhindern, daß alle
Pegel, die durch die Konstantleistungsschaltung 60 erzeugt werden,
durch den ADW 84 gemessen werden und (fälschlicherweise, wie es der
Fall wäre)
zu dem Signal 27b und den LEISTUNGSMEßERGEBNISSEN 9 beitragen.