DE19614979A1

DE19614979A1 - Hochfrequenz-Sende-Empfangs-Vorrichtung zur Datenkommunikation

Info

Publication number: DE19614979A1
Application number: DE19614979A
Authority: DE
Inventors: James D Cummins; Bradley E Thomson; William F Kern; Duong X Dinh
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1995-04-20
Filing date: 1996-04-16
Publication date: 1996-10-24
Anticipated expiration: 2016-04-17
Also published as: DE19614979C2; JP3983777B2; JP3867094B2; JP2005312078A; JP4018108B2; JP2005304072A; JPH08321791A; JP2005295596A; JP4074626B2; US6278864B1; JP2005304073A; JP3946732B2; JP3983776B2; JP3773298B2; JP2005333656A; JP2005304074A

Description

Anwendungsbereich der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Hochfrequenz-(HF)- Sende-Empfangs-Vorrichtung für Datenkommunikation. Im besonde ren bezieht sich diese Erfindung auf eine kompakte HF-Sende- Empfangs-Vorrichtung mit einer eingebauten Antenne für draht lose Kommunikation zwischen einem Computer und einem anderen Gerät.

Hintergrund der Erfindung

Die meisten herkömmlichen kompakten Hochfrequenz-(HF)- Sende-Empfangs-Vorrichtungen werden gegenwärtig unter Verwen dung einer Mehrzahl von gedruckten Schaltkreisplatinen (PCBs) gebaut, eine für einen HF-Schaltkreiskomplex und eine andere für einen digitalen Schaltkreiskomplex. Zusätzlich passen her kömmliche Antennen und HF-Komponenten, die allgemein physika lisch größer als digitale Schaltkreiskomplexkomponenten sind, aus den folgenden Gründen nicht in Gehäuse mit kompaktem Form faktor.

Obwohl mechanische Abstimmvorrichtungen der Sende- Empfangs-Vorrichtungen älterer Generation durch Einsatz von Direktumwandlungs(Homodyn-)Empfängern mit spannnungsabge stimmten Komponenten zusammen mit Verbesserungen in digitaler Frequenzsteuerung wie Spannungssteuerungsoszillatoren mit Schaltkreisen einer Schleife mit fest eingestellter Phase (PLL) und digital gesteuerten Teilerschaltkreisen verdrängt worden sind, enthalten herkömmliche HF-Sende-Empfangs- Vorrichtungen immer noch HF-Komponenten, die zu groß sind für einen Einbau in die neueren und einen kompakteren Formfaktor wie den PCMCIA-Formfaktor aufweisenden Gehäuse, die für die tragbare PC-Umgebung erforderlich sind. Die physikalischen und elektrischen PCMCIA-Standards sind zu finden in den PCMCIA-Standards, veröffentlicht von Personal Computer Memory Card International Association, 1030 G. East Duane, Sunnyvale, California 94086. Die gegenwärtige Version wird mit Release 2 bezeichnet und datiert vom November 1992. Diese Veröffentli chung ist hierin in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme enthal ten. Zusätzlich haben die meisten herkömmlichen kommerziell erhältlichen, preiswerten Demodulatoren zur Verwendung in HF- Schaltkreisen begrenzte Rauschfestigkeit. Alternativ sind hochentwickelte Demodulatoren entweder zu kostspielig oder zu platzraubend für eine Verwendung bei den dünnen Formfaktoren, die für kleine tragbare PC-Anwendungen erforderlich sind.

Kleine Antennen sind für kompakte HF-Sende-Empfangs- Vorrichtungen erhältlich, und einige kleinere Antennen sind zum Passen auf kleine PCBs ausgeführt worden. Jedoch sind die se herkömmlichen kleinen Antennen üblicherweise nicht allsei tig gerichtet, haben eine niedrige Strahlungseffizienz, gerin ge Anpassungseigenschaften oder treibende Impedanzen, die ge genüber benachbarten leitenden Oberflächen, die üblicherweise in der PC-Arbeitsumgebung vorkommen, zu empfindlich sind.

Die PC-Arbeitsumgebung umfaßt allgemein verschiedene PCs und Peripheriegeräte. Daher ist es für eine HF-Sende-Empfangs- Vorrichtung notwendig, eine Überlagerung mit einer gerade im Gange befindlichen Sendung zu vermeiden. Wenn mehrere Sende- Empfangs-Vorrichtungen um denselben Kanal konkurrieren, ist der Kanal wirksam blockiert, wenn diese Sender nicht irgendein Mittel zum Teilen des Kanals oder zur Auflösung der Konkurrenz haben.

Mehrere herkömmliche Techniken zur Überlagerungsvermei dung haben sich als unpassend erwiesen. Ein herkömmliches Ver fahren zur Überlagerungsvermeidung verwendet ein Trägerdetek tier-(CD-)System, um zu bestimmen, wenn ein Kanal belegt ist. In solch einem System bewirkt der Trägerdetektierschalt kreis, daß die Sende-Empfangs-Vorrichtung vor einem Senden auf einen freien Kanal wartet. Jedoch kann in einer Umgebung, in der der zugeteilte Frequenzbereich sehr schmal ist, ein außer halb des Bandes gelegenes Signal oder eine Umgebung mit hohem Rauschpegel einfach eine falsche "Kanal belegt"-Warnung von dem Trägerdetektorschaltkreiskomplex hervorrufen, wodurch ein Betrieb über einen ansonsten zur Verfügung stehenden Kanal verhindert wird. Dies ist inbesondere zutreffend im Industri ellen, Wissenschaftlichen und Medizinischen (ISM) Band, in dem eine große Anzahl von Benutzern verschiedene Arten von Sende formaten und/oder -protokollen verwendet und das Sendefre quenzband für nicht in Beziehung stehende Operationen teilt. Im ISM-Band gibt es keine definierten Kanäle oder eine defi nierte Bandbreite und keine geschützten Kanäle.

Die Überlagerungsvermeidungs-Technik mit Trägerdetektion wird weiter erschwert durch das Vorhandensein anderer (eines anderen) Empfänger(s) in dem Gebiet, da deren Lokaloszillator- (LO-)Strahlungen für den Trägerdetektierschaltkreis so auf treten können, als seien sie Trägersignale. Dieses Problem ist noch größer für Direktumwandlungs-Funk, bei dem der LO auf derselben Frequenz ist wie der Empfänger. Zusätzlich können andere nicht in Beziehung stehende Signale und Rauschen so auftreten, als seien sie Verkehr auf dem Netzwerk. Dies ist so, da die HF-Eingangsstufe eines herkömmlichen Direktumwand lungsempfängers eine große Bandbreite hat, und daher wird jeg liche benachbarte Signalquelle irrtümlich als Verkehr auf dem Netzwerk interpretiert.

Eine andere herkömmliche Technik zur Überlagerungsvermei dung beinhaltet die Verwendung von Kommunikationsbefehlssät zen, die den Attention-(AT-)Befehlssatz einschließen, der zum de facto Standard (ursprünglich spezifiziert von Hayes Corporation für "intelligente Modems") geworden ist. Die AT-Befehle wurden geschaffen, um bei Verwendung verdrahteter Modems eingesetzt zu werden, und diese Befehlssätze sind nicht immer kompatibel mit dem typischen Betrieb von HF-Sende- Empfangs-Vorrichtungen, die unterschiedliche Konkurrenz- und Quittungsaustausch-(Handshake-)Probleme und daher unter schiedliche Anforderungen haben.

Energieverbrauch ist ebenfalls eine Hauptschwierigkeit bei tragbaren Sende-Empfangs-Vorrichtungen. Die meisten kom merziell erhältlichen tragbaren Funk-Sende-Empfangs- Vorrichtungen wie Mobiltelefone senden im 1-3 Watt-Bereich.

Deshalb ist es nicht möglich, solche Sende-Empfangs- Vorrichtungen über einen ausgedehnten Zeitraum (Tage) mit ei ner kleinen Batterie, z. B. einer austauschbaren 9-Volt- Batterie oder einer kleinen Anzahl von AAA-Batterien, die ge wöhnlich zur Energieversorgung der neueren Generationen von Slate-(Palmtop-)PCs eingesetzt werden, zu betreiben. Statt dessen benötigen die meisten herkömmlichen tragbaren Sende- Empfangs-Vorrichtungen größere Ni-Cd-Batterien, die typischer weise für höchstens 8 Stunden arbeiten, bevor sie eine Aufla dung brauchen. Daher sind die meisten herkömmlichen Ausführun gen von HF-Sende-Empfangs-Vorrichtungen ungeeignet für einen Einbau in tragbare Computer niedriger Energie wie einen Lap top- oder Slate-(Palmtop-)Personalcomputer (PC).

Schlummerbetriebsarten oder Niedrigenergiebetriebsarten wurden in tragbaren HF-Sendern zur Ausdehnung der Batteriele bensdauer verwirklicht. Diese Betriebsarten dürfen nicht be wirken, daß Meldungen verpaßt werden, oder übermäßige Verzöge rungen beim Empfangen von Meldungen auferlegen. Herkömmliche Verfahren umfassen eine Verwendung von: (a) eines Niedrigener gie-Breidbandempfängers, der mit Energie versorgt bleibt, um den schlummernden Hauptempfänger zu wecken; oder (b) periodi sches Wecken eines schlummernden Empfängers nach einem vorbe stimmten Plan, um nach erwarteten Sendungen zu lauschen. Beide dieser Verfahren haben ihnen eigene Nachteile.

Ein Niedrigenergie-Breitbandempfänger wird Rauschen oder Sendungen auf einer Nachbarfrequenz als eine Meldung interpre tieren, die empfangen werden sollte, und den Hauptempfänger unnötig wecken, wodurch Energie verschwendet wird. Alternativ muß ein zeitlich gesteuerter Aufwachempfänger durch ein zen trales Steuermittel synchronisiert werden und ist deshalb im allgemeinen nicht für zufällige Sendungen zwischen unabhängi gen Endgeräten wie PCs und Peripheriegeräten geeignet.

Nunmehr umfaßt ein anderes herkömmliches Verfahren zur Energieeinsparung ein Stillegen von Takten und Neustarten der Takte, wenn nötig. Jedoch auferlegt ein Neustarten der Takte und ein Erlauben, daß sich die Taktoszillationen vor Wieder aufnahme eines Betriebs des Empfängers genügend stabilisieren, eine unerwünschte Verzögerung bei der Erholungszeit.

Dementsprechend besteht Bedarf an einer kompakten, ko stengünstigen und wenig Energie verbrauchenden HF-Sende- Empfangs-Vorrichtung mit einem effektiven Vermögen zur Konkur renzauflösung, welche HF-Sende-Empfangs-Vorrichtung in ein Gehäuse paßt, das innerhalb eines kompakten Formfaktors lie gende Abmessungen hat, und mit PCs und/oder Peripheriegeräten Verwendung findet.

Kurzdarstellung der Erfindung

Es ist vorgesehen eine Hochfrequenz-(HF)-Sende-Empfangs- Vorrichtung für einen Host-Computer(nachfolgend auch Hauptcom puter genannt), welche Sende-Empfangs-Vorrichtung umfaßt:
eine gedruckte Schaltkreisplatine (PCB);
einen HF-Sender und einen HF-Empfänger, die auf der PCB angeordnet sind;
einen Verbinder, der auf der PCB zur elektrischen Verbin dung des Senders und des Empfängers mit dem Hauptcomputer an geordnet ist; und
eine Antenne, die die PCB wenigstens teilweise umgibt und mit dem HF-Sender und dem HF-Empfänger zur Sendung und zum Empfang von HF-Signalen verbunden ist.

Außerdem ist vorgesehen eine Hochfrequenz-(HF)-Sende- Empfangs-Vorrichtung für einen Hauptcomputer mit einer PCMCIA-Schnittstelle, welche Sende-Empfangs-Vorrichtung um faßt:
eine PCMCIA-kompatible Einfassung zur Aufnahme der Sende- Empfangs-Vorrichtung;
einen HF-Sender und einen HF-Empfänger, die innerhalb der Einfassung angeordnet sind;
einen Verbinder, der auf der Einfassung zur elektrischen Verbindung des HF-Senders und des HF-Empfängers mit der PCMCIA-Schnittstelle des Hauptcomputers angeordnet ist; und
eine Antenne, die auf der PCMCIA-Einfassung angeordnet und mit dem HF-Sender und dem HF-Empfänger zur Sendung und zum Empfang von HF-Signalen verbunden ist.

Weiterhin ist in Kombination vorgesehen eine Hochfre quenz-(HF)-Sende-Empfangs-Vorrichtung und ein Hauptcomputer, welche Kombination umfaßt:
eine gedruckte Schaltkreisplatine (PCB), die wenigstens teilweise innerhalb des Hauptcomputers angeordnet ist, welche PCB einen auf ihr positionierten Computerlokalbus hat;
einen HF-Sender und einen HF-Empfänger, die auf der PCB angeordnet sind;
einen Verbinder, der den HF-Sender und den HF-Empfänger elektrisch mit dem Computerlokalbus verbindet; und
eine Antenne, die die PCB wenigstens teilweise umgibt und mit dem HF-Sender und dem HF-Empfänger zum Senden und zum Emp fangen von HF-Signalen verbunden ist.

Außerdem ist vorgesehen eine Hochfrequenz-(HF)-Sende- Empfangs-Vorrichtung, umfassend:
einen HF-Senderabschnitt;
einen HF-Empfängerabschnitt;
einen Antennenanschluß;
einen Sende/Empfangs-(T/R-)Schaltabschnitt mit einem ersten und einem zweiten Schalter, welcher T/R-Schaltabschnitt einen HF-Sendeeingangsanschluß zum Empfang eines HF- Sendesignals, einen Empfängereingangsanschluß, der mit dem Antennenanschluß verbunden ist, einen Empfängerausgangsan schluß, der mit dem HF-Empfängerabschnitt verbunden ist, einen HF-Ausgangsanschluß, der mit dem Antennenanschluß verbunden ist und Steuersignaleingangsanschlüsse hat, welcher erste Schalter zum wahlweisen Verbinden des Empfängereingangsan schlusses mit dem Empfängerausgangsanschluß betreibbar ist und welcher zweite Schalter zum wahlweisen Verbinden des HF- Sendeeingangsanschlusses mit dem HF-Ausgangsanschluß betreib bar ist;
einen Sende/Lokaloszillator-(T/LO-)Schaltabschnitt mit einem ersten und einem zweiten Schalter, welcher T/LO- Schaltabschnitt einen HF-Sendeeingangsanschluß zum Empfang von HF-Sendesignalen, einen Lokaloszillatoreingangsanschluß zum Empfang eines Lokaloszillatorsignals, einen HF- Sendeausgangsanschluß, einen Lokaloszillatorausgangsanschluß zur Lieferung eines Lokaloszillatorsignals an den HF- Empfängerabschnitt und Steuersignaleingangsanschlüsse hat, welcher erste Schalter zum wahlweisen Verbinden des HF- Sendeeingangsanschlusses mit dem HF-Sendeausgangsanschluß be treibbar ist und welcher zweite Schalter zum wahlweisen Ver binden des Lokaloszillatoreingangsanschlusses mit dem Lokalos zillatorausgangsanschluß betreibbar ist;
Mittel, die den HF-Sendeausgangsanschluß des T/LO- Schaltabschnitts mit dem HF-Sendeeingangsanschluß des T/R- Schaltabschnitts verbinden; und
einen Steuerschaltkreis, der mit den Steuereingangsan schlüssen des T/R-Schaltabschnitts und des T/LO- Schaltabschnitts verbunden ist, welcher Steuerschaltkreis Mit tel zur Lieferung von Sendebetriebssteuersignalen an den T/R- Schaltabschnitt und den T/LO-Schaltabschnitt umfaßt, wobei auf Empfang von Sendebetriebssteuersignalen der erste Schalter des T/LO-Schaltabschnitts geschlossen und der zweite Schalter des T/LO-Schaltabschnitts geöffnet wird und wobei außerdem der erste Schalter des T/R-Schaltabschnitts geöffnet und der zwei te Schalter des T/R-Schaltabschnitts geschlossen wird.

Weiterhin ist vorgesehen eine Antenne mit:
einem ersten Blech aus elektrisch leitfähigem Material mit einer Länge L und einer Breite W;
einem zweiten Blech aus elektrisch leitfähigem Material mit ebenfalls einer Länge L und einer Breite W; und
einer Schicht aus dielektrischem Material, die zwischen dem ersten Blech und dem zweiten Blech angeordnet ist.

Ebenfalls vorgesehen ist eine Antenne, umfassend:
einen Körper aus isolierendem Material mit einer ersten und einer zweiten gegenüberliegenden Seite und Kante, die eine äußere Begrenzung definieren;
eine erste Platte aus elektrisch leitfähigem Material, die auf der ersten Seite des Körpers positioniert ist;
eine zweite Platte aus elektrisch leitfähigem Material, die auf der zweiten Seite des Körpers positioniert ist;
eine erste Abstimmklemme, die ein leitfähiges Material enthält und an einem ersten Ort auf der äußeren Begrenzung positioniert ist und einen ersten Teil, der in Kontakt mit der ersten Platte ist, und einen zweiten Teil, der in Kontakt mit der zweiten Platte ist, hat; und
eine zweite Abstimmklemme, die ein leitfähiges Material enthält und an einem zweiten Ort auf der äußeren Begrenzung positioniert ist und einen ersten Teil, der in Kontakt mit der ersten Platte ist, und einen zweiten Teil, der in Kontakt mit der zweiten Platte ist, hat.

