JPH08321791A - データ通信用無線トランシーバー - Google Patents
データ通信用無線トランシーバーInfo
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- JPH08321791A JPH08321791A JP8098603A JP9860396A JPH08321791A JP H08321791 A JPH08321791 A JP H08321791A JP 8098603 A JP8098603 A JP 8098603A JP 9860396 A JP9860396 A JP 9860396A JP H08321791 A JPH08321791 A JP H08321791A
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- transceiver
- transmission
- antenna
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
- H04W52/02—Power saving arrangements
- H04W52/0209—Power saving arrangements in terminal devices
- H04W52/0261—Power saving arrangements in terminal devices managing power supply demand, e.g. depending on battery level
- H04W52/0274—Power saving arrangements in terminal devices managing power supply demand, e.g. depending on battery level by switching on or off the equipment or parts thereof
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1607—Supply circuits
- H04B1/1615—Switching on; Switching off, e.g. remotely
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Communication Control (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Waveguide Aerials (AREA)
- Details Of Aerials (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、効率的な競合解消能力を有し、小
型の形状係数の範囲内の寸法のハウジングに適合する小
型、低価格、低電力の無線周波トランシーバーの提供を
目的とする。 【解決手段】 本発明のトランシーバーは、直接変換受
信器、電圧制御発振器、位相ロックループ回路、ディジ
タル制御分周回路、及び、コンピュータと他の装置との
間の無線通信用のパッチアンテナが小型のエンクロージ
ャーに収容されている。トランシーバーは、電力を節約
するためアイドル状態のとき休止モードに入る。署名検
出器によって、データパケットに埋め込まれた署名ワー
ドを認識することにより、ノイズと有効メッセージを識
別し得る。
型の形状係数の範囲内の寸法のハウジングに適合する小
型、低価格、低電力の無線周波トランシーバーの提供を
目的とする。 【解決手段】 本発明のトランシーバーは、直接変換受
信器、電圧制御発振器、位相ロックループ回路、ディジ
タル制御分周回路、及び、コンピュータと他の装置との
間の無線通信用のパッチアンテナが小型のエンクロージ
ャーに収容されている。トランシーバーは、電力を節約
するためアイドル状態のとき休止モードに入る。署名検
出器によって、データパケットに埋め込まれた署名ワー
ドを認識することにより、ノイズと有効メッセージを識
別し得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデータ通信用無線周
波トランシーバーに係り、特に、コンピュータと他の装
