DE19721676A1

DE19721676A1 - Basisband-V-I-Meßsonde

Info

Publication number: DE19721676A1
Application number: DE19721676A
Authority: DE
Inventors: Kevin S Gerrish; Daniel F Jun Vona
Original assignee: ENI Inc
Current assignee: ENI Inc
Priority date: 1996-07-22
Filing date: 1997-05-23
Publication date: 1998-01-29
Also published as: JP2911031B2; GB9702090D0; USRE38273E1; GB2315620A; IE970367A1; GB2315620B; US5770922A; IL120975A0; JPH1041097A; KR980012069A

Description

Diese Erfindung betrifft eine Apparatur zur Erzeugung eines Plasmas und ist insbesondere auf Meßsonden zum Messen des Stroms, der Spannung und der Phase einer elektrischen Radiofrequenz(RF)-Energie gerichtet, die einer RF-Plasmakammer zugeführt wird.

In einer typischen RF-Plasmagenerator-Anordnung erzeugt eine Hochleistungs-RF-Quelle eine RF-Welle mit einer vorbestimmten Frequenz, d. h. 13,56 MHz, und diese wird entlang einer Stromleitung einer Plasmakammer zugeführt. Weil es zwischen der RF-Energiequelle und der Plasmakammer gewöhnlich eine deutliche Impedanzfehlanpassung gibt, wird zwischen den beiden ein Impedanzanpassungsnetzwerk eingefügt. In der Plasmakammer gibt es Nichtlinearitäten, und wegen dieser Nichtlinearitäten und wegen Verlusten in der Leitung und im Impedanzanpassungsnetzwerk erreicht nicht die gesamte Ausgangsleistung des RF-Generators die Plasmakammer. Deshalb ist es üblich, am Leistungseingang zur Plasmakammer eine Meßsonde zu verwenden, um die Spannung und den Strom der RF- Welle zu messen, wenn sie in die Plasmakammer eintritt. Durch eine genaue Messung der Spannung und des Stroms so nahe wie möglich bei der Kammer kann der Benutzer des Plasmaverfahrens einen besseren Hinweis auf die Qualität des Plasmas erhalten. Dies führt wiederum zu einer besseren Steuerung der Ätz- oder Abscheidungseigenschaften für eine Siliciumscheibe oder ein anderes Werkstück in der Kammer.

Gegenwärtig werden Diodenmeßsonden verwendet, um die Amplitude der Strom- und Spannungswellenform zu messen. Diese Meßsonden verwenden einfach Diodendetektorschaltkreise, um die Spannungs- und Stromwellenform gleichzurichten, und stellen für Spannung und für Strom einfache Gleichstrom-Meßausgangssignale zur Verfügung. Diese Meßsonden haben in dieser Funktion wenigstens zwei Nachteile. Diodendetektoren sind bei niedrigen Signalpegeln von Natur aus nichtlinear und unterliegen notorisch einer Temperaturdrift. Die Diodendetektorschaltkreise sind auch darauf beschränkt, nur die Signalmaxima für die Grundfrequenz zu messen und können überhaupt keine Information über höhere oder niedrigere Frequenzen liefern, die in der RF- Energiewellenform vorhanden sind. Zusätzlich dazu ist es unmöglich, eine Information über den Phasenwinkel zwischen der Strom- und Spannungswellenform zu erhalten, was die Leistungsmessungen ungenauer macht.

Ein Vorschlag, der erwogen worden ist, um die Messung der RF- Leistung zu verbessern, bestand darin, sich unter Verwendung sehr schneller A/D-Umwandler digitale Abtastwerte der Spannungs- und Stromausgangssignale einer Meßsonde zu verschaffen, und dann die Abtastwerte auf einem Hochgeschwindigkeitspuffer-RAM zu verarbeiten. Jedoch weist dieser Vorschlag Probleme mit der Genauigkeit und Präzision auf. Gegenwärtig weist die sehr schnelle A/D-Umwandlung einen kleinen Dynamikbereich auf, der gewöhnlich auf acht Bit Auflösung beschränkt ist. Um eine ausreichende Phasengenauigkeit für Plasma-Kundenanforderungen zu erreichen, ist es notwendig, eine Genauigkeit von mindestens zwölf Bit zu erreichen, so daß bei voller Leistung eine Genauigkeit für den Phasenwinkel erhalten werden kann, die besser als ein Grad ist. Zusätzlich erfordern sehr schnelle A/D-Umwandler einen außerordentlich schnellen RAM, um einen Block von Abtastwerten zu puffern, bevor sie in einem digitalen Signalprozessor (DSP) verarbeitet werden, und eine schnelle RAM-Schaltungsanordnung ist sowohl platzraubend als auch teuer.

