DE19647090A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Messung der Nachbarkanalleistung - Google Patents
Verfahren und Vorrichtung zur Messung der NachbarkanalleistungInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung
der Leistung im Nachbarkanal, hier abgekürzt ACP (von
Englisch: adjacent channel power) genannt, bei einem zu
testenden Gerät, hier abgekürzt DUT (von Englisch: device
under test) bezeichnet, wie beispielsweise einem Funksender
in einer kurzen Zeit und eine Vorrichtung zur Durchführung
dieser Messung.
Bei einem Funkkommunikationssystem wie einem Mobilfunksystem
oder mobilen Kommunikationssystem allgemein ist üblicher
weise ein dem System zugeordnetes Frequenzband in eine Viel
zahl von Frequenzkanälen unterteilt, um dadurch jeden der
Kanäle für eine unterschiedliche entsprechende Kommunikation
zu benutzen. Hierbei wird ein Frequenzkanal, der von einem
Sender für seine Übertragung von Information benutzt wird,
ein Übertragungskanal genannt, und eine Leckleistung oder
Verlustleistung, die von dem Übertragungskanal zu einem
benachbarten Kanal übergeht, wird Nachbarkanalleistung
genannt. Um Nebensprechen und Störung auf der Empfängerseite
zu verhindern, ist es erforderlich, daß jeder Sender streng
auf eine Erzeugung von Verlustleistung an den Kanal, der
dem Übertragungskanal benachbart ist, kontrolliert wird.
Die Nachbarkanalleistung von dem zu testenden Gerät (DUT),
wie von einem Funksender, wird üblicherweise dadurch bewertet,
daß die von dem DUT gesendeten Signale unter Verwendung
eines Spektrumanalysators analysiert werden.
Fig. 1 ist ein Diagramm der Frequenz-Leistungs-Charakteristik,
das schematisch Kanalanordnungen bei dem Frequenzbereich
zeigt. In Fig. 1 sollen die Intervalle von Kanalmittel
frequenzen 25 kHz sein. Kanäle, die an beiden Seiten einem
Übertragungskanal 90 benachbart sind, sind die Nachbarkanäle
91, und die darauf folgenden Nachbarkanäle 92 liegen außerhalb
jeweils des Nachbarkanals 91. Nachbarkanäle höherer Ordnung
liegen an der Außenseite jeweils von den weiteren Nachbar
kanälen 92.
In digitalen Funkkommunikationssystemen wird häufig ein
zeitüberlappter Mehrfachzugriff, hier TDMA (von Englisch:
time division multiple access) genannt, angewendet. Wenn eine
Zeitmultiplex-Technologie wie TDMA angewendet wird, wird,
wenn ein Sender betrachtet wird, ein Signal von diesem Sender
in vorgeschriebenen Intervallen in der Form eines Signal
bündels übertragen. Eine Fortsetzungsperiode (ein Fort
setzungsübertragungsblock) von einem Signalbündel beim Senden
eines Signals wird ein freier Platz in einer Warteschlange
oder ein "Schlitz" genannt, und eine Wiederholungsperiode
von Impulsen in der Form eines Signalbündels wird ein
"Rahmen" genannt. Beispielsweise besteht ein Rahmen in einem
digitalen Mehrkanalzugriff (in einem digitalen MCA von Englisch:
multi-channel access), der in Japan als ein Mobilkommunikations
system unter Anwendung des TDMA praktisch benutzt wird, aus
6 Zeitschlitzen. Weiterhin wird der TDMA in einem digitali
sierten zellularen Funknetz-System und in einem Personal-
Handy-Telefonsystem (PHS) angewendet, bei dem ein Rahmen
aus einer Vielzahl von Zeitschlitzen besteht.
Wenn die Änderungen in einem Übertragungskanal sofort wie
das vorangegangene Übertragungsblocksignal aufgrund der
Verwendung des TDMA auftreten, wird eine Störwelle in
einem Frequenzkanal induziert, der dem Übertragungskanal
benachbart ist.
Fig. 2 zeigt ein typisches Anordnungsbeispiel für den Fall,
wenn die Nachbarkanalleistung unter Verwendung des Spektrum
analysators gemessen wird. Ein Übertragungssignal des
DUT 1 wird in den Spektrumanalysator 10 eingegeben, der
auf dem Markt erhältlich ist, und der Computer 9 ist mit
dem Spektrumanalysator 10 verbunden. Nach einer Messung in
einem Zeitbereich in dem Spektrumanalysator 10 wird eine
durchschnittliche Leistung durch den Computer 9 für den
Übertragungsblock berechnet. Die Meßmethode zum Erhalten der
Nachbarkanalleistung in dem Sender des digitalen MCA-Systems
ist beispielsweise in Digital MCA System Standard RCR STD-32,
erste Ausgabe, Seiten 226-227, März 1993, ausgegeben von
Research & Development Center for Radio Systems, eine in
Japan gegründeten Stiftung, die jetzt Association of Radio
Industries and Businesses genannt wird, beschrieben.
Das herkömmliche Meßverfahren für die Nachbarkanalleistung in
dem System, bei dem der TDMA angewendet wird, unter Ver
wendung der Anordnung der Fig. 2, wird später noch beschrieben.
