JP2911031B2 - プラズマ装置およびｒｆ電力波の電流と電圧の振幅と相対位相の情報誘導の方法 - Google Patents

プラズマ装置およびｒｆ電力波の電流と電圧の振幅と相対位相の情報誘導の方法

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はプラズマ発生装置、
詳述すればＲＦプラズマ室に供給される無線周波（Ｒ
Ｆ）電力の電流、電圧ならびに位相検出のプローブに関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】典型的ＲＦプラズマ発生器装置にあって
は、高電力ＲＦ源が設定周波数、すなわち１３．５６Ｍ
ＨｚでＲＦ波を発生させ、これを電力ラインに沿ってプ
ラズマ室に供給される。典型的例としてインピーダンス
不整合が前記ＲＦ電源とプラズマ室の間にあるので、イ
ンピーダンス整合ネオワークを前記両者の間に挿入す
る。前記プラズマ室には非線形性がなく、この非線形性
のため、またラインならびに前記インピーダンス整合ネ
ットワークにおける損失のため、前記ＲＦ発生器の出力
のすべてが前記プラズマ室に到達するとは限らない。従
って、プローブを前記プラズマ室に入る電力を入力する
に際して使用して前記ＲＦ波の電圧と電流をプラズマ室
に入る時に検出することが一般的に行われている。電圧
と電流を前記室に可能な限り接近して正確に測定するこ
とで、プラズマ法の利用者はプラズマの品質のよりよい
指標が得られる。これは前記プラズマ室におけるシリコ
ンウエハーもしくは他のワークのエッチングあるいは蒸
着特性をよりよく管理することに繋る。
【０００３】現在のところ、ダイオード検出プローブを
電流と電圧の波形振幅の検出に用いる。これらのプロー
ブは単にダイオード検出器回路を用いて電圧と電流の波
形を整流し、電圧に対し、また電流に対する単純なＤＣ
登算出力を送出する。これらのプローブはこの役割に少
くとも２つの欠点をもつ。ダイオード検出器は低い信号
レベルで本質的に非線形であって、温度ドリフトを受け
易いことは有名である。前記ダイオード検出器回路はさ
らに信号波高だけの検出に限られており、前記ＲＦ電力
波形に存在するより高い、もしくはより低い周波数につ
いてのいかなる情報も出すこともできない。このほか
に、電力測定の精度を低くする電流と電圧の波形の間の
位相角を出すことは不可能である。
【０００４】ＲＦ電力の検出を向上させるものと考えら
れてきた１つの提案はフラッシュ変換を用いてプローブ
の電圧と電流のデジタル試料を入手し、その後該試料を
高速緩衝ＲＡＭで処理することであった。しかしなが
ら、この提案は正確性と精度には問題がない。現在のと
ころ、フラッシュ変換は標準的には８ビットに限られた
低いダイナミックレンジをもっている。プラズマ顧客の
要求条件の合理的な位相の正確さを得るため、少くとも
１２ビットの精度に達することが必要で、それにより１
等級以上すぐれた位相角を全電力で得ることができる。
そのうえ、試料のブロックを緩衝してからデジタル信号
プロセッサ（ＤＳＰ）で処理するため極めて速いＲＡＭ
を必要とし、また速いＲＡＭ回路構成は大きなスペース
を必要とすると同時に高価につく。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】現在の電圧ならびに電
流プローブを、それが片方の周波数で電圧、電流ならび
に位相角を監視できるに過ぎないし、それにしてもこの
ようなプローブのダイナミックレンジは不良である。別
の周波数の検査にはハードウエアの取替えが必要で、こ
れは高価につき、また時間を浪費するものでもある。こ
れはさらに、プラズマ室ではあり得ない負荷が線状であ
る場合に限り良い性能が結果としてもたらされる。コン
デンサ、誘電子ならびに抵抗器とは異なり、プラズマ室
は極めて非線形の負荷を課し、それは入力電力の正弦波
形の原因となり、歪みを発生させる。この歪みは発生し
た波形を正弦波の和となし、その結果各々の付加正弦波