Meßsonden für Spannung und Strom, die jetzt vorhanden sind, sind in ihrer Leistungsfähigkeit durch die Tatsache beschränkt, daß sie lediglich die Spannung, den Strom und den Phasenwinkel bei einer Frequenz überwachen können, und sogar dann weisen derartige Meßsonden einen schlechten Dynamikbereich auf. Zur Untersuchung einer anderen Frequenz muß die Hardware ausgewechselt werden, was kostspielig und zeitraubend sein kann. Dies bedeutet auch, daß sich eine gute Leistungsfähigkeit nur ergeben wird, wenn die Last linear ist, was bei einer Plasmakammer niemals der Fall ist. Anders als Kondensatoren, Induktoren und Widerstände prägen Plasmakammern eine äußerst nichtlineare Last auf, wodurch bewirkt wird, daß die sinusförmige Wellenform der Eingangsleistung verzerrt wird. Diese Verzerrung bewirkt, daß die resultierende Wellenform eine Summe von Sinuskurven ist, wobei die Frequenz jeder hinzukommenden Sinuskurve ein gewisses ganzzahliges Vielfaches der sinusförmigen Eingangsfrequenz ist (d. h. sie sind Harmonische). Herkömmliche Meßsonden können für die Grund- Spannungs- und Stromwellenform bestenfalls Spannung, Strom und eine grobe Phaseninformation liefern. Dies beschränkt die Genauigkeit des Systems stark und macht eine genaue und wiederholbare Steuerung unmöglich, wenn in den Harmonischen ein signifikanter Spannungs- oder Stromanteil erscheint.

Es ist ein Ziel dieser Erfindung, eine zuverlässige und genaue Meßsonde zur Messung des Stroms und der Spannung einer zu einer Plasmakammer zugeführten RF-Energie und zum genauen Ermitteln des Phasenwinkels zwischen der zugeführten Spannung und dem zugeführten Strom zu niedrigen Kosten bereitzustellen.

Es ist ein spezielleres Ziel dieser Erfindung, eine Frequenzverschiebungsanordnung bereitzustellen, die die Spannung und den Strom in ein Basisbandsignal von niedrigerer Frequenz umwandelt, um eine genaue Messung des RF-Stroms und der RF-Spannung der zugeführten Energie sowie einer Phaseninformation zu erleichtern.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung führt ein RF-Energieerzeuger eine elektrische RF-Welle mit einer vorbestimmten Frequenz einem Leistungseingang einer Plasmakammer zu, in der die elektrische RF-Welle ein Plasma erzeugt. Eine Plasma-Meßsonde greift sowohl eine RF-Spannungswellenform als auch eine RF- Stromwellenform der elektrischen Welle ab. Die Plasma-Meßsonde übermittelt die RF-Spannungs- und -Stromwellenform an eine Auswertungsstufe, welche die RF-Wellenformen in ein Basisband- Spannungs- und -Stromsignal umwandelt. Ein steuerbarer Lokaloszillator liefert ein Lokaloszillatorsignal, bei dem es sich um eine Rechteckwelle handelt. Ein Spannungssignalmischer besitzt Eingänge, welche die RF-Spannungswellenform bzw. das Lokaloszillatorsignal empfangen, und einen Ausgang, der ein Nieder- oder Tonfrequenz (NF)-Basisband-Spannungssignal bereitstellt. Ein Stromsignalmischer weist Eingänge auf, welche die RF-Stromwellenform bzw. das Lokaloszillatorsignal empfangen, und weist einen Ausgang auf, der ein Basisband-NF- Stromsignal bereitstellt. Ein Stereo-A/D-Wandler besitzt einen ersten Kanaleingang, dem das Basisband-Spannungssignal zugeführt wird, und einen zweiten Kanaleingang, dem das Basisband-Stromsignal zugeführt wird, sowie einen seriellen Ausgang, der ein zeitsynchrones serielles Digitalsignal bereitstellt, das abwechselnd digitale Darstellungen der Basisband-Spannungswellenform und der Basisband-Stromwellenform enthält. Ein digitaler Signalprozessor weist einen mit dem seriellen Ausgang des Stereo-A/D-Wandlers verbundenen Eingang auf. Der digitale Signalprozessor ist geeignet programmiert, um die zugeführten NF-Spannungs- und -Stromsignale entgegenzunehmen, die Amplitude und die relative Phase des Spannungs- und Stromsignals zu bestimmen und die auf diesen Signalen basierenden relativen RF-Parameter zu berechnen. Eine externe Schnittstelle sorgt für eine auf den Amplituden und der relativen Phase basierende Bestimmung der Ausgangsgröße. Eine Lokaloszillator-Schnittstellenschaltung verbindet den digitalen Signalprozessor mit dem Lokaloszillator, so daß der digitale Signalprozessor die Frequenz des Lokaloszillatorsignals steuern kann. Bei einer bevorzugten Ausführungsform stellt der Lokaloszillator die Lokaloszillatorfrequenz innerhalb von etwa 15 kHz von der Plasma-RF-Frequenz bereit, so daß die Differenzfrequenz, d. h. die Basisbandfrequenz des Basisband-Strom- und -Spannungssignals, ungefähr 0,2 kHz bis 15 kHz beträgt. Auch ist der Stereo-A/D-Wandler vorzugsweise ein Tonfrequenz-Stereowandler von hoher Wiedergabetreue, und er kann von der Art sein, die häufig in Audiosystemen mit hoher Wiedergabetreue verwendet wird, wie z. B. ein angepaßter Zweikanal-20bit-A/D-Wandler. Die A/D-Wandler schließen vorzugsweise Filter gegen den Alias-Effekt ein, welche die Eingangs-Basisbandsignale auf den Bereich von 0,2 kHz bis 20 kHz bandbegrenzen. Der Lokaloszillator schließt vorzugsweise einen programmierbaren Oszillator ein und kann auch einen durch zwei teilenden Frequenzteiler im Anschluß an den programmierbaren Oszillator umfassen, um einen konstanten Tastgrad aufrechtzuerhalten. Information über die Harmonischen kann man durch Verändern des Lokaloszillatorsignals auf ein Vielfaches der RF-Wellenformfrequenz, plus oder minus bis zu 20 kHz, erhalten.