Hierbei soll eine normale Bandbreite von jedem der Kanäle
18 kHz sein (Mittelfrequenz ± 9 kHz), und Intervalle der Mittel
frequenz der Kanäle sollen 25 kHz betragen. Weiterhin soll
eine Mittelfrequenz des Übertragungskanals, der beobachtet wird,
eine Testfrequenz sein.
Zuerst werden basierend auf Standardwerten für eine Träger
frequenz und der Testfrequenz Meßbedingungen für den Spektrum
analysator 10 eingestellt. Die Übertragungsfrequenz des
DUT 1 wie eines Senders wird so eingestellt, daß sie der
Testfrequenz gleich ist, und das Übertragungssignal von
dem DUT 1 wird in den Spektrumanalysator 10 eingegeben. Die
Messungen an dem Spektrumanalysator 10 werden einer Datenver
arbeitung durch den Computer 9 unterworfen. Dann werden die
Meßergebnisse nach den folgenden Verfahrensschritten erhalten.
- (a) Die Anzahl der Probennahmen bei dem Frequenzbereich wird vorher festgelegt. Nach Abschluß des Frequenzdurchlaufs an dem Spektrumanalysator 10 werden die Messungen an all den Probenpunkten in den Computer 9 als Datenfeldvariable herein geholt.
- (b) Die gemessenen Leistungswerte für alle Proben, die in einer Dezibel-Form dargestellt sind, werden in Antilogarithmen umgewandelt. Die Antilogarithmus-Daten in einer Leistungs dimension können ein relativer Wert sein.
- (c) Die Summe über die Leistung aller Proben wird erhalten und als eine Gesamtleistung Pc gespeichert.
- (d) Messung einer Nachbarkanalleistung Pu auf der oberen
Seite:
Mit der Zentrierung um die Frequenz, die durch Addieren der Trägerfrequenz des Übertragungskanals zu 25 kHz (Kanal-Inter vall) erhalten wird, werden Daten von jeder der Proben, die in der normalen Bandbreite (18 kHz) enthalten sind, in die Datenfeldvariablen des Computers 9 hineingeholt. Die Messung von jedem Probenpunkt wird in den Antilogarithmuswert der Leistung umgewandelt, und die Summe der Antilogarithmuswerte wird als Nachbarkanalleistung Pu an der oberen Seite erhalten. - (e) Messung der Nachbarkanalleistung Pl an der unteren Seite: Mit der Zentrierung um die Frequenz, die durch Subtraktion von 25 kHz (Kanalbreite) von der Trägerfrequenz des Über tragungskanals erhalten wird, werden Daten von jeder der Proben, die in der normalen Bandbreite (18 kHz) enthalten sind, in die Datenfeldvariablen des Computers 9 hereingeholt. Die Messung von jedem Probenpunkt wird in den Antilogarithmuswert der Leistung umgewandelt, und die Summe der Antilogarithmus werte wird als Nachbarkanalleistung Pl an der unteren Seite erhalten.
- (f) Dann wird die Berechnung durch den Computer 9 unter An wendung der folgenden Gleichungen durchgeführt, und die Ergebnisse werden in der Form eines Dezibels erhalten. Verhältnis der Nachbarkanalleistung an der oberen Seite = 10 log₁₀(Pu/Pc) (1)Verhältnis der Nachbarkanalleistung an der unteren Seite= 10 log₁₀(Pl/Pc) (2)Unter Verwendung des Spektrumanalysators kann die Leck leistung oder Verlustleistung an den Nachbarkanal auf die vorstehend beschriebene Weise erhalten werden. Dieses Ver fahren beinhaltet unumgänglich die Probennahme an dem Frequenz bereich. Um mit Sicherheit die maximale Leistung zu messen, ist es im allgemeinen notwendig, die Probennahme an einem oder mehreren Punkten pro einem Rahmen durchzuführen. Nimmt man zum Beispiel an, daß die Folgezeit von einem Zeitschlitz 15 ms ist und ein Rahmen aus sechs Zeitschlitzen besteht, so ist aus diesem Grund eine Abtastzeit von wenigstens 90 ms für die Probennahme an einem Punkt erforderlich. In dem Fall, daß 500 Punkte auf der Frequenzachse unter Verwendung des Spektrumanalysators gemessen werden, werden wenigstens 45 Sekunden für eine Messung benötigt. Deshalb ist eine lange Zeit notwendig, um die Nachbarkanalleistung unter Verwendung des Spektrumanalysators zu erhalten.
Darüber hinaus ist im allgemeinen innerhalb des Spektrum
analysators ein Analogfilter als ein Zwischenfrequenzfilter
(IF-Filter) eingebaut. Da jedoch Meßfehler entsprechend
der Anlaufzeit dieses Analogfilters erzeugt werden, ist die
Abtastgeschwindigkeit begrenzt. Spezieller gesagt: da es
notwendig ist, die Abtastzeit im umgekehrten Verhältnis
zu dem Quadrat einer Auflösungsbandbreite (RBW) dieses
Analogfilters einzustellen, sollte die Abtastzeit ausgedehnt
werden, wenn die RBW schmaler gemacht wird. Deshalb ist die
Zeit für die Messung lang.