の周波数が入力正弦波周波数のなんらかの整数倍数であ
る（すなわち調波）。従来のプローブは基本電圧と電流
の波形のせいぜい電圧、電流ならびに粗位相情報を供給
できる。これはシステムの正確度をきびしく制限し、前
記調波に現れる相当な量の電圧と電流がある時、正確か
つ反復できる管理を不可能にする。
【０００６】本発明の目的は、安価に、プラズマ室に印
加されるＲＦ電力の電流と電圧を検出し、前記供給電圧
と供給電流の間の位相角を正確に見出すために信頼でき
る正確なプローブを提供することである。本発明のさら
に特定的な目的は、電圧と電流を比較的低い周波数のベ
ースバンドに変換して、印加された電力のＲＦの電流と
電圧の正確な検出を容易にするだけでなく位相の情報を
提供する周波数変更装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の実施態様
によれば、ＲＦパワー・ゼネレータはＲＦ電波を予め決
められた周波数で、前記ＲＦ電波がプラズマを発生する
プラズマ室の入力に供給する。プラズマプローブは電波
のＲＦ電圧波形とＲＦ電流波形の双方をピックアップす
る。前記プラズマプローブは前記ＲＦ電圧と電流の波形
を、前記ＲＦ波形をベースバンド電圧と電流信号に変換
する分析ボードに送出する。制御し得る局部発振器は矩
形波である局部発振器信号を提供する。電圧信号ミクサ
は前記ＲＦ電圧波形と前記局部発振器信号をそれぞれ受
ける入力と、可聴周波数（ＡＦ）ベースバンド電圧信号
を供給する出力を備える。電流信号ミクサは前記ＲＦ電
流波形と前記局部発振器信号をそれぞれ受ける入力を備
え、またベースバンドＡＦ電流信号を提供する出力を備
える。ステレオＡ／Ｄ変換器は前記ベースバンド電圧信
号が印加される第１のチャンネル入力と、前記ベースバ
ンド電流が印加される第２のチャンネル入力ならびに、
前記ベースバンド電圧波形と前記ベースバンド電流波形
の交互デジタル表現をもつ時間同期直列デジタル信号を
供給する直列出力を備える。デジタル信号プロセッサは
前記ステレオＡ／Ｄ変換器の直列出力に接続した入力を
備える。前記デジタル信号プロセッサを適切にプログラ
ム化して前記入力Ａ／Ｆ電圧と電流信号を取り、前記電
圧と電流信号の振幅と相対位相を測定し、かつ相対ＲＦ
パラメータをこれらの信号に基き計算する。外部インタ
ーフェイスは出力測定を前記振幅と相対位相に基き提供
する。局部発振器インターフェイス回路は前記デジタル
信号プロセッサを前記局部発振器に接続して、前記デジ
タル信号プロセッサが前記局部発振器信号の周波数を制
御できるようにする。
【０００８】好ましい実施例では、前記局部発振器は前
記局部発振器波長を前記プラズマＲＦ周波数の約１５Ｋ
Ｈｚ以内に付与して、差周波数、すなわちベースバンド
電流と電圧信号のベースバンド周波数がほぼ０．２ＫＨ
ｚ乃至１５ＫＨｚになるようにする。さらに、前記ステ
レオＡ／Ｄ変換器は高忠実度可聴周波数ステレオ変換器
であることが好ましく、またハイファイオーディオ。シ
ステムにしばしば用いられる形式のもの、例えば整合２
チャンネル２０ビットＡ／Ｄ変換器であってもよい。前
記Ａ／Ｄ変換器は入力ベースバンド信号を０．２ＫＨｚ
乃至２０ＫＨｚの範囲にバンド制限するエイリアシング
防止フィルターを組入れることが好ましい。前記局部発
振器はプログラム可能な発振器を備えることが好まし
く、またさらに前記プログラム可能な発振器に続いて２
分割周波数分割器を備えて定衝撃係数を維持させること
もできる。調波についての情報を前記局部発振器信号を
前記ＲＦ波形周波数の倍数±最大２０ＫＨｚに切換える
ことで誘導する。
【０００９】本発明の他の実施態様によれば、電流と電
圧の振幅と相対位相の情報を予め決められた周波数で、
ＲＦ電力波がプラズマを発生させるプラズマ室の入力に
印加する前記プラズマ電力波に対して誘導できる。プラ
ズマプローブは前記印加電力のＲＦ電圧波形とＲＦ電流
波形をピックアップする。本発明の技術は局部発振器信
号を発生させ、また前記局部発振器信号と前記ＲＦ電圧
