JPH1090316A - 電力計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】熱量測定ブリッジにおける示差加熱の影響を低
減することができ、また、小さい入力信号レベルでも正
確に測定することのできる熱測定ＲＦ電力計を提供す
る。 【解決手段】本発明の一実施例によれば、第１に、外部
からブリッジを加熱し、結果生じる温度を制御すること
により、また、第２に、測定すべき印加電力に応じて変
動する量だけ、内部的に加熱することにより、示差加熱
の問題が低減される。この熱は熱量測定ブリッジの２つ
の終端負荷に対する共通モードの入力信号として加えら
れるため、本来の電力測定に影響を与えない。熱量測定
ブリッジを平衡させるためのフィードバック信号は、積
分器によって発生される。小さい印加信号の測定を可能
にするため、積分器の出力をゼロ近辺で動作させる。こ
れを可能にするため、印加信号は周期的に除去され、真
の平衡状態からの、適切な、わずかなオフセットがサー
ボ・ループに導入される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、一般に電力計に関し、
特に、熱量測定ブリッジを用いた熱測定ＲＦ電力計に関
する。

【０００２】

【従来の技術】ここ十年ほどの間における半導体の開
発、及び、無線周波数スペクトル割当てにおける最近の
変化は、セルラー・テレフォン・サービス及びＧＭＲＳ
に用いられるような各種携帯用トランシーバの用途及び
市場の力強い成長に貢献してきた。製品となるものは、
やはり、試験しなければならないし、必要に応じて、修
理し、試験しなければならない。米国におけるＣＤＭＡ
及び欧州におけるＧＳＭのようなスペクトル拡散技術の
出現によって、試験装置に含まれる技術的精巧度をさら
に高めて、被試験デバイスの性能の特徴を評価できるよ
うにすることが必要になる。こうした試験装置は、信頼
できることと、比較的小型であること（ラックに一杯の
独立した計器からなるシステムを販売しようとする者に
当てはめる必要はないが．．．）に加えて、将来の発展
に適応可能であることが望ましい。

【０００３】こうしたテスト・セットがなすべきことの
中に、ＲＦ電力の測定がある。こうしたテスト・セット
の電力測定モジュールは、従って、小さく、正確で、帯
域が広く、ＣＷ以外のパルス変調用途に適合し、安価で
あることが望ましい。これは、全くのところ、本質的に
異なる要件のリストであり、セルラー・テレフォンのよ
うな無線装置に用いられるテスト・セットの設計者にか
なりの難問を課すことになる。

【０００４】熱量測定ＲＦ電力計は、ＲＦ電力を終端負
荷に受け入れ、発生する熱をブリッジのアームの１つで
ある温度依存抵抗に熱的に結合する装置である。これに
よって、ブリッジの平衡がくずれ、サーボ・ループ内に
誤差信号が生じる。サーボは、これに応答して、その熱
が温度感応ブリッジのもう１つのアームに結合される、
独立しているが、同一の終端負荷にＤＣまたは低周波電
力を供給する。供給された電力は、サーボ・ループが、
ブリッジの平衡をとり直すのにどれだけの電力を必要と
するかを計測することによって測定される。この種の熱
量測定ＲＦ電力計は、ある時期周知のところであった。
例えば、ヒューレット・パッカード・モデル４３４Ａ熱
量測定電力計に関する操作及びサービス・マニュアル
（およそ１９６１年頃）を参照されたい。この技法のよ
り最近の例については、１９８７年７月のヒューレット
・パッカード・ジャーナル、ページ２６の「Ｍｉｃｒｏ
ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ−Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｐｅｆｏｒｍ
ａｎｃｅ ｉｎ ａｎ Ａｎａｌｏｇ Ｐｏｗｅｒ Ｍ
ｅｔｅｒ」と題する論文において知ることができる。

【０００５】熱量測定ブリッジの正確度は、温度、とり
わけ、ブリッジの両端間に生じる温度差によって影響を
受ける。ブリッジ内の素子の電気的値は、トリミングに
よって平衡をとることができるが、それでも温度係数を
備えており、物理的な部分内における熱経路の制御は極
めて困難である。その結果、測定される電力を加えると
いった、熱勾配下においては、ブリッジは、熱勾配に対
するブリッジ自体の非対称応答のため不平衡になる可能
性がある。時間的に、定常状態条件が維持される場合、
勾配がならされ、正確な応答が得られるようになる。こ
の熱的時定数応答時間の必要をなくすことができれば、
望ましい。

【０００６】制御ループは、増幅器または積分器を用い
て、フィードバック信号を形成することが可能である。
小さい変化を測定しなければならないとか、ＤＣ測定技
法が許容できないドリフトを被りがちであるといった多
くの状況において、ＡＣ測定技法にシフトすることが望
ましい。こうした場合、積分器に結合された同期検波器
が、増幅された誤差信号から実際のフィードバック信号
を形成する魅力のある組み合わせを形成する。熱量測定
による電力測定技法の場合、積分器の出力を利用して、
熱を発生させると、積分器からの出力の極性のいずれに
よっても平衡点が生じる可能性がある。しかし、極性の
一方は、例えばフィードバック信号と誤差信号との間に
おける変化であるという間違った論理的認識をそれに結
び付ける。システムが該状態になると、フィードバック
はもはや負ではなくなり、正になる。結果として、一般
に、最悪の場合のマージンを予測して、ブリッジが実際
に平衡状態にある場合でも、積分器の出力がその範囲内
においてゼロに近づかないようにすることが必要にな
る。サーボ・ループの論理に対する複雑化の要因とし
て、その非理性的な強制的解決は、実際には処理しやす
いが、それにもかかわらず、小さい信号レベルを測定で
きる正確度に制限を加えるという欠点がある。ブリッジ
が実際に平衡状態にある場合、積分器の出力が、ゼロに
かなり接近して効力を発揮できるようにすることによっ
て、このダイナミック・レンジに対する制限を排除する
ことができれば望ましい。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、熱量測定ブ
リッジにおける示差加熱の影響を低減することのできる
装置を提供することを目的とする。本発明は、また、小
さい入力信号レベルでも正確に測定することのできる装
置を提供することを目的とする。本発明は、さらに、フ
ィードバック・ループ内の積分器の出力がゼロ近辺でも
動作させることのできる装置を提供することを目的とす
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】熱量測定ブリッジ内にお
ける示差加熱の問題に対する解決策は、まず、外部から
ブリッジを加熱し、結果生じる温度を制御することであ
る。所望の場合には、実際の断熱オーブンを利用するこ
とができるが、断熱しなくても、加熱される熱質量を頼
みにすれば十分な可能性もある。

