DE19647090C2

DE19647090C2 - Verfahren und Vorrichtung zur Messung der Verlustleistung duch Lecken

Info

Publication number: DE19647090C2
Application number: DE19647090A
Authority: DE
Inventors: Masao Nagano
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1995-11-15
Filing date: 1996-11-14
Publication date: 1999-12-09
Anticipated expiration: 2016-11-15
Also published as: US5808463A; TW328563B; JPH09138251A; DE19647090A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Verlustleistung durch Lecken eines über den Übertragungs kanal eines zu testenden Gerätes DUT (device under test), beispielsweise eines Funksenders, übertragenen Übertragungs signals an einen dem Übertragungskanal benachbarten Kanal und eine Vorrichtung zur Messung der Verlustleistung.

Bei einem Funkkommunikationssystem wie einem Mobilfunksystem oder mobilen Kommunikationssystem allgemein ist üblicher weise ein dem System zugeordnetes Frequenzband in eine Viel zahl von Frequenzkanälen unterteilt, um dadurch jeden der Kanäle für eine unterschiedliche entsprechende Kommunikation zu benutzen. Hierbei wird ein Frequenzkanal, der von einem Sender für seine Übertragung von Information benutzt wird, ein Übertragungskanal genannt, und eine Leckleistung oder Verlustleistung, die von dem Übertragungskanal zu einem benachbarten Kanal übergeht, wird Nachbarkanalleckleistung genannt. Um Nebensprechen und Störung auf der Empfängerseite zu verhindern, ist es erforderlich, daß jeder Sender streng auf eine Erzeugung von Verlustleistung an den Kanal, der dem Übertragungskanal benachbart ist, kontrolliert wird.

Die EP-656 701 A2 beschreibt eine Vorrichtung zum Messen der Nachbarkanalleistung in einem Frequenzmultiplexsystem. Die bekannte Vorrichtung verfügt über zwei A/D-Wandler, eine Qua dratur-Detektionsschaltung und einige Analogfilter. Nachtei lig ist der relativ komplizierte Aufbau der Schaltung. Auch könen an die Meßgenauigkeit keine all zu hohen Anforderungen gestellt werden. Die Vorrichtung betrifft nicht die Verkür zung der Meßdauer in einem Zeitmultiplexsystem, in dem ein Signal im Stoßbetrieb übertragen wird. Aus der GB-2 191 660 A ist ein Verfahren zum Messen der Nachbarkanalleistung be kannt, das vollständig auf einer Analogtechnik beruht.

Es ist bekannt, die Nachbarkanalleistung von dem zu testenden Gerät (DUT), wie von einem Funksender, dadurch zu bewerten, daß die von dem DUT gesendeten Signale unter Verwendung eines Spektrumanalysators analysiert werden.

Fig. 1 ist ein Diagramm der Frequenz-Leistungs-Charakteristik, das schematisch Kanalanordnungen bei dem Frequenzbereich zeigt. In Fig. 1 sollen die Intervalle von Kanalmittel frequenzen 25 kHz sein. Kanäle, die an beiden Seiten einem Übertragungskanal 90 benachbart sind, sind die Nachbarkanäle 91, und die darauf folgenden Nachbarkanäle 92 liegen außerhalb jeweils des Nachbarkanals 91. Nachbarkanäle höherer Ordnung liegen an der Außenseite jeweils von den weiteren Nachbar kanälen 92.

In digitalen Funkkommunikationssystemen wird häufig ein zeitüberlappter Mehrfachzugriff, hier TDMA (von Englisch: time division multiple access) genannt, angewendet. Wenn eine Zeitmultiplex-Technologie wie TDMA angewendet wird, wird, wenn ein Sender betrachtet wird, ein Signal von diesem Sender in vorgeschriebenen Intervallen in der Form eines Signal bündels übertragen. Eine Fortsetzungsperiode (ein Fort setzungsübertragungsblock) von einem Signalbündel beim Senden eines Signals wird ein freier Platz in einer Warteschlange oder ein "Schlitz" genannt, und eine Wiederholungsperiode von Impulsen in der Form eines Signalbündels wird ein "Rahmen" genannt. Beispielsweise besteht ein Rahmen in einem digitalen Mehrkanalzugriff (in einem digitalen MCA von Englisch: multi-channel access), der in Japan als ein Mobilkommunikations system unter Anwendung des TDMA praktisch benutzt wird, aus 6 Zeitschlitzen. Weiterhin wird der TDMA in einem digitali sierten zellularen Funknetz-System und in einem Personal- Handy-Telefonsystem (PHS) angewendet, bei dem ein Rahmen aus einer Vielzahl von Zeitschlitzen besteht.