置の間の無線通信用の内蔵アンテナを備えた小型無線周
波トランシーバーに関する。
波トランシーバーに係り、特に、コンピュータと他の装
置の間の無線通信用の内蔵アンテナを備えた小型無線周
波トランシーバーに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の殆どの小型無線周波トランシーバ
ーは、無線周波回路用とディジタル回路用の複数の印刷
回路基板を用いて組み立てられている。その上、一般的
にディジタル回路部品よりも物理的な寸法の大きい通常
のアンテナ及び無線周波部品は、以下に説明する理由か
ら小型の形状のハウジング内に収まらない。
ーは、無線周波回路用とディジタル回路用の複数の印刷
回路基板を用いて組み立てられている。その上、一般的
にディジタル回路部品よりも物理的な寸法の大きい通常
のアンテナ及び無線周波部品は、以下に説明する理由か
ら小型の形状のハウジング内に収まらない。
【０００３】従来のトランシーバーの機械的調整装置
が、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路及びディジタル的
に制御された分周回路を有する電圧制御発振器のような
ディジタル周波数制御の改良と、電圧調整部品を備えた
直接変換（ホモダイン）受信器の使用とによって除去さ
れたとしても、従来の無線周波トランシーバーは、ＰＣ
ＭＣＩＡ（パーソナルコンピュータメモリカード国際協
会）規格の形状のような携帯型ＰＣ（パーソナルコンピ
ュータ）によって必要とされる新規かつ小型の形状のハ
ウジングに組み込むためには大き過ぎる無線周波部品を
依然として含んでいる。物理的及び電気的なＰＣＭＣＩ
Ａ標準規格は、カリフォルニア州 サニーバレー市 イ
ーストデュエン 1030G. にあるパーソナルコンピュー
タメモリカード国際協会から発行されＰＣＭＣＩＡ規格
に記載されている。最新版は１９９２年１１月に発行さ
れた第２版である。ここでは、上記刊行物の全体を引用
する。その上、無線周波回路に使用する商業的に入手可
能な従来の高価な復調器は、殆どの場合、耐ノイズ性が
制限されている。一方、専用の復調器は、非常に高価、
或いは、嵩が大き過ぎるので、小さい携帯型パーソナル
コンピュータへの応用に必要な薄い形状には利用できな
い。
が、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路及びディジタル的
に制御された分周回路を有する電圧制御発振器のような
ディジタル周波数制御の改良と、電圧調整部品を備えた
直接変換（ホモダイン）受信器の使用とによって除去さ
れたとしても、従来の無線周波トランシーバーは、ＰＣ
ＭＣＩＡ（パーソナルコンピュータメモリカード国際協
会）規格の形状のような携帯型ＰＣ（パーソナルコンピ
ュータ）によって必要とされる新規かつ小型の形状のハ
ウジングに組み込むためには大き過ぎる無線周波部品を
依然として含んでいる。物理的及び電気的なＰＣＭＣＩ
Ａ標準規格は、カリフォルニア州 サニーバレー市 イ
ーストデュエン 1030G. にあるパーソナルコンピュー
タメモリカード国際協会から発行されＰＣＭＣＩＡ規格
に記載されている。最新版は１９９２年１１月に発行さ
れた第２版である。ここでは、上記刊行物の全体を引用
する。その上、無線周波回路に使用する商業的に入手可
能な従来の高価な復調器は、殆どの場合、耐ノイズ性が
制限されている。一方、専用の復調器は、非常に高価、
或いは、嵩が大き過ぎるので、小さい携帯型パーソナル
コンピュータへの応用に必要な薄い形状には利用できな
い。
【０００４】小さいアンテナは、小型無線周波トランシ
ーバーに利用可能であり、より小さいアンテナの中に
は、小さい印刷回路基板に合うよう設計されているもの
がある。しかし、上記従来の小さいアンテナは、通常、
全方向性ではなく、放射効率が低く、整合特性が悪く、
或いは、パーソナルコンピュータの作業環境に通常見ら
れる近傍の伝導性面への感度が非常に高い駆動インピー
ダンスを有する。
ーバーに利用可能であり、より小さいアンテナの中に
は、小さい印刷回路基板に合うよう設計されているもの
がある。しかし、上記従来の小さいアンテナは、通常、
全方向性ではなく、放射効率が低く、整合特性が悪く、
或いは、パーソナルコンピュータの作業環境に通常見ら
れる近傍の伝導性面への感度が非常に高い駆動インピー