【０００９】示差加熱の問題に対する第２の解決策は、
測定すべき供給される電力に応じて変動する量だけ、内
部的にブリッジを加熱することである。これは、第１の
例における熱勾配の主たる発生源を排除する働きをす
る。熱量測定ブリッジの２つの終端負荷に対する共通モ
ードの入力信号として、この熱を加えることによって、
ブリッジ自体が不平衡状態にならなくなり、従って、そ
の共通電力を測定しようとしない。測定すべき実際の入
力電力は、当初、ブリッジを不平衡にするので、以前の
ように測定も行われる。定電源回路が、測定される電力
の表示に応答し、測定電力（並びにブリッジを平衡にす
る等量のフィードバック電力）と共通モード電力の和
を、フル・スケール測定に対応する一定の値、実際のと
ころは、それよりわずかに大きい値に保持する働きをす
る。これによって、応答時間を延長する、ブリッジ内の
内部熱過渡現象が排除される。

【００１０】十分にゼロに近づけて積分器の出力を有効
に作用させることができないという問題に対する解決策
は、加えられる入力を周期的に除去して、真の平衡状態
からの適正なわずかなオフセットをサーボ・ループに導
入し、その後、独立したサンプル及びホールド制御ルー
プによってブリッジの正確な平衡状態にすることであ
る。「周期的」は、１秒間に１回、１秒間に１０回、あ
るいは、望ましい場合には、各測定の開始時を意味する
ものとみなすことが可能である。

【００１１】

【実施例】ここで図１を参照すると、セルラ・テレフォ
ン及びＧＭＲＳトランシーバのような無線通信装置に用
いられるテスト・セットの概略ブロック図が示されてい
る。ＤＵＴ２、すなわち、被試験装置は、被試験無線通
信装置を表している。この特定のテスト・セット１の場
合、２つの信号発生器１０及び１１と、２つの受信器１
３及び１４が設けられている。２つの受信器のうち、受
信器＃１ １３は、ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＲＥＳＵＬＴＳ
（受信器結果）１５と呼ばれる測定データを作成する各
種測定回路に結合されている。受信器（１３、１４）及
び信号発生器（１０、１１）の動作は、プロトコル発生
及び認識マシン１７によって制御される。これは、主と
して、一方では、ディスプレイ及び制御パネル（不図
示）を介してオペレータと、あるいは、別のコンピュー
タ・システムのような外部コントローラと対話して、実
施すべき測定または試験のタイプを選択または指定し、
もう一方では、テスト・セットの内部資源（例えば、信
号発生器１０、１１及び受信器１３、１４）と対話し
て、該測定及び試験をセット・アップし、実施する、組
み込み式マイクロプロセッサ制御システムである。プロ
トコル発生及び認識マシン１７の重要なタスクは、無線
通信装置がそれに従って機能する、ＣＤＭＡ及びＧＳＭ
のような各種規格を構成する特定の特性及び働きを考慮
する能力である。

【００１２】すなわち、信号コンバイナ／セパレータ３
によって、ＤＵＴ２がテスト・セット１の各種信号発生
器及び受信器に結合されるのは明らかである。主とし
て、コンバイナ／セパレータ３は、信号発生器１０及び
１１と、受信器１３及び１４によるＤＵＴ２への同時ア
クセスを可能にする専用パワー・スプリッタ及びパワー
・コンバイナの働きをする。この働きは、個々のコンポ
ーネント５、６、及び、７によって概略が示されてい
る。コンバイナ／セパレータ３における要素５、６、及
び、７については、それらが、ＤＵＴと信号発生器及び
受信器との個々の間に一定の望ましいアイソレーション
が得られるようにしなければならないという点、損失を
生じてはならないという点、及び、帯域がかなり広くな
ければならない（例えば、５０ＭＨｚ未満から２ＧＨｚ
を超える）という点を除けば、これ以上述べることはあ
まりない。現在関心があるのは、コンバイナ／スプリッ
タ素子５をＤＵＴ２に接続する経路１８に生じるＲＦ電
力の測定である。

【００１３】このために、適合する方向性結合器とする
ことが可能な、例えば、線路１８に生じるものより２０
ｄｂ低い信号を抽出し、出力がＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵ
ＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ（電力測定結果）９と呼
ばれる場合のある電力測定モジュール８に該信号を加え
るサンプラ４について特に言及することにする。ＰＯＷ
ＥＲ ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ９は、
ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＲＥＳＵＬＴＳ１５と共に、ＤＵＴ
２の性能の生測定値を構成するものとみなすことができ
る。これらの測定値は、プロトコル発生及び認識マシン
１７によって解釈される。

【００１４】次に図２を参照すると、拡大された電力測
定モジュール８がブロック図の形１９で示されている。
ＤＵＴ２からのＲＦ電力が、線路１８及び結合器４によ
って、その利得をゼロを含む都合の良い量に設定するこ
とが可能な利得段２０に結合される。利得段２０からの
信号がスイッチ２１に加えられる。スイッチ２１を位置
２２につけると、ＤＵＴの出力が、（利得段２０を介し
て）テスト・ポートに接続される。これによって、テス
ト・セット自体の試験及び較正が容易になる。また、ス
イッチ２１を位置２３に設定することによって、ダイオ
ード電力センサを利用する「高速」電力測定モジュール
２５にＤＵＴを結合することも可能である。「高速」電
力測定モジュール２５の応答時間は、マイクロ秒単位で
あり、その出力情報２７ａは、ＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵ
ＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ９の一部として利用可能
になるし、同時に、自動レンジ・コントローラに対する
入力としても加えられる。自動レンジ・コントローラ２
８の出力は、利得段２０の利得を設定するために利用さ
れる。スイッチ２１は、利得段の出力電力レベルを「低
速」電力測定モジュール２６のダイナミック・レンジの
範囲内に納まる値に利得段２０の利得を設定することが
できるように、組み込み式制御システムによって、周期
的に特に位置２３に設定される。もちろん、云うまでも
ないことではあるが、例えば、パルス化電力測定のよう
に、高速応答が必要とされる場合にはいつでも、「高
速」電力測定モジュール２５を利用して、ＤＵＴにおけ
る１次電力測定を実施することも可能である。高速電力
測定モジュール２５がどうなっているかに関するこれ以
上の情報に興味のある者は、１９９５年１０月２５日に
出願された、Melvin D.Humpherysによる「METHOD AND A
PPARATUS FOR MEASURING RF POWER IN A TEST SET」と
題する米国特許出願第０８／５４８，０６７号を参照す
るのが有効であることに気づくであろうと思われる。