Die erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein
Meßverfahren zu schaffen, mit dem man in der Lage ist, eine
Nachbarkanalleistung in einer kurzen Zeit zu messen, ohne
daß Begrenzung aufgrund einer Auflösungsbandbreite RBW eines
Analogfilters innerhalb eines Spektrumanalysators besteht.
Die zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine
Meßvorrichtung zu schaffen, die ermöglicht, eine Nachbar
kanalleistung in einer kurzen Zeit zu messen, ohne daß
Beschränkung aufgrund einer Auflösungsbandbreite RBW eines
Analogfilters innerhalb eines Spektrumanalysators besteht.
Die erste Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Messung der
Verlustleistung durch Lecken eines Übertragungssignals von
einem Übertragungskanal in einen diesem benachbarten Kanal,
wobei das Übertragungssignal für den Übertragungskanal von
einem zu testenden Gerät erzeugt wird, dadurch gelöst, daß
das Verfahren die Schritte umfaßt, daß eine Frequenzwandlung
durchgeführt wird, um das Übertragungssignal in ein Zwischen
frequenzsignal mit einer vorherbestimmten Zwischenfrequenz
umzuwandeln; das Zwischenfrequenzsignal probenweise mit
einer vorherbestimmten Abtastfrequenz abgetastet wird,
um es in ein digitales Signal umzuwandeln; das digitale
Signal in eine in-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente
aufgelöst wird; eine Hochfrequenz-Komponente sowohl von der
in-Phase-Komponente als auch von der Quadratur-Komponente
entfernt wird; eine komplexe Fourier-Transformation für die
in-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente, von denen
die Hochfrequenz-Komponenten entfernt sind, durchgeführt wird,
um ein Frequenzspektrum zu erhalten; und die Verlustleistung
durch Lecken zu dem Nachbarkanal aus dem Frequenzspektrum
berechnet wird.
Bei dem Verfahren zur Messung der Verlustleistung an den
Nachbarkanal gemäß der vorliegenden Erfindung ist es zu
bevorzugen, ein Untergrundrauschen des Meßsystems zu messen und
einen Verlustwert des Frequenzspektrums auf der Basis des
Untergrundrauschens zu kompensieren. Danach kann die Verlust
leistung an den Nachbarkanal berechnet werden. Um den dynamischen
Bereich zu erhöhen und den Umfang der Datenverarbeitung zu
reduzieren, ist es außerdem möglich, daß die in-Phase-Komponente
und die Quadratur-Komponente, von denen die Hochfrequenz-
Komponenten entfernt sind, einer Dezimierung unterworfen werden
und eine komplexe Fourier-Transformation für die In-Phase-
Komponente und die Quadratur-Komponente nach dieser Dezimierung
durchgeführt wird.
Die zweite Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zur Messung
der Verlustleistung, die die Verlustleistung durch Lecken eines
Übertragungssignals an einen Kanal, der dem Übertragungskanal
benachbart ist, mißt, wobei das Übertragungssignal für diesen
Übertragungskanal von einem zu testenden Gerät erzeugt wird,
dadurch gelöst, daß die Vorrichtung eine Frequenzumwandlungs
einrichtung zum Umwandeln des Übertragungssignals in ein
Zwischenfrequenzsignal mit einer vorherbestimmten Zwischen
frequenz; eine A/D-Wandlereinrichtung zum probenweisen
Abtasten des Zwischenfrequenzsignals mit einer vorherbestimmten
Abtastfrequenz, um dieses in ein digitales Signal umzuwandeln;
eine Quadratur-Auswerteeinrichtung zum Auflösen des digitalen
Signals in eine in-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente;
eine Fourier-Transformationseinrichtung zum Durchführen einer
komplexen Fourier-Transformation für die in-Phase-Komponente
und die Quadratur-Komponente, die von der Quadratur-Auswerte
einrichtung geliefert werden, um ein Frequenzspektrum zu erhalten;
und eine Datenverarbeitungseinrichtung zum Berechnen der
Verlustleistung aus dem Frequenzspektrum umfaßt.
Bei der Meßvorrichtung für die Verlustleistung an den Nachbar
kanal gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Tiefpaßfilter
zum Entfernen der Hochfrequenz-Komponente von der In-Phase-
Komponente und der Quadratur-Komponente zwischen der Quadratur-
Auswerteeinrichtung und der Fourier-Transformationseinrichtung
angeordnet werden. Weiterhin kann eine Dezimierungseinrichtung
zum Ausdünnen bzw. Verringern der Daten der in-Phase-Komponente
und der Quadratur-Komponente mit einer vorherbestimmten Rate
zwischen das Tiefpaßfilter und die Fourier-Transformations
einrichtung eingeschoben werden.
Bei der vorliegenden Erfindung ist es durch Anwendung einer
digitalen Verarbeitungstechnologie, die eine komplexe schnelle
Fourier-Transformation (komplexe FFT) durchführt, möglich,
die Verlustleistung durch Lecken an den Nachbarkanal in einer
kurzen Zeit zu messen.
Die vorstehenden und weitere Aufgaben, Ziele und Merkmale
sowie Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich
deutlicher aus der folgenden Beschreibung, bei der auf die
beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird, und die ein
Beispiel einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung darstellen.