ダンスを有する。
【０００５】パーソナルコンピュータの作業環境は、一
般的に、多数のパーソナルコンピュータ及び周辺機器か
らなる。無線周波トランシーバーは、既に発生中の他の
伝送を妨害しないことが必要である。数台のトランシー
バーが同じチャンネルを目指して競合するとき、上記ト
ランシーバーがチャンネルを共有、又は、競合を解消す
る何らかの手段を持たない場合、このチャンネルは実際
的に遮断される。
般的に、多数のパーソナルコンピュータ及び周辺機器か
らなる。無線周波トランシーバーは、既に発生中の他の
伝送を妨害しないことが必要である。数台のトランシー
バーが同じチャンネルを目指して競合するとき、上記ト
ランシーバーがチャンネルを共有、又は、競合を解消す
る何らかの手段を持たない場合、このチャンネルは実際
的に遮断される。
【０００６】幾つかの従来の妨害回避技術は不適切であ
ることが分かっている。一つの従来の妨害回避法は、チ
ャンネルが占有されているかどうかを判定するためキャ
リヤ検出（ＣＤ）システムを使用する。かかるシステム
において、キャリヤ検出回路は、トランシーバーに送信
前に空きチャンネルを待機させる。しかし、非常に狭い
周波数域が割り当てられた環境の場合、帯域外の信号、
又は、高いノイズレベルの環境によって、キャリヤ検出
回路から“チャンネル使用中”の誤まった警告が簡単に
生じるので、それ以外の利用可能なチャンネル上の動作
を阻止する可能性がある。このことは、特に、工業、科
学及び医療用（ＩＳＭ）帯域において顕著である。多数
の利用者が別のタイプの伝送フォーマット及び／又はプ
ロトコルを採用し、関連のない動作の伝送周波数帯域を
共有する。ＩＳＭ帯域中には、確定したチャンネル又は
帯域幅、及び、保護されていないチャンネルは存在しな
い。
ることが分かっている。一つの従来の妨害回避法は、チ
ャンネルが占有されているかどうかを判定するためキャ
リヤ検出（ＣＤ）システムを使用する。かかるシステム
において、キャリヤ検出回路は、トランシーバーに送信
前に空きチャンネルを待機させる。しかし、非常に狭い
周波数域が割り当てられた環境の場合、帯域外の信号、
又は、高いノイズレベルの環境によって、キャリヤ検出
回路から“チャンネル使用中”の誤まった警告が簡単に
生じるので、それ以外の利用可能なチャンネル上の動作
を阻止する可能性がある。このことは、特に、工業、科
学及び医療用（ＩＳＭ）帯域において顕著である。多数
の利用者が別のタイプの伝送フォーマット及び／又はプ
ロトコルを採用し、関連のない動作の伝送周波数帯域を
共有する。ＩＳＭ帯域中には、確定したチャンネル又は
帯域幅、及び、保護されていないチャンネルは存在しな
い。
【０００７】領域内の他の受信器の局部発振器（ＬＯ）
の放射は、キャリヤ検出回路に対する搬送信号であるこ
とが分かるので、キャリヤ検出妨害回避技術は領域内に
他の受信器が存在することにより更に複雑化する。この
問題は、局部発振器が受信器と同一周波数である直接変
換無線の場合に悪化する。その上、他の関連のない信号
及びノイズは、ネットワーク上のトラフィックであるこ
とが分かる。その理由は、従来の直接変換受信器の無線
周波入力段が広帯域を有するので、近くにある信号源は
ネットワーク上のトラフィックとして誤って解釈される
場合があるからである。
の放射は、キャリヤ検出回路に対する搬送信号であるこ
とが分かるので、キャリヤ検出妨害回避技術は領域内に
他の受信器が存在することにより更に複雑化する。この
問題は、局部発振器が受信器と同一周波数である直接変
換無線の場合に悪化する。その上、他の関連のない信号
及びノイズは、ネットワーク上のトラフィックであるこ
とが分かる。その理由は、従来の直接変換受信器の無線
周波入力段が広帯域を有するので、近くにある信号源は
ネットワーク上のトラフィックとして誤って解釈される
場合があるからである。
【０００８】他の従来の妨害回避技術には、（元々、
“スマートモデム(smart modem) ”のためにヘイズ社
（Hayes Corporation)によって特定され）事実上の標準
規格になったアテンション（ＡＴ）コマンドセットを有
する通信コマンドセットの使用が含まれている。上記ア
テンションコマンドは、配線されたモデムを用いて動作
するよう設計されているので、上記コマンドセットは、