Gemäß einem anderen Aspekt dieser Erfindung können die Amplituden- und die relative Phaseninformation für Strom und Spannung für eine RF-Energiewelle abgeleitet werden, die bei einer vorbestimmten Frequenz einem Leistungseingang einer Plasmakammer zugeführt wird, in der die RF-Energiewelle ein Plasma erzeugt. Eine Plasma-Meßsonde greift eine RF- Spannungswellenform und eine RF-Stromwellenform der zugeführten Energie ab. Das Verfahren dieser Erfindung umfaßt die Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals und das Mischen des Lokaloszillatorsignals und der RF-Spannungs- und -Stromwellenform zur Erzeugung des Spannungs-Basisbandsignals bei einer Tonfrequenz und des Strom-Basisbandsignals bei einer Tonfrequenz. Ein Rückkopplungssignal wird von einem digitalen Signalprozessor zugeführt, um die Frequenz des Lokaloszillatorsignals zu steuern. Das Spannungs- Basisbandsignal und das Strom-Basisbandsignal werden in ein zeitsynchrones serielles Digitalsignal umgewandelt, das dem digitalen Signalprozessor zugeführt wird, der in geeigneter Weise programmiert ist, um die Amplituden und die relative Phase des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals zu berechnen. Das Lokaloszillatorsignal wird bei einer Frequenz erzeugt, die innerhalb von 0,20 kHz bis 20 kHz von der vorbestimmten Frequenz der RF-Energiewelle liegt, so daß die Basisbandsignale eine Frequenz im Tonfrequenzbereich von 200 Hz bis 20 kHz aufweisen. Vorzugsweise beträgt sie etwa 10 kHz.

Der digitale Signalprozessor berechnet die Amplituden und die relative Phase des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals vorzugsweise mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) der Strom- und Spannungs-Basisbandwellenform. Dann werden durch Nachführen der Basisbandfrequenz des Strom- und Spannungs-Basisbandsignals Phasen- und Betragsmessungen des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals durchgeführt. Die Phasen- und Betragsmessungen können nach der schnellen Fourier- Transformation durchgeführt werden, indem man aus der schnellen Fourier-Transformation Frequenzspektren der Spannungs- und Stromwellenform gewinnt. Die gewonnenen Spektren werden verwendet, um die Phasendifferenz oder den Phasenwinkel zwischen der Spannungs- und Stromwellenform zu berechnen.

Die Berechnung der Amplituden und der relativen Phase des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals wird im digitalen Signalprozessor durchgeführt. Eine vorbestimmte Anzahl von Abtastwerten des seriellen Digitalsignals, das die Basisband- Spannungswellenform bzw. die Basisband-Stromwellenform darstellt, werden in den DSP übermittelte und diese Abtastwerte werden mit einer vorbestimmten Fensterfunktion multipliziert, um ein gefenstertes Strom- und Spannungssignal zu erzeugen. Dann werden die gefensterten Spannungsabtastwerte V und die zugehörigen Stromabtastwerte I als komplexe Wellenform W = V + j*I (wobei j die Wurzel aus minus eins ist) verarbeitet, und der digitale Signalprozessor führt an der komplexen Wellenform eine komplexe schnelle Fourier-Transformations-Operation FFT (W) durch. Dies erzeugt eine komplexe Ausgangsgröße, aus welcher der digitale Signalprozessor Strom- und Spannungs-Spektren gewinnen kann. Die Amplituden und die relative Phase des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals können aus einer Vektoraddition des Spannungs- und Strom-Spektrums und aus dem Arcustangens der resultierenden Vektorsummen erhalten werden.

Aus diesen Daten können andere nützliche Werte berechnet werden, die bei der genauen Steuerung des RF-Plasmaverfahrens verwendet werden können, einschließlich aber nicht begrenzt auf Effektivspannung, Effektivstrom, abgegebene (Verlust-) Leistung, Vorwärtsleistung, Rückleistung oder reflektierte Leistung, Blindleistung, Scheinleistung, Betrag der Lastimpedanz, Phase der Lastimpedanz, Lastwiderstand, Lastreaktanz, Betrag des Reflexionskoeffizienten, Phase des Reflexionskoeffizienten und Spannungs-Welligkeitsfaktor (SWF).

Die vorangehenden und andere Ziele, Eigenschaften und Vorteile dieser Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung einer beispielhaften bevorzugten Ausführungsform ersichtlich, die in Verbindung mit der begleitenden Zeichnung gelesen werden sollte.

