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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Übertragungsleistungserfassungsschaltung
von Hochfrequenz- bzw. HF-Verstärkerschaltungen.
Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Übertragungsleistungserfassungsschaltung
von Leistungsverstärkern
mit großem
dynamischen Bereich, die bei tragbaren Telefonen und dergleichen
verwendet werden, um eine wirkungsvolle und stabile Verwendung einer
Funkbandbreite vorzusehen.
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HF-Sender
weisen im allgemeinen einen HF-Leistungsverstärker auf, welcher ein moduliertes
Sendesignal an einem Nennleistungspegel empfängt und es zum Übertragen über eine
Antenne zu einem verhältnismäßig hohen
Leistungspegel verstärkt.
Wie es in 5 gezeigt
ist, wird der Ausgang des HF-Leistungsverstärkers 10 typischerweise über einen
Koppelkondensator 14 von einer Erfassungseinrichtung 12 (im
allgemeinen eine Schottkydioden/Kondensatorschaltung, die als ein
Halbwellengleichrichter wirkt) abgetastet. Das erfaßte Signal
wird einem Komparator 16 zugeführt, welcher das erfaßte Signal
mit einem Referenzsignal vergleicht und eine Verstärkerverstärkungssteuereinrichtung 18 ansteuert.
Das Ausgangssignal der Verstärkerverstärkungssteuereinrichtung 18 wird
zum Steuern der Verstärkung
des HF-Leistungsverstärkers 10 verwendet.
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Die
Verwendung einer Diodenerfassungseinrichtung auf diese Weise weist
Nachteile auf. Zum Beispiel ist die Diode ziemlich temperaturempfindlich
und ihr Vorwärtsspannungsabfall ändert sich
typischerweise um –2
mV/°C. Somit
kann sich die Vorwärtsspannung
einer typischen Siliziumdiode, welche bei Raumtemperatur 500 mV
beträgt, über einen
Bereich von 90°C
bis –20°C von 370
mV bis 590 mV ändern.
Wei terhin ist der Wert einer Änderung
bezüglich
der Temperatur außerdem
von dem Diodenvorstrom abhängig.
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Das
US-Patent Nr. 4,523,155 von Walczak et al. versucht dieses Problem
durch Vorspannen des Eingangs der Erfassungseinrichtung unter Verwendung
einer ähnlichen
Diode zu überwinden,
um durch die Temperatur bewirkte Änderungen des Vorwärtsspannungsabfalls
der Erfassungseinrichtung zu kompensieren.
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In "Schottky Diode Pair
Makes an RF Detector Stable" von
R. J. Turner, Electronics, 2. Mai 1974, Seite 94-5, ist eine ähnliche
Anordnung offenbart, bei der die Erfassungsdiode und eine Kompensationsdiode
derart mit getrennten Eingängen
eines Differentialverstärkers
verbunden sind, daß Abweichungen
in einer durch entsprechende Abweichungen in der anderen ausgelöscht werden.
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Das
US-Patent Nr. 4,602,218 von Vilmur et al. offenbart einen anderen
Lösungsweg
für das
Temperaturinstabilitätsproblem.
Bei dieser Vorrichtung wird das Ausgangssignal des HF-Leistungsverstärkers von
einem Logarithmierverstärker
abgetastet und nichtlinear komprimiert, bevor es der Erfassungseinrichtung
zugeführt
wird. Da das Signal, das an die Erfassungseinrichtung angelegt ist,
einen kleineren Potentialspannungshub aufweist, kann die Erfassungseinrichtung
in einem Bereich betrieben werden, in dem von der Temperatur bewirkte Änderungen
minimiert sind. Dieser Lösungsweg
erfordert die Verwendung verhältnismäßig teurer Komponenten
für einen
HF-Bereich, um die Funktion einer Logarithmierverstärkung durchzuführen. Weiterhin bringt
die Verwendung einer solchen HF-Schaltung die Möglichkeit von abweichenden
Schwingungen und unerwünschten
Ausstrahlungen ein.
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Das
US-Patent Nr. 5,099,204 von Wheatley, III, offenbart ein ähnliches
System, bei welchem eine Kompensationsschaltung, die als Reaktion
auf ein Signal eines automati schen Regeln einer Verstärkung (AGC)
ein logarithmisches Signal erzeugt, die Verstärkung von Kettenverstärkern derart
steuert, daß die
Verstärker
ein HF-Signal erzeugen, welches logarithmisch skaliert ist. Eine
Temperaturkompensationsdiode ist an einem Eingang eines Operationsverstärkers in
der Kompensationsschaltung vorgesehen.