別の競合及びハンドシェーキングの問題及び要求を有す
る無線周波トランシーバーの典型的な動作には、必ずし
も適合しない。
“スマートモデム(smart modem) ”のためにヘイズ社
（Hayes Corporation)によって特定され）事実上の標準
規格になったアテンション（ＡＴ）コマンドセットを有
する通信コマンドセットの使用が含まれている。上記ア
テンションコマンドは、配線されたモデムを用いて動作
するよう設計されているので、上記コマンドセットは、
別の競合及びハンドシェーキングの問題及び要求を有す
る無線周波トランシーバーの典型的な動作には、必ずし
も適合しない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】電力消費も携帯型トラ
ンシーバーの他の主要な関心事である。セル形電話のよ
うな商業的に入手可能な携帯型無線トランシーバーの殆
どは、１乃至３ワットの範囲で伝送する。例えば、使い
捨ての９ボルトバッテリー、又は、新世代のパームトッ
プ形パーソナルコンピュータを給電するため通常使用さ
れる少数のＡＡＡ形バッテリーのような小さいバッテリ
ーを用いて、長期の期間（日数）の間、上記トランシー
バーを動作させることは、不可能である。その代わり
に、殆どの通常の携帯型トランシーバーは、典型的に、
再充電が必要になる前に最大で８時間の間動作するより
大きいニッケル−カドミウム電池を必要とする。従っ
て、従来の無線周波トランシーバーの設計は、ラップト
ップ又はパープトップ型パーソナルコンピュータのよう
な低電力の携帯型コンピュータに組み込み場合には適当
ではない。
ンシーバーの他の主要な関心事である。セル形電話のよ
うな商業的に入手可能な携帯型無線トランシーバーの殆
どは、１乃至３ワットの範囲で伝送する。例えば、使い
捨ての９ボルトバッテリー、又は、新世代のパームトッ
プ形パーソナルコンピュータを給電するため通常使用さ
れる少数のＡＡＡ形バッテリーのような小さいバッテリ
ーを用いて、長期の期間（日数）の間、上記トランシー
バーを動作させることは、不可能である。その代わり
に、殆どの通常の携帯型トランシーバーは、典型的に、
再充電が必要になる前に最大で８時間の間動作するより
大きいニッケル−カドミウム電池を必要とする。従っ
て、従来の無線周波トランシーバーの設計は、ラップト
ップ又はパープトップ型パーソナルコンピュータのよう
な低電力の携帯型コンピュータに組み込み場合には適当
ではない。
【００１０】休止モード又は低電力モードは、バッテリ
ーの寿命を延ばすため携帯型受信器に実現されている。
上記モードにおいて、メッセージの欠落、或いは、メッ
セージの受取に過度な遅延が発生してはならない。従来
の方法は：（ａ）主要な休止中の受信器を喚起するため
給電されたままの低電力の広帯域受信器を使用し、或い
は、（ｂ）期待された送信を聴取するため休止中の受信
器を所定のスケジュールで周期的に喚起することに関係
している。しかし、上記の両方の方法には本質的な欠点
がある。
ーの寿命を延ばすため携帯型受信器に実現されている。
上記モードにおいて、メッセージの欠落、或いは、メッ
セージの受取に過度な遅延が発生してはならない。従来
の方法は：（ａ）主要な休止中の受信器を喚起するため
給電されたままの低電力の広帯域受信器を使用し、或い
は、（ｂ）期待された送信を聴取するため休止中の受信
器を所定のスケジュールで周期的に喚起することに関係
している。しかし、上記の両方の方法には本質的な欠点
がある。
【００１１】低電力広帯域受信器は、ノイズ、又は、隣
の周波数の伝送を受信されるべきメッセージとして解釈
し、主要な受信器を不必要に喚起するので、電力を消費
する。或いは、同期式に喚起される形の受信器は、中央
制御手段によって同期させる必要があるので、一般的
に、パーソナルコンピュータ及び周辺機器のような独立
した端末の間のランダムな伝送に適当ではない。
の周波数の伝送を受信されるべきメッセージとして解釈
し、主要な受信器を不必要に喚起するので、電力を消費
する。或いは、同期式に喚起される形の受信器は、中央
制御手段によって同期させる必要があるので、一般的
に、パーソナルコンピュータ及び周辺機器のような独立
した端末の間のランダムな伝送に適当ではない。
【００１２】電力を節約する他の従来の方法は、クロッ