Nachfolgend werden die Zeichnungen kurz beschrieben.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer RF-Plasmakammer mit zugehörigem RF-Plasmagenerator, Impedanzanpassungsnetzwerk, V- I-Abgriff und zugehöriger V-I-Auswertungsleiterplatten- Anordnung gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung.

Fig. 2 ist ein vereinfachtes schematisches Schaubild des V-I- Abgriffs und der Signalauswertungs-Schaltungsanordnung der V-I- Meßsonden-Anordnung.

Fig. 3 ist ein Software-Logikflußdiagramm zur Erklärung der Arbeitsweise der V-I-Meßsonden-Anordnung dieser Erfindung.

Mit Bezug auf die Zeichnung und zuerst auf Fig. 1 weist eine Anordnung 10 für ein Plasmaverfahren, beispielsweise zum Ätzen einer Siliciumscheibe oder eines anderen Werkstücks, einen RF- Energieerzeuger 12 auf, der bei einem vorbestimmten Leistungspegel, wie beispielsweise einem Kilowatt, RF-Energie mit einer vorbestimmten Frequenz, z. B. 13,56 MHz, erzeugt. Der Generator 12 führt die RF-Energie entlang einer Leitung 14 einem Anpassungsnetzwerk 16 zu. Der Ausgang des Anpassungsnetzwerks 16 ist durch eine Stromleitung 18 mit einem Eingang einer Plasmakammer 20 verbunden. Eine Meßsonden- Spannungs- und -Stromabgriff-Einrichtung 22 tastet die Spannung V_RF und den Strom I_RF der zugeführten RF-Energie ab, wenn sie in den Eingang zur Kammer 20 eintritt. Die Kammer 20 weist eine mit einer nicht gezeigten Vakuumpumpe verbundene Vakuumleitung und einen Gaseinlaß auf, durch welchen ein Edelgas, z. B. Argon, in die Kammer geleitet wird. Die abgetastete Spannung und der abgetastete Strom, V_RF und I_RF, werden einer Spannungs- und Strom-(V-I)-Basisband-Meßsonden-Einrichtung 24 zugeführt, welche die Beträge oder Amplituden der zugeführten Spannung und des zugeführten Stromes mißt und auch den Phasenwinkel Φ zwischen der zugeführten Spannungs- und Stromwellenform berechnet. Diese drei Werte können mit großer Genauigkeit berechnet werden und können wiederum verwendet werden, um andere Parameter zu berechnen, wie unten erörtert wird.

Die Basisband-V-I-Meßsonde erlaubt eine genaue Bestimmung von Spannungsamplitude |V|, Stromamplitude |I| und Phase Φ zwischen Spannung und Strom für ein RF(Radiofrequenz)-Signal. Dieses kann im Bereich von 0,200 MHz bis 67,8 MHz liegen, wodurch es für den Benutzer möglich wird, ein Plasma mit einer größeren Präzision zu analysieren, als es mit herkömmlicheren analogen Methoden möglich gewesen ist. Der gleiche Gedanke kann über diese Frequenzen hinaus auf andere Bereiche angewandt werden. Ein Endergebnis dieses verbesserten Vermögens ist eine verbesserte Verfahrens-Wiederholgenauigkeit, eine verbesserte Bestimmung des Verfahrensendpunktes, höhere Ausbeuten und gleichmäßigere Ausbeuten. Wenn man die V-I-Meßsonde in Verbindung mit der RF-Strecke in einem RF-Plasmasystem verwendet, ermöglicht sie es dem Benutzer, einen höheren Grad an Steuerung zu erhalten, und eine Steuerung unter Verwendung von Parametern zu erreichen, die über die einfachen Maximalwerte von Spannung und Strom der RF-Welle hinausgehen. Mit der Basisband-V-I-Meßsonden-Einrichtung 24 dieser Erfindung kann der Benutzer das Plasmaverfahren auf der Grundlage einer dem Plasma zugeführten Leistung, sei es bei der RF-Frequenz des Generators oder bei einer beliebigen anderen Frequenz, und einer Impedanz des Plasmas, entweder bei der Frequenz der RF- Wellenform oder bei einer beliebigen Frequenz innerhalb der Bandbreite der Einrichtung 24 steuern. Beispielsweise kann eine Frequenzanalyse zur genaueren Bestimmung des Abschlusses eines Ätzschritts bei einer Halbleiterscheibe mit integrierter Schaltung (IC) verwendet werden.