【００１５】引き続き、スイッチ２１を位置２４に設定
する場合に得られる構成について詳説するのが好都合で
あることは明らかである。こうした場合について云え
ば、信号ＡＣＴＵＡＬ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮ
（実際の低速電力入力）３０は、電力センサが熱量測定
ブリッジである「低速」電力測定モジュール２６の入力
に結合される。「低速」電力測定モジュール２６の出力
は、ＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬ
ＴＳ９の一部をなす情報２７ｂである。主として関心の
あるのは、「低速」電力測定モジュール２６の動作及び
構成に関するいくつかの様相である。

【００１６】次に、図３に示すブロック図について考察
する。示されているのは、「低速」電力測定モジュール
２６の概略ブロック図である。ブロック図の上方左側に
は、入力信号ＡＣＴＵＡＬ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ Ｉ
Ｎ３０があり、下方右側には、ＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵ
ＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ９の一部をなす出力信号
２７ｂがある。ここでの関心は、これら２つの信号間に
何が起きるかである。

【００１７】入力信号ＡＣＴＵＡＬ ＳＬＯＷ ＰＯＷ
ＥＲ ＩＮ３０は、抵抗値が温度にかなり依存する検知
抵抗器３５に熱的にしっかりと結合された、５０Ωの終
端抵抗器３２を含む熱量測定ブリッジ基板３１に加えら
れる。検知抵抗器３５は、負荷抵抗器３４と直列に接続
され、分圧器を形成する。基準信号発生器４６は、抵抗
器３４と３５によって形成される分圧器のタップ、その
他に加えられる、５ＫＨｚの信号４７を発生する。従っ
て、分圧器のタップにおける５ＫＨｚの信号の振幅は、
（主として）終端抵抗器３２において消費される電力量
によって決まる。

【００１８】次に信号ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ
ＰＯＷＥＲ ＩＮ（比較用低速電力入力） ５７につ
いて述べることにする。それは、抵抗器３２と同じ５０
Ω抵抗器３３に加えられるＤＣまたは低周波信号であ
る。抵抗器３３は、検知抵抗器３５と同じ検知抵抗器３
７に熱的にしっかりと結合されている。抵抗器３７は、
やはり、負荷抵抗器３４と同一の負荷抵抗器３６と直列
に接続されており、抵抗器３６及び３７が抵抗器３４及
び３５によって形成される分圧器に対応する分圧器を形
成している。抵抗器３６及び３７によって形成される分
圧器は、やはり、その上端が５ＫＨｚの基準信号４７に
結合されている。この第２の分圧器のタップに生じる信
号４１の振幅は、信号ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ
ＰＯＷＥＲ ＩＮ ５７の電力レベルがＡＣＴＵＡＬ
ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮ ３０の電力レベルと同
じである場合には必ず、信号４０の振幅に等しくなるの
が理想である。信号４０と４１の差をゼロにするようゼ
ロ調整することによって、信号５７にサーボ制御を加え
て、信号３０と整合させるのが、２つの信号３０と５７
の間における回路要素の仕事である。それが済むと、信
号３０の電力レベルは、信号５７の振幅の直接測定値
と、抵抗器３３が５０Ωであるという知識によって、推
定することが可能になる。しかし、その途中、誤差の機
会がかなり生じることになる。

【００１９】続けると、熱量測定ブリッジ基板３１は、
薄膜及び集積回路技法を用いて製作される単一アセンブ
リである。５０Ω抵抗器３２及び３３は、例えば、曲が
りくねったチタン・トレースから形成され、アセンブリ
３１全体がそれ用の小さい容器にパッケージされる。し
かし、この特定の用途に合わせて特に設計された部品で
はない。それは、確かに、ＲＦ電力センサになるように
設計されたものであるが、たまたま、その仕様及び公差
がある以前の用途に合うように選択されている既存の部
品であった。経済的理由から、この既存の部品を利用
し、結果生じるいくつかの「欠点」を受け入れる方法を
見つけることが望ましい。（それが「悪い」部品である
ということではない；我々が、初めてその設計を行うの
であれば、我々の意図する用途により適合するようにい
くつかの変更を行ったであろうということがより重要で
ある。しかし、我々がそうしたとしても、今探求しよう
としている問題が完全に消滅することはない。）

【００２０】従って、最初に、信号５７の電力レベルを
調整することによって信号４０と４１の差を零にするサ
ーボ・ループ全体について述べることにする。それが済
めば、その「欠点」の説明に戻り、それについて何をな
すべきかを説明することができるようになる。