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Das
Dokument
DE 68924933
T2 beschreibt einen logarithmischen Verstärker zur
Ermittlung der Signaldifferenz zweier Eingangsströme, die
logarithmisch verstärkt
werden. Die zu vergleichenden ersten und zweiten Eingangssignale
werden über
entsprechende erste und zweite Widerstände einem invertierenden Eingangsanschluss
bzw. einem nicht invertierenden Eingangsanschluss einer Vergleichsschaltung
eingegeben. Die Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung wird über einen
Widerstand der Basis eines Transistors zugeführt, dessen Kollektor wiederum
dem nicht invertierenden Eingangsanschluss der Vergleichsschaltung
zugeführt
wird. Der Emitter des Transistors ist mit dem Emitter eines zweiten
Transistors verbunden, wobei der Kollektor des zweiten Transistors
wiederum dem invertierenden Eingangsanschluss der Vergleichsschaltung zugeführt wird.
Außerdem
sind erste und zweite Konstantstromschaltungen zum Zuführen von
einander äquivalenten
Kompensationsströmen
an den Kollektor des ersten bzw. zweiten Transistors vorgesehen.
Dementsprechend ergibt sich als Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung
eine Differenz zwischen einem logarithmisch verstärkten Wert
des ersten Eingangsstroms und einem logarithmisch verstärkten Wert
des zweiten Eingangsstroms der Vergleichsschaltung.
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Das
US-Patent Nr. 4,760,347 von Li et al. offenbart eine Rückkopplungsschleife,
die durch Abtasten des Ausgangssignals des HF-Leistungsverstärkers, sein
Erfassen unter Verwendung eines Gleichrichters, Vergleichen des
er faßten
Signals mit einem Referenzsignal und Ansteuern des HF-Leistungsverstärkers unter Verwendung
des Vergleichssignals ausgebildet ist. Bei dieser Vorrichtung ist
jedoch eine Impedanz des Gleichrichters auf der Grundlage eines
externen Steuersignals vorgespannt. Auf diese Weise ist eine Verwendung
des Gleichrichters innerhalb eines verhältnismäßig schmalen Bereichs möglich, wodurch
von der Temperatur bewirkte Betriebsänderungen vermieden werden.
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Gemäß einem
anderen Punkt verwenden Hochfrequenzsender, die in tragbaren Übertragungssystemen,
wie zum Beispiel Mobiltelefonen, Systemen mit persönlichen
tragbaren Telefonen (PHS) und persönlichen bzw. privaten digitalen
Mobil- bzw. Zellularsystemen (PDC) verwendet werden, im allgemeinen
die vorhergehend beschriebene Anordnung, bei welcher eine Rückkopplungsschleife
unter Verwendung einer Erfassungseinrichtung verwirklicht ist, um
das Ausgangssignal des HF-Leistungsverstärkers zu überwachen.
Aufgrund der weit verbreiteten Popularität dieser Systeme ist es jedoch
wichtig, daß solche
Vorrichtungen zusätzlich
in der Lage sind, den Leistungspegel des Ausgangssignals von außerhalb
der Rückkopplungsschleife
zu steuern.
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In
einer zellularen Umgebung müssen
Einheiten zum Beispiel in der Lage sein, ziemlich niedrige Leistungspegel
zu übertragen,
wenn es notwendig ist, eine gegenseitige Beein flussung mit anderen
Einheiten auf der gleichen Frequenz zu vermeiden. Gegenwärtige Zellularstandards
erfordern, daß die
HF-Leistungsverstärker
einen dynamischen Leistungsübertragungsbereich
von 631 mW oder +28 dBm bis 400 μW
oder –4
dBm in annähernd
exponentiellen Schritten aufweisen. Die Vorrichtungen von Walczak
et al. und Vilmur et al., die vorhergehend beschrieben worden sind,
beinhalten ebenso einen analogen Multiplexer, der auf der Grundlage eines
externen digitalen Signals, das einen von mehreren Verstärkerleistungspegeln
auswählt,
ein Leistungspegelsteuersignal ausgibt, und der HF-Leistungsverstärker wird
von einer Schaltung zum automatischen Steuern eines Ausgangssignals
auf der Grundlage des Erfassungseinrichtungsausgangssignals und
des Leistungspegelsteuersignals angesteuert.