Wie ausführlicher in Fig. 2 gezeigt, weist die Meßsonden- Abgriff-Einrichtung 22 eine Abschirmung oder ein Gehäuse 23 auf, das die Abgriff-Einrichtung elektrisch isoliert. Eine Spannungs-Abgriffplatte 26 ist durch ein Triaxkabel 28 mit einem Mischer 30 mit supergroßem Dynamikbereich in der Meßsonden-Schaltungs-Einrichtung 24 verbunden. Das Triaxkabel 28 weist ein äußeres mit dem Gehäuse 23 verbundenes Geflecht und ein zur Masse der Meßsonden-Schaltungs-Einrichtung 24 führendes inneres Geflecht auf. Eine Strom-Abgriffplatte 32 innerhalb der Abgriff-Einrichtung 22 ist durch ein Triaxkabel 34 mit einem Mischer 36 mit supergroßem Dynamikbereich verbunden. Die äußeren und inneren Geflechte des Kabels 34 sind auf eine ähnliche Weise angeschlossen wie diejenigen des Kabels 28. Ein programmierbarer Lokaloszillator 38 erzeugt ein Lokaloszillatorsignal, das innerhalb von zwanzig Kilohertz von der zugeführten RF-Wellenform liegt, d. h. bei einer Frequenz F_RF ±0,20 kHz bis F_RF ±20 kHz. Der Lokaloszillator weist einen zugehörigen durch zwei teilenden Zähler 40 auf, um einen richtigen Tastgrad sicherzustellen. Der Lokaloszillator 38 kann vorteilhafterweise einen Einchip-Phasenregelkreis (PLL)- Frequenzsynthesizer einschließen, und dieser kann einen Konstruktions-Frequenzbereich von 0,320 bis 120 MHz aufweisen. Dasselbe Lokaloszillatorsignal mit derselben Frequenz und Phase wird den Lokaloszillator-Eingängen der beiden Mischer 30 und 36 zugeführt. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die Frequenz des Lokaloszillators 38 so gewählt, daß es sich bei dem Lokaloszillator(LO)-Signal am Ausgang des durch zwei teilenden Zählers 40 um die zugeführte Wellenformfrequenz plus oder minus 15 kHz handelt. Das Lokaloszillatorsignal wird den LO-Eingängen der beiden Mischer 30 und 36 zugeführt, und dieselben erzeugen ein Spannungs-Basisbandsignal bzw. ein Strom-Basisbandsignal. Die Basisbandsignale weisen jeweils dieselbe Basisbandfrequenz auf, und infolge der richtigen Wahl der Lokaloszillatorfrequenz liegen das Spannungs- und Strom- Basisbandsignal im Bereich von 0,20 bis 20 kHz, d. h. im Tonfrequenzbereich. Eine richtige Abstimmung der Basisband- Spannungs- und -Stromfrequenzen wird durch die Tatsache sichergestellt, daß die Spannungs- und Stromwellenform aus der Abgriff-Einrichtung 22 (die natürlich bezüglich der Frequenz identisch sind) beide mit genau demselben Lokaloszillatorsignal gemischt werden.

Das Basisband-Spannungssignal und das Basisband-Stromsignal werden dann den jeweiligen Eingängen L und R eines angepaßten Zweikanal-20bit-Stereo-A/D-Wandlers 42 zugeführt. Dieser ist ein erhältlicher preiswerter Artikel, der häufig in Audioerzeugnissen von hoher Wiedergabetreue verwendet wird. Der bevorzugte Wandler 42 enthält zwei hochgradig angepaßte unabhängige A/D-Wandler mit einem digitalen Ausgangssignal, das ein einfaches synchrones serielles Digitalsignal ist, das mit anderen Digitalkomponenten leicht eine Schnittstelle bildet. Der A/D-Wandler enthält Filter gegen den Alias-Effekt, welche die Eingangs-Basisbandsignale auf den Bereich von 0,20 bis 20 kHz bandbegrenzen. Das Ausgangssignal wird über eine serielle Datenschnittstelle 44 als abwechselnde Basisband-Spannungs- und -Stromabtastwerte einem Signaleingang eines digitalen Signalprozessors oder DSP 46 zugeführt. Mit dem DSP 46 sind wohlbekannte Stütz-Hardwareelemente verbunden, und diese sind nicht in der Zeichnung dargestellt.

Der DSP 46 verarbeitet die digitalisierten Basisband-Spannungs- und -Stromsignale und berechnet den Betrag |V| der Spannung, den Betrag |I| des Stroms und die Phasenwinkel der Basisband- Spannungs- und -Stromsignale, aus denen er die relative Phase Φ der zugeführten Spannung und des zugeführten Stroms ableitet. Der DSP ist mittels einer seriellen Lokaloszillator- Programmschnittstelle 48 mit einem Rückkopplungseingang des Lokaloszillators 38 verbunden, um eine geschlossene Schleife zu bilden. Der DSP 46 ist auch mit einer externen seriellen Schnitt stelle verbunden, die wiederum an Steuerungen für die Plasmaverfahrens-Anordnung gekoppelt sein kann, beispielsweise um die Spannung oder den Strom, die vom RF-Plasmagenerator 12 zugeführt werden, zu steuern oder die Impedanz des Impedanzanpassungsnetzwerks 16 zu steuern.