Wenn die Änderungen in einem Übertragungskanal sofort wie das vorangegangene Übertragungsblocksignal aufgrund der Verwendung des TDMA auftreten, wird eine Störwelle in einem Frequenzkanal induziert, der dem Übertragungskanal benachbart ist.

Fig. 2 zeigt ein typisches Anordnungsbeispiel für den Fall, wenn die Nachbarkanalleistung unter Verwendung des Spektrum analysators gemessen wird. Ein Übertragungssignal des DUT 1 wird in den Spektrumanalysator 10 eingegeben, der auf dem Markt erhältlich ist, und der Computer 9 ist mit dem Spektrumanalysator 10 verbunden. Nach einer Messung in einem Zeitbereich indem Spektrumanalysator 10 wird eine durchschnittliche Leistung durch den Computer 9 für den Übertragungsblock berechnet. Die Meßmethode zum Erhalten der Nachbarkanalleistung in dem Sender des digitalen MCA-Systems ist beispielsweise in Digital MCA System Standard RCR STD-32, erste Ausgabe, Seiten 226-227, März 1993, ausgegeben von Research & Development Center for Radio Systems, eine in Japan gegründeten Stiftung, die jetzt Association of Radio Industries and Businesses genannt wird, beschrieben.

Das herkömmliche Meßverfahren für die Nachbarkanalleistung in dem System, bei dem der TDMA angewendet wird, unter Ver wendung der Anordnung der Fig. 2, wird später noch beschrieben. Hierbei soll eine normale Bandbreite von jedem der Kanäle 18 kHz sein (Mittelfrequenz ±9 kHz), und Intervalle der Mittel frequenz der Kanäle sollen 25 kHz betragen. Weiterhin soll eine Mittenfrequenz des Übertragungskanals, der beobachtet wird, eine Testfrequenz sein.

Zuerst werden basierend auf Standardwerten für eine Träger frequenz und der Testfrequenz Meßbedingungen für den Spektrum analysator 10 eingestellt. Die Übertragungsfrequenz des DUT 1 wie eines Senders wird so eingestellt, daß sie der Testfrequenz gleich ist, und das Übertragungssignal von dem DUT 1 wird in den Spektrumanalysator 10 eingegeben. Die Messungen an dem Spektrumanalysator 10 werden einer Datenver arbeitung durch den Computer 9 unterwarfen. Dann werden die Meßergebnisse nach den folgenden Verfahrensschritten erhalten.

a) Die Anzahl der Probennahmen bei dem Frequenzbereich wird vorher festgelegt. Nach Abschluß des Frequenzdurchlaufs an dem Spektrumanalysator 10 werden die Messungen an all den Probenpunkten in den Computer 9 als Datenfeldvariable herein geholt.
b) Die gemessenen Leistungswerte für alle Proben, die in einer Dezibel-Form dargestellt sind, werden in Antilogarithmen umgewandelt. Die Antilogarithmus-Daten in einer Leistungs dimension können ein relativer Wert sein.
c) Die Summe über die Leistung aller Proben wird erhalten und als eine Gesamtleistung P_c gespeichert.
d) Messung einer Nachbarkanalleistung P_u auf der oberen Seite:
Mit der Zentrierung um die Frequenz, die durch Addieren der Trägerfrequenz des Übertragungskanals zu 25 kHz (Kanal-Inter vall) erhalten wird, werden Daten von jeder der Proben, die in der normalen Bandbreite (18 kHz) enthalten sind, in die Datenfeldvariablen des Computers 9 hineingeholt. Die Messung von jedem Probenpunkt wird in den Antilogarithmuswert der Leistung umgewandelt, und die Summe der Antilogarithmuswerte wird als Nachbarkanalleistung P_u an der oberen Seite erhalten.
e) Messung der Nachbarkanalleistung P_l an der unteren Seite: Mit der Zentrierung um die Frequenz, die durch Subtraktion von 25 kHz (Kanalbreite) von der Trägerfrequenz des Über tragungskanals erhalten wird, werden Daten von jeder der Proben, die in der normalen Bandbreite (18 kHz) enthalten sind, in die Datenfeldvariablen des Computers 9 hereingeholt. Die Messung von jedem Probenpunkt wird in den Antilogarithmuswert der Leistung umgewandelt, und die Summe der Antilogarithmus werte wird als Nachbarkanalleistung P_l an der unteren Seite erhalten.
f) Dann wird die Berechnung durch den Computer 9 unter An wendung der folgenden Gleichungen durchgeführt, und die Ergebnisse werden in der Form eines Dezibels erhalten.
Verhältnis der Nachbarkanalleistung an der oberen Seite
= 10 log₁₀(P_u/P_c) (1)
Verhältnis der Nachbarkanalleistung an der unteren Seite
= 10 log₁₀(P_l/P_c) (2)