Fig. 1 ist ein Frequenzdiagramm, das ein Beispiel für
eine Anordnung eines Übertragungskanals mit
Nachbarkanälen zeigt;
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild, das ein Beispiel für eine
Anordnung zur Durchführung eines herkömmlichen
Verfahrens zum Messen der Verlustleistung durch
Lecken an einen Nachbarkanal unter Verwendung eines
Spektrumanalysators zeigt;
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau einer
Meßvorrichtung für eine Verlustleistung durch
Lecken an einen Nachbarkanal in einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das einen Aufbau eines
digitalen Signalprozessors (DSP) in der Vorrichtung
von Fig. 3 zeigt;
Fig. 5 ist ein Fließdiagramm, das die Meßverfahren für die
Verlustleistung an den Nachbarkanal zeigt;
Fig. 6 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung des
Übertragungskanals mit den Nachbarkanälen zeigt;
Fig. 7 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der
Kanäle nach der Frequenzwandlung zeigt;
Fig. 8 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der
Kanäle nach der Quadratur-Auswertung zeigt;
Fig. 9 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der
Kanäle nach dem Durchgang durch Tiefpass-Filter
zeigt; und
Fig. 10 ist ein Frequenzdiagramm, das eine Anordnung der
Kanäle nach Dezimierungsbearbeitung zeigt.
Es folgt eine detaillierte Beschreibung des bevorzugten
Ausführungsbeispiels.
Ein Aufbau einer Meßvorrichtung gemäß einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 3
gezeigt. Diese Meßvorrichtung mißt eine Nachbarkannalleistung,
die eine Verlustleistung durch Lecken in einen Nachbarkanal
eines Übertragungskanals eines zu testenden Gerätes (DUT) 1,
wie zum Beispiel eines Senders, ist. Das DUT 1 erzeugt ein
Übertragungssignal in dem vorherbestimmten Übertragungskanal.
Die Meßvorrichtung führt eine komplexe FFT, d. h. eine
schnelle Fourier-Transformation, unter Verwendung eines
digitalen Signalprozessors (DSP) 4 durch, um die Nachbar
kanalleistung zu messen.
Ein unabhängiger, lokaler Oszillator 6 ist vorgesehen, der
ein unabhängiges Oszillationssignal mit einer Frequenz fLO
erzeugt, und das Übertragungssignal von dem DUT 1 und das
unabhängige Oszillationssignal werden in einen Mischer 8
eingegeben. Der Mischer 8 führt eine Frequenzwandlung durch,
um das Übertragungssignal in das Zwischenfrequenzsignal mit
einer Zwischenfrequenz oder Mittenfrequenz fIF umzuwandeln.
Ein Tiefpaßfilter (LPF) 2 ist an einer Ausgangsseite des
Mischers 8 angeordnet, und ein Analog-/Digital-Wandler (A/D) 3
ist an einer Ausgangsseite des Tiefpaßfilters 2 angeordnet.
Der A/D-Wandler 3 führt eine Analog-/Digital-Wandlung des
Zwischenfrequenzsignals in ein digitales Signal 211 durch
und gibt dieses aus. Von dem Oszillator 7 wird eine Abtast
frequenz fSP dem A/D-Wandler 3 zugeführt. Weiterhin ist ein
digitaler Signal-Prozessor DSP 4 vorgesehen, der eine digitale
Signalbearbeitung für das digitale Signal 211, das von dem
A/D-Wandler 3 zugeführt wird, durchführt. Eine Anzeigeeinrich
tung 5 zeigt die Verarbeitungsergebnisse 217 an dem DSP 4 an.
Bei diesem Beispiel kann der Übertragungskanal in irgendeinem
beliebigen Frequenzbereich liegen. Er wird jedoch besonders
typischerweise in dem Bereich von einigen zehn MHz bis zu
einigen zehn GHz liegen. Darüber wird die Mittel- oder
Zwischenfrequenz fIF eingestellt, daß sie so niedrig ist,
daß die Analog-/Digital-Umwandlung beispielsweise bei etwa
220 kHz möglich ist. Deshalb kann die Frequenzumwandlung
auch in mehreren Stufen durchgeführt werden, so daß es mög
lich ist, schließlich eine Mittel- oder Zwischenfrequenz wie
zum Beispiel 220 kHz zu erhalten.
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das einen inneren Aufbau
des DSP 4 zeigt. Innerhalb des DSP 4 sind ein Quadratur-
Detektor (Orthogonaldetektor) 400, um Quadratur-Auswertung
des digitalisierten Zwischensignals 211 durchzuführen und
eine in-Phase-Komponente I und eine Quadratur-Komponente Q
auszugeben; digitale Tiefpaßfilter 405 und 406, um die Hoch
frequenzkomponenten von der in-Phase-Komponente I und der
Quadratur-Komponente Q, die beide von dem Quadratur-Detektor
400 kommen, jeweils zu entfernen; und Dezimierungsabschnitte
407 und 408, um Dezimierungsbearbeitung für Ausgangssignale
von den Tiefpaßfiltern 405 und 406 durchzuführen, vorgesehen.