Die Mischer 30 und 36, die beide dasselbe LO-Signal empfangen, ermöglichen es, die Frequenz der zugeführten RF-Spannung und des zugeführten RF-Stroms in einem einzigen Mischschritt vom Megahertz-Frequenzbereich in den Kilohertz-Frequenzbereich zu verringern. Sobald die beiden Signale zum Basisband- Frequenzbereich gemischt sind, werden die Basisbandsignale durch Tiefpaßfilter (nicht gezeigt) gefiltert, um das obere Seitenband zu entfernen, wodurch nur die unteren Seitenband- oder Basisbandsignale übrigbleiben. Die Phasenbeziehungen der zugeführten Spannungs- und der zugeführten Stromwellenform bleiben in den beiden Basisbandsignalen erhalten. Diese werden dem A/D-Wandler 42 zugeführt, wo sie umgewandelt werden, beispielsweise mit einer Umwandlungs-Abtastfrequenz von 48 kHz. Nachdem eine geeignete Anzahl von Basisband-Spannungs- und -Stromabtastwerten genommen worden ist, führt der DSP 46 Phasen- und Betragsmessungen durch.

Sobald eine vorbestimmte (oder wählbare) Anzahl von Basisband- Strom- und -Spannungsabtastwerten vom Wandler 42 zum DSP 46 übermittelt worden sind, führt der DSP eine Reihe von komplexen Signalverarbeitungsalgorithmen durch, um die Daten zu verarbeiten. Diese Operation wird durchgeführt, wie nun allgemein unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben wird. In diesem Schaubild stellen die durchgezogenen Linien zwischen den Routinen oder Operationen eine Verarbeitung von reellen Zahlen dar, während die gestrichelten Linien eine Verarbeitung von komplexen (d. h. reellen plus imaginären) Zahlen darstellen.

Sobald eine geeignete Anzahl von Abtastwerten von sowohl der Spannungs- als auch der Strom-Basisbandwellenform genommen worden ist, wie allgemein als Abtastsubroutine 52 dargestellt, werden die abgetasteten Stromdaten und abgetasteten Spannungsdaten mit einer Fensterfunktion oder Fensterroutine 54 multipliziert. Die Fensterfunktion wird derart gewählt, daß es im Frequenzbereich ein minimales Maß an Frequenzpeakverbreiterung gibt. Hier ist die Vorgabefensterfunktion das Harris-Blackmann-Fenster, jedoch könnten mit Hilfe einer Fenstererzeugungs-Subroutine andere Fensterfunktionen verwendet und verändert werden.

Um den Verarbeitungswirkungsgrad aufrechtzuerhalten, werden die orthogonalen Eigenschaften einer einzelnen komplexen schnellen Fourier-Transformation oder FFT genutzt, um jeweils das Spektrum der Spannungs- und Stromwellenform abzuleiten. Wegen des Charakters der komplexen FFT kann die Phase zwischen den beiden Spektren einfach unter Verwendung von Vektoraddition und der Arcustangensfunktion gewonnen werden. Um dies zu erreichen, werden die gefensterten Strom- und Spannungs-Abtastdaten zuerst zu einem komplexen Wellenform-Abtastwert W zusammengefaßt (komplexe Abtastdaten-Routine 56), d. h. W = V + j*I, wobei j die Basiszahl von imaginären Zahlen ist, d. h. die Quadratwurzel von minus eins oder j = . Die komplexe Wellenform W wird dann einer Subroutine 58 unterzogen, welche die FFT der Wellenform W als Satz komplexer Zahlen berechnet, d. h. FFT(V + j*I). Sobald die komplexe FFT beendet ist, werden die Ergebnisse einer Extraktionsroutine 60 unterzogen, welche die Strom- und Spannungsspektren des FFT-Ausgangs unter Verwendung von Vektoraddition gewinnt. Von diesem Stadium an werden das Strom-Basisbandspektrum und das Spannungs-Basisbandspektrum in einem Frequenzbereichs-Maximalenergie-Nachweis-und-Nachführungs- Algorithmus 62 verarbeitet. Hier wird die Frequenz des Signals mit der maximalen Energie bestimmt und sowohl für die Spannungs- als auch Stromwellenform nachgeführt. Aus diesen Daten werden der Betrag |V| der Spannung und der Betrag |I| des Stroms wie in den Subroutinen 64 und 66 berechnet, und die Phasenwinkel von Spannung und Strom werden wie in der Routine 68 berechnet. Während der momentane Phasenwinkel von Spannung und Strom allein nicht besonders brauchbar ist, erzeugt die Differenz zwischen diesen beiden den relativen Phasenwinkel Φ, der den eigentlichen Phasenwinkel der Plasmalast darstellt. Diese Werte |V|, |I| und Φ werden in einer beliebigen aus einer Gruppe von anwenderkonfigurierbaren Berechnungs-Subroutinen 70 verwendet, um irgendeinen aus einer großen Anzahl von Parametern zu erzeugen, die bei der Verfahrenssteuerung verwendet werden können. Eine kurze Liste dieser Werte wird wie folgt bereitgestellt:

a. Effektivspannung
V = (gem(V²))^0,5= V_eff
b. Effektivstrom	I = (gem(I²))^0,5 = I_eff
c. Phasenwinkel	Φ = ∠I - ∠V
d. Abgegebene (Verlust-)Leistung	P = V* I* cos(Φ)
e. Vorwärts (Schein)-Leistung	P_F = P ÷ (1 - Γ²)
f. Rückleistung	P_R = P_F - P
g. Blindleistung	P_Blind = V* I* sin(Φ)
h. Betrag der Lastimpedanz	Z_L = V ÷ I
i. Phase der Lastimpedanz	∠Z_L = Φ
j. Lastwiderstand	Z_LR = Re(Z_L) = Z_Li*cos(Φ)
k. Lastreaktanz	Z_LI = Im(Z_L) = Z_L*sin(Φ)
l. Betrag des Reflexionskoeffizienten	Γ = (((Z_LR - 50)² + (Z_LI)²)/((Z_LR + 50)² + (Z_LI²)))^0,5
m. Phase des Reflexionskoeffizienten	∠Γ= arctan (Z_LI/(Z_LR-50)) - arctan (Z_LI/ (Z_LR+50))
n. Spannungs-Welligkeitsfaktor SWF	S = (1+Γ)/(1-Γ)

Die vorstehenden Werte oder andere werden in nahezu Echtzeit berechnet und werden in einer Ausgangsschnittstellenroutine aufbereitet, wo sie beispielsweise durch die externe serielle Schnittstelle 50 zugeführt werden, um den RF-Plasmagenerator 12 oder das Impedanzanpassungsnetzwerk 16 zu steuern.

Es sollte ersichtlich sein, daß mit der Meßsonden-Anordnung der vorliegenden Erfindung die vorstehenden Parameter mit einer Verbesserung bezüglich einer kleineren Abmessung, geringeren Kosten, einer geringeren Drift, einer höheren Genauigkeit (insbesondere bei großen Phasenwinkeln) und mit einer größeren Integrationsflexibilität erhalten werden als mit den vorhandenen Meßsonden-Systemen oder Methoden. Anders als herkömmliche auf Dioden basierende Systeme erlaubt die Anordnung dieser Erfindung außerdem eine harmonische Analyse und erlaubt Messungen der Plasmaleistung und -impedanz bei anwenderdefinierten Frequenzen. Auch läßt diese Erfindung eine leichte Überspielung der Daten zu, und sie erleichtert eine Fernbedienung und -überwachung durch den Benutzer.

Die auf diese Weise vorgenommene Phasenmessung ist äußerst genau, d. h. bis innerhalb von ein fünftel Grad, d. h. +0,20. Dies kann mit anderen Verfahren, wie z. B. Detektoren mit Nulldurchgängen, nicht erreicht werden.

Obwohl die Anordnung der vorstehend beschriebenen Ausführungsform in Verbindung mit einer RF-Wellenformfrequenz von 13,56 MHz beschrieben worden ist, kann die Erfindung über einen breiten Bereich von Frequenzen verwendet werden, einschließlich anderer RF-Verfahrensfrequenzen, wie z. B. 27,12 MHz, 40,68 MHz etc.

Claims

1. Plasma-Anordnung, bei der ein RF-Energieerzeuger eine elektrische RF-Welle in einem RF-Frequenzbereich einem Leistungseingang einer Plasmakammer zuführt, in welcher die elektrische RF-Welle ein Plasma erzeugt, und bei der eine Plasma-Meßsonde eine RF-Spannungswellenform der elektrischen Welle und eine RF-Stromwellenform der elektrischen Welle abgreift; dadurch gekennzeichnet, daß die Plasma-Meßsonde umfaßt: einen steuerbaren Lokaloszillator (38), der ein Lokaloszillatorsignal bereitstellt; einen Spannungs signalmischer (30) mit Eingängen, welche die RF-Spannungs wellenform bzw. das Lokaloszillatorsignal empfangen, und einem Ausgang, der ein Basisband-Spannungssignal (BB(V)) bereitstellt; einen Stromsignalmischer (36) mit Eingängen, welche die RF-Stromwellenform bzw. das Lokaloszillatorsignal empfangen, und mit einem Ausgang, der ein Basisband-Stromsignal (BB(V)) bereitstellt; einen A/D-Wandler (42) mit einem ersten Kanaleingang, dem das Basisband-Spannungssignal zugeführt wird, einem zweiten Kanaleingang, dem das Basisband-Stromsignal zugeführt wird, und einem seriellen Ausgang (44), der ein zeitsynchrones serielles Digitalsignal bereitstellt, das digitale Darstellungen der Basisband-Spannungswellenform und der Basisband-Stromwellenform enthält; einen digitalen Signalprozessor (46) mit einem Eingang, der mit dem seriellen Ausgang des A/D-Wandlers (42) verbunden ist, wobei der digitale Signalprozessor geeignet programmiert ist, um Amplitude und relative Phase des Spannungs-Basisbandsignals und des Strom- Basisbandsignals zu berechnen; eine externe Schnittstelle (50) zum Bereitstellen einer auf den Amplituden und der relativen Phase basierenden Ausgabefeststellung; und eine Lokaloszillator-Schnittstelle (48), die mit dem digitalen Signalprozessor und dem Lokaloszillator verbunden ist, die es ermöglicht, daß der digitale Signalprozessor die Frequenz des Lokaloszillators steuert.