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Diese
Verfahren sind betriebsfähig
und lassen die Verwendung eines Analog/Digitalwandlers einer niedrigeren
Auflösung
zu, das heißt,
von einem, der weniger Bits aufweist. Da jedoch die meisten vorrätigen Analog/Digitalwandler
acht Ausgangsbits oder mehr vorsehen, sind die Einsparungen im allgemeinen überflüssig oder
werden die zusätzlichen
Bits verwendet, um eine nicht erforderliche Erfassungsgenauigkeit
vorzusehen. In jedem Fall fügen
die Verfahren eines analogen Multiplexens eine Komplexität und Kosten
zu dem System hinzu, während
einer kleiner wirklicher Vorteil vorgesehen wird.
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Ein
anderes Verfahren im Stand der Technik erhöht den Ausgangsspannungshub
des Operationsverstärkers
zum Beispiel unter Verwendung eines Operationsverstärkers, der
von einer zweipoligen Energieversorgung oder von einer Energieversorgung
mit einer einzigen Leitung einer verhältnismäßig hohen Spannung betrieben
wird, derart, daß der
Verstärker
auch bei maximaler Eingangsleistung nicht abschneidet. Dieses Verfahren
erfordert jedoch einen teureren Analog/Digitalwandler einen hohen
Auflösung,
um Leistungsänderungen
eines niedrigen Pegels aufzulösen.
Ebenso kann das Vorsehen einer Hochspannungsleitung oder einer zweipoligen
Versorgung bei tragbaren Geräten
nicht durchführbar
sein.
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Im
Hinblick auf die zuvor beschriebenen Probleme im Stand der Technik
besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Erfassungsschaltung
zu schaffen, welche über
einen großen
dynamischen Bereich empfindlich ist, stabil gegenüber Temperaturänderungen
ist und welche eine hohe Rauschfestigkeit bzw. -unempfindlichkeit
aufweist.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß mittels
einer Übertragungsleistungserfassungsschaltung
nach Anspruch 1 gelöst.
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Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand
der Unteransprüche.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß sie eine
stabile Erfassungsschaltung schafft, welche eine einfache Struktur
und geringe Kosten aufweist und mit einer einfachen Energieversorgung arbeiten
kann.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß sie eine
stabile HF-Erfassungsschaltung schafft, welche bei tragbaren Übertragungsvorrichtungen,
wie zum Beispiel persönlichen
bzw. privaten Telefonen und dergleichen, verwendbar ist.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß sie eine
stabile Erfassungsschaltung schafft, welche das Bilden eines Steuerns
mit einer Leistungsschleife zwischen einer Hauptstelle und einer
Gegenstelle erleichtern kann.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß sie eine
Erfassungsschaltung schafft, welche eine Mehrfachnutzung einer Bandbreite
in Übertragungsumge bungen
mit einer begrenzten Bandbreite erleichtert.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß sie eine
Erfassungsschaltung schafft, die ein Erfassungssignal vorsieht,
dessen Fehler gleichmäßig über einen
Bereich von Leistungspegeln verteilt ist.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß sie eine
empfindliche Erfassungsschaltung schafft, welche die Höhe einer
aus einem Übertragungssignal
abgezweigten Leistung minimieren kann.
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Die
vorhergehende Aufgabe wird gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung durch Schaffen einer Erfassungsschaltung
gelöst,
welche ein nichtlineares Element beinhaltet, das eine komprimierende
Funktion auf das Nacherfassungssignal bzw. das Signal nach einer
Erfassung ausübt.
Die komprimierende Funktion hebt Leistungspegeländerungen an dem unteren Ende
des Übertragungsspektrums
an und senkt Leistungspegeländerungen
an dem oberen Ende des Übertragungsspektrums
ab. Auf diese Weise wird der Bereich von erfaßten Leistungen verringert,
von denen es erforderlich ist, daß sie von einer nachfolgenden
Schaltung verarbeitet werden, wodurch der Entwurf der Schaltung
vereinfacht wird.
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Vorzugsweise
ist das nichtlineare Element ein Logarithmierverstärker, der
ein Halbleiterelement, wie zum Beispiel eine Diode oder einen Transistor,
verwendet, um die logarithmischen Charakteristiken vorzusehen. Ebenso
ist es bevorzugt, daß sowohl
der Logarithmierverstärker
als auch die Erfassungseinrichtung temperaturkompensiert sind.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von
Ausführungsbeispielen unter
Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert.
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Es
zeigt:
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1 eine
schematische Darstellung einer Erfassungseinrichtung gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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2 einen
Graph der Leistung der Schaltung in 1 bezüglich Änderungen
der Temperatur;
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3 eine
schematische Darstellung einer Erfassungseinrichtung gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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4 einen
Graph der Leistung der Schaltung in 3 bezüglich Änderungen
der Temperatur; und
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5 ein
Blockschaltbild eines Ausgangsbereichs eines Senders im Stand der
Technik.