Außerdem ist vorgesehen ein Demodulationsabschnitt für einen Hochfrequenz-(HF)-Empfänger, welcher Demodulationsab schnitt umfaßt:
einen Demodulator mit einem Eingang und einem Ausgang;
einen Zweiphasendekodierer mit einem Eingang zum Empfang von Daten von dem Demodulator und einem ersten Ausgang zur Lieferung serieller Daten;
Mittel, die den Ausgang des Demodulators mit dem Eingang des Zweiphasendekodierers verbinden;
einen Signaturdetektor mit einem Eingang zum Empfang de kodierter Daten von dem Zweiphasendekodierer, welcher Signa turdetektor Speichermittel für dekodierte Daten zur Speiche rung der dekodierten Daten umfaßt, welcher Signaturdetektor außerdem einen Signaturspeicherschaltungskomplex zur Speiche rung einer Signatur und einen Vergleicherschaltungskomplex, der mit den Speichermitteln für dekodierte Daten und mit dem Signaturspeicherschaltungskomplex zum Vergleich der gespei cherten dekodierten Daten mit der gespeicherten Signatur ver bunden ist, umfaßt;
Mittel, die den Ausgang des Zweiphasendekodierers mit dem Eingang des Signaturdetektors verbinden;
ein Schaltkreiskomplex für seriell-zu-parallel-Datenum wandlung, mit einem Eingang zum Empfang serieller Daten von dem Zweiphasendekodierer und einem Ausgang zur Lieferung pa ralleler Daten; und
Mittel, die den Ausgang des Zweiphasendekodierers mit dem Eingang des Schaltkreiskomplexes für seriell-zu-parallel-Da tenumwandlung verbinden.

Weiterhin ist vorgesehen ein Verfahren zur Datenkommuni kation zwischen einer ersten Sende-Empfangs-Vorrichtung mit einem ersten Sender und einem ersten Empfänger und einer zwei ten Sende-Empfangs-Vorrichtung mit einem zweiten Sender und einem zweiten Empfänger, welches Verfahren den Schritt umfaßt:
Bewirken, daß der erste und der zweite Empfänger, immer wenn die erste und die zweite Sende-Empfangs-Vorrichtung inak tiv sind, in eine Bereitschaftsperiode gelangen, welche Be reitschaftsperiode eine Schlummerperiode und eine Lauschperi ode umfaßt.

Außerdem ist vorgesehen ein Modulationsabschnitt für ei nen Hochfrequenzsender, welcher Modulationsabschnitt umfaßt:
einen Signaturgenerator zur Erzeugung eines Signaturwor tes und zur Lieferung des Signaturwortes an einen Ausgang;
einen Schaltkreis für parallel-zu-seriell-Datenumwand lung mit einem Eingang und einem Ausgang;
einen kombinierenden Schaltkreis mit einem ersten und ei nem zweiten Eingang und einem Ausgang, welcher kombinierende Schaltkreis zur wahlweisen Lieferung von Signalen, die an dem ersten oder an dem zweiten Eingang empfangen werden, an den Ausgang arbeitet;
Mittel, die den Ausgang des Signaturgenerators mit dem ersten Eingang des kombinierenden Schaltkreises verbinden; und
Mittel, die den Ausgang des Schaltkreises für paral lel-zu-seriell-Datenumwandlung mit dem zweiten Eingang des kombinierenden Schaltkreises verbinden.

Entsprechend der Erfindung werden Schwierigkeiten des Standes der Technik, die daraus entstehen, daß es nicht mög lich ist, einen digitalen und einen analogen Schaltkreiskom plex niedriger Energie und eine HF-Antenne zu einem kleinen kompakten Paket wie einem Paket mit PCMCIA-Abmessungen zu pak ken, durch Vorsehen einer Direktumwandlungs- oder Null-IF- Sende-Empfangs-Vorrichtung mit einem spannungsgesteuerten Os zillator (VCO), einem Quadraturdetektor und einer kompakten Antenne überwunden. Der Direktumwandlungs-Empfängerschaltkreis und der Quadraturdetektor sind kritisch dafür, sowohl einen geringen Energieverbrauch und eine gute Rauschunterdrückung als auch einen kleinen Formfaktor zu erreichen. In dem Quadra turdetektor wird eine Unterdrückung von außerhalb des Bandes kommender Signale in der trigonometrischen Funktion des Demo dulators, der in Silizium verwirklicht ist, erreicht, während bei Heterodyn-Schaltkreisen eine Unterdrückung mit platzrau benden mechanischen oder kristallinen Filtern erreicht wird. Ein niedriger Energieverbrauch wird erreicht durch Verwendung eines digitalen Quadraturdetektors zur Detektion einer FSK-Modulation. Dies erlaubt den Einsatz von nichtlinearen I- und Q-Verstärkern mit niedrigem Strom anstelle von teureren linearen Verstärkern.

Zusätzlich hat die Niederigenergie-Sende- Empfangs-Vorrichtung ein Schlummerbetriebsartvermögen, um ei nen Energieverbrauch weiter zu minimieren. In einer Ausfüh rungsform gibt es mindestens zwei analoge, in Serie geschalte te Schalter, die das Lokaloszillator-(LO-)Signal isolieren, das durch den VCO von der Antenne geliefert wird, wenn die Sende-Empfangs-Vorrichtung im Empfangsbetrieb ist, wodurch die Einwirkung irgendeines Rauschens, das durch den LO im Empfän ger erzeugt wird, erheblich verringert und die LO-Strahlung von der Antenne minimiert wird.

Die kompakte Antenne, z. B. eine Flächenantenne, kann ei nen integrierten Teil einer äußeren Hülle oder Einfassung des Sende-Empfangs-Vorrichtungs-Pakets bilden. Bei einigen Ausfüh rungsformen ist die äußere Hülle ein Gußmetall. Alternativ kann die Hülle aus einem Metallblech gestanzt sein. Die Hülle oder Einfassung kann auch mit einem dielektrischen Material gefüllt sein.

Eine Feinabstimmung kann durchgeführt werden durch Hinzu fügen einer Abstimmklemme auf der äußeren Einfassung zur Ein stellung der Resonanzfrequenz-Antwort der Antenne.

Bei einigen Ausführungsformen ermöglicht es ein Signatur detektor der Sende-Empfangs-Vorrichtung, zwischen Rauschen oder Überlagerung und gültigen Meldungen durch Erkennen eines Signaturwortes, das im Datenpaket eingebettet ist, zu unter scheiden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist eine perspektivische Ansicht eines Hauptcompu ters, der mit einer kompakten Sende-Empfangs-Vorrichtung ent sprechend der Erfindung verbunden ist.

Fig. 2A zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm der Sende- Empfangs-Vorrichtung.

Fig. 2B zeigt ein Paar analoge Schalter zur Isolierung des Oszillators von der Antenne während des Empfangsbetriebs.

Fig. 2C zeigt die jeweiligen Sende- und Empfangssignalwe ge der in Fig. 2B gezeigten Isolationsschalter.

Fig. 2D zeigt ein detailliertes Blockdiagramm eines rauscharmen Verstärkers und eines Mischabschnitts, die in der Sende-Empfangs-Vorrichtung von Fig. 2A eingesetzt werden.

Fig. 2E zeigt die parallelen I_bb- und Q_bb-Verarbeitungswege, die von einem Satz Verstär ker/Filter-Abschnitte gebildet werden.

Fig. 2F zeigt in Form eines Blockdiagramms den Oszilla torabschnitt 200 und im Detail Teile des VCO, die in der Sen de-Empfangs-Vorrichtung verwendet werden.

Fig. 2G zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des Demodu lationsabschnitts 230, des Modulationsabschnitts 260 und der Datenpuffer 280, die in der Sende-Empfangs-Vorrichtung von Fig. 2A verwendet werden.

Fig. 2H zeigt ein detailliertes Blockdiagramm der analo gen Teile 200 und 210 der Sende-Empfangs-Vorrichtung von Fig. 2A.

Fig. 3A zeigt eine Ansicht von oben einer typischen Flä chenantenne des Standes der Technik.

Fig. 3A1 ist eine Ansicht, genommen entlang der Linien 3A1-3A1 von Fig. 3A.

Fig. 3B ist eine Ansicht von oben einer Flächenantenne gemäß der Erfindung.

Fig. 3B1 ist eine Ansicht, genommen entlang der Linien 3B1-3B1 von Fig. 3B.

Fig. 3C zeigt eine ebene Ansicht von oben einer Verwirk lichung der Antenne.

Fig. 3C1 ist eine Ansicht, genommen entlang der Linien 3C1-3C1 von Fig. 3C.

Fig. 3C2 ist eine Ansicht, genommen entlang der Linien 3C2-3C2 von Fig. 3C.

Fig. 3C3 ist eine Ansicht, genommen entlang der Linien 3C3-3C3 von Fig. 3C.

Fig. 3D ist eine perspektivische Ansicht der PCMCIA-HF- Karte/Antenne 380.

Fig. 3E ist eine perspektivische Explosionsansicht der Antennenteile 382a, 382b, des Rahmens 381 und des Verbinders 383 der Sende-Empfangs-Vorrichtung entsprechend der vorliegen den Erfindung.

Fig. 3F ist eine ebene Ansicht einer herkömmlichen Schlitzantenne nach dem Stand der Technik.

Fig. 3G, 3H und 3J veranschaulichen sequentielle Schritte zur Herstellung einer Schlitzantenne 391, beginnend mit der Struktur der Schlitzantenne 390 von Fig. 3F.

Fig. 3K ist eine ebene Ansicht von oben eines Aufbaus mit gedruckten Schaltkreisplatinen, der in der vorliegenden Erfin dung eingesetzt wird.

Fig. 3L ist eine Ansicht, genommen entlang Abschnitt 3L- 3L von Fig. 3K.

Fig. 4A zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Zustandsmaschine, die im Demodulationsabschnitt 230 benutzt wird.

Fig. 4B und 4C zeigen ein Zustandsdiagramm bzw. eine de taillierte Logigpegel-Verwirklichung der Zustandsmaschine von Fig. 4A.

Fig. 4D zeigt ein Zeitdiagramm, das den I- und den Q-Zustand der Zustandsmaschine veranschaulicht.

Fig. 5A und 5B zeigen Teile des Modulationsabschnittes 260 bzw. des Demodulationsabschnittes 230, entsprechend der Erfindung.

Fig. 5C zeigt eine Verwirklichung der Erfindung, bei der ein Signaturwort in den Datenbitstrom in periodischen Inter vallen eingebettet ist.

Fig. 5D veranschaulicht ein typisches Datenpaket, gesen det unter Verwendung der Signaturwörter von Kanal 1.

Fig. 5E veranschaulicht die Ausgabepulse von dem Signa turdetektor, die aus den empfangenen Signaturwörtern, die in Fig. 5D gezeigt sind, resultieren.

Fig. 5F, 5G und 5H veranschaulichen einen typischen Strom von Datenpaketen.

Fig. 6A ist ein detailliertes Blockdiagramm des Oszilla torabschnitts, das sowohl den Referenzoszillator als auch den VCO zeigt, die mit Energie versorgt bleiben, wenn die Sende- Empfangs-Vorrichtung in einem Schlummerbetrieb ist.

Fig. 6B ist eine Blockdiagramm-Veranschaulichung der Sen de-Empfangs-Vorrichtung 150, in der der Teil, der innerhalb der gestrichelten Linien 610 angegeben ist, in Verbindung mit einer Funktionsbeschreibung des Schlummerbetriebs veranschau licht wird.

Fig. 6C ist eine Blockdiagramm-Darstellung der Sende- Empfangs-Vorrichtung 150, wobei die Teile innerhalb gestri chelter Linien die Abschnitte angeben, die während des Sende betriebs aktiv mit Energie versorgt sind.

Fig. 6D ist eine Blockdiagramm-Veranschaulichung der Sen de-Empfangs-Vorrichtung 150, wobei die Teile mit gestrichelten Linien verwendet werden, um die während eines Empfängerbe triebs mit Energie versorgten Abschnitte anzugeben.

Fig. 7A ist ein Zeitdiagramm, das eine typische Verbin dungssequenz zwischen zwei Sende-Empfangs-Vorrichtungen veran schaulicht.

Fig. 7B veranschaulicht ein typisches Protokoll für ein Senden einer einzelnen Meldung (Datenpaket) von einer Sende- Empfangs-Vorrichtung zu einer anderen.

Fig. 7C zeigt den Arbeitszyklus des Empfangsabschnitts der Sende-Empfangs-Vorrichtung.

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das Software für ein HF- Modem, das den seriellen Port (RS-232) und einen AT-Befehlssatz verwendet, veranschaulicht.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Fig. 1 ist eine perspektivische Ansicht eines Hauptcompu ters 100, der mit einer kompakten HF-Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 entsprechend der Erfindung verbunden ist. Die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 ist teilweise in den PCMCIA-Schlitz des Computers 100 eingeschoben dargestellt. Wenn sie für Betrieb eingesteckt ist, steht nur ein sehr klei ner Teil der Karte von der Seite des Computers vor. Die Breite der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150, in Fig. 1 mit W bezeich net, ist bei den Typ I- und Typ II-Formaten des PCMCIA-Standards 5,40 cm (2,126 Zoll). Die Länge L ist ent sprechend dem gegenwärtigen Standard 8,56 cm (3,370 Zoll). Abhängig von dem Schlitz in dem Computer kann die Dicke der Karte (bezeichnet mit T) für die Typ 1- und die Typ 2-Karte 3 mm bzw. 5 mm sein. Ein Verbinder ist entlang dem Ende der Kar te, die teilweise in den Hauptcomputer 100 eingeschoben ist, enthalten und in dieser Figur nicht dargestellt. Der Verbin dersteckplatz zählt an Stiften 4, die Karten sind in PCMCIA-Standards spezifiziert und werden deshalb hier nicht besonders zur Sprache kommen.

In einer Ausführungsform ist die Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 in einem oben beschriebenen PCMCIA-Format-Paket angeordnet, und zwar mit einer Antenne, einem HF- und einem digitalen Schaltkreiskomplex, die auf ei ner einzigen gedruckten Schaltkreisplatine (PCB), die in dem PCMCIA-Paket angeordnet ist, integriert sind. In anderen Aus führungsformen kann die Antenne außerhalb des PCMCIA-Pakets angeordnet sein, um jegliche inhärente HF-Abschirmung, die von dem Hauptcomputergehäuse oder anderen Bedingungen hervorgeru fen wird, zu überwinden. Obwohl die Sende-Empfangs-Vorrichtung der vorliegenden Erfindung gut zur Verwirklichung in den PCMCIA-Formaten geeignet ist, ist die Sende-Empfangs- Vorrichtung nicht auf eine Verwendung allein in dieser Umge bung begrenzt.

Fig. 2A zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm der Sende- Empfangs-Vorrichtung 150. Die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 umfaßt einen Oszillatorabschnitt 200 (angegeben innerhalb ge strichelter Linien), einen Schalt- und Mischabschnitt 210 (ebenfalls innerhalb gestrichelter Linien angegeben), Basis band-Verstärker/Filter 220, eine Antenne 250, einen Demodula tionsabschnitt 230, einen Modulationsabschnitt 260, Datenpuf fer 280 und eine Hauptschnittstelle 291, die mit einem Daten schnittstellenbus 299 verbunden ist. Zusätzlich liefert ein digitaler Steuerlogikabschnitt 295 eine digitale Steuerung für die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150. Die Empfangs- und Sendeab schnitte der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 teilen sich den selben Oszillatorabschnitt 200, der einen Referenzoszillator 201 umfaßt, der mit einem Synthesizer 202 verbunden ist, der über eine Rückkoppelsteuerschleife 205 einen spannungsgesteu erten Oszillator (VCO) 204 treibt.

Während eines Sendebetriebs werden zu sendende digitale Daten über den Datenschnittstellenbus 299 und die Haupt schnittstelle 291 in die Datenpuffer 280 geladen. Die Daten werden dann durch den Modulationsabschnitt 260 verarbeitet und in den VCO 204 eingegeben, in dem dessen Frequenz das Sendesi gnal moduliert. Das Signal von dem VCO wird zum Synthesizer 202 zurückgeführt, um den VCO 204 auf den Referenzoszillator 201 einzustellen. Das modulierte Signal von dem VCO 204 wird dann über Schalter 211, 212 geleitet und über die Antenne 250 gesendet.

In einem Empfangsbetrieb leitet der Schalter 212 das über die Antenne 250 empfangene Signal durch ein Breitbandfilter 213 zur Verstärkung zum Eingang eines rauscharmem Verstärkers (LNA) 214, bevor es dem Mischabschnitt 215 zugeführt wird. Der VCO-Oszillator 204 liefert über den Schalter 211 ein Lokalos zillator-(LO-)Signal zum Mischabschnitt 215. Das verstärkte empfangene Signal und die LO-Signale werden im Mischabschnitt 215 kombiniert, und deren Differenzsignal wird in den Basis band-Verstärkern/Filtern 220 verstärkt. Die verstärkten Logik pegelsignale der Basisband-Verstärker/Filter 220 werden im Demodulationsabschnitt 230 demoduliert, und der resultierende Strom von Datenbytes wird in den Datenpuffern 280 gespeichert, bevor sie durch die Hauptschnittstelle 291 und den Daten schnittstellenbus 299 zum Hauptcomputer 100 übertragen werden.