2. Anordnung nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Lokaloszillator (42) die Lokaloszillatorfrequenz innerhalb von etwa 0,2 kHz bis 20 kHz von der Frequenz der Eingangs-Energiewelle bereitstellt.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der A/D-Wandler (42) ein Tonfrequenz- Stereowandler mit hoher Wiedergabequalität ist.

4. Anordnung nach einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der A/D-Wandler (42) einen angepaßten Zweikanal-20bit-Stereo-A/D-Wandler einschließt.

5. Anordnung nach Anspruch 1 bis 4, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Lokaloszillator (38) das Lokaloszillatorsignal bei einer Lokaloszillatorfrequenz bereitstellt, die sich von der Frequenz der Eingangs- Energiewelle um eine Differenz von innerhalb 20 kHz unterscheidet.

6. Anordnung nach einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Lokaloszillator (38) einen programmierbaren Oszillator mit einem mit der Lokaloszillator-Schnittstelle (48) des digitalen Signalprozessors verbundenen Eingang umfaßt.

7. Anordnung nach einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der serielle Ausgang (44) das digitale Darstellungen der Basisband- Wellenform und der Basisband-Stromwellenform enthaltende zeitsynchrone serielle Digitalsignal so bereitstellt, daß die Darstellung von Strom und Spannung abwechselnd erscheinen.

8. Verfahren zum Ableiten einer Information über Amplitude und relative Phase für Strom und Spannung einer RF- Energiewelle, die mit einer Radiofrequenz (RF) einem Leistungseingang einer Plasmakammer zugeführt wird, in der die RF-Energiewelle ein Plasma erzeugt, und bei welchem eine Plasma-Meßsonde eine RF-Spannungswellenform und eine RF- Stromwellenform der Energiewelle abgreift; gekennzeichnet durch die Schritte: Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals; Mischen des Lokaloszillatorsignals und der RF-Spannungswellenform, um ein Spannungs-Basisbandsignal mit einer Tonfrequenz zu erzeugen; Mischen des Lokaloszillatorsignals und der Stromwellenform, um ein Strom-Basisbandsignal mit der Tonfrequenz zu erzeugen; Zuführen eines Rückkopplungssignals vom digitalen Signalprozessor, um die Frequenz des Lokaloszillatorsignals zu steuern; Umwandeln des Spannungs- Basisbandsignals und des Strom-Basisbandsignals in ein serielles Digitalsignal; Zuführen des seriellen Digitalsignals zu einem geeignet programmierten digitalen Signalprozessor; Zuführen eines Rückkopplungssignals vom digitalen Signalprozessor, um die Frequenz des Lokaloszillatorsignals zu steuern; und Berechnen der Amplituden (|V|, |I|) und der relativen Phase (ΔΦ) des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals.

9. Verfahren nach Anspruch 8, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt eines Bereitstellens des Lokaloszillatorsignals das Bereitstellen des Lokaloszillatorsignals bei einer Frequenz einschließt, die innerhalb von zwischen 0,20 kHz und 20 kHz von der Frequenz der zugeführten RF-Energiewelle liegt.

10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt eines Berechnens der Amplituden und der relativen Phase des Spannungs- und Strom- Basisbandsignals die Berechnung einer schnellen Fourier- Transformation (FFT(V+j*I)) der Strom- und Spannungs- Basisbandwellenform und die Durchführung von Phasen- und Betragsmessungen des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals durch Nachführen der Basisbandfrequenz der Basisbandsignale einschließt.

11. Verfahren nach Anspruch 10, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt einer Durchführung von Phasen- und Betragsmessungen im Anschluß an die Berechnung der schnellen Fourier-Transformation einschließt: Gewinnen von Frequenzspektren der Spannungs- und Stromwellenform aus der schnellen Fourier-Transformation; und dann Berechnen einer Phasendifferenz (ΔΦ), wie zwischen der Spannungs- und Stromwellenform vorhanden, aus den Spektren der Spannungs- und Stromwellenform.

12. Verfahren nach Anspruch 11, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Berechnen der Amplituden und relativen Phase des Spannungs- und Strom-Basisbandsignals umfaßt: Übermitteln einer Mehrzahl von Abtastwerten des die Basisband-Spannungswellenform bzw. die Basisband-Stromwellenform darstellenden seriellen Digitalsignals; Multiplizieren der Abtastwerte mit einer vorbestimmten Fensterfunktion, um gefensterte Strom- und Spannungssignale zu erzeugen; Verarbeiten der jeweiligen Spannungsabtastwerte V und zugehörigen Stromabtastwerte I als komplexe Wellenform W = V + j*I (wobei j die Wurzel aus minus eins ist), Durchführen einer komplexen schnellen Fourier- Transformations-Operation an der komplexen Wellenform FFT(W), um ein komplexes Ausgangssignal zu erzeugen, und Gewinnen des Strom- und Spannungsspektrums aus dem komplexen Ausgangssignal.

13. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das Berechnen der Amplituden und relativen Phase des Spannungs- und Strom- Basisbandsignals ein Gewinnen des relativen Phasenwinkels (ΔΦ) durch Finden der Vektorsummen des Spannungs- und Stromspektrums und Berechnen des Arcustangens der resultierenden Vektorsummen umfaßt.