【００２１】従って、まず、信号４０及び４１が、出力
が低域フィルタ４３に加えられる差動増幅器４２に結合
される。低域フィルタ４３の主たる目的は、サーボ・ル
ープの動的挙動（ステップ応答）を設定するのを補助
し、増幅された誤差信号の高調波を抑制することにあ
る。低域フィルタ４３の出力は、対数増幅器４４に結合
され、該増幅器の出力は、さらに、同期検波器４５に加
えられる。同期検波器４５は、増幅された５ＫＨｚの誤
差信号を整流する働きをし、結果生じるＤＣ信号は、Ｃ
ＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮ ５
７が高すぎるか、あるいは、低すぎるかを表した極性を
有しており、スイッチ４８を介して、動的ゼロ調整の場
合には積分器４９に、あるいは、別の時には積分器５２
に加えられる。積分器５２は、整流された誤差信号が引
き続き存在することに応答し、整流された誤差信号が消
失するまで、出力に上昇または下降するランプを生じさ
せる。これら「別の時」（すなわち、電力測定時）に
は、積分器５２の出力は、スイッチ５５を介して、利得
１の増幅器とすることが可能な緩衝増幅器５６に結合さ
れる。前記緩衝増幅器は、５０Ωの抵抗器３３の比較的
低いインピーダンスを駆動するのに必要な影響力を及ぼ
す。さらに、緩衝増幅器５６は、２つの入力がそれぞれ
スイッチ５５を経由した積分器５２の出力と低周波ＡＣ
信号８３（例えば２５ＫＨｚ）とであるアナログ乗算回
路８２に置き換えることが可能であることが分かる。こ
うして、信号ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ ＰＯＷ
ＥＲ ＩＮ５７が、ＤＣ信号の代わりにＡＣ信号にな
る。この主サーボ・ループが、平衡になると（おそら
く、数ミリ秒ほど）、ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換
器）８４は、積分器の出力信号（緩衝増幅器５６の入力
または乗算器８２の入力に加えられる）の振幅を測定
し、ＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬ
ＴＳ９の一部をなす出力２７ｂを発生する。

【００２２】次に、事態を好転させるいくつかの改良に
ついて考察を加えることにする。まず、電力測定が実際
には差分測定であることは明らかである。すなわち、実
際に求めているのは、電力が供給された時点の測定電力
から電力が供給されていない時点の残留「測定電力」を
引いた値である。もちろん、残留測定電力は、実際の電
力を表すものではなく、システムにおけるドリフトまた
は他の不均衡状態である。これらの不均衡状態の１つ
は、実際には電力が供給されていない場合の、主サーボ
・ループの動作点に関するものである。

【００２３】しばらくの間、システムが真に理想的であ
るものと仮定する。従って、ゼロの場合、信号４０及び
４１のＲＦは、全く等しく、ループのどこにおいても誤
差信号はゼロである。すなわち、積分器５２の出力はゼ
ロになる。次に、ＡＣＴＵＡＬ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ
ＩＮ ３０にわずかな量の電力が加えられたとする
と、誤差増幅器４２からの誤差信号が整流され、例え
ば、積分器５２に加えられる正の信号が生じる。さら
に、それによって、正に向かうランプを生じ、これが最
終的にはループを平衡状態に戻すことなる。積分器によ
ってオーバシュートが生じるか、あるいは、実際の入力
電力レベルが低下すると、同期検波器４５が、整流誤差
信号の符号を逆転し、積分器は、下方に戻るランプを生
じる。しかし、積分器の出力の符号は、正のままであ
る。

【００２４】次に、実際のシステムには、必ず不均衡状
態及びオフセットが存在するが、わずかである。このこ
とは、積分器のわずかな出力によって、ループが平衡状
態になるということを表している。供給される電力を測
定する必要がなければ、積分器のわずかな出力の静止状
態は、同じぐらい容易にわずかに負の出力になる可能性
があり、結局、それによって、ループの平衡をとるべき
抵抗器３３に電力を生じることになる。熱は熱である。
しかし、それでは、制御信号の論理的な意味はいったい
どうなるのであろうか？ ループがオーバシュートを生
じる場合、同期検波器４５からの信号の極性は負のまま
であり、これによって、積分器５２の出力が駆動されて
いっそう負性を強め、オーバシュートがさらに増大す
る。換言すれば、制御信号の論理的な意味が逆転したこ
とになる。この結果、サーボは、それ自体をレールまで
駆動し、ロック・アップする。明らかに、この動作モー
ドは、回避しなければならない。実際問題として、これ
は、ノイズ、ドリフト、または、他のマージン損失条件
によって、サーボ・システムがふとしたことでエッジを
超えてしまうほど、ループの実際の動作上の「零点」を
積分器の実際のクロスオーバに近接して設定してはなら
ないということを表している。より優れたメカニズムが
ない場合、この状況に強引に適応しようとすれば、単純
に、安全な動作領域内における実際には１０パーセント
のポイントであるところに動作上の零点を置くことにな
る。これは、有効に作用するが、ダイナミック・レンジ
を使いきるので、低電力レベルの測定がより不正確にな
る。

【００２５】図４を参照することが、この時点では有効
である。図４は、縦座標６５に沿ったＡＣＴＵＡＬ Ｓ
ＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮのさまざまな量に対するサー
ボ・ループのゼロ調整に必要な、横座標６４に沿ったＣ
ＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮのグ
ラフ６２である。熱量測定ブリッジ３１の対称性のた
め、グラフに結果として生じる勾配は１であり、１０ミ
リワットの比較信号５７によって、１０ミリワットの入
力信号の平衡がとれる。従って、ライン６３は、軸に対
して４５度をなすように描かれている。レンジ６７は、
積分器５２の出力が負に向かうことを気にしなければ、
ループが動作する理想のレンジである。しかし、これま
で見てきたように、その実現は実際的ではない。点線６
６が有害なケースを表している。ゼロが適用される電力
条件がループの実際のクロスオーバ・ポイントに接近し
ないようにするため、動作レンジ６８を採用することが
できる。これは、ただ単に、最悪のケースが積み重なっ
た不適当なマージンによってグラフ６２の原点に近すぎ
る実動作点が生じるのを阻止するのに十分なオフセット
を、ループに組み込むことによって行われる。さらに、
ただ単に、レンジ６８にスケーリングを施して、実際に
供給される電力のレンジを表すようにするだけである。
すなわち、レンジ６８の下方端における１０パーセント
のポイントは、供給される電力を表しておらず、一方、
フル・スケールのポイントは、供給されるフル・スケー
ルの電力を表している。上述のように、それは、これが
有効に働かないということではない。それによって、ダ
イナミック・レンジが妨げられ、低電力レベルの測定が
より不正確になることが、より重大なことである。