Ein Paar Schalter, T/R-Schalter 212 und Sende/LO-Schalter 211, liefern ein Mittel zum wahlweisen Verbinden der Antenne 250 mit entweder dem Empfängerteil oder dem Senderteil der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150. In manchen Ausführungsformen teilen zur Einsparung von Energie und zur Minimierung der Ge samtanzahl an Komponenten in der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 der Empfängerteil und der Senderteil gemeinsame Komponen ten.

Fig. 2B zeigt den Sende/LO-Schalter 211 und den T/R-Schalter 212 genauer. Jeder dieser Schalter umfaßt zwei bidirektionale analoge Schalter, die in T/R-Schalter 212 mit 212A und 212B und in Sende/LO-Schalter 211 mit 211A und 211B bezeichnet sind. Die Vorrichtungen 212A, 212B, 211A und 211B können mit integrierten Schaltkreisvorrichtungen mit Stan dard-MOSFETs verwirklicht sein. Zusätzlich umfaßt der T/R-Schalter 212 einen ersten und einen zweiten Inverter 212C bzw. 212D. Ähnlich umfaßt der Sende/LO-Schalter 211 Inverter 211C und 211D. Steuersignale von der digitalen Steuerlogik 295 werden über den Steuerbus 290 an den T/R-Schalter 212 und den Sende/LO-Schalter 211 geliefert. Digitale Steuersignale, be zeichnet mit Rx-Steuerung und Tx-Steuerung, werden Eingangs knoten der Schalter 211 und 212 zugeführt.

Fig. 2C zeigt die jeweiligen Sende- und Empfangsbetriebs signalwege der Schalter 211, 212. Im Empfangsbetrieb schaffen die Schalter 211 und 212 Isolation zwischen dem Oszillatorab schnitt 200 und der Antenne 250 durch Abschwächen der Signale des Lokaloszillators mit zwei offenen Schaltern in Serie. Zu sätzlich minimieren die Schalter 211 und 212 auch die Einwir kung des Signals LO, das am Eingang eines rauscharmen Verstär kers (LNA) 214 vorliegt und ansonsten den Empfängerabschnitt der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 unempfindlicher machen wür de. Umgekehrt verhindert im Sendebetrieb der Schalter 212 auch, daß das Sendesignal die empfindlichen Empfängerverstär kereingänge der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 überlädt.

Fig. 2D zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des LNA 214 und des Mischabschnitts 215. Der LNA 214 ist so ausgeführt, daß er eine niedrige Rauschzahl (F1) und eine hohe Verstärkung (A1) hat, um die inhärent höhere Rauschzahl des zweiten Ver stärkers 215b und der Mischer 215i und 215q zu überwinden. Die Rauschzahl ist definiert durch die Formel:
Fgesamt = F1 + (F2-1)/A1 + (FMischer-1)/A1A2
worin F1 die Rauschzahl von LNA 214 ist,
A1 die Verstärkung von LNA 214 ist,
F2 die Rauschzahl von Verstärker 215b ist und
A2 die Verstärkung von Verstärker 215b ist.

Mischer ist die Rauschzahl von entweder Mischer 215i oder 215q. Ein Breitbandfilter 213 (Fig. 2A), das zwischen den T/R-Schalter 212 und den LNA 214 geschaltet ist, bewirkt eini ge Diskriminierung gegenüber starken Signalen außerhalb des interessierenden Frequenzbands mit geringem Einfügungsverlust innerhalb des Bandes, wie z. B. des Bandes zwischen 902 und 928 MHz. Solch ein Breitbandfilter kann verwirklicht werden durch Wahl geeigneter Werte von festen passiven Komponenten, so das keine Abstimmung erforderlich ist. Eine Stan dard-Passivfilterausführung kann für die Wahl der Komponenten verwendet werden.

Der I- und der Q-Mischer 215i bzw. 215q des Mischab schnittes 215 kombinieren das LO-Signal von dem Schalter 211 und das Ausgangssignal von dem LNA 214 wie von dem Verstärker 215b verstärkt und erzeugen die jeweiligen Basisbandsignale I_bb und Q_bb. Ein Quadratur-Phasenschieber 215a liefert das 90-Grad-Phasenverhältnis zwischen den zwei LO-Eingängen zu den zwei Mischern. Die Ausgangsdifferenzsignale behalten dieses 90-Grad-Phasenverhältnis bei, so daß es zwei Basisbandsignale gibt, die sich nur in ihrer Phase unterscheiden. Wenn das emp fangene Signal in der Frequenz über und unter die LO-Frequenz verschoben wird, wird sich die Reihenfolge dieser 90°-Phasenverschiebung zwischen den zwei Signalen I_bb und Q_bb umkehren. Die Mischer 215i und 215q sind doppeltabgestimmt, so daß sie die LO-Signale und das Eingangssignal von dem LNA an dem Ausgang eines jeden Mischers ausgleichen. Dies läßt die Summen- und Differenzsignale (plus Leckage bei den Original frequenzen) übrig. Alle Frequenzen außer dem Differenz- (Basisband-)Signal werden durch Tiefpaßfilter 211i und 211q in dem Basisband-Verstärker-/Filterabschnitt 220 und durch die Verluste in den Verstärkern bei diesen hohen Frequenzen abge schwächt.

Nun wird auf Fig. 2E Bezug genommen: die Ausgangssignale der Mischer 215i und 215q, d. h. I_bb und Q_bb, werden getrennt durch den Basisband-Verstärker-/Filterabschnitt 220 verarbei tet. Zuerst werden die Signale I_bb und Q_bb durch die Tiefpaß filter 221i und 221q gefiltert, dann durch Verstärker hoher Verstärkung 222i, 222q verstärkt. Die resultierenden Signale werden durch Tiefpaßfilter 223i, 223q gefiltert, durch Sätti gungsverstärker 224i, 224q verstärkt, bevor sie mit dem zen tralen Referenzpegel der Sättigungsverstärker in Vergleichern 225i bzw. 225q verglichen werden. Die Tiefpaßfilter 223i und 223q dienen zur Entfernung der Summenfrequenz und von Harmoni schen der Signale I_bb und Q_bb, während die Sättigungsverstärker 224i und 224q zur Entfernung sämtlicher Amplitudenänderungen dienen, so daß nur die Phaseninformation in der Null-Kreuzung der jeweiligen vollständig gesättigten Ausgangssignale von den Verstärkern 224i und 224q übrig bleibt. Zuletzt wandeln die Vergleicher 225i und 225q die Ausgangssignale der Verstärker 224i und 224q in ein Paar Logikpegelsignale Iin und Qin um, die an jeweiligen Zuleitungen 226i und 226q als Ausgaben unter der Bezeichnung Logikpegel I und Logikpegel Q geliefert wer den. Der Direktumwandlungs-Empfängerschaltkreis ist kritisch für eine Verringerung der Größe der I- und Q-Kanalfilter in Fig. 2E. Im Stand der Technik setzen kleine, kostengünstige Empfänger einen Heterodynempfängerschaltkreis ein. Die Aus wahlanforderungen an die IF-Filter, die in einem Heterodyn schaltkreis eingesetzt werden, sind um denselben Betrag grö ßer, um den die IF-Frequenz größer als die Demodulatorzentral frequenz ist. Im Direktumwandlungsschaltkreis ist die IF-Frequenz dieselbe wie die Demodulatorzentralfrequenz. Dies verringert die Filterauswahlanförderungen und erlaubt den Ein satz kleinerer Filter. Bei einer Realisierung sind die IF-Frequenz und die Demodulatorfrequenz Null, wodurch es ge stattet wird, daß Tiefpaß-IF-Filter verwendet werden, so daß die Filtergröße weiter verringert wird.

Zurückkommend auf Fig. 2A teilen der Empfangs- und der Sendeteil der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 denselben Fre quenzsynthesizer 202 und denselben spannungsgesteuerten Oszil lator 204. Ein solcher Frequenzsynthesizer 202 ist in Fig. 2F dargestellt. Um den Energieverbrauch während des Energie- Unten-Betriebs, d. h. während des Schlummerbetriebs, zu mini mieren, darf der Frequenzsynthesizer 202 zum Zentrum Mitte des Frequenzbands driften. Der Energie-Unten-Schlummerbetrieb wird unten mehr im Detail beschrieben.

Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 204, der mit dem Synthesizer 202 über einen Rückkoppelsteuerschleifenschalt kreis 205 verbunden ist, schwingt auf der Senderfrequenz. Wenn der Synthesizer 202 heruntergefahren ist, d. h. während einer Schlummerperiode, fährt der VCO 204 fort, in einem Frequenz band zu schwingen, das von einem festen Widerstandsteiler ei ner summierenden Verbindung 204a (dargestellt in Fig. 6A), der eine konstante Betriebsbereitschafts-Steuerspannung liefert, bestimmt wird. Solch eine Anordnung, d. h. der feste Wider standsteiler, erlaubt es dem Synthesizer 202, seine Fre quenzaufschalt- und -absetzzeit nach einem Einschalten, d. h. Erwachen, zu minimieren.

Der Referenzoszillator 201 bleibt auch mit Energie ver sorgt, wenn der Synthesizer 202 während des Schlummerbetriebs heruntergefahren ist. Durch Verbleiben auf Ein kann der Refe renzoszillator eine stabile Frequenz aufrechterhalten und ist sofort verfügbar, wenn ein Empfängerbetrieb aufgenommen wird. Da eine stabile Frequenz aufrechterhalten wird, kann der Refe renzoszillator 201 Taktsignale für die digitalen Schaltkreise liefern, die mit Energie versorgt bleiben, wenn die Sende- Empfangs-Vorrichtung 150 im Schlummerbetrieb ist. Der Oszilla torabschnitt 200 arbeitet über dem gesamten Frequenzband von 902 bis 928 MHz durch digitale Programmierung der Teilerketten im Frequenzsynthesizer 202.

Der Rückkoppelsteuerschleifenschaltkreis 205 umfaßt einen Leistungsverstärker 205a, ein Tiefpaßfilter (LPF) 205b, einen Vorskalierer 205c und eine Schleife Filter/Verstärker 205d. Zuerst wird das Ausgabesignal des VCO 204 durch das Tiefpaß filter 205b verarbeitet, um Harmonische wie für FCC-Anpassung erforderlich abzuschwächen, bevor es durch den Leistungsver stärker 205a verstärkt wird, der Isolierung und Füller (nicht dargestellt) aufweist. Das Ausgabesignal des Leistungsverstär kers 205a wird dann eingegeben in den Doppelmodul-Vorskalierer 205c, der unter der Steuerung des Synthesizers 202 über ein Teilersteuersignal z. B. durch 64 oder 65 teilt.

Sämtliche Synthesizerabstimmung wird bereitgestellt durch den programmierbaren Synthesizer 202 mit integriertem Schalt kreis. Der Synthesizer 202 umfaßt Frequenzteiler, einen Pha sendetektor und einen Steuerschaltkreiskomplex zur Steuerung der Teiler innerhalb des integrierten Schaltkreises und des Doppelmodul-Teilervorskalierers 205c. Der Synthesizer 202 ver arbeitet die Signale, die seinem internen digitalen Phasende tektor von den internen Teilern zugeführt werden, der wiederum Ladungspumppulse ausgibt, deren Arbeitszyklus von der relati ven Phase der zwei Eingaben, eine von dem Referenzteiler und die andere von Teilern, die dem Vorskalierer folgen, abhängt. Dieser variable Arbeitszykluspulszug von Ladungspumppulsen wird verwendet, um die Kapazität des Rückkoppelschleifenfil ters aufzuladen, so daß eine Steuerspannung für eine Schlei fenrückkopplung zum VCO bereitgestellt wird. Die Ladungspump pulse werden als eine Ausgabe von dem Synthesizer 202 gelie fert und der Schleife Filter/Verstärker (AMP/LPF) 205d zuge führt, wodurch ein Spannungssteuersignal in der summierenden Verbindung 204a bereitgestellt wird. Das Ausgabesignal von der summierenden Verbindung 204a wird einer variablen Kapazität (Varicap) VVC1 des VCO 204 zugeführt. Die oben beschriebene Steuertechnik mit geschlossener Rückkoppelschleife ermöglicht es dem Synthesizer 202, sich über den verbindenden VCO 204 auf eine(n) programmierte(n) Kanal/Frequenz einzustellen. Ein se rielles (Daten-) Signal von dem Modulationsabschnitt 260 (Fig. 2A) moduliert das Ausgabesignal des VCO 204 durch Steuerung der summierenden Verbindung 204a, die wiederum mit der span nungsvariablen Kapazität VVC1 verbunden ist. In dieser Ausfüh rungsform ist LPF 205b mit Komponenten realisiert, die feste Werte für Induktanz und Kapazität haben, die mit Standardfor meln, die Fachleuten bekannt und in der Literatur verfügbar sind, berechnet werden können. Ähnlich umfaßt AMP/LPF 205d, ein Schleifenfilter, Komponenten mit festen Werten von Wider stand und Kapazität. Die Werte von Komponenten für beide Fil ter können abgeleitet werden von anerkannten Formeln zur Fil terausführung.

Das Modulationssignal von dem Modulationsabschnitt 260 wird der summierenden Verbindung 204a (Fig. 6a) zugeführt, und das Summensignal, eingegeben in den Varicap VVC1, verschiebt die VCO-Frequenz um 300 kHz unter oder über die Zentralfre quenz, abhängig davon, ob das einlaufende Datenbit, das der summierenden Verbindung 204a von dem Modulationsabschnitt 260 geliefert wird, eine "1" oder eine "0" ist. Unter Verwendung von z. B. Manchester-Kodierung wird das Frequenzspektrum des einlaufenden Datenstroms über der Bandpaßfrequenz der Schleife Filter/Verstärker 205d gehalten, so daß der Mittelwert der Steuerschleifenspannung konstant bleibt, wodurch es dem Rück koppelsteuerschleifenschaltkreis 205, der oben beschrieben ist, ermöglicht wird, fest eingestellt zu bleiben. Alternativ kann ein herkömmlicher universeller asynchroner Empfänger- Sender (UART) mit einer einfacheren Modulati ons/Demodulations-Ausführungsform verwendet werden. Dies kann beispielsweise erreicht werden durch Zuführung des einlaufen den Datenstroms zu einem Modulatorschaltkreis, der eine span nungsvariable Kapazität (WC) im Referenzoszillator 201 ent hält, um dessen Frequenz in derselben Richtung wie die 300 kHz-Ablenkung des VCO 204 bei der oben beschriebenen Tech nik zu verschieben, so daß die Einwirkung der Frequenzver schiebung am Rückkoppelschleifenphasendetektor gelöscht wird. Dies erlaubt eine Modulation in dem Schleifenbandpaß, ohne daß die feste Einstellung gestört wird. Durch sorgfältigen Aus gleich der Frequenzverschiebungen an den zwei Oszillatoren (Referenzoszillator 201 und VCO 204) ist es möglich, Signalän derungen durch den Schleifenfilter 205d zu vermeiden, die die mittlere Zentralfrequenz ändern würden. Dies ist notwendig, da der UART Frequenzkomponenten im Schleifendurchlaßbereich hat.

Fig. 2G zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des Demodu lationsabschnitt 230, des Modulationsabschnitt 260, und die Datenpuffer 280 und die Hauptschnittstelle 291 sind ebenfalls dargestellt. Die Logikpegelausgabesignale Iin und Qin von dem Basisband-Verstärker/Filter 220 werden demoduliert durch eine asynchrone Zustandsmaschine des Demodulators 231 und mit einem geeigneten Dekodierschema (wie Manchester-Dekodieren) von ei nem Zweiphasendekodierer 232 dekodiert.

In der UART-Ausführungsform ist der Ausgang des asynchro nen Demodulators 231 mit einem herkömmlichen UART zur Umwand lung der seriellen Bits in Bytes verbunden. Daher kann, abhän gig von der besonderen Realisierung der Sende-Empfangs- Vorrichtung 150, jede einer Anzahl von Modulati ons/Demodulations-Schemata verwendet werden.

Wie oben diskutiert, werden die Logikpegelsignale Iin und Qin der Zustandsmaschine des Demodulators 231 zugeführt. Der Ausgangsknoten des Demodulators 231 ist mit einem (Manchester-) Zweiphasendekodierer 232 verbunden. Der Dekodie rer 232 leitet ein Taktsignal von dem einlaufenden Signal des Demodulators 231 ab und stellt einen seriellen Datenbitstrom her, der Daten, eingebettete Signaturen, Köpfe und Fehlerde tektionsbytes enthält. Der dekodierte serielle Datenstrom von dem Zweiphasendekodierer 232 wird dann gleichzeitig einem Si gnaturdetektor-Schieberegister 233 und einem seriell-zu parallel-Schieberegister 234 zugeleitet. Das Schieberegister 233 detektiert jegliche eingebetteten Signaturen und gibt an die digitale Steuerlogik 295 der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 Steuersignale aus, die angeben, ob ein gültiger Daten bitstrom empfangen worden ist. Ein gültiger Bitstrom beginnt immer mit zwei aufeinanderfolgend empfangenen Signaturwörtern. Wenn der Datenbitstrom gültig ist, beginnt das Schieberegister 234 eine Umwandlung des seriellen Datenbitstroms in Daten bytes. Diese Bytes von Daten werden dann in ein Ein gangs-Erstes-Ein-Erstes-Aus-(-FIFO-)Register 235 geladen, das temporär einige Bytes von Daten vor einer Übertragung zum Eingangsdatenpuffer 281 festhält. Anschließend werden die Da tenbytes, die im Eingangsdatenpuffer 281 gespeichert sind, über die Hauptschnittstelle 291 und den Datenschnittstellenbus 299 unter der direkten Steuerung des Hauptcomputers 100 zu diesem übertragen.