Unter Verwendung des Spektrumanalysators kann die Leck leistung oder Verlustleistung an den Nachbarkanal auf die vorstehend beschriebene Weise erhalten werden. Dieses Ver fahren beinhaltet unumgänglich die Probennahme an dem Frequenz bereich. Um mit Sicherheit die maximale Leistung zu messen, ist es im allgemeinen notwendig, die Probennahme an einem oder mehreren Punkten pro einem Rahmen durchzuführen. Nimmt man zum Beispiel an, daß die Folgezeit von einem Zeitschlitz 15 ms ist und ein Rahmen aus sechs Zeitschlitzen besteht, so ist aus diesem Grund eine Abtastzeit von wenigstens 90 ms für die Probennahme an einem Punkt erforderlich. In dem Fall, daß 500 Punkte auf der Frequenzachse unter Verwendung des Spektrumanalysators gemessen werden, werden wenigstens 45 Sekunden für eine Messung benötigt. Deshalb ist eine lange Zeit notwendig, um die Nachbarkanalleistung unter Verwendung des Spektrumanalysators zu erhalten.

Darüber hinaus ist im allgemeinen innerhalb des Spektrum analysators ein Analogfilter als ein Zwischenfrequenzfilter (IF-Filter) eingebaut. Da jedoch Meßfehler entsprechend der Anlaufzeit dieses Analogfilters erzeugt werden, ist die Abtastgeschwindigkeit begrenzt. Spezieller gesagt: da es notwendig ist, die Abtastzeit im umgekehrten Verhältnis zu dem Quadrat einer Auflösungsbandbreite (RBW) dieses Analogfilters einzustellen, sollte die Abtastzeit ausgedehnt werden, wenn die RBW schmaler gemacht wird. Deshalb ist die Zeit für die Messung lang.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Meßverfahren zu schaffen, mit dem man in der Lage ist, eine Nachbarkanallecklei stung in einer kurzen Zeit zu messen, ohne daß Begrenzung aufgrund einer Auflösungsbandbreite RBW eines Analogfilters innerhalb eines Spektrumanalysators besteht.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Meßvorrich tung zu schaffen, die ermöglicht, eine Nachbarkanalleckleistung in einer kurzen Zeit zu messen, ohne daß Beschränkung auf grund einer Auflösungsbandbreite RBW eines Analogfilters in nerhalb eines Spektrumanalysators besteht.

Diese Aufgaben werden erfindungsgemäß mit den Merkmalen der Patentansprüche 1 bzw. 7 gelöst.

Bei dem Verfahren zur Messung der Verlustleistung an den Nachbarkanal gemäß der vorliegenden Erfindung ist es zu bevorzugen, ein Untergrundrauschen des Meßsystems zu messen und einen Verlustwert des Frequenzspektrums auf der Basis des Untergrundrauschens zu kompensieren. Danach kann die Verlust leistung an den Nachbarkanal berechnet werden. Um den dynamischen Bereich zu erhöhen und den Umfang der Datenverarbeitung zu reduzieren, ist es außerdem möglich, daß die in-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente, von denen die Hochfrequenz- Komponenten entfernt sind, einer Dezimierung unterworfen werden und eine komplexe Fourier-Transformation für die in-Phase- Komponente und die Quadratur-Komponente nach dieser Dezimierung durchgeführt wird.

Bei der Meßvorrichtung für die Verlustleistung an den Nachbar kanal gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Tiefpaßfilter zum Entfernen der Hochfrequenz-Komponente von der in-Phase- Komponente und der Quadratur-Komponente zwischen der Quadratur- Auswerteeinrichtung und der Fourier-Transformationseinrichtung angeordnet werden. Weiterhin kann eine Dezimierungseinrichtung zum Ausdünnen bzw. Verringern der Daten der in-Phase-Komponente und der Quadratur-Komponente mit einer vorherbestimmten Rate zwischen das Tiefpaßfilter und die Fourier-Transformations einrichtung eingeschoben werden.

Bei der vorliegenden Erfindung ist es durch Anwendung einer digitalen Verarbeitungstechnologie, die eine komplexe schnelle Fourier-Transformation (komplexe FFT) durchführt, möglich, die Verlustleistung durch Lecken an den Nachbarkanal in einer kurzen Zeit zu messen.