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Es
folgt die Beschreibung von Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung.
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Nachstehend
erfolgt die Beschreibung eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung.
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Das
erste Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf 1 beschrieben.
In dieser Figur wird das Ausgangssignal eines HF-Leistungsverstärkers 10 von
einem Richtkoppler 20 abgetastet. Ein Anschluß der Eingangsseite
des Richtkopplers 20 ist mit dem HF-Leistungsverstärker 10 verbunden
und sein anderer Anschluß ist
mit einer Sendeantenne, einem Ausgangsfilter oder dergleichen (nicht
gezeigt) verbunden. Ein Anschluß der
Ausgangsseite des Richtkopplers 20 ist mit einem Abschlußwiderstand 22 verbunden
und der Abschlußwiderstand 22 weist
einen Widerstandswert auf, der derart ausgewählt ist, daß er der Impedanz eines Impedanzanpassungswiderstands 26 und
einer anderen Erfassungsschaltung entspricht, die mit dem anderen
Anschluß der
Ausgangsseite des Richtkopplers 20 verbunden ist. Ohne
den Abschlußwiderstand 22 oder
den Impedanzanpassungswiderstand 26 könnte der Richtkoppler 20 nicht
abgeglichen sein, wodurch bewirkt wird, daß sein Koppelverhältnis geändert wird.
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In
diesem Ausführungsbeispiel
wird ein gedruckter Dipolrichtkoppler verwendet, da seine Richtwirkung sicherstellt,
daß lediglich
eine nach außen
gehende Sendeleistung abgetastet wird, und daß eine Sendeleistung, die von
einer fehlangepaßten
Antenne oder dergleichen reflektiert wird, nicht zusätzlich der
Erfassungseinrichtung zugeführt
wird. Weiterhin besteht keine Notwendigkeit nach einem Gleichstromsperrkondensator, um
Gleichstromkomponenten aus dem Erfassungseinrichtungseingangssignal
zu beseitigen, wie es in den Schaltungen im Stand der Technik der
Fall ist, da es keinen Gleichstrompfad zwischen dem HF-Leistungsverstärker 10 und
der Erfassungseinrichtung gibt. Natürlich ist die vorliegende Erfindung
nicht auf die Verwendung eines Richtkopplers beschränkt, um
das Ausgangssignal eines HF-Leistungsverstärkers 10 abzutasten,
und andere Vorrichtungen, wie zum Beispiel ein Koppelkondensator,
eine Energiefeldsonde oder dergleichen, können ebenso verwendet werden.
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Ebenso
sollte für
eine theoretisch optimale Leistung eine Induktivität anstelle
des Impedanzanpassungswiderstands 26 verwendet werden,
um eine Anpassungsblindlast an dem Richtkoppler 20 vorzusehen. Jedoch
wird in der Praxis vorzugsweise ein Widerstand verwendet, da seine
Kosten niedriger sind und er zuverlässiger als eine gleichwertige
Induktivität
ist, obgleich er die Erfassungseinrichtungsbandbreite geringfügig verringert.
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Das
Signal aus dem Richtkoppler 20 wird über den Impedanzanpassungswiderstand 26 der
Kathode einer Erfassungsdiode 24 in einem Aufbau einer
Einrichtung zum Erfassen ei ner negativen Spitze zugeführt. Die
Anode der Erfassungsdiode 24 ist über einen Eingangswiderstand 30 mit
dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 28 verbunden.
Die Spannung an der Anode der Erfassungsdiode 24 wird über einen
Endwiderstand 32 hochgezogen. In Verbindung mit dem Eingangswiderstand 30,
dem Endwiderstand 32 und einem Verstärkungswiderstand 36 (nachstehend
ausführlicher
beschrieben) bildet ein Filterkondensator 34, der zwischen
die Anode der Erfassungsdiode 24 und Masse geschaltet ist,
ein RC-Tiefpaßfilter,
um dem Operationsverstärker 28 eine
nichtverzerrte erfaßte
Oberwelle des Sendesignals zuzuführen.
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Genauer
gesagt erscheinen, von der Anode der Erfassungsdiode
24 aus
gesehen, die Widerstände
30,
32 und
36 derart,
als ob sie parallel an Masse gelegt wären. Somit bilden der Filterkondensator
34 und
der Parallelersatzwiderstandswert, der durch die Widerstände
30,
32 und
36 ausgebildet
ist, eine Parallel-RC-Tiefpaßfilterschaltung
aus. Wenn die Werte des Filterkondensators
34 und der Widerstände
30,
32 und
36 derart gewählt sind,
daß die
Zeitkonstante der RC-Schaltung zu lang ist, wird das Filterausgangssignal
die erfaßte Oberwelle
zum Überschwingen
bringen und ein verzerrtes Eingangssignal an den Operationsverstärker
28 anlegen.