と電流波形を混合して電圧ベースバンド信号を可聴周波
数で、また電流ベースバンド信号を可聴周波数で発生さ
せる必要がある。フィードバック信号をデジタル信号プ
ロセッサから供給して前記局部発振器信号を制御する。
前記電圧ベースバンド信号と前記電流ベースバンド信号
を時間同調直列デジタル信号に変換して、前記電圧と電
流ベースバンド信号の振幅と相対位相の計算のため適切
にプログラムされたデジタル信号プロセッサに供給す
る。前記局部発振器信号を前記ＲＦ電力波の予め決めら
れた周波数の０．２０ＫＨｚ乃至２０ＫＨｚ以内の周波
数で発生させて、前記ベースバンド信号が２００Ｈｚ乃
至２０ＫＨｚの可聴範囲の周波数を備えさせる。好まし
くはこれを約１０ＫＨｚにすることである。
【００１０】前記デジタル信号プロセッサは前記電圧と
電流ベースバンド信号の振幅と相対位相を電流と電圧ベ
ースバンド波形の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により計
算することが好ましい。その後、前記電圧と電流ベース
バンド信号の位相および振幅測定を前記電流と電圧ベー
スバンド信号のベースバンド周波数の追跡により行う。
前記位相および振幅の測定は前記高速フーリエ変換の
後、電圧と電流波形の周波数の周波数域を前記高速フー
リエ変換から取出すことで実施できる。取出したスペク
トルを用いて前記電圧と電流波形の間の位相角の位相差
を計算する。
【００１１】前記電圧と電流ベースバンド信号の振幅と
相対位相の計算をデジタル信号プロセッサで行う。前記
ベースバンド電圧波形とベースバンド電流波形それぞれ
を示す直列デジタル信号の予め決められた数の試料を前
記ＤＳＰに転送し、またこれらの試料に予め決められた
ウインドウ関数を掛けてウインドウ付き電流と電圧信号
を出す。その後、ウインドウ付き電圧試料Ｖと関連電流
試料Ｉを複合波形、Ｗ＝Ｖ＋ｊ＊Ｉ［式中ｊは−１の根
である］として処理し、また前記デジタル信号プロセッ
サは複合高速フーリエ変換操作ＦＦＴ（Ｗ）を前記複合
波形上で行う。これが複合出力を発生し、それから前記
デジタル信号プロセッサが電流と電圧周波数域を取出す
ことができる。前記電圧と電流ベースバンド信号の振幅
と相対位相が前記電圧と電流の周波数域のベクトル総和
から、また発生ベクトル和の逆正接から得られる。
【００１２】これらのデータから、他の有用な値が算出
でき、それをＲＭＳ電圧、ＲＭＳ電流、送出（散逸）電
力、順方向電力、逆もしくは反射電力、無効電力、皮相
電力、負荷インピーダンスの振幅、負荷インピーダンス
の位相、負荷抵抗、負荷リアクタンス、反射係数の大き
さ、反射係数の位相ならびに電圧定在波比（ＶＳＷＲ）
を含む（ただし必ずしもこれらに限定されない）ＲＦプ
ラズマ法の正確な制御に用いることができる。
【００１３】本発明の上記ならびにその他の目的、特性
および利点は、添付図面に示される好ましい実施例の次
の説明から明らかになる。
【００１４】
【発明の実施の形態】添付図面を参照すると、先ず図１
に関し、例えばシリコンウエハーもしくは他のワークの
エッチング用のプラズマ装置はＲＦパワー・ゼネレータ
１２を備え、規定の周波数、例えば予め決められた１キ
ロワットというような電力レベルで１３．５６ＭＨｚで
ＲＦ電力を発生させる。前記パワー・ゼネレータ１２は
ＲＦ電力をダクト１４に沿って整合ネットワーク１６に
供給する。前記整合ネットワーク１６を電力ダクト１８
によりプラズマ室２０の入力に接続する。プローブ電圧
と電流ピックアップ装置２２が印加電力の電圧ＶＲＦと
電流ＩＲＦをそれが入力を前記室に入れる時にサンプリ
ングする。前記室２０は真空ポンプ（図示せず）と関連
する真空ダクトと、貴ガス、例えばアルゴンを前記室に
導入するガス入口を備える。サンプリングされた電圧Ｖ
ＲＦと電流ＩＲＦは印加電圧と電流の大きさ、すなわち
振幅を測定する電圧ならびに電流（Ｖ−Ｉ）ベースバン
ドプローブ装置２４に供給され、またさらに印加電圧と
電流波形の間の位相角Φを計算する。これらの３つの値