Die vorliegende Erfindung wird anhand der folgenden Beschreibung, bei der auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird, und die ein Beispiel einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen, näher erläutert.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen:

Fig. 1 ist ein Frequenzdiagramm, das ein Beispiel für eine Anordnung eines Übertragungskanals mit Nachbarkanälen zeigt;

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel für eine Anordnung zur Durchführung eines herkömmlichen Verfahrens zum Messen der Verlustleistung durch Lecken an einen Nachbarkanal unter Verwendung eines Spektrumanalysators zeigt;

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer Meßvorrichtung für eine Verlustleistung durch Lecken an einen Nachbarkanal in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau eines digitalen Signalprozessors (DSP) in der Vorrichtung von Fig. 3 zeigt;

Fig. 5 ist ein Fließdiagramm, das die Meßverfahren für die Verlustleistung an den Nachbarkanal zeigt;

Fig. 6 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung des Übertragungskanals mit den Nachbarkanälen zeigt;

Fig. 7 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der Kanäle nach der Frequenzwandlung zeigt;

Fig. 8 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der Kanäle nach der Quadratur-Auswertung zeigt;

Fig. 9 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der Kanäle nach dem Durchgang durch Tiefpass-Filter zeigt; und

Fig. 10 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der Kanäle nach Dezimierungsbearbeitung zeigt.

Es folgt eine detaillierte Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels.

Ein Aufbau einer Meßvorrichtung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 3 gezeigt. Diese Meßvorrichtung mißt eine Nachbarkannalleistung, die eine Verlustleistung durch Lecken in einen Nachbarkanal eines Übertragungskanals eines zu testenden Gerätes (DUT) 1, wie zum Beispiel eines Senders, ist. Das DUT 1 erzeugt ein Übertragungssignal in dem vorherbestimmten Übertragungskanal. Die Meßvorrichtung führt eine komplexe FFT, d. h. eine schnelle Fourier-Transformation, unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors (DSP) 4 durch, um die Nachbar kanalleistung zu messen.

Ein unabhängiger, lokaler Oszillator 6 ist vorgesehen, der ein unabhängiges Oszillationssignal mit einer Frequenz f_LO erzeugt, und das Übertragungssignal von dem DUT 1 und das unabhängige Oszillationssignal werden in einen Mischer 8 eingegeben. Der Mischer 8 führt eine Frequenzwandlung durch, um das Übertragungssignal in das Zwischenfrequenzsignal mit einer Zwischenfrequenz oder Mittenfrequenz f_IF umzuwandeln. Ein Tiefpaßfilter (LPF) 2 ist an einer Ausgangsseite des Mischers 8 angeordnet, und ein Analog-/Digital-Wandler (A/D) 3 ist an einer Ausgangsseite des Tiefpaßfilters 2 angeordnet. Der A/D-Wandler 3 führt eine Analog-/Digital-Wandlung des Zwischenfrequenzsignals in ein digitales Signal 211 durch und gibt dieses aus. Von dem Oszillator 7 wird eine Abtast frequenz f_SP dem A/D-Wandler 3 zugeführt. Weiterhin ist ein digitaler Signal-Prozessor DSP 4 vorgesehen, der eine digitale Signalbearbeitung für das digitale Signal 211, das von dem A/D-Wandler 3 zugeführt wird, durchführt. Eine Anzeigeeinrich tung 5 zeigt die Verarbeitungsergebnisse 217 an dem DSP 4 an.

Bei diesem Beispiel kann der Übertragungskanal in irgendeinem beliebigen Frequenzbereich liegen. Er wird jedoch besonders typischerweise in dem Bereich von einigen zehn MHz bis zu einigen zehn GHz liegen. Darüber wird die Mitten- oder Zwischenfrequenz f_IF eingestellt, daß sie so niedrig ist, daß die Analog-/Digital-Umwandlung beispielsweise bei etwa 220 kHz möglich ist. Deshalb kann die Frequenzumwandlung auch in mehreren Stufen durchgeführt werden, so daß es mög lich ist, schließlich eine Mitten- oder Zwischenfrequenz wie zum Beispiel 220 kHz zu erhalten.

Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das einen inneren Aufbau des DSP 4 zeigt. Innerhalb des DSP 4 sind ein Quadratur- Detektor (Orthogonaldetektor) 400, um Quadratur-Auswertung des digitalisierten Zwischensignals 211 durchzuführen und eine in-Phase-Komponente I und eine Quadratur-Komponente Q auszugeben; digitale Tiefpaßfilter 405 und 406, um die Hoch frequenzkomponenten von der in-Phase-Komponente I und der Quadratur-Komponente Q, die beide von dem Quadratur-Detektor 400 kommen, jeweils zu entfernen; und Dezimierungsabschnitte 407 und 408, um Dezimierungsbearbeitung für Ausgangssignale von den Tiefpaßfiltern 405 und 406 durchzuführen, vorgesehen. Weiterhin umfaßt der DSP 4 einen Ein-Rahmen-Puffer 409, um darin zeitweise die in-Phase-Komponente I und die Quadratur- Komponente Q zu speichern, die der Dezimierungsbearbeitung unterworfen worden sind; einen FFT-Abschnitt 410, um eine komplexe FFT auf der Basis von Daten der in dem Puffer 409 gespeicherten in-Phase-Komponente I und der Quadratur-Kompo nente Q durchzuführen; und einen Datenverarbeitungsabschnitt 412, um die Berechnung auf der Basis von Ergebnissen 216 der komplexen FFT durch den FFT-Abschnitt 410 durchzuführen, um die Nachbarkanalleistung zu erhalten. Die Ergebnisse 217 werden von dem Datenverarbeitungsabschnitt 412 an die Anzeigeeinrich tung 5 ausgegeben. Als Ein-Rahmen-Puffer 409 wird ein Speicher mit einer ausreichenden Kapazität, um beobachtete Signale zu speichern, verwendet, der der Art und den Standards der durchzuführenden Messung angepaßt ist.