Wenn die Werte der RC-Schaltungskomponenten andererseits derart
ausgewählt
sind, daß die
Zeitkonstante der RC-Schaltung zu kurz ist, wird das Eingangssignal
an dem Operationsverstärker
im wesentlichen dem Träger
des modulierten Sendesignals folgen. Wie es technisch bekannt ist,
kann es gezeigt werden, daß die
Komponentenwerte derart ausgewählt
sein sollten, daß sie
die nachstehende Gleichung (1) erfüllens
wobei
F
max die zu erfassende maximale Trägerfrequenz
ist, m der Modulationsgrad des Sendesignals ist, R
p der
Ersatzparallelwiderstandswert der Widerstände
30,
32 und
36 ist
und C
34 die Kapazität des Filterkondensators
34 ist.
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Wie
es hierin verwendet wird, bezieht sich ein Bezugszeichen "R" oder "C" mit
einer tiefgestellten Zahl auf den Widerstandswert bzw. die Kapazität der entsprechenden
Schaltungskomponente; zum Beispiel ist "C34" die Kapazität des Filterkondensators 34.
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Ein ähnliches
Netzwerk, das eine Temperaturkompensationsdiode 38, einen
Versatzwiderstand 40, einen Eingangswiderstand 42,
einen Endwiderstand 44 und einen Filterkondensator 46 beinhaltet,
ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 28 verbunden.
Jedoch ist der Versatzwiderstand 40 an Masse gelegt. Vorzugsweise
sind die Erfassungsdiode 24 und die Temperaturkompensationsdiode 38 Schottkydioden
und sind ebenso vorzugsweise angepaßte Dioden.
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Der
Vorstrom, der durch die Erfassungsdiode 24 fließt, wird
durch die Reihenschaltung der Widerstände 22, 26 und 32 bestimmt,
und der Vorstrom, der durch die Kompensationsdiode 38 fließt, wird
durch die Reihenschaltung der Widerstände 40 und 44 bestimmt.
Um eine optimale Temperaturkompensation sicherzustellen, sollten
diese zwei Vorströme
gleich sein, so daß ein
Operationsverstärker 28 die
Temperaturdifferenzen der zwei Eingangspfade nullabgleichen kann.
Dies erfordert weiterhin, daß die
Gesamtreihenwiderstandswerte gleich sind, wie es in der nachstehenden
Gleichung (2) gezeigt ist: R22 + R26 +
R32 – R40 + R42 (2)
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Der
Operationsverstärker
28 bildet
zusammen mit den Eingangswiderständen
30 und
42,
dem Verstärkungswiderstand
36 und
dem Vorwiderstand
48 einen Differentialverstärker. Es
kann unter Verwendung von technisch bekannten Verfahren gezeigt
werden, daß die
Eingangsimpedanz des Verstärkers
R
30 + R
42 ist und daß das Ausgangssignal
V
out des Differentialverstärkers durch
Gleichung (3) gegeben ist:
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Dabei
bezeichnen V+ und V– die
Spannungen an den Anoden der Dioden 38 bzw. 24.
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Ungeachtet
der vorhergehenden Überlegungen
ist es bevorzugt, R40 höher als den Reihenwiderstandswert
R22 + R26 einzustellen,
um für
das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 28 einen Versatz
vorzusehen und eine Verwendung einer Energieversorgung mit einer
einzigen Leitung bzw. Schiene zuzulassen.
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Das
heißt,
idealerweise sollte der Widerstandswert des Widerstands 40 gleich
dem Reihenwiderstandswert der Widerstände 22 und 26 sein,
um ein abgeglichenes Verstärkerausgangssignal
vorzusehen. Wenn jedoch eine Energieversorgung mit einer einzigen
Leitung verwendet wird, ist die niedrigste mögliche Spannung des Operationsverstärkers 28,
die ausgegeben werden kann, die Drain/Sourcespannung Vds (für einen
Feldeffekttransistor) oder die Kollektor/Emitterspannung Vce (für
einen Bipolartransistor) seines Ausgangstransistors, unter der Annahme,
daß die
Source oder der Emitter an Masse gelegt ist. In diesem Fall schwebt, wenn
der Operationsverstärker 28 null
Volt ausgeben sollte, sein Ausgangssignal tatsächlich irgendwo zwischen null
und Vds oder Vce.