は高い精度で計算され、また以下に論ぜられるように順
次他のパラメーターを計算できる。
【００１５】前記ベースバンドＶ−ＩプローブはＲＦ
（無線周波）信号の電圧振幅｜Ｖ｜、電流振幅｜Ｉ｜な
らびに電圧と電流の間の位相Φの正確な測定を可能にす
る。これは０．２００ＭＨｚ乃至６７．８ＭＨｚの範囲
にあり、使用者が比較的一般的なアナログ技術でできた
以上に高い精度でプラズマを解析できる。同一の概念が
これらの周波数以上に他の範囲に適用できる。この改善
された可能な出力の最終成果は、改良作業反復性、改良
作業終点測定、高収量ならびに一層ばらつきのない収量
を使用者に達成させる。本発明のベースバンドＶ−Ｉプ
ローブ装置２４を用いると、使用者はプラズマ法を、プ
ラズマに送出された電力に応じて、前記パワー・ゼネレ
ータのＲＦ周波数で行うか、あるいは他のどのような周
波数で行うかに関係なく制御し、またプラズマのインピ
ーダンスをＲＦ波形の周波数で行うか、あるいは前記装
置２４の帯域幅内のどのような周波数でも、そのいずれ
かで制御できる。例えば、調波分析を集積回路（ＩＣ）
ウエハーにおけるエッチング工程の完了のさらに正確な
測定に用いることができる。
【００１６】図２にさらに詳細に示された前記プローブ
ピックアップ２２は前記ピックアップを電気的に封止す
るシールドもしくはハウジング２３を備える。電圧ピッ
クアップ・ボード２６を三軸ケーブル２８により前記プ
ローブ回路装置２４にある超高ダイナミックレンジミク
サ３０に接続する。前記三軸ケーブル２８は前記ハウジ
ング２３に接続された外側編組と、前記プローブ回路装
置２４のシャーシグラウンドに向う内側編組を備える。
前記ピックアップ２２の内側にある電流ピックアップ・
ボード３２を三軸ケーブル３４により超高ダイナミック
ミクサ３６に接続する。前記ケーブル３４は前記ケーブ
ル２８の編組と同様の仕方で接続されたその外側ならび
に内側編組を備える。
【００１７】プログラム可能な局部発振器３８は前記印
加ＲＦ波形の２０キロヘルツ以内、すなわち周波数Ｆ
ＲＦ±０．２０ＫＨｚ乃至ＦＲＦ±２０ＫＨｚで局部発
振器信号を発生させる。前記局部発振器は関連２分割カ
ウンタ４０を備え適性衝撃係数を確実にする。前記局部
発振器３８はシングルチップ位相ロックループ（ＰＬ
Ｌ）周波数シンセサイザをうまく備えることができ、ま
たこれは０．３２０乃至１２０ＭＨｚの設計周波数範囲
をもつこともできる。同一の局部発振器信号を同一の周
波数と位相で両ミクサ３０と３６の局部発振器入力に供
給する。好ましい実施例では、前記局部発振器３８の周
波数を選択して、前記局部発振器（ｌ．ｏ）信号が前記
２分割カウンタ４０の出力で前記印加波形周波数±１５
ＫＨｚになるようにする。前記局部発振器信号が両ミク
サ３０と３６の（ｌ．ｏ．）入力に供給され、また前記
信号が電圧ベースバンド信号と電流ベースバンド信号を
それぞれ供給する。前記ベースバンドの各々は同一のベ
ースバンド周波数を有し、局部発振器周波数を適切に選
択する結果として、前記電圧と電流ベースバンド信号は
０．２０乃至２０ＫＨｚの範囲、すなわち可聴周波数範
囲である。前記ベースバンド電圧と電流周波数の適正な
整合が前記ピックアップ２２からの電圧と電流波形
（それは周波数で同じであることはいうに及ばない）の
双方を全く同一の局部発振器信号と混合する。
【００１８】前記ベースバンド電圧信号とベースバンド
電流信号をその後、整合２チャンネル２０ビットステレ
オＡ／Ｄ変換器４２のそれぞれの入力ＬとＲに供給す
る。これは安価で入手できる商品で高忠実度オーディオ
製品にしばしば使用される。好ましい変換器４２は２つ
の高整合独立Ａ／Ｄ変換器を、他の部品と容易に調和す
る単純同期直列デジタル信号であるデジタル出力と結合
させる。前記Ａ／Ｄ変換器は前記入力ベースバンド信号
を０．２０乃至２０ＫＨｚの範囲にバンド制限するエイ
リアシング防止フィルターを組入れる。前記出力を直列
データインターフェイス４４の上を交番ベースバンド電
圧と電流試料として、デジタル信号プロセッサもしくは