Weiterhin umfaßt der DSP 4 einen Ein-Rahmen-Puffer 409, um
darin zeitweise die in-Phase-Komponente I und die Quadratur-
Komponente Q zu speichern, die der Dezimierungsbearbeitung
unterworfen worden sind; einen FFT-Abschnitt 410, um eine
komplexe FFT auf der Basis von Daten der in dem Puffer 409
gespeicherten in-Phase-Komponente I und der Quadratur-Kompo
nente Q durchzuführen; und einen Datenverarbeitungsabschnitt
412, um die Berechnung auf der Basis von Ergebnissen 216 der
komplexen FFT durch den FFT-Abschnitt 410 durchzuführen, um
die Nachbarkanalleistung zu erhalten. Die Ergebnisse 217 werden
von dem Datenverarbeitungsabschnitt 412 an die Anzeigeeinrich
tung 5 ausgegeben. Als Ein-Rahmen-Puffer 409 wird ein Speicher
mit einer ausreichenden Kapazität, um beobachtete Signale
zu speichern, verwendet, der der Art und den Standards der
durchzuführenden Messung angepaßt ist.
Innerhalb des Quadratur-Detektors 400 sind Signalgenera
toren 402 und 404 und Multiplier 401 und 403 vorgesehen.
Die Generatoren 402 und 404 erzeugen digitale Werte eines
Kosinus-Signals und eines Sinus-Signals bei jeder Proben
nahme, und die Kosinus- und Sinus-Signale haben eine gleiche
Frequenz fH. Die Multiplier 401 und 403 multiplizieren
jeweils das Kosinus-Signal und das Sinus-Signal mit dem
digitalen Signal 211, das dem Quadratur-Detektor 400 zuge
führt wird. Ein Ausgangssignal 212 von dem Multiplier 401
gibt die in-Phase-Komponente an und wird in das Tiefpaßfilter
405 eingegeben. Ein Ausgangssignal 213 von dem Multiplier 403
zeigt die Quadratur-Komponente an und wird in das Tiefpaß
filter 406 eingegeben.
Nachfolgend wird ein Verfahren zum Messen der Nachbarkanal
leistung unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Meß
vorrichtung beschrieben, wobei auf das Fließdiagramm der
Fig. 5 Bezug genommen wird.
Zuerst wird das Übertragungssignal von dem DUT 1 in den
Mischer 8 eingegeben (Schritt 101). Das Übertragungssignal
wird mit dem unabhängigen, lokalen Oszillationssignal von
dem unabhängigen Oszillator 6 so gemischt, daß das Übertra
gungssignal in ein Mitten- oder Zwischenfrequenzsignal umge
wandelt wird (Schritt 102). Danach wird eine unnötige Kompo
nente von dem Zwischenfrequenzsignal entfernt (Schritt 103).
Der A/D-Wandler 3 tastet das Zwischenfrequenzsignal mit der
Abtastfrequenz fSP ab, um es in das digitale Signal 211
umzuwandeln, so daß das Zwischenfrequenzsignal numerisch
gemacht wird (Schritt 104).
Das digitale Signal 211 von dem A/D-Wandler 3 wird in den
DSP 4 eingegeben. In dem DSP 4 wird das digitale Signal 211
zuerst dem Quadratur-Detektor 400 zur Quadratur-Auswertung
zugeführt (Schritt 105). Wenn α = 2πfIF für die Zwischen
frequenz fIF und ω = 2fH ist, wird der Wert I des Ausgangs
signals 212 der in-Phase-Komponente von dem Multiplier 401
folgendermaßen ausgedrückt
I = cos(αt) * cos(ωt)
= [cos(α + ω)t + cos(α - ω)t]/2.
= [cos(α + ω)t + cos(α - ω)t]/2.
In ähnlicher Weise wird der Wert Q des Ausgangssignals 213
der Quadratur-Komponente von dem Multiplier 403 folgender
maßen ausgedrückt
Q = cos(αt) * sin(ωt)
= [sin(α + ω)t + sin(α - ω)t]/2.
= [sin(α + ω)t + sin(α - ω)t]/2.
Wie oben beschrieben wurde, wird in dem Quadratur-Detektor
400 das Signal von zwei Frequenzkomponenten fIF ± fH ausge
geben. Nur das Signal, das beobachtet werden soll, wird von
den Tiefpaßfiltern 405 und 406 hereingeholt (Schritt 106).
Wenn zum Beispiel die Komponente fIF + fH durch die digitalen
Tiefpaßfilter 405 und 406 entfernt wird und die Komponenten
fIF - fH durch die Filter 405 und 406 geleitet werden, werden
die Signale I und Q nach den folgenden Gleichungen erhalten
I = cos(α - ω)t
Q = sin(α - ω)t.
Q = sin(α - ω)t.
Die Werte I und Q werden bei jeder Probenahme wie oben be
schrieben berechnet. Die komplexe FFT kann auf der Basis so
erhaltener Werte I und Q (Ausgangssignale 212 und 213) durch
geführt werden. Jedoch werden bei diesem Ausführungsbeispiel
Daten "ausgedünnt" bzw. verringert, und zwar werden die
Daten durch die Dezimierungsabschnitte 407 und 408 dezimiert,
wenn es die Gegebenheiten erfordern (Schritt 107). Die
Dezimierungsbearbeitung erfolgt zur Erhöhung des Erfassungs
bzw. dynamischen Bereiches und zur Abkürzung der Bearbei
tungszeit und zum Senken der Anzahl der Prozeßdaten mit
der Maßgabe, daß die Information, die in den Daten enthalten
ist, nicht zerstört wird. Spezieller gesagt, die Dezimie
rungsbearbeitung erfolgt, um die Anzahl der Prozeßdaten auf
eine Probennahme- oder Abtastrate der minimalen Erfordernisse
einzustellen, und zwar derart, daß sie für die nachfolgende
Bearbeitung nichts Überflüssiges enthält. So wird beispiels
weise die Anzahl der Prozeßdaten durch die Dezimierungsbear
beitung auf ein Viertel reduziert.