Umgekehrt werden während einer Datensendung von dem Hauptcomputer zur Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 zum Senden an einen Empfänger Bytes digitaler Daten über den Datenschnitt stellenbus 299 und die Hauptschnittstelle 291 unter der Steue rung des Hauptcomputers 100 in einen Ausgangsdatenpuffer 282 geladen. Eine interne Logik löst auch die nächste Phase des Sendens aus, und zwar durch Bewirken, daß die Daten, die im Ausgangsdatenpuffer 282 gespeichert sind, in ein Aus gangs-FIFO-Register 264 geladen werden. Das erste herausgehen de Datenbyte wird vom Ausgangs-FIFO-Register 264 in das paral lel-zu-seriell-Schieberegister 263 geladen, gefolgt von nach folgenden Datenbytes.

Der resultierende serielle Datenbitstrom wird dann in den Manchester-Zweiphasendekodierer 262 eingegeben, durch einen Modulator 261 verarbeitet und nachfolgend der summierenden Verbindung 204a des VCOs 204 zugeführt. Der Ausgangsdaten bitstrom, hergestellt von dem Modulator 261, verschiebt dessen anfängliche Frequenz um 300 kHz über und unter die Zentralfre quenz, wodurch die Frequenzverschiebung des Ausgangssignals des VCOs 204 vor dem Senden über die Antenne 250 bereitge stellt wird.

Fig. 2H zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des oben beschriebenen analogen Teils der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 mit dem Oszillatorabschnitt 200, dem Schalt- und Mischab schnitt 210 und dem I/Q-Signalerzeugungsschaltkreis 220 (digitale Steuerung und Hauptschnittstellenschaltkreiskomplex nicht dargestellt).

Um die physikalische Größe der Sende-Empfangs-Vorrichtung klein zu halten, ist die kompakte Antenne 250 auf einer ge druckten Schaltkreisplatine (PCB) zusammen mit dem digitalen Schaltkreiskomplex und den HF-Komponenten angeordnet. In einer Ausführungsform ist die Antenne 250 eine Flächenantenne mit Abmessungen kleiner als ½ Wellenlänge der Zentralfrequenz des interessierenden Bandes. Die exakten Abmessungen hängen von dem interessierenden Frequenzband und der Dielektrizitätskon stante des isolierenden Substrats ab. Standardformeln können zur Bestimmung der Abmessungen verwendet werden. Ein geeignet ausgeführter Treiberschaltkreis erlaubt eine effiziente An kopplung einer elektrisch kurzen Antennenstruktur über dem interessierenden Frequenzband. Die Antenne 250 ist in der ho rizontalen Ebene nahezu allseitig gerichtet, ist weniger emp findlich gegenüber benachbarten leitfähigen Oberflächen und liefert für ihre kleine Größe eine erhebliche Strahlungseffi zienz. Das zugeordnete Anpassungssystem, ausgeführt nach her kömmlichen Formeln, liefert effektive Energiekopplung zwischen der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 und der Antenne 250.

Fig. 3A ist eine Ansicht von oben einer typischen Flä chenantenne 350a. Fig. 3A1 ist eine Ansicht, genommen entlang der Linien 3A1-3A1 von Fig. 3A. Eine Sende-/Empfangs-Fläche 330a der Antenne 350a ist eine elektrisch leitfähige Platte mit einer ersten Abmessung D = ½ Wellenlänge. Die Fläche 330a ist auf einer größeren Grundebene 310a (die ebenfalls eine elektrisch leitfähige Platte ist) befestigt, getrennt durch eine dielektrische Schicht 320a. Die Fläche 330a wird über einen Treiberpunkt 335a getrieben. Die Antenne 350a funktio niert wie ein Satz von Schlitzantennen um den Umfang der Flä che 330a herum mit Feldern, die zur Aussendung ebener Wellen parallel zur Grundebene 310a kombinieren. Die Richtung der Strahlungs-Hauptkeule ist senkrecht zur Ebene der Fläche 330a und strahlt über der Grundebene 310a aus.

In Übereinstimmung mit einem Gesichtspunkt der Erfindung ist eine Flächenantenne 350b vorgesehen und allein einsetzbar für eine Verwendung in der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 als die Antenne 250, die bisher durch einen Block dargestellt wur de. Die Flächenantenne 350b ist in Fig. 3B in einer ebenen Ansicht von oben und in Fig. 3B1, die eine entlang der Linien 3B1-3B1 genommene Ansicht ist, in einer Seitenansicht darge stellt. Die Flächenantenne 350b umfaßt eine Fläche 330b, die eine elektrisch leitfähige Platte ist, und eine Grundebene 310b, die ebenfalls eine elektrisch leitfähige Platte ist, getrennt durch eine dielektrische Schicht 320b. Die Flächenan tenne 350b wird an einer Ecke an einem Verbindungspunkt 335b getrieben. Wie bei der Betrachtung von Fig. 3B und 3B1 erkannt werden wird, hat die Grundebene 310b dieselbe Größe wie die Fläche 330b. Die Fläche 330b und die Grundfläche 310b können beispielsweise aus Kupfer oder einem anderen Material, das elektrisch leitfähig ist, gebaut sein. Die dielektrische Schicht 320b kann z. B. Epoxyd oder Polytetrafluoräthylen (Teflon) sein. Die Flächenantenne 350b kann als Teil einer gedruckten Schaltkreisplatine gebaut sein, wobei das dielek trische Material der gedruckten Schaltkreisplatine als die dielektrische Schicht 320b dient. Wie in Fig. 3B dargestellt, ist eine Abmessung A ¼-Wellenlänge lang gewählt, basierend auf der interessierenden Frequenz. Eine Abmessung B für die Anten ne 350b kann gleich der Abmessung A sein, in welchem Fall nur eine Resonanzfrequenz verfügbar ist. Wenn jedoch die Abmessung A nicht gleich der Abmessung B ist, stehen dann zwei Resonanz frequenzen für die Antenne zur Verfügung. Wie in Fig. 3B1 dar gestellt, liegt ein Verbindungspunkt 315b auf der Grundebene 310b direkt unterhalb eines Verbindungspunktes 335b auf der Fläche 330b. Obwohl in der dargestellten Ausführungsform die elektrischen Verbindungen zur Fläche und zur Grundebene an einer Ecke positioniert sind, können andere Verbindungsorte verwendet werden, wenn vorgesehen ist, daß der obere (335b) und untere (315b) Verbindungspunkt ausgerichtet sind. Ein Vor teil dessen, die Verbindungspunkte in einer Ecke vorzusehen, liegt darin, daß dies zur Minimalgröße für die Antenne führt. Die Fläche 330b und die Grundebene 310b können unter Verwen dung der Folie einer doppelseitigen gedruckten Schaltkreispla tine gebaut sein. Die Antenne 350b schwingt unter Verwendung der Seiten der rechtwinkligen Fläche als Schlitze, um eine 360°-Strahlungscharakteristik in der Ebene der Fläche zu lie fern. Eine nahezu quadratische Fläche (oder im wesentlichen quadratische Fläche) wird eine nahezu allseitig gerichtete Strahlungscharakteristik in der Ebene der Fläche erzeugen. Wie oben diskutiert, ist die Antenne 350b in der PCB integriert und mit der PCB durch Treiberleitungen verbunden, die auf dem PCB-Substrat angeordnet sind.

Fig. 3C zeigt eine ebene Ansicht von oben einer Schlitz antenne 350, die unten im Detail beschrieben ist, auf einer PCMCIA-Formfaktor-Karte oder einem ähnlich kleinen elektroni schen Paket, welche(s) die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 um faßt. Fig. 3C1 ist eine Ansicht, genommen entlang den Linien 3C1-3C1 von Fig. 3C und zeigt eine obere Abdeckung 382a, eine untere Metallabdeckung 382b, einen Rahmen 381 und eine Ab stimmkleinme 384a. Eine perspektivische Ansicht der PCMCIA-HF- Karte/Antenne-Kombination 380 ist in Fig. 3D dargestellt. Eine perspektivische Explosionsansicht der Antenne 350 und des Rah mens 381 ist in Fig. 3E dargestellt. In Fig. 3C1 sind eben falls Treiberpunkte 387a und 387b gezeigt, mit denen Anschluß leitungen von der gedruckten Schaltkreisplatine zu dem T/R-Schalter 212 verbunden sind.

Fig. 3C2 ist eine Ansicht eines Endes der PCMCIA-HF- Karte/Antenne-Kombination 380, genommen entlang der Linien 3C2-3C2 von Fig. 3C. Fig. 3C3 zeigt die Kante der PCMCIA-HF- Karte/Antenne 380, wie sie entlang den Linien 3C3-3C3 von Fig. 3C zu sehen ist. In dieser Ansicht ist eine Erdungsklemme 385b dargestellt. Obwohl diese Erfindung unter Verwendung des PCMCIA-Formfaktors beschrieben ist, ist die Erfindung nicht auf irgendeinen einen bestimmten Formfaktor oder ein bestimm tes Computersystem begrenzt.

Eine PCMCIA-HF-Karte/Antenne 380 umfaßt einen isolieren den Rahmen 381, der ein Plastikmaterial sein kann und zwischen ein Paar Metallabdeckungen 382a und 382b gelegt ist, sowie einen Aufbau mit gedruckten Schaltkreisplatinen 388, darge stellt in Fig. 3K und 3L. Es ist herausgefunden worden, daß ein besonders vorteilhaftes Material zur Verwendung beim Bau des isolierenden Rahmens 381 Polykarbonat-Material mit zwanzig Prozent (20%) Fiberglasfüllung ist. Der Aufbau wird besser mit Bezug auf Fig. 3E erkannt werden, in der die PCMCIA-HF- Karte/Antenne 380 in einer perspektivischen Explosionsansicht dargestellt ist. Vollständig zusammengebaut ist der Aufbau mit gedruckten Schaltkreisplatinen 388 innerhalb des Rahmens 381 und zwischen der oberen und der unteren Abdeckung 382a bzw. 382b positioniert. Zur Vereinfachung der Figur ist der Aufbau mit gedruckten-Schaltkreisplatinen 388, auf der sich der elek tronische Schaltkreiskomplex für die Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 befindet, in Fig. 3E nicht dargestellt. Die HF-Karte/Antenne 380 nimmt etwa dieselbe Fläche ein wie ein Plastikkreditkarte, ist jedoch mehrfach dicker. Die HF- Karte/Antenne 380 hat einen PCMCIA-Standard-Verbinder 383 mit 86 Stiften (Fig. 3E), der die meiste Fläche des Verbinderendes der HF-Karte/Antenne 380 einnimmt. Die HF-Karte/Antenne- Kombination 380 wird in einen PCMCIA-Schlitz im Gehäuse eines Computers oder eines anderen Peripheriegerätes eingeschoben, so daß die HF-Karte/Antenne 380 im wesentlichen im Gehäuse eingeschlossen ist, mit Ausnahme des vorderen Endes 380b der Karte (gegenüber dem Verbinderende). Die meisten PCMCIA-Einfassungen schaffen eine gewissen Grad von Abschir mung, mit Ausnahme des vorderen Endes 380b. Die Antenne 350, die aus den Abdeckungen 382a und 382b aufgebaut ist, zusammen mit den Abstimmklemmen 384a und 384b ist mit dem Rahmen 381 und dem Aufbau mit gedruckten Schaltkreisplatinen 388 inte griert, um die HF-Karte/Antenne 380 zu bilden. Ein Teil der Antenne 350 muß daher am vorderen Ende 380b oder daran ange bracht sein, um für ein Ausstrahlen und/oder Empfangen von HF- Energie effizient zu sein.

Die Abstimmklemmen 384a und 385b verbinden die Metallab deckungen 382a und 382b elektrisch und können einen Erdungsweg für die sich ergebende HF-Karte/Antenne 380 zum Hauptcomputer 100 oder zu einem digitalen Gerät bereit stellen, abhängig von der Ausführung des Hauptcomputers oder des digitalen Gerätes.

Mit den Abstimmklemmen 384a und 385b am Platz, die die obere Abdeckung 382a und die untere Abdeckung 382b verbinden, wird ein nach außen zeigender U-förmiger Schlitz um den vorderen Abschnitt 380b der HF-Karte/Antenne 380 herum und jede Seite 384, 385 abwärts ausgebildet. Der U-förmige Schlitz ist mit einem dielektrischen Material gefüllt, das beispielsweise Po lykarbonat mit Glasfaser sein kann, wobei das dielektrische Material insgesamt oder teilweise von dem isolierenden Rahmen 381 bereitgestellt wird. Dieser U-förmige Schlitz umfaßt einen Teil der Abdeckungen 382a und 382b (welche die Beine des Us bilden) und der Abstimmklemmen 384a und 385b, welche die Bucht des Us bilden. Ein Paar Antennentreiberpunkte 387a, 387b sind mit der oberen Abdeckung und der unteren Abdeckung 382a bzw. 382b an deren Kanten in der Mitte des vorderen Endes 380b ver bunden, wodurch die Schlitzantenne 350 gebildet wird. Die An tenne 350 schwingt auf einer Frequenz, die von den effektiven Abmessungen und der Dielektrizitätskonstante eines Schlitzes 386 abhängt.

Der oben beschriebene U-förmige Schlitz kann durch ver schiedene Verfahren abgestimmt werden. Die Abstimmklemmen 384a, 385b können neu positioniert oder deren Breite modifi ziert werden, um die effektive Länge des U-förmigen Schlitzes zu variieren, oder zusätzliche Abstimmklemmen (nicht darge stellt) können eingefügt werden, um den U-förmigen Schlitz kürzer zu machen, wodurch dessen Resonanzfrequenz zunimmt. Umgekehrt hat ein Hinzufügen einer schmaleren Abstimmklemme anstelle der Abstimmklemme 385b auf der Seite 385 den Effekt, daß die Resonanzfrequenz verringert wird. Die Treiberpunkte 387a, 387b können neu positioniert werden, um die Impedanz am Treiberpunkt zu variieren.

Bei manchen Ausführungsformen ist die Antenne 350 ein Gußmetall. Alternativ kann die Antenne 350 beginnend mit einem Metallblech 390 gebaut werden, das einen Schlitz 396 hat, der in die Mitte eingeschnitten ist, wie in Fig. 3F dargestellt. Ein Verfahren zum Bau der Antenne 350 aus dem Blech 390 ist in Fig. 3F-3J dargestellt.

Wie in Fig. 3G dargestellt, wird das Blech 390 unter rechten Winkeln entlang von Achsen 396a und 396b zurückgefal tet, um die in Fig. 3G gezeigte Struktur zu bilden. Als näch stes werden die vier Flächenstücke 382ab, 382ac, 382ba und 382bc von dem Blechteil 390 entfernt, resultierend zu der in Fig. 3H gezeigten Struktur. Die Seiten 382a und 382b werden sämtlich unter rechten Winkeln zurückgefaltet, um die in Fig. 3J dargestellte Struktur zu bilden, die ein offenes Ende 391 hat, das für einen nicht dargestellten Verbinder genutzt wird. Die sich ergebende Schlitzantenne 350 ist eine Variation der Flächenantenne 350b, und daher sind Flächenanten nen-Abstimmtechniken, wie die Verwendung von Kurzschluß stichleitungen und Versetzung von treibenden Punkten, zur Ab stimmung von Resonanzfrequenz und Impedanz des treibenden Punktes gleichermaßen anwendbar.

Die Effektivität der Antenne 350 und ihre Strahlcharakte ristik hinsichtlich der Richtung sind abhängig von der Ab schirmwirkung des PCMCIA-Gehäuses des Hauptcomputers, wie in Fig. 1 dargestellt. Diese Abschirmwirkung kommt weniger zur Geltung bei einem erweiterten PCMCIA-Kartenformat, bei dem bis zu 3,81 cm (1,5 Zoll) der PCMCIA-HF-Karte/Antenne 380 aus dem PCMCIA-Schlitz des Gehäuses des Hauptcomputers 100 herausste hen. Obwohl diese Ausführungsform der Antenne 350 nicht all seitig gerichtet ist und daher nicht so effektiv wie eine her kömmliche externe Antenne ist (z. B. eine herkömmliche Anten ne, bestehend aus einem 1/2-Wellendipol oder einer 1/4- Wellenpeitsche), stellt die Antenne 350 eine stabile Einbauan tenne mit einer geringen Zunahme an Herstellungskosten und einer HF-Effektivität dar, die für Niedrigenergiesendungen über eine Distanz von etwa 9 m (30 Fuß) ausreicht.