【００２６】より有効なのは、レンジ６９を動作レンジ
として安全に採用できるということであり、その下方端
は例えば１パーセントである。これは、そもそも、組み
合わせると、１０パーセントのマージンが必要であるこ
とを示唆することになる、オフセットと不均衡とを減少
させることができなくても、あるいは、減少させないよ
う選ぶ場合であっても、望まれる。簡単に云えば、いわ
ば、別の制御ループの制御下において、恐ろしい危険と
すぐ隣り合わせに、主ループを操作することを代わりに
選択するということである。図３をもう１度参照する
と、それがいかにして行われるかが示されている。

【００２７】まず、２つの抵抗分割器（３４／３５及び
３６／３７）までたどることが可能な熱量測定ブリッジ
３１の不均衡に対抗する方法が必要である。このための
第１のツールは、別様であれば線路３０に生じる入力Ａ
ＣＴＵＡＬ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮを除去する能
力である。これは、利得段２０（図２参照）の利得をゼ
ロに設定することによって実現する。このための第２の
ツールは、抵抗器７０及びＤＡＣ５１である（「プログ
ラマブル抵抗器」とみなす）。たとえ分圧器が最終的に
公差の許容可能範囲のどこまで達したにせよ、抵抗器７
０は、それ自体で、ループが一方に不均衡になることを
保証するのに十分なほど小さい。ＤＡＣ５１は、さら
に、少なくとも第１の方向における最悪のケースの不均
衡に等しい量だけ、反対の方向にループを戻すことがで
きるように選択される。これは、ＤＡＣ５１に関してあ
るセッティングを施すと、真のゼロ・クロスオーバにお
いて、おそらくは、安全のためほんの少しプラスしたポ
イントにおいてループの平衡を正確にとるのに役立つこ
とが保証されるということを冗長に述べたものである。
ＤＡＣ５１は、当初、例えば１パーセント点に設定され
る。ＤＡＣ５１は、上記の有望な動的ゼロ制御ループの
能動部分ではなく、単に、ドリフトする可能性がある
が、それにもかかわらず、動的ゼロ制御ループの範囲の
「中心にくる」初期動作点をもたらすものであるという
点に留意されたい。

【００２８】求められている制御ループは、主サーボ・
ループの動作上の零点を動的に設定するものである。こ
れを行うため、スイッチ４８及び５５は、図示されてい
るのとは反対の位置に周期的に（一緒に）設定される。
これによって、同期検波器４５の出力が積分器４９の入
力に接続され、積分器の出力５０は、入力の１つとして
アナログ乗算器７１に加えられる。アナログ乗算器７１
に対するもう１つの入力は、５ＫＨｚの基準信号４７で
ある。アナログ乗算器７１の出力は、誤差増幅器４２に
結合される擬似誤差信号（あたかもブリッジ３１の分圧
器からのような）とみなすことが可能である。前述のと
ころと同様、主サーボ・システムは、誤差増幅器からの
出力がゼロになるように、それ自体ゼロ調整する。とこ
ろで、この動作時に、ブリッジ抵抗器３３に送り込まれ
る電力がなければ、このゼロ調整は、実際には、主ルー
プをちょうど正確なループのクロスオーバ・ポイントに
押しやることになりがちであるが、行うには極めてリス
クの大きいことであり、確実に大変な事態を生じること
になる。しかし、ブリッジ抵抗器３３の電力をゼロには
させない！ そうはしないで、スイッチ５５の働きと、
緩衝増幅器５３に加えられるわずかなオフセットによっ
て、１パーセントの点に設定する。従って、積分器４９
及びアナログ乗算器７１の動的ゼロ・サーボ・ループの
ゼロ調整は、１パーセント点に設定することになるとい
うことである。このゼロ調整が実施されると、スイッチ
４８及び５５は、通常位置に戻される。積分器４９は、
次の動的ゼロ・サイクルまで、ほとんどドリフトの生じ
ないように、その最後の出力を保持するだけである。

【００２９】熱量測定ブリッジ３１の性能は、一定温度
で動作するように構成することによってさらに向上させ
ることが可能である。このため、加熱抵抗器３９及び検
知抵抗器３８と連係するように、基板温度コントローラ
６１が設けられる。これら２つの素子は、実際にはブリ
ッジ基板３１の一部ではないが、そうすることも可能で
ある。既存の部品が利用されたということと、マスクの
キーパが該部品を修正するという考えに慎重であったと
いう点が想起される。従って、検知抵抗器をブリッジ・
センサに近接して配置し、次に、両方とも熱質量の共通
のキャノピの下に入れ、さらに、その全てを加熱抵抗器
のリングで包囲した。こうした全てがプリント回路基板
に実装される。これによって、熱量測定ブリッジ・セン
サ（基板）の温度が約１°Ｃに制御される。説明したば
かりの作業全体が、おそらく、高さ１／４インチとした
場合、１平方インチのボード・スペースの約１／２を占
めることになる。真性の断熱オーブンが用いられた場合
には、ブリッジ・センサの温度をより有効に制御できる
ようになる。

【００３０】しかし、そうであったとしても、ＡＣＴＵ
ＡＬ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮ３０の供給及び除去
に、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ Ｉ
Ｎ５７の全く同じだけの（主サーボ・ループによってな
る）供給及び除去が伴うため、やはり、ブリッジ内の各
種素子の平均温度に短期の変化が生じる。これらの動作
温度の過渡変化によって、分圧器を構成する抵抗器の温
度係数におけるトラッキング誤差を明らかにすることが
可能である。いかにすれば、電力が供給されない場合で
も、あたかも供給されいるかのように、ブリッジ３１を
暖まった状態に保つことができるであろうか？