クを停止し、必要とされるときにクロックを再起動す
る。しかし、クロックを再起動し、受信器の再開動作の
前にクロック発振器を十分に安定化させるためには、復
旧時間に不所望の遅延が生じる。従って、パーソナルコ
ンピュータ及び／又は周辺機器で使用するため、効率的
な競合解消能力を有し、小型の形状の範囲内で寸法が定
められたハウジングに適合する小型、低価格、かつ、低
電力の無線周波トランシーバーが必要とされる。
クを停止し、必要とされるときにクロックを再起動す
る。しかし、クロックを再起動し、受信器の再開動作の
前にクロック発振器を十分に安定化させるためには、復
旧時間に不所望の遅延が生じる。従って、パーソナルコ
ンピュータ及び／又は周辺機器で使用するため、効率的
な競合解消能力を有し、小型の形状の範囲内で寸法が定
められたハウジングに適合する小型、低価格、かつ、低
電力の無線周波トランシーバーが必要とされる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＰＣＭＣＩＡ
規格のようなメモリカード形の寸法のパッケージのよう
な小さい小型パッケージに低電力ディジタル及びアナロ
グ回路と、無線周波アンテナとを収容し得ないことから
生じる従来技術の欠点を解決するため、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）と、直角位相検出器と、小型アンテナとを有
する直接変換、又は、ゼロ中間周波トランシーバーを提
供する。直接変換受信器回路及び直角位相検出器は、低
電力消費及び良好なノイズ除去の双方と、小さい形状と
を得るため非常に重要である。直角位相検出器におい
て、帯域外の信号の除去は、シリコンに実装された復調
器の三角関数を用いて行われ、一方、ヘテロダイン回路
において、除去は、嵩張った機械的又は水晶フィルタで
得られる。低電力消費は、周波数偏移変調（ＦＳＫ）を
検出するディジタル直角位相検出器を用いて達成され
る。これにより、高価な線形増幅器の代わりに低電流の
非線形Ｉ及びＱ増幅器を得ることができる。
規格のようなメモリカード形の寸法のパッケージのよう
な小さい小型パッケージに低電力ディジタル及びアナロ
グ回路と、無線周波アンテナとを収容し得ないことから
生じる従来技術の欠点を解決するため、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）と、直角位相検出器と、小型アンテナとを有
する直接変換、又は、ゼロ中間周波トランシーバーを提
供する。直接変換受信器回路及び直角位相検出器は、低
電力消費及び良好なノイズ除去の双方と、小さい形状と
を得るため非常に重要である。直角位相検出器におい
て、帯域外の信号の除去は、シリコンに実装された復調
器の三角関数を用いて行われ、一方、ヘテロダイン回路
において、除去は、嵩張った機械的又は水晶フィルタで
得られる。低電力消費は、周波数偏移変調（ＦＳＫ）を
検出するディジタル直角位相検出器を用いて達成され
る。これにより、高価な線形増幅器の代わりに低電流の
非線形Ｉ及びＱ増幅器を得ることができる。
【００１４】その上、低電力トランシーバーは、電力消
費を更に最小化するため休止モード機能を有する。本発
明の一実施例において、トランシーバーが受信モードで
あるとき、電圧制御発振器によって供給された局部発振
器（ＬＯ）信号をアンテナから遮断する少なくとも二つ
のアナログスイッチが直列しているので、受信器の局部
発振器によって発生されたあらゆるノイズの影響は著し
く低減され、アンテナからの局部発振器の放射は最小限
に抑えられる。
費を更に最小化するため休止モード機能を有する。本発
明の一実施例において、トランシーバーが受信モードで
あるとき、電圧制御発振器によって供給された局部発振
器（ＬＯ）信号をアンテナから遮断する少なくとも二つ
のアナログスイッチが直列しているので、受信器の局部
発振器によって発生されたあらゆるノイズの影響は著し
く低減され、アンテナからの局部発振器の放射は最小限
に抑えられる。
【００１５】例えば、パッチアンテナのような小型アン
テナは、トランシーバーのパッケージの外側シェル又は
エンクロージャの一体的な部分を形成し得る。本発明の
ある実施例では、外側シェルは金属鋳物である。或い
は、シェルは金属シートから打ち抜いてもよい。シェル