Es wird Bezug genommen auf Fig. 3K: der Aufbau mit ge ruckten Schaltkreisplatinen 388 ist in einer ebenen Ansicht von oben dargestellt. Wie oben erwähnt, ist der Aufbau mit gedruckten Schaltkreisplatinen 388 in dem Hohlraum unterge bracht, der durch die Kombination des isolierenden Rahmens 381 und der Metallabdeckungen 382a und 382b gebildet wird. Ein Bauelement 388c, das der digitale ASIC ist, umfaßt die Daten puffer 280, die Hauptschnittstelle 291 und die digitale Steu erlogik 295. Wie am besten unter Bezug auf Fig. 3L zu sehen ist, umfaßt der Aufbau mit gedruckten Schaltkreisplatinen 388 eine erste gedruckte Schaltkreisplatine 388a und eine zweite gedruckte Schaltkreisplatine 388b. Ein Brückenverbinder 388e wird verwendet, um die Platinen 388a und 388b zu verbinden. Zwei Platinen werden wegen der Dicke des Teils 388c und der Begrenzung für PCMCIA-Typ II (der auf 5 mm begrenzt ist) ver wendet. Mit dünneren Komponenten könnte eine einzige Platine verwendet werden. Ein Verbinder 388d ist ebenfalls in Fig. 3L dargestellt und sorgt für eine elektrische Verbindung von den Bauelementen auf den gedruckten Schaltkreisplatinen 388a und 388b mit den Stiften des Verbinders 383.

Fig. 4A ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Zustandsmaschine 400 des Demodulators 231. Fig. 4B und Fig. 4C zeigen ein Zustandsdiagramm bzw. eine detaillierte Logikpegel realisierung der Zustandsmaschine 400 von Fig. 4A. Die Zu standsmaschine 400 des Demodulators 231 arbeitet auf ein Ein gangstaktsignal CLK und auf alle vier Flanken der Logikpegel signale Iin und Qin der Basisband-Verstärker/Filter 220, wo durch das Signal-zu-Rauschen-(S′/N-)Verhältnis verbessert wird. Die Zustandsmaschine 400 ist realisiert unter Verwendung herkömmlicher, kommerziell erhältlicher Digitallogikkomponen ten, wie in Fig. 4C dargestellt. In Fig. 4C sind zur Vereinfa chung der Zeichnung Verbindungen zwischen den Leitungen, die Signale NIi, Ii, Io, NIo, Qo, NQo, Qi und NQi tragen, und den Vorrichtungen, die diese Signale empfangen, nicht dargestellt, aber selbstverständlich sind solche Verbindungen gemacht.

Obwohl die Zustandsmaschine 400 allein durch Verwendung UND/ODER-programmierbarer Logikkomponenten verwirklicht werden kann, sind fünf D-Typ-Latches oder Haltespeicher 410, 420, 417, 427 und 430, getriggert von dem Taktsignal CLK, in der Zustandsmaschine 400 eingebaut, wodurch das Signal-zu-Rauschen Verhältnis der Zustandmaschine 400 verbessert wird. Die Lat ches 410, 420, 417, 427 und 430 liefern zusätzliche interne Zustandsinformation in der Zustandsmaschine 400 und ermögli chen es der Zustandsmaschine 400, einige unzulässige Zustand sänderungen, hervorgerufen durch irgendein Signalrauschen, besser zu detektieren und zu ignorieren. Das Taktsignal CLK wird erzeugt von einem Taktsignalgenerator in der digitalen Steuerlogik 295. Bevorzugt hat das Taktsignal CLK eine zumin dest zehnmal höhere Frequenz als die Frequenz der Logikpegel signale Iin und Qin. Der Taktsignalgenerator kann realisiert werden durch Verwendung irgendeines gut bekannten Taktsignal generatorschaltkreises, wie durch Herunterteilen des Referen zoszillators.

Der Betrieb der Zustandsmaschine 400 ist wie folgt. Vier Eingangssignale werden von der Zustandsmaschine 400 verwendet, insbesondere die Logikpegelsignale Iin und Qin sowie das Takt signal CLK und ein Rücksetzungssignal. Aus diesen Eingangs signalen liefert die Zustandsmaschine 400 des Demodulators 231 ein Ausgangssignal D_OUT. Wie oben diskutiert, sind die Logikpe gelsignale Iin und Qin normalerweise in Quadratur, d. h. 90° außer Phase, jedoch können sie durch Rauschpulse verstümmelt sein.

Ein Signalrücksetzen wird gebraucht, um das Ausgangs signal D_OUT in einen bevorzugten Vorgabezustand zu setzten. Wenn ein ursprünglicher Vorgabezustand nicht gebraucht wird, ist umgekehrt ein Signalrücksetzen dann nicht erforderlich. Da das Taktsignal CLK eine Taktrate hat, die mindestens dem Zehn fachen der erwarteten Taktrate des einlaufenden Datenstroms (Iin und Qin) entspricht, wird eine Rauschreduzierung er reicht.

Die Wahl der Taktfrequenz für das Taktsignal CLK ist ein Kompromiß zwischen Gesamtansprechzeit und S/N-Verhältnis. Eine schnellere Datensenderate minimiert Datensendeverzögerungen, erhöht jedoch die nachteiligen Einwirkungen von Rauschpulsen.

Umgekehrt erhöht eine langsamere Datensenderate die S/N-Unempfindlichkeit, führt jedoch zu einer Zunahme in der Datensendezeit. Das Taktsignal CLK kann z. B. so gewählt sein, daß es eine Frequenz von 7 MHz hat, die durch Herunterteilen des 14,7 MHz-Signals, das vom Referenzoszillator 201 im Oszil latorabschnitt 200 (Fig. 2A und 2F) geliefert wird, abgeleitet werden kann. Man beachte, daß Rauschpulse, die zwischen Taktübergängen auftreten, die Ausgabe der Zustandsmaschine 400 nicht beeinflussen. Obwohl die getakteten D-Typ-Latches 410, 420, 417, 427 und 430 nicht wesentlich für das Grundprinzip des Betriebs der Zustandsmaschine 400 sind, verbessern diese Latches durch Takten der Eingangssignale Iin und Qin und Er zeugen von zwei zusätzlichen internen Signalen I₀ und Q₀ das S/N-Verhältnis des Demodulators 231 erheblich.

Mit Bezug auf Fig. 4B, die acht gehaltenen Eingangszu stände und deren zugeordnete Ausgangszustände zeigt, wird deutlich, daß die Zustandsmaschine 400 nur auf Eingangssignal flankenübergänge und nicht auf Eingangssignalpegel anspricht. Man beachte, daß in Fig. 4B fette durchgezogene Linien Ein gangsübergänge innerhalb eines Ausgangszustands wiedergeben, dünne durchgezogene Linien Übergänge zwischen Ausgangszustän den wiedergeben und gepunktete Linien unzulässige oder doppel te Eingangsübergänge wiedergeben. Es gibt vier Zustandsüber gänge, die bewirken, daß das Ausgangssignal D_OUT von einem "1" zu einem "0"-Zustand übergeht und vier Zustandsübergänge, die dazu führen, daß das Ausgangssignal D_OUT von einem "0"- zu ei nem "1"-Zustand geht. Alle anderen Zustandsübergänge werden von der Zustandsmaschine 400 ignoriert.

Bezugnehmend auf Fig. 4C werden die Eingangslogikpegelsi gnale Iin und Qin dem "D"-Eingang der D-Typ-Latches 410 bzw. 420 zugeführt. Die Latches 410 und 420 werden vom Taktsignal CLK getaktet. Die jeweiligen "Q"-Ausgänge der Latches 410 und 420 liefern getaktete Eingangszustände I₀ und Q₀. Ein erster Satz von vier Eingänge aufweisenden NICHT-UND-Gattern 411, 412, 413 und 414, deren Ausgänge mit einem entsprechenden Satz von invertierten Eingängen eines ODER-Gatters 415 verbunden sind, detektiert die Eingangszustandsbedingungen, für die das Ausgangssignal D_OUT ein "1"-Zustand sein sollte. Ein zweiter Satz von vier Eingänge aufweisenden NICHT-UND-Gattern 421, 422, 423 und 424, deren Ausgänge mit einem entsprechenden Satz von invertierten Eingängen eines zweiten ODER-Gatters 425 ver bunden sind, liefert eine Detektion der vier Übergangszustän de, für die das Ausgangssignal D_OUT ein "0"-Zustand sein soll te. Man beachte, daß die (vier) Eingangsknoten eines jeden der NICHT-UND-Gatter 411, 412, 413, 414, 421, 422, 423, 424 mit zwei gehaltenen (stabilen) Zustandsknoten und zwei Übergangs zustandsknoten verbunden sind.

Tabelle I unten zeigt die zwei Sätze von vier Zu standsübergängen, die von der Zustandsmaschine 400 detektier bar sind, und die zwei jeweiligen D_OUT-Zustände.

Tabelle I

Fig. 4D ist ein Zeitdiagramm, das die entsprechenden I- und Q-Zustände darstellt. Die Zeitdiagramme zeigen die Quadra turverhältnisse zwischen I_in und Q_in mit I_in als der Referenz und Q_in nacheilend (Q_in für Q_out = 1) und vorauseilend (Q′_in für Q′_out = 0). Die stabilen Zustände der I_in und Q_in sind dann in der Zeichnung für Q_out =1 und für Q′_out dargestellt. Die Übergän ge, die die Ausgabe der Zustandsmaschine bestimmen, können erkannt werden durch horizontales Lesen von Bitpaaren von links nach rechts.

Es wird auf Fig. 4C Bezug genommen: drei zusätzliche D- Typ-Latches 417, 427, 430 vermeiden das Schalten von Übergän gen, die durch Rauschen und Überlagerung von einem gestörten Ausgangssignal D_OUT bewirkt werden. Das Ausgangssignal D_OUT kann einen Zustand nur ändern, wenn die Eingänge der Latches 410, 420, 417, 427 und 430 getaktet sind, wodurch ein verbessertes Signal-zu-Rauschen-Verhältnis geschaffen wird.

Das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis wird um einen Faktor von Vier verbessert, da von den sechzehn möglichen Zu standsübergängender Zustandsmaschine 400 nur vier Zu standsübergänge denkbar das Ausgangssignal D_OUT in einen nicht erstrebten, unzutreffenden Zustand bringen können. Nichtsde stoweniger gibt es, wenn ein Rauschpuls oder eine Rauschspitze bewirkt, daß das Ausgangssignal D_OUT einen unzutreffenden Zu stand annimmt, eine kontinuierliche Sequenz von Zustandsüber gängen, die bewirkt, daß die Zustandsmaschine 400 zu einem zutreffenden Zustand zurückkehrt, wodurch es der Zustandsma schine 400 ermöglicht wird, sich von einem irrtümlichen Zu stand zu erholen. Daher hat die Zustandsmaschine 400 des Demo dulators 231 verbesserte S/N-Eigenschaften, was zu einem ver läßlichen, kostengünstigen Empfängerabschnitt für die Sende- Empfangs-Vorrichtung 150 führt, ohne daß ein hochentwickelter Demodulator benötigt wird, der zu kostspielig und insgesamt zu platzraubend für eine Verwendung in einem kostengünstigen, kompakten Format, z. B. dem PCMCIA-Kartenformat, sein würde.

Zusätzlich kann ein optionaler analoger oder digitaler Filter (nicht dargestellt), der an die Signaleigenschaften des Demodulators 231 angepaßt ausgewählt ist, zur Filterung der Logikpegeleingangssignale Iin, Qin des Demodulators 231 hinzu gefügt werden, um das Signal-zu-Rauschen-Verhältnis weiter zu verbessern. Ähnlich könnte auch ein optionaler Ausgangsfilter (nicht dargestellt) oder ein anderes Signalverarbeitungsmittel zur Verarbeitung des Ausgangssignal D_OUT verwendet werden, um die Unempfindlichkeit des Demodulators 231 gegenüber Ausgangs rauschen weiter zu verbessern.

In einer Verwirklichung ist die Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 eine einer Mehrzahl unanhängiger unsynchroni sierter Sende-Empfangs-Vorrichtungen, die in einer lokalen Netzwerkumgebung arbeiten. Jede HF-Sende-Empfangs-Vorrichtung muß eine Überlagerung vermeiden, wenn eine gültige Sendung im Gange ist. Wenn mehrere Sende-Empfangs-Vorrichtungen um die selbe(n) Frequenz/Kanal konkurrieren, ist der Kanal wirksam blockiert, wenn nicht die Sende-Empfangs-Vorrichtungen irgend ein Mittel zur wirksamen Teilung des Kanals und zur Auflösung irgendeiner potentiellen Konkurrenz haben.

In einigen Ausführungsformen verwendet die Sende- Empfangs-Vorrichtung 150 eine Kollisionsvermeidungs-(CA-) Technik in einer drahtlosen Realisierung eines Vielfachzu griff-mit-Leitungsüberwachung-(CSMA)/CA-Netzwerks. Eine De tektion von Konkurrenz/Kollision wird möglich gemacht durch das Vorhandensein eines Signaturwortes, das in dem seriellen Datenbitstrom in häufigen Intervallen eingebettet ist, und zwar unter Verwendung von entweder Hardware oder Firmware im Sender. Dies wird unten in Verbindung mit Fig. 5A bis 5E voll ständig erläutert. Die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 erkennt dieses Signaturwort durch Verwendung von Hardware oder Firmwa re im Empfänger, wodurch die Sendung als ein "gültiges" Netz werksignal identifiziert wird.

Wie oben diskutiert, wird eine Signaturwortprotokoll steuerung, wenn sie in Hardware realisiert ist, zum Modulati onsabschnitt 260 und zum Demodulationsabschnitt 230 delegiert. Fig. 5A und 5B zeigen detaillierte Verwirklichungen von Tei len des Modulationsabschnitts 260 bzw. von Teilen des Demodu lationsabschnitts 230 entsprechend der Erfindung. Es wird Be zug genommen auf Fig. 2G und 5A: der Modulationsabschnitt 260 umfaßt zwei alternierende Datenwege zwischen dem Datenbus 285 und dem Eingangsknoten des Zweiphasendekodierers 262. Der er ste Datenweg ist für ein Laden eines Paars von gültigen Signa turbytes in Signaturregister 260a und 260b (Fig. 5A). Nachfol gend werden die Signaturbytes, die in Signaturregistern 260a und 260b gehalten sind, in Schieberegister 260c bzw. 260d ver schoben. Datenbytes werden dann in ein Ausgangs-FIFO-Register 264 geladen, um mit einem Byte zu einer Zeit in ein parallel zu-seriell-Schieberegister 263 geschoben zu werden.

Wenn die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 für ein Senden eines Datenpakets fertig ist, geben die Schieberegister, die ein Paar gültiger Signaturbytes halten, d. h. die Schieberegi ster 260c und 260d (Fig. 5A), welche über ein ODER-Gatter 260e mit dem Zweiphasendekodierer 262 (Fig. 2G) verbunden sind, Signale, die den Signaturbytes entsprechen, über den Modulator 261 an den VCO 204 aus. Die Daten werden getaktet durch die Schieberegister 260c und 260d unter der Steuerung von Firmware oder Steuerlogikhardware. Die Datenbits verschieben eine VCO- Frequenz zwischen zwei Frequenzen, um eine Standard-Breitband- FSK-Modulation des Senderoszillators herzustellen. Dies wird von den Datenbits befolgt, die sich von dem Ausgangs-FIFO- Register 264 durch das parallel-zu-seriell-Schieberegister 263 zum ODER-Gatter 260e und weiter zum Zweiphasendekodierer 262 (Fig. 2G) ausbreiten, an dem die Datenbits durch den Modulator 261 moduliert werden. Das modulierte Signal von dem Modulator 261 wird dann an der summierenden Verbindung 204a des VCOs 204 (Fig. 2F) ausgegeben.

Wenn umgekehrt, wie in Fig. 5B dargestellt, die Sende- Empfangs-Vorrichtung 150 im Empfangsbetrieb ist, vergleicht der Demodulationsabschnitt 230 unter Verwendung eines Satzes Vergleicher 233c und 233d die Signaturbytes eines einlaufenden Datenpaketes. Signaturregister 233e und 233f sind vorab mit einem gültigen Signaturwort geladen. Einlaufende Datenbytes gehen alle durch die Schieberegister 233e, 233b und ermögli chen es den Vergleichern 233c, 233d, den einlaufenden Daten strom mit zwei Bytes zu einer Zeit zu vergleichen. Wenn beide Vergleicher 233c und 233d eine Übereinstimmung detektieren, d. h. die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 ein gültiges Signatur wort erkennt, wird von einem Gatter 233g ein Steuersignal aus gesendet, das dem digitalen Steuerschaltkreiskomplex der Sen de-Empfangs-Vorrichtung 150 oder dem Hauptcomputer 100 signa lisiert, daß ein gültiger Datenbitstrom folgen wird.

Eine erfolgreiche Detektion von zwei gültigen Signatur wörtern ermöglicht es dem seriell-zu-parallel-Schieberegister 234, anzufangen, einlaufende Daten zu akzeptieren, die mit ei nem Bytes zu einer Zeit in das Eingangs-FIFO-Register 235 (Fig. 2G) eingegeben werden. Die Daten, die im Eingangs-FIFO- Register 235 gespeichert sind, werden dann in die Eingangsda tenpuffer 280 (Fig. 2G) übertragen. Mittlerweile fahren Ver gleicher 233c, 233d zusammen mit seriellen Schieberegistern 233a, 233b fort, jedes nachfolgende Paar von Datenbytes im Hinblick auf ein mögliches gültiges Signaturwort zu verglei chen. Somit wird immer dann, wenn ein gültiges Signaturwort detektiert wird, durch das ODER-Gatter 233g ein digitales Steuersignal an den Mikrocontrollerteil der digitalen Steuer logik 295 in der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 ausgegeben.