ＤＳＰ４６の信号入力に供給する。前記ＤＳＰ４６と関
連する周知の支持ハードウエア素子があるが、図面には
示されていない。
【００１９】前記ＤＳＰ４６は前記デジタル化したベー
スバンド電圧と電流信号を処理し、そして前記電圧の振
幅｜Ｖ｜、電流の振幅｜Ｉ｜ならびに前記ベースバンド
電圧と電流信号の位相角を計算し、それから印加電圧と
電流の相対位相Φを誘導する。前記ＤＳＰを局部発振器
直列プログラムインターフェイス４８により前記局部発
振器３８のフィードバック入力に接続して閉ループを形
成する。前記ＤＳＰ４６も外部直列インターフェイスに
接続し、それは順番にプラズマ装置、例えば前記ＲＦプ
ラズマ発生装置１２から供給される電圧と電流の制御、
もしくは前記インピーダンス整合回路網１６のインピー
ダンスの制御用の制御装置に接続できる。
【００２０】同一（ｌ．ｏ）信号を受ける両ミクサ３０
と３６は、単一混合工程で印加ＲＦ電圧とＲＦ電流の周
波数のＭＨｚ周波数範囲からＫＨｚ周波数範囲への圧縮
を可能にする。前記２つの信号をベースバンド周波数範
囲に一旦混合すると、前記ベースバンド信号を低域フィ
ルタ（図示せず）で濾波して上側波帯を除去して、下側
波帯、ベースバンドもしくは信号だけを残す。印加電圧
と電流波形における位相関係を前記２つのベースバンド
信号に保存する。これらを前記Ａ／Ｄ変換器４２に送
り、そこで例えば４８ＫＨｚの試料変換周波数で変換す
る。適当な数のベースバンド電圧と電流試料をサンプリ
ングした後、前記ＤＳＰ４６は位相と振幅測定を行う。
【００２１】予め決められた（もしくは選択できる）数
のベースバンド電流と電圧試料が一旦前記変換器４２か
ら前記ＤＳＰ４６に伝達されると、前記ＤＳＰは一連の
複合信号アルゴリズムを行ってデータを処理する。この
作業をここで総体的に述べるように図４を参照して行
う。この略図でのルーチン間もしくは作業間の実線は実
数の処理を示す一方、破線は複素（すなわち実および
虚）数を示す。
【００２２】電圧と電流ベースバンド波形の各々の適当
な数の試料が一旦サンプリングされると、サンプリング
されたサブルーチン５２として総体的に示されるよう
に、試料として採取された電流データと試料としてサン
プリングされた電圧データにウインドウ関数もしくはウ
インドウ・ルーチン５４を掛ける。前記ウインドウ関数
を選択して、周波数領域に周波数ピーク分布を最少量に
止めるようにする。ここで省略時ウインドウ関数はハリ
スブラックマン・ウインドウであり、他のウインドウ関
数はウインドウ・ゼネレータ・サブルーチンを介して用
いることも変更することもできる。
【００２３】処理能率を保つため、単一複合高速フーリ
エ変換もしくはＦＦＴの直交特性を活用して電圧ならび
に電流波形の各々のスペクトルを誘導する。前記複合Ｆ
ＦＴの性質のため、前記２つのスペクトルの間の位相は
ベクトルの総和と逆正接関数を用いて簡単に取出すこと
ができる。これを達成するため、前記ウインドウ付き、
電流と電圧試料データを先ず組合せ（複合試料データル
ーチン５６）て１つの複合波形試料Ｗ、すなわちＷ＝Ｖ
＋ｊ＊Ｉ［式中、ｊは虚数の基底、すなわち負の数の二
乗根もしくはｊ＝ν（−１）である］にする。前記複合
波形Ｗをそこで前記波形ＷのＦＦＴを複素数の組として
計算するサブルーチン５８にかけてＦＦＴ（Ｖ＋ｊ
＊Ｉ）を知る。前記複合ＦＦＴが一旦完備すると、結果
を取出したルーチン６０にかけて、ベクトル総和を用い
て前記ＦＦＴ出力の電流と電圧のスペクトルを取出す。
この段階から、電流ベースバンドスペクトルと電圧ベー
スバンドスペクトルを周波数領域最大エネルギー検出な
らびに追跡アルゴリズム６２で処理する。
【００２４】ここで、最大エネルギー信号の周波数を測
定して、電圧と電流の波形双方を追跡させる。これらの
データから、電圧の振幅｜Ｖ｜と電流の振幅｜Ｉ｜をサ
ブルーチンにある時に計算し、電圧と電流の位相角をル
ーチン６８にある時に計算する。電圧もしくは電流だけ
の瞬時位相角は特に有用でないが、これらの２つの間の