Das Signal 214 der In-Phase-Komponente und das Signal 215
der Quadratur-Komponente, die der Dezimierungsbearbeitung
unterworfen worden waren, werden von den Dezimierungsbear
beitungsabschnitten 407 und 408 ausgegeben und werden in den
Rahmen-Puffer 409 hereingeholt (Schritt 108). Dann führt der
FFT-Abschnitt 410 unter den in dem Puffer 409 gespeicherten
Daten die komplexe FFT durch, bei der die In-Phase-Komponente
I mit dem Realteil behandelt wird und die Quadratur-Komponente
Q mit dem Imaginärteil behandelt wird (Schritt 109). Diese
komplexe FFT liefert das folgende Frequenzspektrum F(ω).
worin N die Zahl der Probennahmen oder Abtastungen in der
komplexen FFT ist. Wenn das SN-Verhältnis (das Verhältnis des
Signals zu dem Rauschen) bei dem erhaltenen Frequenzspektrum
F(ω) unzulänglich ist, werden die Messungen mehrere Male
durchgeführt und ein durchschnittlicher Wert der Meßergebnisse
kann durch Berechnen erhalten werden.
Nachdem das Frequenzspektrum F(ω) erhalten worden ist,
werden die Leistung Pcar des Übertragungskanalabschnitts
und die Leistung Pacp des Nachbarkanalabschnitts durch den
Berechnungsabschnitt 412 erhalten, und ein Nachbarkanal-
Leistungsverhältnis ACP wird berechnet (Schritt 110). Um
dies konkreter zu beschreiben, die Leistung Pcar des Über
tragungskanalabschnitts wird erhalten, indem das Frequenz
spektrum F(ω) bei dem Frequenzband des designierten Über
tragungskanals integriert wird, und die Leistung Pacp des
Nachbarkanalabschnitts wird erhalten, indem das Frequenz
spektrum F(ω) bei dem Frequenzband des ersten Nachbarkanals
für den Übertragungskanal integriert wird, wie es durch die
folgenden Gleichungen dargestellt ist.
Das Nachbarkanal-Leistungsverhältnis ACP wird durch die
Berechnung nach der folgenden Gleichung erhalten.
ACP (dB) = 10 log₁₀ (Pacp/Pcar).
Die Leistungsverhältnisse für zweite und dritte Nachbarka
näle können erhalten werden, indem der Integrationsbereich
verändert wird, um die Leistung Pacp in den Frequenzbereich
dieser Kanäle hinein zu erhalten, basierend auf der Annahme,
daß das Frequenzband des Frequenzspektrums F(ω) auf der
komplexen FFT hinreichend ist. Die Leistungsverhältnisse,
die auf solch eine Weise berechnet werden, werden an der
Anzeigeeinrichtung 5 angezeigt (Schritt 111).
Es wird erwartet, daß die Leistung Pacp des Nachbarkanal
abschnitts ein kleiner Wert ist. Um die Meßgenauigkeit für
das Leistungsverhältnis ACP durch Erhöhung des dynamischen
Bereichs der Messung für die Leistung Pacp zu erhöhen, ist
es vorteilhaft, die Messungen so durchzuführen, daß die
folgenden Verfahrensschritte hinzugefügt werden. Spezieller
gesagt, das Untergrundrauschen wird gemessen, indem ein
Eingangssignal für das Meßsystem im Niveau auf Null gesetzt
wird und Daten bei jeder Meßbedingung für das Eingangssignal
aufgenommen werden. Dann wird die Rauschleistung auf der Basis
des gemessenen Rauschuntergrundes jeweils von der Leistung
Pcar des Übertragungskanalabschnitts und der Leistung Pacp
des Nachbarkanalabschnitts, die unter der Bedingung gemessen
wurden, daß das Übertragungssignal von dem DUT 1 eingegeben
worden ist, subtrahiert. Nach der Kompensation des Untergrund
rauschens kann auf die gleiche Weise wie oben das Verhältnis
ACP der Nachbarkanalverlustleistung aus den Leistungen Pcar
und Pacp, von denen die Rauschleistung subtrahiert worden ist,
erhalten werden.
Fig. 6 ist ein Diagramm, das eine Relation zwischen dem Über
tragungskanal und den Nachbarkanälen zeigt. Wie in Fig. 6
gezeigt ist, liegt in einem Frequenzbereich der niedrigere
Nachbarkanal 21 auf einer Seite niedrigerer Frequenz als der
Übertragungskanal 20, und der obere Nachbarkanal 22 liegt
auf der Seite einer höheren Frequenz als der Übertragungskanal
20. Die Frequenzbandbreite von jedem Kanal wird als fBW
bezeichnet, und das Intervall zwischen den Mittelfrequenzen
der Kanäle wird als fCH bezeichnet. Um die Verlustleistungen
durch Lecken zu den Nachbarkanälen 21 und 22 der niedrigeren
und der höheren Seiten zu messen, muß sichergestellt werden,
daß fMW = fCH * 2 + fBW als Bandbreite für das Frequenzspektrum
F(ω) nach Beendigung der komplexen FFT-Bearbeitung erforderlich
ist.