【００３１】線路３０及び５７を介して電力が供給され
ていないものと仮定する。次に、抵抗器５８及び５９を
介して、それぞれ、抵抗器３２及び３３に全く同じ量の
電力を供給する。その供給される量が、ほぼ、抵抗器３
２及び３３がフル・スケールの測定条件下において受け
る量であると仮定する。（実際の測定は、当初、ブリッ
ジの平衡をくずし、従って、誤差信号を介して再平衡化
を誘発する）。しかし、今論じているこれらの条件は、
測定条件ではない。抵抗器３２及び３３のそれぞれに同
じ電力を供給しているものと仮定しているので、その加
熱は、ブリッジの平衡をくずさない；誤差増幅器４２に
誤差信号が生じないので、積分器５２はランプを生じな
い。測定条件はブリッジの初期不平衡を生じるが、駆動
抵抗器５８及び５９は生じない。抵抗器５８及び５９
は、定電源回路６０によって生じる信号ＤＥＬＴＡ Ｐ
ＯＷＥＲ（Δ電力） ７４によって駆動される。主サー
ボ・ループには、定電源回路６０が抵抗器５８及び５９
を駆動しているのか否かが分からない。というのも、そ
の効果は、共通モードであり、熱量測定ブリッジ３１の
平衡をくずさないためである。従って、主サーボは、定
電源回路が存在するか否かに関係なく、それを供給され
た電力として扱う。

【００３２】定電源回路６０は、ＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳ
ＵＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ９を求めるため計測さ
れる同じ信号５７をモニタするので、抵抗器５８及び５
９を介してブリッジにどれだけの電力（ＤＥＬＴＡ Ｐ
ＯＷＥＲ ７４）を供給すべきか分かっている。測定の
ため、供給電力がゼロの場合、信号５７はその最小値に
なり（動的ゼロ・ループがそれをゼロに近接している
が、安全に離れた状態に保つという点を想起された
い）、従って、定電源回路６０は、抵抗器３２及び３３
のそれぞれにおいて全く等しい全電力加熱を生じる必要
がある。測定すべき入力電力がフル・スケールの１／２
の場合、フル・スケールの平衡が、定電源回路６０によ
って終端抵抗器３２及び３３においてとられる。また、
測定すべき入力電力がフル・スケールの場合には、定電
源回路６０による電力供給は生じない。

【００３３】従って、定電源回路６０は、ただ単に、信
号５７の最小偏位から最大偏位までを抵抗器５８及び５
９の共通端における適正な偏位にマッピングするだけで
ある。該マッピングの正確な関係は、抵抗器３２及び３
３の５０Ωの値と比較して選択された抵抗器５８及び５
９の４００Ωの抵抗によって決まる。抵抗器５８及び５
９の４００Ωという値は、その存在によって生じる不連
続を最小限に抑えるために選択された。

【００３４】ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ ＰＯＷ
ＥＲ ＩＮ ５７をＡＣ信号とＤＣ信号のいずれかにす
ることができる可能性について前述したことにもかかわ
らず、今や明らかなように、定電源回路６０を用いなけ
ればならない場合には、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯ
Ｗ ＰＯＷＥＲ ＩＮ ５７がＡＣ信号であれば、有利
である。こうして、ＤＣブロックが位置７２及び７３に
存在するよう構成することが可能になる。こうして、Ｃ
ＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲＩＮ ５７
の有無にかかわらず、定電源回路によって加えられるＤ
Ｃ電力が終端抵抗器３３によって消費されるのは、今や
確実である。同じことのために、定電源回路６０によっ
て生じる電力はＡＣとして送り出されるように構成する
ことが可能である。

【００３５】定電源回路６０について説明した特定の方
法は、おそらく、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯＮ ＳＬＯＷ Ｐ
ＯＷＥＲ ＩＮ ５７のアナログ値に基づいて動作し、
抵抗器５８及び５９に対して駆動ＤＥＬＴＡ ＰＯＷＥ
Ｒ７４を発生するアナログ回路に最も適したものであ
る。抵抗器５８及び５９に対する駆動電力を生じる代替
方法は、そのセッティングがデジタル値２７ｂ（ＰＯＷ
ＥＲ ＭＥＡＳＵＲＥＭＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ ９）
に基づく計算またはルック・アップ・テーブルから求め
られるＤＡＣを、定電源回路６０に含めることである。

【００３６】図５Ａ〜Ｃには、可能性のあるこうした定
電源回路６０の１つに関するいくつかの態様が示されて
いる。関心のある関係式は、Ｐａｐｐ+Ｐｃｏｍｐ+△Ｐ
＝Ｃである。この意味するところは、測定すべき供給さ
れる電力（３０）と結果得られる匹敵する電力（５７）
が生じ、おそらく、Ｐａｐｐのフル・スケールの２倍と
するのが最良である、ある一定の量まで、デルタ電力
（７４）に加えると、熱量測定ブリッジの平衡がとれる
ということである。また２Ｐｃｏｍｐ+△Ｐ＝Ｃで表す
ことも可能である。簡略化のため、厳密な立証は省略
し、読者に対して、電力が電圧の二乗に比例すること
と、定電圧源６０が発生する必要のある総電力量を終端
抵抗器３２及び３３に送るためには、それをアイソレー
ション抵抗器５８と５９の間で分割しなければならない
ということに留意するよう念押しするだけにしておく。

【００３７】平易にするため、一時的に、緩衝増幅器５
６が存在せず、その代わりに、乗算器８２及び２５ＫＨ
ｚ基準信号８３が含まれるものと仮定する。終端抵抗器
３２及び３３のいずれかに加えることが可能な電力レベ
ルの範囲は、−１６ｄＢｍ〜＋８ｄＢｍ、または、５０
Ωの場合ほぼ２５ｍＶ〜５００ｍＶである。アナログ乗
算器８２は、より高いレベル（数ボルト）における動作
にはるかによく適している。この解決策は、ノイズ及び
非線形性がより好ましくないレベルにおいてアナログ乗
算器８２を動作させるようとするのではなく、その出力
を減衰させることである。４００Ωの抵抗器を位置８１
に配置するものと仮定する。これによって、アナログ乗
算器８２の出力と終端抵抗器３３の両端間に生じるもの
との間に９：１の減衰が生じることになる。（この時点
でも、ＡＤＣ８４の出力２７ｂの解釈に調整を加えるこ
とが必要であるという点に留意されたい；今やそれは９
倍も大きくなっている。）全体として、これは、上述の
乗算器の性能の理由から有効であるが、やはり、このパ
ラグラフの最初のセンテンスにおいて主張されていた平
易さが得られる（または、複雑さが取り払われる）。こ
の平易さが得られるのは、今では、ＣＯＭＰＡＲＩＳＯ
Ｎ ＳＬＯＷ ＰＯＷＥＲ ＩＮ ５７を生じる回路
（８２または５６）及びＤＥＬＴＡ ＰＯＷＥＲ ７４
を生じる回路６０には、全て、同じ９：１の減衰を伴う
ためである。この対称性のため、Ｐａｐｐ+Ｐｃｏｍｐ+
△Ｐ＝Ｃ及び２Ｐｃｏｍｐ+△Ｐ＝Ｃに関して前に述べ
たことが、５０Ωの終端抵抗器３２及び３３に当てはま
るだけでなく、４００Ωアイソレーション／減衰抵抗器
の適合する１つを備えたものとの直列組み合わせにも当
てはまるものと理解することが可能になる。