Der Demodulationsabschnitt 230 liefert dem lokalen CSMA/CA-HF-Netzwerk ein Mittel zur Vermeidung von Kollision durch Detektieren der Existenz von gültigem Verkehr auf dem Netzwerk. Durch Eliminierung der Anforderung, eine Trägerfre quenz zu detektieren, kann die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 sorgfältig gültigen Netzwerkverkehr identifizieren, 32650 00070 552 001000280000000200012000285913253900040 0002019614979 00004 32531 während sie ungültige Sendungen und Rauschsignale ignoriert. Daher können mit einer Signaturinformation, die in bestimmten Inter vallen in jedem Paket gesendeter Daten eingebettet ist, gülti ge Netzwerkdatensendungen mit einer hohen Wahrscheinlichkeit für Genauigkeit identifiziert werden.

In einer Ausführungsform wird das Signaturwort als ein Identifizierungsfeld zur Detektion des Beginns eines Datenpa kets verwendet, und zwar durch Einfügen des Signaturwortes in den Kopf des Datenpakets. Der Demodulationsabschnitt 230 de tektiert das Signaturwort in dem Paketkopf vor Synchronisieren des nachfolgenden seriellen Datenbitstroms. Charakteristische Signaturwörter können verwendet werden, um die Quelle des Ver kehrs immer wenn mehrere Sende-Empfangs-Vorrichtungen auf der selben Frequenz oder demselben Kanal in einer physikalischen Einrichtung arbeiten zu unterscheiden. In dieser Ausführungs form ist die Konkurrenzlogik in Firmware verwirklicht, d. h. ohne bestimmte Konkurrenzhardware. Dieselbe Funktion kann auch von einem Durchschnittsfachmann durch Hardware, Software oder deren Kombinationen realisiert werden.

Daten werden in Paketen vorbestimmter Struktur und Maxi malgröße gesendet, so daß die Daten geprüft und neu gesendet werden können, wenn sie nicht korrekt empfangen wurden. Es ist notwendig zu vermeiden, daß ein Paket von einem zweiten Sender gesendet wird, wenn auf demselben Kanal ein anderes Paket von einem ersten Sender gesendet wird. In Systemen nach dem Stand der Technik wird eine Vermeidung von Kollision mit einem im Gange befindlichen Paket üblicherweise durch irgendeine Form von Trägerdetektionssystem herbeigeführt. Trägerdetektion hat insbesondere im ISM-Band den Nachteil, daß es oft Rauschen, Überlagerung oder Nachbarkanalverkehr falsch als ein im Gange befindliches Paket identifiziert.

Der Nachteil von Trägerdetektion kann überwunden werden durch Einfügen spezieller Bytes oder Signaturwörter in den Datenstrom des Paketes, um das Paket als Inkanaldaten, mit denen nicht überlagert werden sollte, zu identifizieren. Jeder Kanal kann ein einzelnes Signaturwort haben, um zwischen Inka nal- und Nachbarkanalsignalen zu unterscheiden, vgl. z. B. in Fig. 5C die Signaturwörter SB1 und SB2. Fig. 5C zeigt einen Teil von zwei Paketen auf benachbarten Kanälen mit verschiede nen Signaturwörtern zur Unterscheidung von Überlagerung, die von außerhalb des Kanals kommt, von Inkanalkollision von Pake ten.

Dieses Signaturwortsignal kann im Kopf des Paketes ver wendet werden, um den Beginn eines Paketes zu identifizieren. Das Signaturwort zu Beginn des Paketes kann wiederholt werden, so daß dieselbe Hardware oder Software zur Detektion des Kopf beginns so verwendet werden kann, wie sie zur Kollisionsver meidung im Körper des Pakets verwendet wird.

Fig. 5C zeigt eine Verwirklichung der Erfindung, bei der das Signaturwort in dem Datenbitstrom innerhalb eines Paketes in periodischen Intervallen eingebettet ist. Zum Beispiel lau ten zwei verschiedene Signaturwörter SB1 und SB2, die Kanal 1 und Kanal 2 zugeordnet sind, 4747h bzw. 7474h. Die Signatur wörter SB1, SB2 sind in das Datenpaket nach jeden zweiundzwan zig Datenbytes eingefügt, so daß es einer lauschenden Sende- Empfangs-Vorrichtung, z. B. der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150, ermöglicht wird, Netzwerkverkehr auf seinem Kanal inner halb von 2 ¼ Millisekunden bei einer entsprechenden Datenrate von 115,2 kBit/Sekunde zu detektieren. Die Wahrscheinlichkeit für eine irrtümliche Identifizierung des Kanalverkehrs ist 0,000015. Dies wird berechnet unter der Berücksichtigung, daß zwei Bytes = 16 Bits 216 = 65.536 mögliche Bitmuster für Zu fallsrauschen erlauben, so daß die Wahrscheinlichkeit für Rau schen, das das eine Muster erzeugt, das eine Zufallssignatur wiedergibt, 1/65.536 = 0.00001526 ist.

Außerdem liegt die einzige Strafe für eine unzutreffende Erkennung eines "gültigen" Signaturwortes aufgrund von Zu fallssignalen in einem Paket Verzögerung entsprechend einigen Millisekunden, d. h. der Zeitdauer, die für den Zufallsrück setz- und Lauschzyklus gebraucht wird. Eine Signaturwortdetek tion erlaubt vorteilhafterweise Kommunikationen unter ähnli chen Umständen, die bei Verwendung eines herkömmlichen Träger frequenzdetektionsschemas sehr schwierig sind. Außerdem verur sacht der Signaturwortprotokollzusatz eine nicht signifikante Beeinflussung des Gesamtdatendurchsatzes. Dieser Zusatz wird berechnet unter Berücksichtigung, daß 1/12 der Zeichen, die in dem Datenteil eines Paketes gesendet werden, Signaturzeichen sind, jedoch reduziert das Verhältnis von Datenpaket zu Zu satz- und Verzögerungszeiten die effektive Durchsatzverminde rung auf weniger als 5% in einem freien Kanal.

Fig. 5D zeigt ein Gesamtdatenpaket, das das Kanal-1- Signaturwort (Fig. 5C) verwendet. Es wird beachtet werden, daß das Signaturwort SB1 am Anfang des Datenpakets zweimal einge fügt ist, und in periodischen Intervallen innerhalb des Daten paketes ist ein einzelnes Signaturwort SB1 vorgesehen. Im ein zelnen ist am Anfang des Datenpaketes ein Signaturwort SB1 zweimal eingefügt und besteht aus einem Hexadizimalmuster 47H, das in vier Bytes vorgesehen ist, während in dem Datenpaket das Signaturwort SB1 periodisch, wie in Fig. 5D angegeben, eingefügt ist. Obwohl die Signaturwörter, wie oben mit Bezug auf Fig. 5C herausgestellt, im Datenpaket nach jeden 22 Bytes von Daten eingefügt sind, liegt es natürlich in der Wahl des Herstellers zu entscheiden, wie oft das einzelne Datenmuster in das Paket eingefügt werden soll. Zusätzlich wird natürlich, obwohl die Signaturwörter in dem Beispielsystem mit zwei Bytes pro Wort arbeiten, erkannt werden, daß ein einzelnes Byte oder eine andere Anzahl von Bytes oder Bits in dem Signaturwort verwendet werden kann.

Fig. 5E zeigt Signaturdetektorausgangspulse des Gatters 233g (Fig. 5B), das im Demodulationsabschnitt 230 enthalten ist. Es wird beachtet werden, daß die Signaturpulse in Fig. 5E mit Bezug auf den Beginn des Datenpakets von Fig. 5D orien tiert sind und auch, daß ein Puls P1 aus dem ersten Auftreten des Signaturwortes SB1 resultiert, ein Puls P2 wird von dem zweiten Auftreten des Signaturwortes SB1 erzeugt. Ahnlich wer den beide Muster P3 und P4 durch die innerhalb des Datenpake tes befindlichen Signaturwörter SB1 erzeugt. Es wird erkannt werden, daß diese Pulse die Möglichkeit schaffen, den Beginn des Datenpaketes durch die zwei eng voneinander beabstandeten Pulse P1 und P2 zu identifizieren. Auch im Laufe des Datenpa kets werden die Pulse P3 und P4 verwendet, um den Beginn einer Sendung durch eine andere Sende-Empfangs-Vorrichtung auf dem selben Kanal zu unterbinden und so eine Kollision mit einem im Gange befindlichen Paket zu vermeiden. Der hinzukommende Zu satz wegen des Einfügens der Signaturwörter wird kompensiert durch Vermeiden von Kollisionen und des Erfordernisses für erneute Sendungen. Die Verwendung von Signaturwörtern vermei det ebenso eine Verzögerung des Beginns einer Sendung wegen falscher Alarme, die auftreten würden, wenn die Trägerdetekti onstechnik zur Bestimmung, wann die Sendung beginnen soll, verwendet wird.

Es wird in Fig. 5E erkannt werden, daß das Paar Signatur wörter SB1 am Anfang des Datenpaketes zu den Ausgangspulsen P1 und P2 führt, die um das Zeitintervall T₁ auseinanderliegen. Das im Datenpaket wiederholte einzelne Signaturwort SB1 führt zu Intervallen T₂. Mit diesen Zeitverhältnissen ist es mög lich, beides zu erreichen, Energieeinsparungen und die Kolli sionsvermeidung. Im Hinblick auf Energieeinsparung kann, da der Anfang eines Datenpaketes ein Pulsintervall T₁ liefert, der Empfang von um diese Zeit beabstandeten Pulsen als ein Signal zum Einschalten des Prozessors im Empfangsabschnitt der bestimmten Sende-Empfangs-Vorrichtung verwendet werden, denn die Sende-Empfangs-Vorrichtung wird alarmiert, daß ein Daten paket, das für sie bestimmt ist, gesendet wird. Die um die Zeit T₂ auseinanderliegenden Signaturwörter erlauben es einem Sender, der für ein Senden von Daten fertig ist, nach dem Emp fang von Signaturwörtern innerhalb des Zeitrahmens T₂ zu lau schen, und wenn eine Zeitdauer größer als T₂ ohne den Empfang eines Signaturpulses verstreicht, kann dann der Sender mit seiner Sendung fortfahren, da das Nichtauftreten von Pulsen innerhalb dieses Zeitrahmens anzeigt, daß kein anderer Sender auf dem Kanal Daten sendet.

Wie oben diskutiert, ist in der in Fig. 5B dargestellten Ausführungsform der Demodulationsabschnitt 230 unter Verwen dung bestimmter Hardware, z. B. unter Verwendung eines seriel len Schieberegisters 233a, 233b, eines digitalen Vergleichers 233c, 233d, verwirklicht, und ein vorbestimmtes (Vorgabe-) Signaturwort in Schieberegister 233e, 233f gespeichert. Alter nativ können während eines Betriebs die Signaturschieberegi ster 233e und 233f mit einem alternativen Signaturwort geladen werden, das durch den Hauptcomputer 100 definiert wird. Das alternative Signaturwort ist für eine bestimmte Frequenz (Kanal) gewählt, so daß ein geringer Frequenzabstand zwischen einander benachbarten Kanälen nicht zur Überlagerung eines anderen Kanals führt.

Fig. 5F, 5G und 5H zeigen typische Ströme von Datenpake ten. Fig. 5F zeigt den 32-Byte-Kopf, gefolgt von 512 Bytes Daten, gefolgt von einem Prüf-Summe-Byte, gefolgt von einem Warten-auf-Bestätigung, dann eine Bestätigung, ein Warten zum-Lauschen zur Verifizierung eines leeren Kanals und als nächstes ein Datenpaket. Typische Bytes pro Funktion und Ver zögerungszeiten sind ebenfalls dargestellt. Fig. 5G zeigt den Datenstrom mit der Einfügung von Signaturwörtern (zwei Bytes) in dem Bereich von Fig. 5F, der vorher nur Daten vorbehalten war. Fig. 5H zeigt Pakete von Fig. 5G, die für eine Durchsatz berechnung mit Markierungen versehen ist;
tH = Kopfzeit
tSP = Signaturpaketzeit
tCS = Prüf-Summe-Zeit
tR = Senden-zu-Empfangen-Schaltzeit
tA = Bestätigungszeit
tL = Zeit für Lauschen nach Verkehr in Kanal.

Diese Zeiten hängen von Hardwareparametern und Netzwerk protokollen ab.

In einigen Ausführungsformen ist die Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 in Übereinstimmung mit der Erfindung mit einem Energiesteuerungsvermögen ausgestattet, um den Gesamtenergie verbrauch zu reduzieren, wenn verschiedene Teile der Schalt kreise der Sende-Empfangs-Vorrichtung nicht gebraucht werden, z. B. in einem Schlummerbetrieb. Erstens werden funktionell verschiedene Schaltkreisteile der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 getrennt heruntergefahren, wenn sie nicht in Betrieb sind. Zweitens wird der Empfangsabschnitt der Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 heruntergefahren, wenn es keinen einlaufenden Verkehr gibt, wobei ein Zeitgeber auf eine Zeit eingestellt ist, die mit der Sender-Aufwachperiode (unten beschrieben) koordiniert ist, um den Empfangsabschnitt periodisch zu wek ken, um nach Netzwerkaktivität zu lauschen. Der Arbeitszyklus des Sendeabschnitts (d. h. der Prozentsatz an Zeit, in der der Sender an ist) der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 ist etwa 1% für typische Anwendungen, wobei der Energieverbrauch während einer Sendung vergleichbar mit dem bei einem Empfang ist. Der Arbeitszyklus des Empfangsabschnitts der Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 ist auf etwa 10% reduziert, und Sende- Empfangs-Vorrichtung 150 darf 89% der Zeit außer Betrieb sein (oder "schlummern"). Drittens wird das Systemtaktsignal CLK, das mit einer Frequenz von 12 MHz bis 16 MHz läuft, von Teilen der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 abgetrennt, die während des Schlummerbetriebs außer Funktion gesetzt sind. Beispielsweise sind während des Schlummerbetriebs alle Schaltkreise außer dem Aufwach-Zeitgeber und einer zugeordneten Teilerkette von dem Systemtakt CLK getrennt. In einer alternativen Ausführungsform wird der Aufwach-Zeitgeber von einem langsameren Takt, der mit 32 kHz läuft, getrieben, um den Energieverbrauch weiter zu reduzieren.

Jedoch wird der Oszillatorabschnitt 200, da er aufgrund seiner Ausführung sehr wenig Energie zieht, nicht vollständig heruntergefahren, um Energie zu sparen. Dadurch, daß Teile des Oszillatorabschnitts 200 mit Energie versorgt gehalten werden, wird jegliche Zusatzzeit für einen Oszillatorneustart elimi niert und die Stabilität des Oszillatorabschnitts 200 verbes sert. Während des Schlummerbetriebs bleiben der VCO 204 und der Referenzoszillator 201 mit Energie versorgt. Der Synthesi zer 202 kann in den Schlummerbetrieb gebracht werden, um die Registereinstellungen zu erhalten, und die Stromsenke wird dann für diese Komponente etwa ein Mikroamper sein. Daher er laubt es der Niedrigenergie-Oszillatorabschnitt 200, daß das "schlummern-zu-empfangen" -Verhältnis der Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 optimiert wird.

Fig. 6A ist ein detailliertes Blockdiagramm des Oszilla torabschnitts 200 und zeigt beide, den Referenzoszillator 201 und den VCO 204, mit Energie versorgt bleibend, wenn die Sen de-Empfangs-Vorrichtung 150 im Schlummerbetrieb ist. Ein Wi derstand R1 ist der Widerstand der summierenden Verbindung, die mit der Schleife Filter/Verstärker 205d verbunden ist. Ein Widerstand R2 ist der Widerstand der summierenden Verbindung, die über eine Sperrkapazität C1 mit dem Modulationsabschnitt 260 verbunden ist. Widerstände R3 und R4 bilden einen Span nungsteiler und haben Widerstandswerte, die zur Bereitstellung einer Zentralfrequenz von 915 MHz ausgewählt sind und es er lauben, daß das Signal der summierenden Verbindung durch das Ausgangssignal des Modulationsabschnitts 260 unwirksam gemacht wird, jedoch noch eine stabile Vorgabespannung für den Varicap WCl liefern kann, wenn der Modulationsabschnitt 260 und die Schleife Filter/Verstärker 205d heruntergefahren sind. Das Verhältnis der Widerstandswerte (die unter Verwendung von Standard-Spannungsteilerformeln berechnet werden können, um die erforderliche Spannung zu geben, die gemessen wird, wenn der VCO auf das Zentrum des Kanals eingestellt ist) der Wider stände R3 und R4 ist für eine Abstimmung der Frequenz des VCO 204 auf die Mitte des gewünschten Frequenzbandes ausgewählt. Beispielsweise ist die Frequenz für das 900 MHz-ISM-Band zu 915 MHz gewählt, was berechnet ist durch (902+928)/2 = 915 MHz.