差は相対位相角Φを発生し、プラズマ負荷の実位相角を
示す。これらの値、｜Ｖ｜、｜Ｉ｜ならびにΦを使用者
が計算できる計算サブルーチン７０の組のいずれにも使
用してプロセス制御に用いることができる多数のパラメ
ーターのどれにも使用できる。これらの値の簡単な一覧
を表１として次の通り提供する：
【００２５】
【表１】 ａ．ＲＭＳ電圧 ｜Ｖ｜ ＝（平均（Ｖ２））０．５＝Ｖｒｍｓ ｂ．ＲＭＳ電流 ｜Ｉ｜ ＝（平均（Ｉ２））０．５＝Ｉｒｍｓ ｃ．位相角 Φ ＝＜Ｉ−＜Ｖ ｄ．送出（放逸） 電力 Ｐ ＝｜Ｖ｜＊｜Ｉ｜＊余弦（Φ） ｅ．順方向（皮相） 電力 ＰＦ ＝Ｐ÷（１−｜Γ｜２） ｆ．逆電力 ＰＲ ＝ＰＦ−Ｐ ｇ．無効電力 Ｐ無効 ＝｜Ｖ｜＊｜Ｉ｜＊正弦（Φ） ｈ．負荷インピーダンスの振幅 ｜ＺＬ｜＝｜Ｖ｜÷｜Ｉ｜ ｉ．負荷インピーダンスの位相 ＜ＺＬ ＝Φ ｊ．負荷耐性 ＺＬＲ＝実（ＺＬ）＝｜ＺＬ｜＊余弦（Φ） ｋ．負荷耐性 ＺＬＩ＝虚（ＺＬ）＝｜ＺＬ｜＊正弦（Φ） ｌ．反射係数の大きさ ｜Γ｜＝((( ＺＬＲ−５０）２＋（ＺＬＩ）２／ ((ＺＬＲ＋５０）２ ＋（ＺＬＩ ２))) ０．５ ｍ．反射係数の位相 ＜Γ ＝逆正接（ＺＬＩ／（ＺＬＲ−５０))− 逆正接（ＺＬＩ／（ＺＬＲ＋５０)) ｎ．電圧定在波比 ＶＳＷＲ Ｓ ＝（１＋｜Γ｜）／（１−｜Γ｜）
【００２６】前述の値もしくはその他の値を近実時間で
計算し、それを例えば外部直列インターフェイス５０に
より供給される出力インターフェイスルーチンで調節し
て、前記ＲＦプラズマ発生器１２もしくはインピーダン
ス整合ネットワーク１６を制御する。
【００２７】
【発明の効果】以上述べた通り、本発明のプローブ装置
を用いると、上述のパラメーターが小型化、安価、低ド
リフト、高精度（特に高位相角で）の点で改良され、ま
た既存のプローブ・システムもしくは技術を用いるより
も集積化の順応性が大きい点でも改良される。そのうえ
従来のダイオードベースの装置とは異なり、この発明の
装置は調波解析を可能にし、またプラズマ電力とインピ
ーダンス測定を使用者の選択する周波数で可能にする。
さらに、この発明はデータの輸出を可能にし、また使用
者の遠隔操作ならびに監視を容易にする。
【００２８】また、本発明の方法で行われた位相測定は
極めて正確すなわち五分の一度、すなわち±０．２°内
に止まる。これは他の技術、例えばゼロ交差検波器では
達成できない。さらに、上述の実施例の装置は１３．５
６ＭＨｚのＲＦ波形周波数に関連して述べられたが、本
発明は他の方法ＲＦ周波数、例えば２７．１２ＭＨｚ、
４０．６８ＭＨｚなどを含む幅広い範囲の周波数を用い
ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係るＲＦプラズマ室とその関
連ＲＦプラズマ発生装置、インピーダンス整合ネットワ
ーク、Ｖ−ＩピックアップならびにＶ−Ｉ解析ボード装
置のブロック図である。
【図２】前記Ｖ−ＩピックアップとＶ−Ｉプローブ装置
の信号解析回路構成の概略図である。
【図３】本発明の前記Ｖ−Ｉ装置の操作を説明するソフ
トウエアー論理略図である。
【符号の説明】
１０ プラズマ装置 １２ ＲＦパワー・ゼネレータ １４ ダクト １６ 整合ネットワーク １８ 電力ライン ２０ プラズマ室 ２２ プローブ電圧／電流ピックアップ装置 ２３ シールド／ハウジング ２４ 電圧／電流ベースバンドプローブ装置 ２６ 電圧ピックアップボード ２８ 三軸ケーブル ３０ 超ダイナミックレンジミクサ ３２ 電流ピックアップボード ３４ 三軸ケーブル ３６ キクサ ３８ プログラム可能な局部発振器 ４０ 関連２分割カウンタ ４２ 整合２チャンネル２０ビットステレオＡ／Ｄ変換
器 ４４ 直列データインターフェイス ４６ デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ） ４８ 局部発振器直列プログラムインターフェイス ５０ 外部直列インターフェイス ５２ サンプリングしたサブルーチン ５４ ウインドウ関数（ウインドウ・ルーチン） ５６ 複合試料（データルーチン） ５８ サブルーチン ６０ 取出しルーチン ６２ 周波数領域最大エネルギー検出／追跡アルゴリズ