Innerhalb des Quadratur-Detektors 400 sind Signalgenera toren 402 und 404 und Multiplier 401 und 403 vorgesehen. Die Generatoren 402 und 404 erzeugen digitale Werte eines Kosinus-Signals und eines Sinus-Signals bei jeder Proben nahme, und die Kosinus- und Sinus-Signale haben eine gleiche Frequenz f_H. Die Multiplier 401 und 403 multiplizieren jeweils das Kosinus-Signal und das Sinus-Signal mit dem digitalen Signal 211, das dem Quadratur-Detektor 400 zuge führt wird. Ein Ausgangssignal 212 von dem Multiplier 401 gibt die in-Phase-Komponente an und wird in das Tiefpaßfilter 405 eingegeben. Ein Ausgangssignal 213 von dem Multiplier 403 zeigt die Quadratur-Komponente an und wird in das Tiefpaß filter 406 eingegeben.

Nachfolgend wird ein Verfahren zum Messen der Nachbarkanal leistung unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Meß vorrichtung beschrieben, wobei auf das Fließdiagramm der Fig. 5 Bezug genommen wird.

Zuerst wird das Übertragungssignal von dem DUT 1 in den Mischer 8 eingegeben (Schritt 101). Das Übertragungssignal wird mit dem unabhängigen, lokalen Oszillationssignal von dem unabhängigen Oszillator 6 so gemischt, daß das Übertra gungssignal in ein Mitten- oder Zwischenfrequenzsignal umge wandelt wird (Schritt 102). Danach wird eine unnötige Kompo nente von dem Zwischenfrequenzsignal entfernt (Schritt 103). Der A/D-Wandler 3 tastet das Zwischenfrequenzsignal mit der Abtastfrequenz f_SP ab, um es in das digitale Signal 211 umzuwandeln, so daß das Zwischenfrequenzsignal numerisch gemacht wird (Schritt 104).

Das digitale Signal 211 von dem A/D-Wandler 3 wird in den DSP 4 eingegeben. In dem DSP 4 wird das digitale Signal 211 zuerst dem Quadratur-Detektor 400 zur Quadratur-Auswertung zugeführt (Schritt 105). Wenn a = 2πf_IF für die Zwischen frequenz f_IF und ω = 2f_H ist, wird der Wert I des Ausgangs signals 212 der in-Phase-Komponente von dem Multiplier 401 folgendermaßen ausgedrückt.

I = cos(αt).cos(ωt) = [cos(α + ω)t + cos(α - ω)t]/2

In ähnlicher Weise wird der Wert Q des Ausgangssignals 213 der Quadratur-Komponente von dem Multiplier 403 folgender maßen ausgedrückt.

Q = cos(αt).sin(ωt) = [sin(α + ω)t + sin(α - ω)t]/2

Wie oben beschrieben wurde, wird in dem Quadratur-Detektor 400 das Signal von zwei Frequenzkomponenten f_IF ± f_H ausge geben. Nur das Signal, das beobachtet werden soll, wird von den Tiefpaßfiltern 405 und 406 hereingeholt (Schritt 106). Wenn zum Beispiel die Komponente f_IF + f_H durch die digitalen Tiefpaßfilter 405 und 406 entfernt wird und die Komponenten f_IF - f_H durch die Filter 405 und 406 geleitet werden, werden die Signale I und Q nach den folgenden Gleichungen erhalten.

I = cos(α - ω)t

Q = sin(α - ω)t

Die Werte I und Q werden bei jeder Probenahme wie oben be schrieben berechnet. Die komplexe FFT kann auf der Basis so erhaltener Werte I und Q (Ausgangssignale 212 und 213) durch geführt werden. Jedoch werden bei diesem Ausführungsbeispiel Daten "ausgedünnt" bzw. verringert, und zwar werden die Daten durch die Dezimierungsabschnitte 407 und 408 dezimiert, wenn es die Gegebenheiten erfordern (Schritt 107). Die Dezimierungsbearbeitung erfolgt zur Erhöhung des Erfassungs- bzw. dynamischen Bereiches und zur Abkürzung der Bearbei tungszeit und zum Senken der Anzahl der Prozeßdaten mit der Maßgabe, daß die Information, die in den Daten enthalten ist, nicht zerstört wird. Spezieller gesagt, die Dezimie rungsbearbeitung erfolgt, um die Anzahl der Prozeßdaten auf eine Probennahme- oder Abtastrate der minimalen Erfordernisse einzustellen, und zwar derart, daß sie für die nachfolgende Bearbeitung nichts Überflüssiges enthält. So wird beispiels weise die Anzahl der Prozeßdaten durch die Dezimierungsbear beitung auf ein Viertel reduziert.