Wenn, wie oben diskutiert, bei während des Schlummerbe triebes mit Energie versorgt bleibenden (ein) Schlüsselteilen des Oszillatorabschnitts 200 dem Synthesizer 202 wieder Ener gie zugeführt wird, kehrt dieser zum Betrieb zurück und stellt den VCO 204 auf die zuvor programmiere Frequenz ein. Bei spielsweise kann der Referenzoszillator 201 ein genaues und stabiles Frequenzsteuersignal an den VCO 204 liefern, da der Referenzoszillator 201 während des Schlummerbetriebs nicht heruntergefahren war. Zusätzlich ist ein Transistor Q1 des VCOs 204 ein Niedrigenergie-Transistor mit einer sehr niedri gen Rauschzahl und stellt für den Sender und den Lokaloszilla tor eine Quelle mit niedrigem Phasenrauschen bereit. Der Nied rigenergie-Referenzoszillator 201 arbeitet an dem Punkt der niedrigsten Rauschzahl, wodurch Phasenrauschen, das durch den Oszillatorabschnitt 200 erzeugt wird, minimiert wird.

Der Empfangsabschnitt der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 ist programmiert, für eine vorbestimmte Zeitdauer herunterzu fahren, d. h. in Schlummerbetrieb einzutreten, wenn er nicht zum Empfang einer Meldung oder zum Lauschen nach anderen Sen dungen vor einem Senden gebraucht wird, wie in Fig. 6B darge stellt. Demgegenüber zeigen

Fig. 6C und 6D die aktiven Teile (mit Energie versorgt) 620, 630 der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 während des jeweiligen Sende- bzw. Empfangsbetriebs.

Der Energie-unten-Zyklus ist kompatibel mit dem Sendeteil der Sende-Empfangs-Vorrichtung 150, der für die Erzeugung ei ner Aufwachsendemeldung verantwortlich ist, die eine Serie von Aufmerksamkeits-Paketen enthält. Daher ist die Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 sowohl mit einem automatischen (Zeitabschaltung) Aufwachprotokoll als auch einem unterbre chungsgetriebenem (interruption driven) Aufwachprotokoll vor gesehen. In dieser Ausführungsform verbringt die Sende- Empfangs-Vorrichtung 150 die meiste Zeit abgetrennt, d. h. im Schlummerbetrieb, wobei ein Abstand für Pa ket-Wiederholungssendungen zeitlich gesteuert ist, um das Auf wachen einer bestimmten empfangenden Sende-Empfangs- Vorrichtung und eine Aufnahme von einlaufenden Daten zu ge währleisten.

Fig. 7A ist ein Zeitdiagramm, das eine typische Verbin dungssequenz zwischen einer ersten Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a und einer zweiten Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b zeigt, wobei der Zeitablauf für den Sender- und den Empfängerab schnitt der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a gezeigt ist und die erste Sende-Empfangs-Vorrichtung versucht, eine zweite Sende-Empfangs-Vorrichung 700b, die im Schlummerbetrieb ist, zu wecken. In Fig. 7A ist ein Zeitablauf nur für den Empfangs abschnitt der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b dargestellt. Man beachte, daß die jeweiligen Zeitablaufperioden, die in Fig. 7A gezeigt sind, durch die folgenden Gleichungen bestimmt werden:
T_wach < (T_lauschen + 2T_alarm) und
T_aufwachen < (T_schlummern + T_wach).

Eine typische Aufwachsequenz ist wie folgt. Zuerst sendet die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a eine Aufwachsequenz, die eine Serie von Aufmerksamkeits-Paketen enthält, die mit minde stens einer Überwachungsperiode der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b zusammenfallen muß, während die Sende-Empfangs- Vorrichtung 700b im Schlummerbetrieb ist. In anderen Worten, die Aufmerksamkeits-Pakete der ersten Sende-Empfangs- Vorrichtung 700a müssen oft genug gesendet werden, so daß die schlummernde Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b mindestens ein Aufmerksamkeitspaket während einer Wachperiode empfängt. Daher ist die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a programmiert, etwas länger als die vorbestimmte Schlummerperiode T_schlummern der Sen de-Empfangs-Vorrichtung 700b Aufmerksamkeits-Pakete zu senden. Dieser Überlapp gestattet es zwei asynchronen Sende-Empfangs- Vorrichtungen, d. h. der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a und der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b, eine Verbindung herzu stellen, ohne daß bei ihnen Bedarf an Synchronisierungsmitteln besteht.

Wenn die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b überwacht (temporär wach) und ein Aufmerksamkeits-(Aufwach-)Paket von der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a empfängt, beendet die Sen de-Empfangs-Vorrichtung 700b ihren Schlummerbetrieb und sendet ein Bestätigungssignal ACK zur rufenden Sende-Empfangs- Vorrichtung 700a, wodurch die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a autorisiert wird, ihre Meldung zu senden. Die mittlere Ener gie, die beim Senden einer typischen Meldung (Paket) ver braucht wird, ist typischerweise viel kleiner als die Energie, die erforderlich ist, um irgendeine Sende-Empfangs-Vorrichtung im Bereitschafts-(Schlummerbetriebs-)Status und fertig zum Aktiviert-Werden zu halten.

Die Kommunikationsschnittstelle der Sende-Empfangs- Vorrichtung 700a zu dem Hauptcomputer 100 bleibt Herunterge fahren, bis eine Hardwareunterbrechung als ein Ergebnis eines "ACK" von der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b erzeugt wird.

Bevor sie zu senden versucht, lauscht die Sende-Empfangs- Vorrichtung 700a nach einer oder mehreren anderen aktiven Sen de-Empfangs-Vorrichtungen, die auf derselben Frequenz senden. Wenn eine dritte Sende-Empfangs-Vorrichtung aktiv ist, wird die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a für eine feste (oder zu fällige) Zeitdauer heruntergefahren, um so Energie zu sparen, während sie darauf wartet, daß die dritte Sende-Empfangs- Vorrichtung ihre Sendung beendet.

Fig. 7B zeigt das Protokoll für ein Senden einer einzel nen Meldung (Paket) von der Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a zur Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b. Beim Aufwachen sendet die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b ein Bestätigungssignal "ACK" an die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a, die das "ACK"-Signal erwartet. Die Sende-Empfangs-Vorrichtung 700a ist dann frei, die Meldung (Paket) zur Sende-Empfangs-Vorrichtung 700b zu senden.

Der Arbeitszyklus des Empfangsabschnitts der Sende- Empfangs-Vorrichtung 700b ist in Fig. 7C dargestellt. Typische Betriebsparameter für den Empfangsabschnitt einer Sende- Empfangs-Vorrichtung wie die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 sind 100 mA bei 5 V (500 mW). Daher führt ein Arbeitszyklus von 10 : 1 oder 10% zu einem mittleren Strom von 10 mA, d. h. 50 mW.

Wie oben diskutiert, wird die Energieeinsparung weiter dadurch verbessert, daß der Takt der Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 für Eingänge digitaler Schaltkreise ausgeta stet wird, wenn verschiedene Schaltkreise nicht für aktive Funktionen benötigt werden. Jedoch läuft der Referenzoszilla tor 201 durchgehend, d. h. er bleibt mit Energie versorgt. Während des Schlummerbetriebs sind für alle Schaltkreise außer den Aufwach-Schaltkreisen die Takteingänge ausgetastet, so daß sie nur statische Energie ziehen. Der Referenzoszillator 201 ist für Stabilität und niedriges Phasenrauschen von einem Kri stall gesteuert. Beim Aufwachen werden die normalen Takt schaltkreise, getrieben vom CLK, eingeschaltet und bleiben an, um eine schnellere Rückkehr zur erforderlichen Betriebsgenau igkeit zu liefern.

In einer Ausführungsform entsprechend der Erfindung, vgl. ein Blockdiagramm der Softwareschnittstelle, wie in Fig. 8 dargestellt, wird der Hayes-"AT"-Befehlssatz, der mit Draht leitungsmodems kompatibel ist, angewendet, was die Verwendung kommerzieller Standardsoftwarepakete gestattet. Tabelle II zeigt den "AT"-Befehlssatz. Außerdem erscheint durch Verwen dung eines Standard-COM-Anschlusses oder durch Realisierung einer Schnittstelle, die einen Standard-UART (adressierbar wie ein COM-Anschluß) auf dem Hauptcomputerbus emuliert, die Schnittstelle derart für den Hauptcomputer (Software), als wenn sie über einen internen Kommunikations-(COM-)Anschluß kommuniziert.

Tabelle II

"AT-Befehlssatz"

Man beachte, daß eine weniger als 12 Stellen lange ID mit nachfolgenden Nullen aufgefüllt wird.

Da der X-Befehl nicht verwirklicht ist, ist die Vorgabe- X-Befehlseinstellung X1.

Da und nicht verwirklicht sind, ist der Vorgabewert Dies bedeutet, daß ein Träger erkannt wird, wenn eine HF-Verbindung vorliegt.

Wie oben diskutiert, verwirklicht die Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 ein Viefachzugriffs-mit-Leitungsüberwachungs- (CSMA-)Protokoll mit Kollisionsvermeidung (CA). Dieses Proto koll erlaubt den. Betrieb von mehreren Sende-Empfangs- Vorrichtungen auf derselben Frequenz und in demselben Arbeits bereich ohne Überlagerung.

Das Protokoll für Vielfachzugriff-mit-Leitungsüberwachung mit Kollisionsvermeidung (CSMA/CA) ist beherrschend, da es von einer Sende-Empfangs-Vorrichtung verlangt, vor einem Senden zu lauschen, wodurch Kollisionen minimiert werden. Kollisionen können nur in einer kurzen Periode zwischen dem Ende der Lauschperiode und dem Beginn einer Sendung auftreten. Wenn eine Kollision auftritt, wird von beiden Sende-Empfangs- Vorrichtungen, die die Kollision erfahren, verlangt, eine zu fällige Zeitdauer warten, bevor sie eine Sendung versuchen, so daß die Wahrscheinlichkeit für eine zweite Kollision minimiert wird.

Zusätzlich werden bei dieser Ausführungsform Pakete bei einer Fehlerdetektion automatisch neu gesendet, wodurch ein höherer Grad von Verläßlichkeit geschaffen wird, als er anson sten durch ein herkömmliches einfaches Direktkommunikations protokoll über eine drahtlose Verbindung zu erhalten ist. Die Zeitverzögerung vor einer neuen Sendung ist bevorzugt auf die maximale Zeit eingestellt, die der Empfangsteil der Sende- Empfangs-Vorrichtung 700b braucht, um nach Fehlern zu suchen und ein "ACK" zurückzusenden. Typischerweise ist die Anzahl von neuen Versuchen auf eine Vorgabezahl wie Einhundert (100) eingestellt, kann aber durch eine besondere Softwareanwendung oder zur Anpassung an eine Netzwerkumgebung auf eine größere oder kleinere Zahl neu eingestellt werden.

Bei dieser Ausführungsform wird eine Fehlerdetektion durch Prüfbytes vorgenommen, die das Ergebnis der Summe von den Bytes in einem Datenpaket sind. Im Sender werden alle Bytes addiert, um eine Summe mit zwei Bytes zu füllen, und der Überlauf von den 16 Bits wird verworfen. Das Komplement dieser Binärzahl wird nach den Datenbytes gesendet. Im Empfänger wird dieselbe Summation durchgeführt und das Ergebnis dem gesende ten Komplement hinzuaddiert, wiederum unter Verwerfen des Überlaufs. Die Summe des Ergebnisses und des Komplements mit verworfenem Überlauf sollte Null sein, wenn keine Fehler vor handen waren. Dies schafft eine einfache aber effektive Feh lerdetektion.

Die Sende-Empfangs-Vorrichtung 150 könnte durch Hinzufü gen von Software, Firmware und/oder Hardware Frequenzagilität schaffen, was eine Frequenzänderung während eines Betriebs erlaubt. In dieser Ausführungsform würde eine automatische Frequenzagilität in Firmware verwirklicht. Dies würde flexible Algorithmen schaffen, die für eine besondere Installierung oder Umgebung zugeschnitten werden könnten. Ein Vorga be-Frequenzagilitätsalgorithmus könnte in der Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 enthalten sein und, wenn nötig, durch die An wendungssoftware außerkraftgesetzt werden. In einigen Anwen dungen könnte es die Frequenzagilitätssoftware der Anwendungs software gestatten, den Synthesizer 202 auf eine(n) besonde re(n) Frequenz oder Kanal neu zu programmieren, und zwar in Übereinstimmung mit einem für diese Anwendung optimierten Al gorithmus.

Verwirklichung von Frequenzagilität

Frequenzagilität wird eingeführt durch das Hinzufügen ex terner Software zur Änderung der Frequenz der Sende-Empfangs- Vorrichtung oder durch zusätzliche interne Firmware. Interne Firmware liefert einen automatischen Frequenzagilitätsbetrieb, und die Verwendung einer externen Frequenzagilität erlaubt es, die Algorithmen auf eine bestimmte Installationsumgebung zuzu schneiden. Die interne Firmware macht Gebrauch von Signaturde tektion, die entweder in Firmware oder Hardware verwirklicht ist, um ein Mittel zur Erfassung des Kanals, der für Kommuni kationen verwendet wird, bereitzustellen. Dieser Kanal kann willkürlich innerhalb eines Bandes sein, wenn Kanäle im voraus durch Hardware- oder Firmwareauswahl wohldefiniert sind, um die Anzahl von Kanälen, die gesucht werden müssen, zu minimie ren. Das Grundprinzip ist, einen Kanal für eine kurze Zeit zu untersuchen, um ein eingebettetes Paar Signaturbytes, die in häufigen Intervallen auftreten, zu detektieren. Ein typischer Algorithmus würde sein, Kanälen im voraus eine Prioritätsrei henfolge zuzuteilen und innerhalb des Bandes herumzuspringen, um die Wahrscheinlichkeit, einen freien Kanal zu finden, zu maximieren. Die Sende-Empfangs-Vorrichtungen würden alle auf demselben anfänglichen "Ruf-" Kanal arbeiten, wenn aber eine Meldung innerhalb einer programmierbaren Anzahl von Versuchen nicht bestätigt wird, würde der Sender zum nächsten Kanal in der Prioritätsliste wechseln und fortfahren, das Paket hin durch zu bekommen.

Ein Empfänger, der eine Meldung erwartet, würde für die Periode lauschen, die nötig ist, um mindestens zwei Signaturen in einer Meldung zu empfangen, und wenn keine empfangen wird, würde er zum nächsten Prioritätskanal vorgehen. Da der Empfän ger sehr schnell bestimmen kann, daß eine Sende-Empfangs- Vorrichtung seines Netzwerks auf einem Kanal sendet, kann er die Kanäle viel schneller abtasten als der Sender. Dies er laubt es dem Empfänger, den Sender einzufangen und mit ihm zu kommunizieren.

Ein möglicher Algorithmus ist, einen Ruf-Kanal zu verwen den, und wenn der bestimmte Empfänger eine gültige Signatur identifiziert, kann er nach dessen Adresse suchen. Selbst ein mit Rauschen behafteter Kanal wird es üblicherweise gestatten, einige Daten hindurch zu bekommen, nicht jedoch ein vollstän diges Paket. Wenn ein Paket nicht zutreffend ist, sendet der Empfänger eine Nicht-Bestätigung (NACK) zum Sender, der sich nach einer programmierbaren Anzahl von NACKs zum nächsten Prioritätskanal bewegen und erneut versuchen wird. Der diesen Sender nicht länger detektierende Empfänger bewegt sich dann zum nächsten Prioritätskanal und, wenn nötig, der Reihe nach zu jedem Kanal, bis er den rufenden Sender ortet.

Eine bevorzugte Ausführungsform; N programmierbare Kanä le; programmierbare Prioritätsliste, teilweise programmierbares Signaturwort, programmierbare Anzahl von neuen Versuchen eines Senders, bevor er sich zum nächsten Kanal bewegt, programmier bare Lauschzeit für den Empfänger, bevor er sich zum nächsten Kanal bewegt, und programmierbare Anzahl von Kanalsuchläufen vor Eintritt in das Schlummern. Beispielsvorgabewerte; 8 Kanä le, Prioritätskanäle 1-8-4-6-2-7-3-5, Signaturwörter w1-w2-w3- w4-w5-w6-w7-w8, neue Versuche = 10, Lauschzeit 2 Millisekunden und 5 Kanalsuchläufe vor Eintritt in das Schlummern. Eine Ein stellung der Prioritätskanalliste auf Null inaktiviert eine Frequenzagilität. Zwei Sende-Empfangs-Vorrichtungen können zusammen arbeiten, solange sie dieselben Kanäle und Kanalsi gnaturen haben. Die Prioritätslisten, neue Sendeversuche, Lauschzeiten und Kanalsuchläufe müssen in den zwei Sende- Empfangs-Vorrichtungen für deren Kommunikation nicht dieselben sein.

Änderungen des PCMCIA-Formfaktors sind ebenfalls möglich, z. B. die erweiterten 3,81 cm (1,5 Zoll). Andere Schnittstel len zwischen einem PCMCIA-Formfaktor der Sende-Empfangs- Vorrichtung 150 und dem Hauptcomputer 100 sind auch möglich, einschließlich einer Parallelbusschnittstelle, einem seriellen Anschluß, z. B. einem (LPT) Zeilendruckeranschluß, und einer ein Modem emulierenden Schnittstelle.

Fig. 8 zeigt die Hardware- und Softwareblöcke, die zur Verwirklichung eines HF-Modems verwendet werden.