ム ６４ サブルーチン ６６ サブルーチン ６８ ルーチン ７０ 使用者が計算できる計算サブルーチン ７２ 出力インターフェイス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ダニエル．エフ．ボーナ アメリカ合衆国．14610．ニューヨーク 州．ロチェスター．ジー．イースト．ア ベニュー．2135 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05H 1/46 H05H 1/00

Claims (13)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＲＦパワー・ゼネレータがＲＦ電気波を
    ＲＦ周波数範囲でプラズマ室の入力に供給し、前記室内
    で前記ＲＦ電気波がプラズマを発生させ、またプラズマ
    プローブが前記電気波と前記電気波のＲＦ電流波形をピ
    ックアップするプラズマ装置において、前記プラズマプ
    ローブは、局部発振器信号を供給する制御可能な局部発
    振器（３８）と；前記ＲＦ電圧波形と前記局部発振器信
    号をそれぞれ受入れる入力と、ベースバンド電圧信号
    （ＢＢ（Ｖ））を供給する出力とを備える電圧信号ミク
    サ（３０）と；前記ＲＦ電流波形と前記局部発振器信号
    をそれぞれ受入れる入力と、ベースバンド電流信号（Ｂ
    Ｂ（Ｉ））を供給する出力を備える電流信号ミクサ（３
    ６）と；前記ベースバンド電圧信号を印加する第１のチ
    ャンネル入力と、前記ベースバンド電流信号を印加する
    第２のチャンネル入力、および前記ベースバンド電圧波
    形と前記ベースバンド電流波形のデジタル表現を含む時
    間同期直列デジタル信号を供給する直列出力（４４）と
    を有するＡ／Ｄ変換器（４２）と；該Ａ／Ｄ変換器（４
    ２）の前記直列出力に接続された入力を備え、適切にプ
    ログラムされて、前記電圧ベースバンド信号と前記電流
    ベースバンド信号の振幅と相対位相を計算するデジタル
    信号プロセッサ（４６）と；前記振幅と相対位相に基く
    出力測定を提供する外部インターフェイス（５０）と；
    前記デジタル信号プロセッサに、また前記局部発振器に
    接続され、前記デジタル信号プロセッサに前記局部発振
    器の周波数の制御をさせる局部発振器インターフェイス
    （４８）；とからなることを特徴とするプラズマ装置。
  2. 【請求項２】 前記局部発振器（４２）が前記入力波の
    周波数のほぼ０．２ＫＨｚ乃至２０ＫＨｚの以内で前記
    局部発振器周波数を供給することを特徴とする請求項１
    記載の装置。
  3. 【請求項３】 前記Ａ／Ｄ変換器（４２）が高忠実度可
    聴周波数ステレオ変換器であることをさらに特徴とする
    請求項１もしくは２記載の装置。
  4. 【請求項４】 前記Ａ／Ｄ変換器（４２）が整合２チャ
    ンネル２０ビットステレオＡ／Ｄ変換器を備えることを
    特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の装置。
  5. 【請求項５】 前記局部発振器（３８）が前記局部発振
    器信号を、前記入力波の周波数と２０ＫＨｚ以内の差だ
    け異なる局部発振器周波数で供給することを特徴とする
    請求項１乃至４のいずれか１項記載の装置。
  6. 【請求項６】 前記局部発振器（３８）が、前記デジタ
    ル信号プロセッサの前記局部発振器インターフェイス
    （４８）に接続された入力を用いるプログラム可能な発
    振器からなることを特徴とする請求項１乃至５のいずれ
    か１項記載の装置。
  7. 【請求項７】 前記直列入力（４４）が前記ベースバン