Das Übertragungssignal mit der Kanalanordnung, wie sie in
Fig. 6 gezeigt ist, wird in das Zwischenfrequenzsignal umge
wandelt und wird dann der Abtastungsverarbeitung durch
den A/D-Wandler 3 unterworfen, so daß die Frequenzanord
nung erhalten wird, die in Fig. 7 gezeigt ist. Die Zwischen
frequenz wird als fIF ausgedrückt. Weiterhin ist eine
Frequenz fIP im allgemeinen die gleiche wie die Abtast
frequenz fSP. Da die hier diskutierten Signale durch
komplexe Zahlen dargestellt werden, tritt ein negativer
Frequenzwert in den Fig. 7, 8, 9 und 10 auf.
Fig. 8 zeigt die Frequenzanordnung nach der Quadratur-
Auswertung durch den Quadratur-Detektor 400. In Fig. 8
gilt fH = fIP/4. Fig. 9 zeigt die Frequenzanordnung des
Signals durch Eingabe der Ausgangssignale 212 und 213 von
dem Quadratur-Detektor 400 an die Tiefpaßfilter 405 und
406.
Schließlich zeigt Fig. 10 die Frequenzanordnung nach der
1/4-Dezimierungsbearbeitung. Durch die 1/4-Dezimierungs
bearbeitung, d. h. durch Durchführen der Bearbeitung zum
Verringern der Anzahl der Probennahmen oder Abtastungen
auf ein Viertel, wird die obere Grenzfrequenz auch ein
Viertel so hoch wie das Frequenzspektrum, das durch die
komplexe FFT-Bearbeitung erhalten worden ist. Auf diese
Weise wird das Frequenzband jedes Kanals für das ganze
Band des Frequenzspektrums, das durch die komplexe FFT-
Bearbeitung erhalten worden ist, ein Viertel von dem vor
der Dezimierungsbearbeitung, und der dynamische Bereich,
d. h. der Aussteuerbereich der Messung wird verbessert.
Das herkömmliche Verfahren zum Messen der Nachbarkanal
leistung unter Verwendung des Spektrumanalysators erforderte
etwa eine bis zwei Minuten, wohingegen jedoch das Meßver
fahren dieses Ausführungsbeispiels gemäß der vorliegenden
Erfindung die Nachbarkanalleistung in etwa einer Sekunde
messen kann.
Es ist jedoch zu bemerken, daß, obgleich die Eigenschaften
und Vorteile der vorliegenden Erfindung in der vorstehenden
Beschreibung dargelegt worden sind, diese Beschreibung nur
als Beispiel zu werten ist und Änderungen in der Anordnung
der Teile im Rahmen der Erfindung liegen.
Claims (11)
1. Verfahren zur Messung der Verlustleistung durch Lecken
eines Übertragungssignals von einem Übertragungskanal
an einen ihm benachbarten Kanal, wobei das Übertragungs
signal für den Übertragungskanal von einem zu testenden
Gerät erzeugt wird, das durch die folgenden Schritte
gekennzeichnet ist:
Durchführen einer Frequenzwandlung, um das Übertragungs signal in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer vorge gebenen Zwischenfrequenz umzuwandeln;
Abtasten dieses Zwischenfrequenzsignals mit einer vorge gebenen Abtastfrequenz, um es in ein digitales Signal umzuwandeln;
Auflösen dieses digitalen Signals in eine in-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente;
Entfernen einer Hochfrequenz-Komponente sowohl von der in-Phase-Komponente als auch von der Quadratur-Komponente; Durchführen einer komplexen Fourier-Transformation für die in-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente, von denen die Hochfrequenz-Komponenten entfernt sind, um ein Frequenzspektrum zu erhalten; und
Berechnen der Verlustleistung durch Lecken zu dem Nachbar kanal aus dem Frequenzspektrum.
Durchführen einer Frequenzwandlung, um das Übertragungs signal in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer vorge gebenen Zwischenfrequenz umzuwandeln;
Abtasten dieses Zwischenfrequenzsignals mit einer vorge gebenen Abtastfrequenz, um es in ein digitales Signal umzuwandeln;
Auflösen dieses digitalen Signals in eine in-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente;
Entfernen einer Hochfrequenz-Komponente sowohl von der in-Phase-Komponente als auch von der Quadratur-Komponente; Durchführen einer komplexen Fourier-Transformation für die in-Phase-Komponente und die Quadratur-Komponente, von denen die Hochfrequenz-Komponenten entfernt sind, um ein Frequenzspektrum zu erhalten; und
Berechnen der Verlustleistung durch Lecken zu dem Nachbar kanal aus dem Frequenzspektrum.
2. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die Verlustleistung berechnet wird, nachdem ein Untergrund
rauschen eines Meßsystems gemessen worden ist und ein
Leistungswert in dem Frequenzspektrum auf der Basis dieses
Untergrundrauschens kompensiert worden ist.
3. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
eine Dezimierungsbearbeitung für diese in-Phase-Komponente
und die Quadratur-Komponente, von denen die Hochfrequenz-
Komponenten entfernt worden sind, durchgeführt wird und
die komplexe Fourier-Transformation für die In-Phase-
Komponente und die Quadratur-Komponente durchgeführt wird,
nachdem diese der Dezimierungsbearbeitung unterworfen
worden sind.
4. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorherbestimmte Zwischenfrequenz niedriger als eine
Frequenz des Übertragungssignals ist.
5. Meßverfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die Verlustleistung berechnet wird, nachdem ein Unter
grundrauschen eines Meßsystems gemessen worden ist und
ein Leistungswert in dem Frequenzspektrum auf der Basis
dieses Untergrundrauschens kompensiert worden ist.
6. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
ein momentaner Wert einer cosinus-Funktion einer vorher
bestimmten Frequenz und ein momentaner Wert einer sinus-
Funktion dieser vorherbestimmten Frequenz bei jeder
Probennahme erzeugt werden und jeder dieser momentanen
Werte mit dem besagten digitalen Signal multipliziert wird,
um dadurch das digitale Signal in die besagte In-Phase-
Komponente und die Quadratur-Komponente aufzulösen.
7. Eine Vorrichtung zur Messung einer Verlustleistung, die
die Verlustleistung durch Lecken eines Übertragungssignals
an einen Kanal, der einem Übertragungskanal benachbart
ist, mißt, wobei das Übertragungssignal für den Übertragungs
kanal von einem zu testenden Gerät erzeugt wird, dadurch
gekennzeichnet, daß sie folgendes umfaßt:
Eine Frequenzumwandlungseinrichtung zum Umwandeln des Übertragungssignals in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer vorherbestimmten Zwischenfrequenz;
eine A/D-Wandlereinrichtung zur Abtastung des Zwischen frequenzsignals mit einer vorherbestimmten Probennahme- Abtastfrequenz, um dieses in ein digitales Signal umzu wandeln;
eine Quadratur-Auswerteeinrichtung zum Auflösen des digitalen Signals in eine in-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente;
eine Fourier-Transformationseinrichtung zum Durchführen einer komplexen Fourier-Transformation für die besagte in-Phase-Komponente und die besagte Quadratur-Komponente, die von der Quadratur-Auswerteeinrichtung geliefert werden, um ein Frequenzspektrum zu erhalten; und
eine Datenverarbeitungseinrichtung zum Berechnen der Verlust leistung aus dem besagten Frequenzspektrum.
Eine Frequenzumwandlungseinrichtung zum Umwandeln des Übertragungssignals in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer vorherbestimmten Zwischenfrequenz;
eine A/D-Wandlereinrichtung zur Abtastung des Zwischen frequenzsignals mit einer vorherbestimmten Probennahme- Abtastfrequenz, um dieses in ein digitales Signal umzu wandeln;
eine Quadratur-Auswerteeinrichtung zum Auflösen des digitalen Signals in eine in-Phase-Komponente und eine Quadratur-Komponente;
eine Fourier-Transformationseinrichtung zum Durchführen einer komplexen Fourier-Transformation für die besagte in-Phase-Komponente und die besagte Quadratur-Komponente, die von der Quadratur-Auswerteeinrichtung geliefert werden, um ein Frequenzspektrum zu erhalten; und
eine Datenverarbeitungseinrichtung zum Berechnen der Verlust leistung aus dem besagten Frequenzspektrum.
8. Meßvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Tiefpaßfilter zum Entfernen einer Hochfrequenz-
Komponente sowohl von der in-Phase-Komponente als auch von
der Quadratur-Komponente zwischen der Quadratur-Auswerte
einrichtung und der Fourier-Transformationseinrichtung
angeordnet ist.
9. Meßvorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Dezimierungseinrichtung zum Verringern von
Daten von der in-Phase-Komponente und der Quadratur-
Komponente mit einer vorherbestimmten Rate zwischen das
Tiefpaßfilter und die Fourier-Transformationseinrichtung
eingeschoben ist.
10. Meßvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Quadratur-Auswerteeinrichtung eine erste Signal
erzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines momentanen Wertes
einer cosinus-Funktion einer vorherbestimmten Frequenz
bei jeder Abtastung; eine erste Multiplikationseinrichtung
zum Multiplizieren eines Ausgangssignals von der ersten
Signalerzeugungseinrichtung mit dem besagten digitalen
Signal, um das Multiplikationsergebnis als ein Signal
der in-Phase-Komponente auszugeben; eine zweite Signal
erzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines momentanen
Wertes einer sinus-Funktion der vorherbestimmten Frequenz
bei jeder Abtastung und eine zweite Multiplikationsein
richtung zum Multiplizieren eines Ausgangssignals von
der zweiten Signalerzeugungseinrichtung mit dem besagten
digitalen Signal, um ein Multiplikationsergebnis als ein
Signal des Quadratur-Komponentensignals auszugeben, umfaßt.
11. Meßvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorherbestimmte Zwischenfrequenz niedriger als
eine Frequenz des Übertragungssignals ist.
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