Durch Erhöhen
des Widerstandswerts des Widerstands 40 kann der Operationsverstärker 28 derart
vorgespannt werden, daß er
für ein
Eingangssignal einer Differenz von null einen positiven Gleichspannungsversatz
erzeugt. Dieser Versatz beeinträchtigt
theoretisch geringfügig
die Festigkeit der Schaltung gegenüber Temperaturänderungen.
Jedoch ist seine tatsächliche
Auswirkung weitestgehend vernachlässigbar und er sieht dadurch
einen wesentlichen Vorteil vor, daß eine Energieversorgung mit
einer einzigen Leitung verwendet werden kann, womit die Struktur
der Schaltung vereinfacht wird, in welcher dies durchgeführt wird,
und Herstellungskosten verringert werden.
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Das
Verhalten des Differentialverstärkers
wird jedoch durch das Netzwerk abgeändert, das aus den Dioden 50 und 52 und
den Widerständen 54 und 56 besteht.
Um diese Auswirkung dieses Netzwerks auf den Differentialverstärker zu
verstehen, wird eine ähnliche
Verstärkerschaltung
betrachtet, bei welcher eine Verstärkerrückkopplung durch eine Parallelschaltung
eines Widerstands 36 und einer Diode 50 vorgesehen
ist. Wie es technisch bekannt ist, ist dies eine Differentiallogarithmiereingangsverstärkerschaltung.
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Wenn
die Differenz zwischen V+ und V– klein
ist, ist die Diode 50 ausgeschaltet und das gesamte Rückkopplungssignal
geht durch den Widerstand 36. Wenn das Differenzeingangssignal
die Durchlaßspannung
der Diode 50, zum Beispiel 0,6 V, überschreitet, bildet die Diode
eine Parallelschaltung mit dem Widerstand 36 aus, wodurch
dessen Widerstandswert verringert wird und in Übereinstimmung mit der vorhergehenden
Gleichung (3) die Verstärkung
des Differentialverstärkers
verringert wird. Höhere
Differenzeingangssignale führen
zu höheren
Rückkopplungsspannungen
und da der Spannungsabfall über
der Diode 50 konstant ist (mit Ausnahme der zuvor erwähnten temperaturabhängigen Auswirkungen),
fließt
mehr Rückkopplungsstrom
durch die Diode 50 als durch den Widerstand 36.
Diese Wirkung gibt dem Verstärker
seine logarithmische Übertragungsfunktion.
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Nun
wird eine Verstärkerschaltung
betrachtet, welche die Dioden 50 und 52 beinhaltet,
aber keine Widerstände 54 und 56 aufweist.
In diesem Fall bringt der Verstärker
keine logarithmischen Auswirkungen hervor, da jede Änderung
des Rückkopplungssignals
an dem invertierten Eingang des Operationsverstärkers 28 durch einen
entsprechende Änderung
des Rückkopplungssignals
an dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 28 angepaßt wird
(vorzugsweise sind die Dioden 50 und 52 angepaßt). Ein
Einfügen
eines Widerstands 54 wird jedoch mehr Rückkopplungsstrom von der Diode 52 zu
der Diode 50 verschieben. Somit werden, je höher der
Wert des Widerstands 54 ist, desto deutlicher die logarithmischen
Charakteristiken des Verstärkers.
Auf eine ähnliche
Weise wird ein Einfügen
des Widerstands 56 mehr Rückkopplungsstrom von dem Diodennetzwerk
zu dem Rückkopplungswiderstand 36 verschieben.
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Ein
Vorsehen der logarithmischen Funktion wird jedoch mit Aufwand für die Temperaturstabilität der Schaltung
durchgeführt.
Wenn die Dioden 50 und 52 ohne die Widerstände 54 und 56 verwendet
werden, wird jede von der Temperatur bewirkte Änderung des Rückkopplungsstroms
an dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 28 durch
die Diode 50 durch eine entsprechende von der Temperatur
bewirkte Änderung
des Rückkopplungsstroms
an dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 28 durch
die Diode 52 angepaßt.
Wenn mehr Rückkopplungsstrom
durch die Diode 50 fließt, um eine logarithmische
Verstärkung
vorzusehen, verringert sich die kompensierende Auswirkung der Diode 52 entsprechend
dazu. In der Praxis kann jedoch eine vernünftige Abwägung erzielt werden und kann
eine Temperaturstabilität
von ±0,5
dB durchgängig
durch einen Bereich von –30°C bis 70°C erzielt
werden.