Obwohl diese Erfindung mit Bezug auf bestimmte Ausfü hrungsformen beschrieben worden ist, soll diese Beschreibung nicht beschränkend sein, und andere Ausführungsformen inner halb des Bereichs der vorliegenden Erfindung sind möglich. Daher sind, obwohl diese Erfindung mit einer HF-Sende- Empfangs-Vorrichtung innerhalb eines PCMCIA-Formfaktors be schrieben worden ist, die Prinzipien dieser Erfindung glei chermaßen beim Einsatz drahtloser Kommunikation in einer Netz werkumgebung anwendbar.

Claims

1. Hochfrequenz-(HF)-Sende-Empfangs-Vorrichtung für einen Hauptcomputer, welche Sende-Empfangs-Vorrichtung umfaßt:
eine gedruckte Schaltkreisplatine (PCB);
einen HF-Sender und einen HF-Empfänger, die auf der PCB angeordnet sind;
einen Verbinder, der auf der PCB zur elektrischen Verbin dung des Senders und des Empfängers mit dem Hauptcomputer an geordnet ist; und
eine Antenne, die die PCB wenigstens teilweise umgibt und mit dem HF-Sender und dem HF-Empfänger zur Sendung und zum Empfang von HF-Signalen verbunden ist.

2. Hochfrequenz-(HF)-Sende-Empfangs-Vorrichtung für einen Hauptcomputer mit einer PCMCIA-Schnittstelle, welche Sende- Empfangs-Vorrichtung umfaßt:
eine PCMCIA-kompatible Einfassung zur Aufnahme der Sende- Empfangs-Vorrichtung;
einen HF-Sender und einen HF-Empfänger, die innerhalb der Einfassung angeordnet sind;
einen Verbinder, der auf der Einfassung zur elektrischen Verbindung des HF-Senders und des HF-Empfängers mit der PCMCIA-Schnittstelle des Hauptcomputers angeordnet ist; und
eine Antenne, die auf der PCMCIA-Einfassung angeordnet und mit dem HF-Sender und dem HF-Empfänger zur Sendung und zum Empfang von HF-Signalen verbunden ist.

3. Die Sende-Empfangs-Vorrichtung von Anspruch 2, bei der die Einfassung mit dem erweiterten PCMCIA-Format kompatibel ist.

4. In Kombination eine Hochfrequenz-(HF)-Sende-Empfangs- Vorrichtung und ein Hauptcomputer, welche Kombination umfaßt:
eine gedruckte Schaltkreisplatine (PCB), die wenigstens teilweise innerhalb des Hauptcomputers angeordnet ist, welche PCB einen auf ihr positionierten Computerlokalbus hat;
einen HF-Sender und einen HF-Empfänger, die auf der PCB angeordnet sind;
einen Verbinder, der den HF-Sender und den HF-Empfänger elektrisch mit dem Computerlokalbus verbindet; und
eine Antenne, die die PCB wenigstens teilweise umgibt und mit dem HF-Sender und dem HF-Empfänger zum Senden und zum Emp fangen von HF-Signalen verbunden ist.

5. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 3, bei der die Antenne eine Flächenantenne ist.

6. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 1 bis 4, bei der die Antenne eine Schlitzantenne ist.

7. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Verbinder auf einem ersten Rand der PCB positioniert ist und die Antenne auf einem zweiten, gegenüberliegenden Rand der PCB angeordnet ist.

8. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Antenne eine erste und eine zweite elektrisch leitfähige Platte umfaßt und die PCB zwischen der ersten und der zweiten Platte angeordnet ist.

9. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der jede der elektrisch leitfähigen Platten aus Gußmetall besteht.

10. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der jede der elektrisch leitfähigen Platten aus Metallblech be steht.

11. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der dielektrisches Material zwischen der ersten und der zweiten Platte um eine äußere Begrenzung der Platten herum angeordnet ist, wodurch es eine Einfassung definiert, und bei der außer dem ein erster und ein zweiter leitfähiger Stab auf der Ein fassung positioniert sind, welche Stäbe zur Abstimmung der Antenne einen Teil, der die erste Platte kontaktiert, und ei nen anderen Teil, der die zweite Platte kontaktiert, haben.

12. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Einfassung einen PCMCIA-Formfaktor hat.

13. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Einfassung den PCMCIA-Formfaktor mit erweiterter Länge hat.

14. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der die Einfassung den PCMCIA-Formfaktor erweiterter Länge hat und die erste und die zweite leitfähige Platte Metallblech aufwei sen.

15. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Sender außerdem einen Oszillator umfaßt und der Oszillator von der Antenne durch mindestens zwei Schalter isoliert ist, wenn die Sende-Empfangs-Vorrichtung im Empfangsbetrieb ist, wodurch Rauschen, das von dem Oszillator in dem Empfänger er zeugt wird, verringert wird.

16. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der HF-Empfänger außerdem einen Signaturdetektor zur Identifi zierung einer digitalen Signatur eines empfangenen Signals umfaßt.

17. Sende-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 16, bei der der HF-Sender außerdem einen Signaturgenerator zur Aussendung eines Signaturwortes umfaßt.

18. Hochfrequenz-(HF)-Sende-Empfangs-Vorrichtung, umfas send:
einen HF-Senderabschnitt;
einen HF-Empfängerabschnitt;
einen Antennenanschluß;
einen Sende/Empfangs-(T/R-)Schaltabschnitt mit einem ersten und einem zweiten Schalter, welcher T/R-Schaltabschnitt einen HF-Sendeeingangsanschluß zum Empfang eines HF- Sendesignals, einen Empfängereingangsanschluß, der mit dem Antennenanschluß verbunden ist, einen Empfängerausgangsan schluß, der mit dem HF-Empfängerabschnitt verbunden ist, einen HF-Ausgangsanschluß, der mit dem Antennenanschluß verbunden ist und Steuersignaleingangsanschlüsse hat, welcher erste Schalter zum wahlweisen Verbinden des Empfängereingangsan schlusses mit dem Empfängerausgangsanschluß betreibbar ist und welcher zweite Schalter zum wahlweisen Verbinden des HF- Sendeeingangsanschlusses mit dem HF-Ausgangsanschluß betreib bar ist;
einen Sende/Lokaloszillator-(T/LO-)Schaltabschnitt mit einem ersten und einem zweiten Schalter, welcher T/LO- Schaltabschnitt einen HF-Sendeeingangsanschluß zum Empfang von HF-Sendesignalen, einen Lokaloszillatoreingangsanschluß zum Empfang eines Lokaloszillatorsignals, einen HF- Sendeausgangsanschluß, einen Lokaloszillatorausgangsanschluß zur Lieferung eines Lokaloszillatorsignals an den HF- Empfängerabschnitt und Steuersignaleingangsanschlüsse hat, welcher erste Schalter zum wahlweisen Verbinden des HF- Sendeeingangsanschlusses mit dem HF-Sendeausgangsanschluß be treibbar ist und welcher zweite Schalter zum wahlweisen Ver binden des Lokaloszillatoreingangsanschlusses mit dem Lokalos zillatorausgangsanschluß betreibbar ist;
Mittel, die den HF-Sendeausgangsanschluß des T/LO- Schaltabschnitts mit dem HF-Sendeeingangsanschluß des T/R- Schaltabschnitts verbinden; und
einen Steuerschaltkreis, der mit den Steuereingangsan schlüssen des T/R-Schaltabschnitts und des T/LO- Schaltabschnitts verbunden ist, welcher Steuerschaltkreis Mit tel zur Lieferung von Sendebetriebssteuersignalen an den T/R- Schaltabschnitt und den T/LO-Schaltabschnitt umfaßt, wobei auf Empfang von Sendebetriebssteuersignalen der erste Schalter des T/LO-Schaltabschnitts geschlossen und der zweite Schalter des T/LO-Schaltabschnitts geöffnet wird und wobei außerdem der erste Schalter des T/R-Schaltabschnitts geöffnet und der zwei te Schalter des T/R-Schaltabschnitts geschlossen wird.

19. Hochfrequenz-(HF)-Sende-Empfangs-Vorrichtung nach An spruch 18, bei der der Steuerschaltkreis außerdem Mittel zur Lieferung von Empfangsbetriebssteuersignalen an die Steuerein gangsanschlüsse des T/R-Schaltabschnitts und des T/LO- Schaltabschnitts umfaßt, wobei auf Empfang von Empfangsbe triebssteuersignalen der erste Schalter des T/R- Schaltabschnitts geschlossen und der zweite Schalter des T/R- Schaltabschnitts geöffnet wird und wobei außerdem der erste Schalter des T/LO-Schaltabschnitts geöffnet und der zweite Schalter des T/LO-Schaltabschnitts geschlossen wird.

20. Hochfrequenz-(HF)-Sende-Empfangs-Vorrichtung nach An spruch 18, bei der der erste und der zweite Schalter des T/R- Schaltabschnitts und der erste und der zweite Schalter des T/LO-Schaltabschnitts sämtlich Feldeffekttransistor- Bauelemente umfassen.

21. Eine Antenne mit:
einem ersten Blech aus elektrisch leitfähigem Material mit einer Länge L und einer Breite W;
einem zweiten Blech aus elektrisch leitfähigem Material mit ebenfalls einer Länge L und einer Breite W; und
einer Schicht aus dielektrischem Material, die zwischen dem ersten Blech und dem zweiten Blech angeordnet ist.

22. Antenne nach Anspruch 21, bei der Länge L gleich Breite W ist.

23. Antenne nach Anspruch 21 oder 22, bei der das erste und das zweite Blech aus leitfähigem Material Kupfer enthal ten.

24. Antenne nach Anspruch 21 bis 23, bei der die Schicht aus dielektrischem Material Epoxyd enthält.

25. Antenne nach Anspruch 21, bei der Länge L nicht gleich Breite W ist.

26. Antenne, umfassend:
einen Körper aus isolierendem Material mit einer ersten und einer zweiten gegenüberliegenden Seite und Kante, die eine äußere Begrenzung definieren;
eine erste Platte aus elektrisch leitfähigem Material, die auf der ersten Seite des Körpers positioniert ist;
eine zweite Platte aus elektrisch leitfähigem Material, die auf der zweiten Seite des Körpers positioniert ist;
eine erste Abstimmklemme, die ein leitfähiges Material enthält und an einem ersten Ort auf der äußeren Begrenzung positioniert ist und einen ersten Teil, der in Kontakt mit der ersten Platte ist, und einen zweiten Teil, der in Kontakt mit der zweiten Platte ist, hat; und
eine zweite Abstimmklemme, die ein leitfähiges Material enthält und an einem zweiten Ort auf der äußeren Begrenzung positioniert ist und einen ersten Teil, der in Kontakt mit der ersten Platte ist, und einen zweiten Teil, der in Kontakt mit der zweiten Platte ist, hat.

27. Antenne nach Anspruch 26, bei der jede der elektrisch leitfähigen Platten aus Gußmetall besteht.

28. Antenne nach Anspruch 26, bei der jede der elektrisch leitfähigen Platten aus Metallblech besteht.

29. Demodulationsabschnitt für einen Hochfrequenz-(HF)- Empfänger, welcher Demodulationsabschnitt umfaßt:
einen Demodulator mit einem Eingang und einem Ausgang;
einen Zweiphasendekodierer mit einem Eingang zum Empfang von Daten von dem Demodulator und einem ersten Ausgang zur Lieferung serieller Daten;
Mittel, die den Ausgang des Demodulators mit dem Eingang des Zweiphasendekodierers verbinden;
einen Signaturdetektor mit einem Eingang zum Empfang de kodierter Daten von dem Zweiphasendekodierer, welcher Signa turdetektor Speichermittel für dekodierte Daten zur Speiche rung der dekodierten Daten umfaßt, welcher Signaturdetektor außerdem einen Signaturspeicherschaltungskomplex zur Speiche rung einer Signatur und einen Vergleicherschaltungskomplex, der mit den Speichermitteln für dekodierte Daten und mit dem Signaturspeicherschaltungskomplex zum Vergleich der gespei cherten dekodierten Daten mit der gespeicherten Signatur ver bunden ist, umfaßt;
Mittel, die den Ausgang des Zweiphasendekodierers mit dem Eingang des Signaturdetektors verbinden;
ein Schaltkreiskomplex für seriell-zu-parallel-Datenum wandlung, mit einem Eingang zum Empfang serieller Daten von dem Zweiphasendekodierer und einem Ausgang zur Lieferung pa ralleler Daten; und
Mittel, die den Ausgang des Zweiphasendekodierers mit dem Eingang des Schaltkreiskomplexes für seriell-zu-parallel-Da tenumwandlung verbinden.

30. Demodulationsabschnitt nach Anspruch 29, bei dem die Speichermittel für dekodierte Daten ein serielles Schieberegi ster umfassen.

31. Demodulationsabschnitt nach Anspruch 29, bei dem der Schaltkreiskomplex für seriell-zu-parallel-Datenumwandlung ein seriell-zu parallel-Schieberegister aufweist.

32. Verfahren zur Datenkommunikation zwischen einer er sten Sende-Empfangs-Vorrichtung mit einem ersten Sender und einem ersten Empfänger und einer zweiten Sende-Empfangs- Vorrichtung mit einem zweiten Sender und einem zweiten Empfän ger, welches Verfahren den Schritt umfaßt:
Bewirken, daß der erste und der zweite Empfänger, immer wenn die erste und die zweite Sende-Empfangs-Vorrichtung inak tiv sind, in eine Bereitschaftsperiode gelangen, welche Be reitschaftsperiode eine Schlummerperiode und eine Lauschperi ode umfaßt.

33. Verfahren nach Anspruch 32, bei dem sich die Schlum merperioden und die Lauschperioden abwechseln.

34. Verfahren nach Anspruch 32, das außerdem die Schritte umfaßt:
Senden mindestens eines "Aufwach"-Signals von dem ersten Sender während mindestens einer der Lauschperioden des zweiten Empfängers;
Empfangen des "Aufwach"-Signals am zweiten Empfänger; und Wecken der zweiten Sende-Empfangs-Vorrichtung aus dem Be reitschaftsbetrieb.

35. Verfahren nach Anspruch 34, das außerdem die Schritte umfaßt:
Senden eines "ACK"-Signals von der zweiten Sende- Empfangs-Vorrichtung; und
Empfangen des "ACK"-Signals an dem ersten Empfänger.

36. Verfahren zum Betrieb einer Kommunikationsanlage mit einer Mehrzahl von Sende-Empfangs-Vorrichtungen, wobei jede Sende-Empfangs-Vorrichtung dieser Mehrzahl einen Sendeab schnitt und einen Empfangsabschnitt aufweist und in dieser Anlage Daten in Paketen von Information gesendet werden, wel ches Verfahren die Schritte umfaßt:

(a) Erzeugen eines ersten Signaturwortes; und
(b) Senden des ersten Signaturwortes vor der Sendung ei nes jeden der Pakete von Information.

37. Das Verfahren nach Anspruch 36, das außerdem die Schritte umfaßt:

(c) Erzeugen eines zweiten Signaturwortes; und
(d) Senden des zweiten Signaturwortes innerhalb eines je den Paketes von Information.

38. Verfahren nach Anspruch 37, bei dem in Schritt (c) das zweite Signaturwort so erzeugt wird, daß es dem ersten Signaturwort entspricht.

39. Verfahren nach Anspruch 36, bei dem in Schritt (b) das erste Signaturwort eine Mehrzahl von Malen vor der Sendung eines jeden der Pakete gesendet wird.

40. Verfahren nach Anspruch 37, bei dem die Pakete von Information eine Mehrzahl Blöcke von Information umfassen, und bei dem in Schritt (b) das erste Signaturwort eine Mehrzahl von Malen vor der Sendung eines jeden der Pakete gesendet wird, und bei dem in Schritt (d) das zweite Signaturwort in Intervallen zwischen Blöcken von Information in jedem der Pa kete gesendet wird.

41. Modulationsabschnitt für einen Hochfrequenzsender, welcher Modulationsabschnitt umfaßt:
einen Signaturgenerator zur Erzeugung eines Signaturwor tes und zur Lieferung des Signaturwortes an einen Ausgang;
einen Schaltkreis für parallel-zu-seriell-Datenumwand lung mit einem Eingang und einem Ausgang;
einen kombinierenden Schaltkreis mit einem ersten und ei nem zweiten Eingang und einem Ausgang, welcher kombinierende Schaltkreis zur wahlweisen Lieferung von Signalen, die an dem ersten oder an dem zweiten Eingang empfangen werden, an den Ausgang arbeitet;
Mittel, die den Ausgang des Signaturgenerators mit dem ersten Eingang des kombinierenden Schaltkreises verbinden; und
Mittel, die den Ausgang des Schaltkreises für paral lel-zu-seriell-Datenumwandlung mit dem zweiten Eingang des kombinierenden Schaltkreises verbinden.

42. Modulationsabschnitt nach Anspruch 41, der außerdem umfaßt:
einen Zweiphasenkodierer mit einem Eingang und einem Aus gang; und
Mittel, die den Ausgang des kombinierenden Schaltkreises mit dem Eingang des Zweiphasenkodierers verbinden.

43. Modulationsabschnitt nach Anspruch 42, der außerdem umfaßt:
einen Modulator mit einem Eingang und einem Ausgang; und
Mittel, die den Ausgang des Zweiphasenkodierers mit dem Eingang des Modulators verbinden.

44. Modulationsabschnitt nach Anspruch 41, bei dem der Schaltkreis für parallel-zu-seriell-Datenumwandlung ein paral lel-zu-seriell-Schieberegister aufweist.