    ド電圧波形と前記ベースバンド電流波形のデジタル表現
    を含む前記時間同期直列信号を供給して電流と電圧の前
    記表現が交互に現れるようにすることを特徴とする請求
    項１乃至６のいずれか１項記載の装置。
  8. 【請求項８】 無線周波数（ＲＦ）でプラズマ室に印加
    するＲＦ電力波がプラズマを前記プラズマ室で発生さ
    せ、また前記室中でプラズマプローブが前記電力波のＲ
    Ｆ電圧波形とＲＦ電流波形をピックアップする前記電力
    波の電流と電圧の振幅と相対位相の情報を誘導する方法
    において、局部発振器信号を発生させる工程と；前記局
    部発振器信号と前記ＲＦ電圧波形を混合して、電圧ベー
    スバンド信号を可聴周波数で発生させる工程と；前記局
    部発振器信号と前記電流波形を混合して、電流ベースバ
    ンド信号を前記可聴周波数で発生させる工程と；前記デ
    ジタル信号プロセッサからフィードバック信号を印加し
    て前記局部発振器信号の波長を制御する工程と；前記電
    圧ベースバンド信号と前記電流ベースバンド信号を直列
    デジタル信号に変換する工程と；前記直列デジタル信号
    を適切なプログラム可能なデジタル信号プロセッサに印
    加する工程と；前記デジタル信号プロセッサからフィー
    ドバック信号を印加して、前記局部発振器信号の周波数
    を制御する工程と；前記電圧と電流ベースバンド信号の
    振幅（｜Ｖ｜、｜Ｉ｜）ならびに相対位相（△Φ）を計
    算する工程と；からなることを特徴とする誘導の方法。
  9. 【請求項９】 前記局部発振器信号を供給する工程が前
    記印加されたＲＦ電力波の周波数の０．２０ＫＨｚ乃至
    ２０ＫＨｚの以内の周波数で前記局部発振器信号を供給
    する工程を含むことを特徴とする請求項８記載の方法。
  10. 【請求項１０】 前記電圧ならびに電流のベースバンド
    信号の振幅と相対位相を計算する工程が、前記電流と電
    圧ベースバンド波形の高速フーリエ変換（ＦＦＴ（Ｖ＋
    ｊ＊Ｉ））を計算する工程と、前記電圧と電流ベースバ
    ンド信号の位相ならびに振幅を前記ベースバンド信号の
    ベースバンド周波数を追跡してつくる工程を含むことを
    特徴とする請求項８もしくは９記載の方法。
  11. 【請求項１１】 前記位相ならびに振幅測定を行う工程
    は、前記高速フーリエ変換の計算に続き、前記高速フー
    リエ変換から前記電圧と電流波形の周波数スペクトルを
    取出す工程と；その後、前記電圧と電流波形の前記スペ
    クトルから前記電圧と電流波形の間のような位相差（△
    Φ）を計算する工程を含むことを特徴とする請求項１０
    記載の方法。
  12. 【請求項１２】 前記電圧と電流ベースバンド信号の振
    幅と相対位相を計算する工程は、前記ベースバンド電圧
    波形と前記ベースバンド電流波形それぞれを示す前記直
    列デジタル信号の複数の試料を伝達することと；前記試
    料に予め決められたウインドウ関数を掛けて、ウインド
    ウ付き電流と電圧の信号を発生することと；前記それぞ
    れの電圧試料Ｖと、関連電流試料Ｉを複合波形、Ｗ＝Ｖ
    ＋ｊ＊Ｉ（式中、ｊは１の根である）として処理し、複
    合高速フーリエ変換操作を前記複合波形ＦＦＴ（Ｗ）上
    で行って複合出力を発生し、かつ前記複合出力から電流
    と電圧スペクトルを取出すことからなることを特徴とす
    る請求項１１記載の方法。
  13. 【請求項１３】 前記電圧と電流ベースバンド信号の振
    幅と相対位相の計算が、前記電圧と電流スペクトルのベ
    ルトル和を取出し、かつ発生ベクトル和の逆正接の計算
    からなることを特徴とする請求項１２記載の方法。
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