【００３８】これらの前置きが無事に理解されたにもか
かわらず、ここで、図５Ａのグラフ７５について検討す
ることにする。横座標７６は、アナログ乗算器８２の出
力（または、おそらく、４００Ω抵抗器が位置８１にあ
る限り、緩衝増幅器５６の出力）に生じる電圧を表して
いる。縦座標７７は、定電源回路６０によってＤＥＬＴ
Ａ ＰＯＷＥＲ ７４のために発生させるべき対応する
電圧を表している。上述の平易さが得られると、曲線７
５が円の象限になることを証明することが可能になる。

【００３９】入力から出力への（ちょうど）こうした伝
達関数を備えるアナログ回路は、かなり困難である。現
状況では、近似が極めて満足のゆく働きをすることが明
らかになっている。近似は、図５Ｂにグラフ７８として
示されている。図５Ｃに描かれているものと同様のさま
ざまな整形増幅回路の任意の１つを利用して、当該技術
の熟練者が求めることができるのは、区分的線形近似で
ある。図５Ｃには、定電源回路６０のアナログ例として
利用することが可能な、汎用形態の整形増幅回路が示さ
れている。この図から分かるように、基本的な概念は、
増幅器７９を非線形フィードバック回路網８０で包囲す
ることである。非線形フィードバック回路網８０は、ダ
イオード、ツェナー、及び、おそらく他の増幅器を含む
ことが可能である。こうした近似が極めて有効に働く理
由の１つは、図５Ａの正確なグラフ７５には、低電力レ
ベルにおいて、最小のｄｘ／ｄｙが含まれており、高電
力レベルにおいて、最大のｄｘ／ｄｙが含まれているこ
とにある。これらの極値は、おそらく、最も関心のある
領域であり、図５Ｃの整形増幅回路によって得られる近
似によってかなりうまく表現される。定電源回路６０
が、信号２７ｂに基づくルック・アップ・テーブルまた
は計算によって駆動されるＤＡＣ（不図示）で実施され
た場合、近似は、実際にほぼ完全になる可能性がある。

【００４０】ところで、アイソレーション抵抗器５８及
び５９とは異なる抵抗値が位置８１に存在することを所
望する者はどうなっているのか。おそらく、その位置に
は全く抵抗がないはずである。それでは？ それはさて
おき、変化しているのは、図５Ａのグラフ７５の円の象
限から楕円の象限への変化だけである。図５Ｃに示すよ
うな回路を用いるか、あるいは、信号２７ｂに基づくル
ック・アップ・テーブルまたは計算によって駆動される
ＤＡＣを用いて、その近似を求めるのは、円の象限に関
してそれを行うのと同様、困難なことではない。

【００４１】定電源回路６０によって、動的ゼロ機構
（４９、５０、７１）が向上するのは明らかである。な
ぜそうなるかについては、動的ゼロ機構によって、最初
に、加えられた入力３０が除去され、次に、ゼロにされ
るということを想起すれば明らかになるであろう。除去
時にかなりのレベルの電力が加えられる場合、正確なゼ
ロに設定できるようになる前に、熱過渡現象を終結させ
るには、かなりの時間量の経過が必要になる。同様に、
ゼロ設定操作の後、再び電力を加えると、別の熱過渡現
象が生じ、この存在が、正確な読み取りの妨げになる。
定電源回路６０によって、これらの過渡現象が排除さ
れ、測定システム全体が、動作温度の適合する変化によ
って導入される、一時的な不均衡に関連した熱平衡時間
なしで済ますことができるようになる。定電源回路は、
動作温度の変化をなくすことによってこれを行う。

【００４２】最後に、定電源回路が存在する場合の、緩
衝増幅器５６または乗算器８２に関するもう１つの目的
については明らかであろう。もう１つの目的とは、アイ
ソレーションである。すなわち、それらは、定電源回路
６０によって発生するレベルが、ＡＤＣ８４によって測
定され、信号２７ｂ及びＰＯＷＥＲ ＭＥＡＳＵＲＥＭ
ＥＮＴ ＲＥＳＵＬＴＳ ９に影響を及ぼす（実際のと
ころ、不適当に）のを阻止する。

【００４３】以上、本発明の実施例について詳述した
が、以下、本発明の各実施態様の例を示す。

【００４４】[実施態様１]電力レベルが測定されるＲＦ
信号を受信するよう結合された入射電力ポート（３２）
と、平衡信号（５７）を受信するよう結合された比較ポ
ート（３３）と、バイアス信号（４７）を受信するよう
結合されたバイアス入力と、前記バイアス信号から得ら
れ、振幅が前記ＲＦ信号と前記平衡信号との電力レベル
の差に比例して異なる、第１（４０）及び第２（４１）
の差信号が出現する第１、第２の差出力と、を有して成
る熱測定ブリッジ（３１）と、前記第１、第２の差信号
に結合されて、そこから平衡信号（５７）を発生し、該
平衡信号の電力レベルを調整して、前記第１、第２の差
信号の振幅差を最小限に調整するサーボ回路（４２〜４
５、５２、５６）と、前記平衡信号に結合される入力と
補償出力（７４）とを有する補償回路（６０）と、それ
ぞれ、一端が前記補償出力に結合され、他端はそれぞれ
前記入射電力ポートと前記比較ポートとに結合されてい
る第１（５８）、第２（５９）のアイソレーション回路
網と、を備えて成り、前記補償回路が、前記入射電力ポ
ートと前記比較ポートとに等しい量の追加電力を供給す
ることと、前記補償回路が、前記追加電力を調整して、
前記追加電力と前記ＲＦ信号の電力と前記平衡信号の電
力との合計が一定になるようにすることを特徴とするＲ
Ｆ電力計。