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2 zeigt
eine Kurve einer erfaßten
Spannung an dem Eingang der Schaltung, die in 1 gezeigt ist,
zu ihrer Ausgangsspannung, wenn die Schaltung an zwei Temperaturex trema
von –40°C und 80°C betrieben
wird. Wie es zu sehen ist, stimmen die Kurven stark miteinander überein und
nähern
sich einer logarithmischen Kurve. Unter Verwendung eines nicht angepaßten Diodenpaars
ist der schlechteste Leistungsfehler +/–1 dBm in einem Leistungsverstärkerausgangssignalbereich
von 15 bis 20 dBm. Dies befindet sich gut innerhalb den technischen
Daten bzw. Spezifikationen für
moderne tragbare Übertragungsvorrichtungen.
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Die
vorhergehende Schaltungsanordnung schafft Vorteile, die im Stand
der Technik nicht zu sehen sind. Zum Beispiel bedeutet die Verwendung
des Logarithmierverstärkers,
daß die
Erfassungseinrichtung in einem großen dynamischen Bereich von
Eingangssignalen empfindlich ist. Da die Erfassungseinrichtung äußerst empfindlich
ist, kann ein Richtkoppler 20 verwendet werden, der ein
großes
Koppelverhältnis
aufweist, um lediglich eine kleine Menge von Leistung aus dem Hauptübertragungspfad
abzuzweigen, wodurch der Wirkungsgrad der Vorrichtung erhöht wird.
Weiterhin bedeutet die Verwendung des Differentialeingangsverstärkers, daß die Rauschfestigkeit
der Schaltung gleich dem Gleichtaktunterdrückungsverhältnis des Operationsverstärkers ist.
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Weiterhin
bedeutet eine Temperaturkompensation des Verstärkers in Verbindung mit der
Temperaturkompensation der Erfassungsdiode 24, daß die Schaltung äußerst stabil
bezüglich Änderungen
der Temperatur ist. Ebenso wird aufgrund des Komprimierens des erfaßten Signals
durch den Logarithmierverstärker
jeder Fehler bei einem nachfolgenden Digitalisieren des erfaßten Signals
für ein
Steuern mit einer Leistungsschleife gleichmäßig logarithmisch über das
Leistungspegelübertragungsspektrum
verteilt.
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Nachstehend
erfolgt die Beschreibung eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung.
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Anstelle
der Dioden 50 und 52 verwendet das zweite Aus führungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, das in 3 gezeigt
ist, Transistoren 58 und 60 (vorzugsweise sind
diese beiden auch angepaßt),
um die logarithmische Funktion vorzusehen, die in 4 gezeigt
ist. Der Widerstand 62 in dieser Figur führt eine
Funktion durch, die zu der des Widerstands 54 in dem ersten
Ausführungsbeispiel
dadurch ähnlich
ist, daß er
den Fluß eines
Rückkopplungsstroms
durch einen Transistor 60 bezüglich zu dem durch den Transistor 62 steuert, und
ein Widerstand 64 führt
eine Funktion durch, die zu der des Widerstands 56 in dem
ersten Ausführungsbeispiel
dadurch ähnlich
ist, daß er
den Fluß eines
Rückkopplungsstroms
durch das Transistornetzwerk bezüglich
zu dem durch den Rückkopplungswiderstand 36 steuert.
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Es
ist ebenso anzumerken, daß dieses
Ausführungsbeispiel
einen Koppelkondensator 20' anstelle
des Richtkopplers 20 und eines Abschlußwiderstands 22 verwendet,
die in dem ersten Ausführungsbeispiel
verwendet werden.
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Bevorzugte
Werte für
Komponenten einer Erfassungsschaltung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zum Behandeln von Frequenzen eines Gleichstroms
bis zu 2 GHz (typisch für
tragbare Zellular- und PCS-Übertragungsvorrichtungen)
sind in Tabelle I gezeigt. Diese Schaltung ist in der Lage, weniger
als 1 mA aus einer Energieversorgung mit einer einzigen Leitung
von +3 V zu ziehen. Natürlich sind
dies lediglich bevorzugte Komponenten, und einzelne Werte für eine gegebene
Verwirklichung werden für den
Fachmann einfach ersichtlich.
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Ein
Verwenden der Transistoren 58 und 60 läßt zu, daß einige
Verstärkung
in die Rückkopplungsschleife
des Verstärkers 28 eingefügt wird.