Das Signal 214 der in-Phase-Komponente und das Signal 215 der Quadratur-Komponente, die der Dezimierungsbearbeitung unterworfen worden waren, werden von den Dezimierungsbear beitungsabschnitten 407 und 408 ausgegeben und werden in den Rahmen-Puffer 409 hereingeholt (Schritt 108). Dann führt der FFT-Abschnitt 410 unter den in dem Puffer 409 gespeicherten Daten die komplexe FFT durch, bei der die in-Phase-Komponente I mit dem Realteil behandelt wird und die Quadratur-Komponente Q mit dem Imaginärteil behandelt wird (Schritt 109). Diese komplexe FFT liefert das folgende Frequenzspektrum F(ω).

worin N die Zahl der Probennahmen oder Abtastungen in der komplexen FFT ist. Wenn das SN-Verhältnis (das Verhältnis des Signals zu dem Rauschen) bei dem erhaltenen Frequenzspektrum F(ω) unzulänglich ist, werden die Messungen mehrere Male durchgeführt und ein durchschnittlicher Wert der Meßergebnisse kann durch Berechnen erhalten werden.

Nachdem das Frequenzspektrum F(ω) erhalten worden ist, werden die Leistung P_car des Übertragungskanalabschnitts und die Leistung P_acp des Nachbarkanalabschnitts durch den Berechnungsabschnitt 412 erhalten, und ein Nachbarkanal- Leistungsverhältnis ACP wird berechnet (Schritt 110). Um dies konkreter zu beschreiben, die Leistung P_car des Über tragungskanalabschnitts wird erhalten, indem das Frequenz spektrum F(ω) bei dem Frequenzband des designierten Über tragungskanals integriert wird, und die Leistung P_acp des Nachbarkanalabschnitts wird erhalten, indem das Frequenz spektrum F(ω) bei dem Frequenzband des ersten Nachbarkanals für den Übertragungskanal integriert wird, wie es durch die folgenden Gleichungen dargestellt ist.

Das Nachbarkanal-Leistungsverhältnis ACP wird durch die Berechnung nach der folgenden Gleichung erhalten.

ACP(dB) = 10 log₁₀(P_acp/P_car).

Die Leistungsverhältnisse für zweite und dritte Nachbarka näle können erhalten werden, indem der Integrationsbereich verändert wird, um die Leistung P_acp in den Frequenzbereich dieser Kanäle hinein zu erhalten, basierend auf der Annahme, daß das Frequenzband des Frequenzspektrums F(ω) auf der komplexen FFT hinreichend ist. Die Leistungsverhältnisse, die auf solch eine Weise berechnet werden, werden an der Anzeigeeinrichtung 5 angezeigt (Schritt 111).

Es wird erwartet, daß die Leistung P_acp des Nachbarkanal abschnitts ein kleiner Wert ist. Um die Meßgenauigkeit für das Leistungsverhältnis ACP durch Erhöhung des dynamischen Bereichs der Messung für die Leistung P_acp zu erhöhen, ist es vorteilhaft, die Messungen so durchzuführen, daß die folgenden Verfahrensschritte hinzugefügt werden. Spezieller gesagt, das Untergrundrauschen wird gemessen, indem ein Eingangssignal für das Meßsystem im Niveau auf Null gesetzt wird und Daten bei jeder Meßbedingung für das Eingangssignal aufgenommen werden. Dann wird die Rauschleistung auf der Basis des gemessenen Rauschuntergrundes jeweils von der Leistung P_car des Übertragungskanalabschnitts und der Leistung P_acp des Nachbarkanalabschnitts, die unter der Bedingung gemessen wurden, daß das Übertragungssignal von dem DUT 1 eingegeben worden ist, subtrahiert. Nach der Kompensation des Untergrund rauschens kann auf die gleiche Weise wie oben das Verhältnis ACP der Nachbarkanalverlustleistung aus den Leistungen P_car und P_acp, von denen die Rauschleistung subtrahiert worden ist, erhalten werden.