【００４５】[実施態様２]前記第１（５８）、第２（５
９）のアイソレーション回路網が、抵抗値が等しい抵抗
器であることを特徴とする、実施態様１に記載のＲＦ電
力計。

【００４６】[実施態様３]前記補償回路に、アナログ整
形増幅器（７９、８０）が含まれていることを特徴とす
る、実施態様１に記載のＲＦ電力計。

【００４７】[実施態様４]前記平衡信号（５５）に結合
されてデジタル電力レベル信号を発生するアナログ・デ
ジタル変換器（８４）をさらに有し、前記補償回路に、
前記デジタル電力レベル信号によってアドレス指定され
デジタル補償値を送り出すルック・アップ・テーブルを
さらに有し、入力が前記デジタル補償値に結合され、出
力が前記補償出力に結合されたデジタル・アナログ変換
器もさらに備えて成る、実施態様１に記載のＲＦ電力
計。

【００４８】[実施態様５]前記熱量測定ブリッジに熱的
に結合された加熱抵抗（３９）と、熱量測定ブリッジに
熱的に結合された温度センサ（３８）と、温度センサに
結合され、前記熱量測定ブリッジを一定の周囲温度に維
持する温度コントローラ（６１）と、をさらに備えて成
る、実施態様１に記載のＲＦ電力計。

【００４９】[実施態様６]前記サーボ回路に積分器（５
２）が含まれ、前記ＲＦ電力計が、前記ＲＦ信号が前記
入射電力ポートに印加される前に、該ＲＦ信号に直列に
結合され、前記入射電力ポートにおける前記ＲＦ信号の
電力レベルを選択された時間にほぼゼロに低減する回路
と、前記選択された時間中に、前記ＲＦ信号に対して検
出可能な最小の非ゼロ電力レベルに対応する所定の固定
値が前記平衡信号用に前記サーボ回路によって発生され
るようにするオフセット回路（５３、５４）と、前記サ
ーボ回路内の誤差信号に結合され、前記選択された時間
中に、前記バイアス入力と前記第１の差出力と間の分路
（７１）における導電を変動させることによって、該誤
差信号をゼロにゼロ調整し、別の時間中は、分路におけ
る導電を選択された時間中の最新値に維持するゼロ平衡
回路（４９、５０）と、備えて成ることを特徴とする、
実施態様１に記載のＲＦ電力計。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、熱量測定ブリッジにおける示差加熱の影響を
低減することができる。また、小さい入力信号レベルで
も正確に測定することができる。さらに、フィードバッ
ク・ループ内の積分器の出力をゼロ近辺で動作させるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】セルラ・テレフォン及びＧＭＲＳトランシーバ
のような無線通信装置のための、本発明に従って構成さ
れ、機能する、ＲＦ電力測定能力を具備するテスト・セ
ットの概略ブロック図である。

【図２】図１のテスト・セットのＲＦ電力測定部分につ
いて拡大した、さらにもう１つの概略ブロック図であ
る。

【図３】熱量測定ブリッジにおける動的ゼロ調整及び定
温電力消費を伴う熱量測定ＲＦ電力計を表した、図２の
ブロック図の一部に関する拡大ブロック図である。

【図４】図３の熱量測定ＲＦ電力計について関心のある
動作のいくつかの様相を示す線図である。

【図５Ａ】図３のブロック図に示された定電源回路を表
した線図である。

【図５Ｂ】図３のブロック図に示された定電源回路を表
した線図である。

【図５Ｃ】図３のブロック図に示された定電源回路を表
した線図である。

【符号の説明】

１：テスト・セット ２：被試験装置 ３：信号コンバイナ／セパレータ ４：サンプラ ８：電力測定モジュール １０、１１：信号発生器 １３、１４：受信器 １７：プロトコル発生及び認識マシン １８：経路 ２０：利得段 ２１：スイッチ ２５：高速電力測定モジュール ２６：低速電力測定モジュール ２８：自動レンジ・コントローラ ３１：熱量測定ブリッジ基板 ３２：終端抵抗器 ３３：抵抗器 ３４、３６：負荷抵抗器 ３５、３７：検知抵抗器 ４２：誤差増幅器 ４３：低域フィルタ ４５：同期検波器 ４６：基準信号発生器 ４８、５５：スイッチ ４９、５２：積分器 ５１：デジタル・アナログ変換器 ５６：緩衝増幅器 ５８、５９：駆動抵抗器 ６０：定電源回路 ７０：抵抗器 ７１：アナログ乗算器 ７９：増幅器 ８０：非線形フィードバック回路網 ８２：アナログ乗算回路 ８４：アナログ・デジタル変換器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電力レベルが測定されるＲＦ信号を受信す
   るよう結合された入射電力ポートと、平衡信号を受信す
   るよう結合された比較ポートと、バイアス信号を受信す
   るよう結合されたバイアス入力と、前記バイアス信号か
   ら得られ、振幅が前記ＲＦ信号と前記平衡信号との電力
   レベルの差に比例して異なる、第１及び第２の差信号が
   出現する第１、第２の差出力と、を有して成る熱測定ブ
   リッジと、 前記第１、第２の差信号に結合されて、そこから平衡信
   号を発生し、該平衡信号の電力レベルを調整して、前記
   第１、第２の差信号の振幅差を最小限に調整するサーボ
   回路と、 前記平衡信号に結合される入力と補償出力とを有する補
   償回路と、 それぞれ、一端が前記補償出力に結合され、他端はそれ
   ぞれ前記入射電力ポートと前記比較ポートとに結合され
   ている第１、第２のアイソレーション回路網と、 を備えて成り、前記補償回路が、前記入射電力ポートと
   前記比較ポートとに等しい量の追加電力を供給すること
   と、前記補償回路が、前記追加電力を調整して、前記追
   加電力と前記ＲＦ信号の電力と前記平衡信号の電力との
   合計が一定になるようにすることを特徴とするＲＦ電力
   計。