Somit kann das Verhältnis
von R62 zu R64 verringert
werden, während
ein gegebener logarithmischer Komprimierungswert aufrechterhalten
wird. Wie es aus dem Graph der erfaßten Eingangsspannung zur Ausgangsspannung
für diese
Schaltung, der in 4 gezeigt ist, ersichtlich ist, folgen
die Kurven an den Temperaturextrema in den niedrigen Bereichen einander
stärker
und weisen einen zusätzlichen
Schnittpunkt auf. Unter Verwendung eines nicht angepaßten Transistorpaars
ist eine Toleranz von –0,8/+0,5
dB über
dem Temperaturbereich von –40°C bis +80°C innerhalb
eines Leistungsverstärkerausgangsbereichs
von +14 bis +18 dBm möglich.
In niedrigen Leistungsbereichen, wie zum Beispiel jene unterhalb
von –3
dBm ist die Toleranz besser als +/–2 dB. Überall ist das Kompressionsverhältnis besser
als 3 zu 2.
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Obgleich
die vorliegende Erfindung vollständig
in Verbindung mit ihren Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung beschrieben worden
ist, ist es anzumerken, daß verschiedene Änderungen
und Ausgestaltungen für
den Fachmann offensichtlich werden.
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Zum
Beispiel:
In dem Operationsverstärkerrückkopplungsnetzwerk muß kein Widerstand
in dem Zweig vorgesehen sein, der mit dem nichtinvertierenden Eingang
verbunden ist, sondern kann anstatt dessen in dem Zweig vorgesehen sein,
der mit dem invertierenden Eingang verbunden ist.
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Ein
gemeinsamer Widerstand für
beide Zweige des Netzwerks muß nicht
verwendet werden. Vielmehr können
Festwiderstände
für jeden
Zweig von ihm anstatt dessen verwendet werden.
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Die
Dioden oder Transistoren müssen
nicht angepaßt
sein, sondern können
so lange unangepaßte Vorrichtungen
sein, wie ihre Temperaturcharakteristiken im wesentlichen einander
entsprechen. "Im
wesentlichen", wie
es hierin und in den beiliegenden Ansprüchen verwendet wird, bedeutet,
daß sich
die Charakteristiken in einem Ausmaß in Übereinstimmung befinden, das
ausreichend ist, um eine in die Praxis umsetzbare, verwendbare Temperaturkompensation
in der gesamten Übertragungsvorrichtung
vorzusehen.
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Die
Vorrichtung muß keine
Dioden oder Bipolartransistoren verwenden, sondern kann andere geeignete
Elemente, wie zum Beispiel Feldeffekttransistoren oder dergleichen,
verwenden.
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Die
Erfassungsfunktion muß nicht
unter Verwendung der hierin offenbarten bestimmten Diodenanordnung
durchgeführt
werden, sondern kann in Verbindung mit anderen temperaturkompensierten
und nicht temperaturkompensierten Schaltungen verwendet werden,
wie sie technisch bekannt sind.
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Der
Verstärker
muß keine
Logarithmierverstärkerschaltung
sein, sondern kann eine andere geeignete nichtlineare Funktion durchführen, welche
eine Kompression des oberen Endes hervorbringt.
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Die
Schaltung muß nicht
in einem System verwendet werden, das ein Steuern mit einer Leistungschleife
mit einer Hauptstelle durchführt,
und kann ebenso in Systemen eines offenen Kreises verwendet werden.
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Erfassungseinrichtungen
gemäß der vorliegenden
Erfindung sind nicht auf die Verwendung bei einem Überwachen
einer Sendeleistung beschränkt,
sondern können
ebenso in Empfängern
verwendet werden.
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Die
Schaltung muß nicht
mit HF-Schaltungen verwendet werden und kann ebenso in anderen Frequenzbereichen
verwendet werden.
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Eine
in der vorhergehenden Beschreibung offenbarte Erfassungseinrichtung
für ein
tragbares Telefon oder dergleichen tastet eine HF-Sendeleistung
ab, erfaßt
das abgetastete Signal unter Verwendung einer Schottkydiode und
verwendet einen Logarithmierverstärker, um eine komprimierende
Funktion auf das Nacherfassungssignal auszuüben. Die komprimierende Funktion
hebt Leistungspegeländerungen
an dem unteren Ende des Übertragungsspektrums
an und senkt Leistungspegeländerungen
an dem oberen Ende des Übertragungsspektrums
ab. Auf diese Weise wird der Bereich von erfaßten Leistungen verringert,
von denen es erforderlich ist, daß sie von einer nachfolgenden
Schaltung verarbeitet werden, wodurch der Entwurf der Schaltung
vereinfacht wird. Um eine Stabilität der Erfassungseinrichtung
bezüglich
Temperaturschwankungen zu verbessern, ist das Halbleiterelement
in dem Verstärker,
welches seine logarithmischen Charakteristiken vorsieht, wie es
die Erfassungsdiode ist, temperaturkompensiert.