Fig. 6 ist ein Diagramm, das eine Relation zwischen dem Über tragungskanal und den Nachbarkanälen zeigt. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, liegt in einem Frequenzbereich der niedrigere Nachbarkanal 21 auf einer Seite niedrigerer Frequenz als der Übertragungskanal 20, und der obere Nachbarkanal 22 liegt auf der Seite einer höheren Frequenz als der Übertragungskanal 20. Die Frequenzbandbreite von jedem Kanal wird als f_BW bezeichnet, und das Intervall zwischen den Mittelfrequenzen der Kanäle wird als f_CH bezeichnet. Um die Verlustleistungen durch Lecken zu den Nachbarkanälen 21 und 22 der niedrigeren und der höheren Seiten zu messen, muß sichergestellt werden, daß f_MW = f_CH.2 + f_BW als Bandbreite für das Frequenzspektrum F(ω) nach Beendigung der komplexen FFT-Bearbeitung ist.

Das Übertragungssignal mit der Kanalanordnung, wie sie in Fig. 6 gezeigt ist, wird in das Zwischenfrequenzsignal umge wandelt und wird dann der Abtastungsverarbeitung durch den A/D-Wandler 3 unterworfen, so daß die Frequenzanord nung erhalten wird, die in Fig. 7 gezeigt ist. Die Zwischen frequenz wird als f_IF ausgedrückt. Weiterhin ist eine Frequenz f_IP im allgemeinen die gleiche wie die Abtast frequenz f_SP. Da die hier diskutierten Signale durch komplexe Zahlen dargestellt werden, tritt ein negativer Frequenzwert in den Fig. 7, 8, 9 und 10 auf.

Fig. 8 zeigt die Frequenzanordnung nach der Quadratur- Auswertung durch den Quadratur-Detektor 400. In Fig. 8 gilt f_H = f_IP/4. Fig. 9 zeigt die Frequenzanordnung des Signals durch Eingabe der Ausgangssignale 212 und 213 von dem Quadratur-Detektor 400 an die Tiefpaßfilter 405 und 406.

Schließlich zeigt Fig. 10 die Frequenzanordnung nach der 1/4-Dezimierungsbearbeitung. Durch die 1/4-Dezimierungs bearbeitung, d. h. durch Durchführen der Bearbeitung zum Verringern der Anzahl der Probennahmen oder Abtastungen auf ein Viertel, wird die obere Grenzfrequenz auch ein Viertel so hoch wie das Frequenzspektrum, das durch die komplexe FFT-Bearbeitung erhalten worden ist. Auf diese Weise wird das Frequenzband jedes Kanals für das ganze Band des Frequenzspektrums, das durch die komplexe FFT- Bearbeitung erhalten worden ist, ein Viertel von dem vor der Dezimierungsbearbeitung, und der dynamische Bereich, d. h. der Aussteuerbereich der Messung wird verbessert.

Das herkömmliche Verfahren zum Messen der Nachbarkanal leistung unter Verwendung des Spektrumanalysators erforderte etwa eine bis zwei Minuten, wohingegen jedoch das Meßver fahren dieses Ausführungsbeispiels gemäß der vorliegenden Erfindung die Nachbarkanalleistung in etwa einer Sekunde messen kann.

Claims

1. Verfahren zur Messung der Verlustleistung durch Lecken eines über den Übertragungskanal eines zu testenden Ge rätes übertragenen Übertragungssignals an einen dem Übertragungskanal benachbarten Kanal, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
Durchführen einer Frequenzwandlung, um das Übertragungs signal in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer vorgege benen Zwischenfrequenz umzuwandeln;
Abtasten dieses Zwischenfrequenzsignals mit einer vorge gebenen Abtastfrequenz, um es in ein digitales Signal umzuwandeln;
Auflösen dieses digitalen Signals in eine in-Phase- Komponente und eine Quadratur-Komponente;
Entfernen einer Hochfrequenz-Komponente sowohl von der in-Phase-Komponente als auch von der Quadratur- Komponente;
Durchführen einer komplexen Fourier-Transformation für die in-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente, von denen die Hochfrequenz-Komponten entfernt sind, um ein Frequenzspektrum zu erhalten; und
Berechnen der Verlustleistung durch Lecken zu dem Nach barkanal aus dem Frequenzspektrum, wobei zur Bestimmung der Leistung des Übertragungskanalabschnitts das Fre quenzspektrum bei dem Frequenzband des Übertragungska nals und zur Bestimmung der Leistung des Nachbarkanalab schnitts das Frequenzspektrum bei dem Frequenzband des dem Übertragungskanal benachbarten Kanals integriert werden.

2. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verlustleistung berechnet wird, nachdem ein Un tergrundrauschen des Meßsystems gemessen worden ist, und daß die Rauschleistung auf der Basis des gemessenen Rauschuntergrundes von der Leistung des Übertragungska nalabschnitts und der Leistung des Nachbarkanalab schnitts zur Kompensation des Untergrundrauschens substrahiert wird.

3. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Dezimierungsbearbeitung für diese in-Phase- Komponente und die Qudaratur-Komponente, von denen die Hochfrequenz-Komponenten entfernt worden sind, durchge führt wird, um die Daten der in-Phase-Komponente und der Quadratur-Komponente mit einer vorbestimmten Rate zu vermindert und daß die komplexe Fourier-Transformation für die in-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente durchgeführt wird, nachdem diese der Dezimierungsbear beitung unterworfen worden sind.

4. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vorherbestimmte Zwischenfrequenz niedriger als eine Frequenz des Übertragungssignals ist.

5. Meßverfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verlustleistung berechnet wird, nachdem ein Un tergrundrauschen des Meßsystems gemessen worden ist, und daß die Rauschleistung auf der Basis des gemessenen Rauschuntergrundes von der Leistung des Übertragungska nalabschnitts und der Leistung des Nachbarkanalabschnitts zur Kompensation des Untergrundrauschens substrahiert wird.

6. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein momentaner Wert einer cosinus-Funktion einer vorher bestimmten Frequenz und ein momentaner Wert einer sinus- Funktion dieser vorherbestimmten Frequenz bei jeder Probennahme erzeugt werden und jeder dieser momentanen Werte mit dem besagten digitalen Signal multipliziert wird, um dadurch das digitale Signal in die besagte in-Phase- Komponente und die Quadratur-Komponente aufzulösen.

7. Vorrichtung zur Messung der Verlustleistung durch Lecken eines über den Übertragungskanal eines zu testenden Ge rätes übertragenen Übertragungssignals an einen dem Übertragungskanal benachbarten Kanal, gekennzeichnet durch:
eine Frequenzumwandlungseinrichtung (8) zum Umwandeln des Übertragungssignals in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer vorherbestimmten Zwischenfrequenz;
eine A/D-Wandlereinrichtung (3) zur Abtastung des Zwi schenfrequenzsignals mit einer vorherbestimmten Proben nahme-Abtastfrequenz, um dieses in ein digitales Signal umzuwandeln;
eine Qudratur-Auswerteeinrichtung (400) zum Auflösen des digitalen Signals in eine in-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente;
eine Fourier-Transformationseinrichtung (410) zum Durch führen einer komplexen Fourier-Transformation für die besagte in-Phase-Komponente und die besagte Quadratur- Komponente, die von der Quadratur-Auswerteeinrichtung geliefert werden, um ein Frequenzsprektrum zu erhalten; und
eine Datenverarbeitungseinrichtung (412) zum Berechnen der Verlustleistung aus dem Frequenzspektrum, wobei die Datenverarbeitungseinrichtung derart ausgebildet ist, daß zur Bestimmung der Leistung des Übertragungskanalab schnitts das Frequenzspektrum bei dem Frequenzband des Übertragungskanals und zur Bestimmung der Leistung des Nachbarkanalabschnitts das Frequenzspektrum bei dem Fre quenzband des dem Übertragungskanal benachbarten Kanals integrierbar ist.

8. Meßvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Tiefpaßfilter (2) zum Entfernen einer Hochfre quenz Komponente sowohl von der in-Phase-Komponente als auch von der Quadratur-Komponente zwischen der Quadra tur-Auswerteeinrichtung und der Fourier-Transformations einrichtung angeordnet ist.

9. Meßvorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Dezimierungseinrichtung (407, 408) zum Verrin gern von Daten von der in-Phase-Komponente und der Qua dratur-Komponente mit einer vorherbestimmten Rate zwi schen das Tiefpaßfilter und die Fourier-Transformations einrichtung eingeschoben ist.

10. Meßvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Quadratur-Auswerteeinrichtung (400) eine erste Signalerzeugungseinrichtung (402) zum Erzeugen eines mo mentanen Wertes einer cosinus-Funktion einer vorherbe stimmten Frequenz bei jeder Abtastung; eine erste Multi plikationseinrichtung (401) zum Multiplizieren eines Ausgangssignals von der ersten Signalerzeugungsreinrich tung mit dem besagten digitalen Signal, um das Multipli kationsergebnis als ein Signal der in-Phase-Komponente auszugeben; eine zweite Signalerzeugungseinrichtung (404) zum Erzeugen eines momentanen Wertes einer sinus- Funktion der vorherbestimmten Frequenz bei jeder Abta stung und eine zweite Multiplikationseinrichtung (403) zum Multiplizieren eines Ausgangssignals von der zweiten Signalerzeugungseinrichtung mit dem besagten digitalen Signal, um ein Multiplikationsergebnis als ein Signal des Quadratur-Komponentensignals auszugeben, umfaßt.

11. Meßvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die vorherbestimmte Zwischenfrequenz niedriger als eine Frequenz des Übertragungssignals ist.