又はエンクロージャは誘電性材料で充填してもよい。精
密な調整は、アンテナの共振周波数応答を調節する外部
エンクロージャに調整クリップを付加することにより行
われる。
テナは、トランシーバーのパッケージの外側シェル又は
エンクロージャの一体的な部分を形成し得る。本発明の
ある実施例では、外側シェルは金属鋳物である。或い
は、シェルは金属シートから打ち抜いてもよい。シェル
又はエンクロージャは誘電性材料で充填してもよい。精
密な調整は、アンテナの共振周波数応答を調節する外部
エンクロージャに調整クリップを付加することにより行
われる。
【００１６】ある実施例の場合、署名検出器は、データ
パケットに埋め込まれた署名ワードを認識することによ
り、トランシーバーに、ノイズ又は妨害と、有効なメッ
セージとを識別させる。
パケットに埋め込まれた署名ワードを認識することによ
り、トランシーバーに、ノイズ又は妨害と、有効なメッ
セージとを識別させる。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１は本発明による小型無線周波
トランシーバー１５０に接続されるホストコンピュータ
１００の斜視図である。トランシーバー１５０は、コン
ピュータ１００のＰＣＭＣＩＡ規格のスロットに部分的
に挿入されている。動作のためプラグインされた場合、
カードの非常に小さい部分だけがコンピュータの側面か
ら突き出す。図１にＷで示されているトランシーバーパ
ッケージ１５０の幅は、ＰＣＭＣＩＡ規格のタイプ１及
びタイプ２の場合、２．１２６インチ（５．４ｃｍ）で
ある。現在の規格によれば、長さＬは３．３７０インチ
（８．５６ｃｍ）である。コンピュータのスロットに依
存して、（Ｔで示された）カードの厚さは、タイプ１と
タイプ２のカードの場合、夫々、３ｍｍ乃至５ｍｍであ
る。コネクタは、ホストコンピュータ１００に部分的に
挿入され、図示されていないカードの端に沿って包含さ
れている。ＰＣＭＣＩＡ規格の場合、上記カードはピン
番号４のコネクタに特定されているので、特にアドレス
指定する必要はない。
トランシーバー１５０に接続されるホストコンピュータ
１００の斜視図である。トランシーバー１５０は、コン
ピュータ１００のＰＣＭＣＩＡ規格のスロットに部分的
に挿入されている。動作のためプラグインされた場合、
カードの非常に小さい部分だけがコンピュータの側面か
ら突き出す。図１にＷで示されているトランシーバーパ
ッケージ１５０の幅は、ＰＣＭＣＩＡ規格のタイプ１及
びタイプ２の場合、２．１２６インチ（５．４ｃｍ）で
ある。現在の規格によれば、長さＬは３．３７０インチ
（８．５６ｃｍ）である。コンピュータのスロットに依
存して、（Ｔで示された）カードの厚さは、タイプ１と
タイプ２のカードの場合、夫々、３ｍｍ乃至５ｍｍであ
る。コネクタは、ホストコンピュータ１００に部分的に
挿入され、図示されていないカードの端に沿って包含さ
れている。ＰＣＭＣＩＡ規格の場合、上記カードはピン
番号４のコネクタに特定されているので、特にアドレス
指定する必要はない。
【００１８】一実施例において、トランシーバー１５０
は、ＰＣＭＣＩＡ規格のパッケージ内に配置された一つ
の印刷回路基板（ＰＣＢ）上に集積されたアンテナ、無
線周波及びディジタル回路と共に、上記ＰＣＭＣＩＡ規
格の形式のパッケージ内に配置されている。他の実施例
の場合、アンテナは、ホストコンピュータのハウジング
又は他の原因によって生じる本来的な無線周波の遮蔽を
解決するためＰＣＭＣＩＡ規格のパッケージの外側に配
置してもよい。本発明のトランシーバーはＰＣＭＣＩＡ
規格の形式に実装するのに好適であるが、トランシーバ
ーは上記環境における使用だけに限定されるわけではな
い。
は、ＰＣＭＣＩＡ規格のパッケージ内に配置された一つ
の印刷回路基板（ＰＣＢ）上に集積されたアンテナ、無
線周波及びディジタル回路と共に、上記ＰＣＭＣＩＡ規
格の形式のパッケージ内に配置されている。他の実施例
の場合、アンテナは、ホストコンピュータのハウジング
又は他の原因によって生じる本来的な無線周波の遮蔽を
解決するためＰＣＭＣＩＡ規格のパッケージの外側に配
置してもよい。本発明のトランシーバーはＰＣＭＣＩＡ
規格の形式に実装するのに好適であるが、トランシーバ
ーは上記環境における使用だけに限定されるわけではな
い。
【００１９】図２にはトランシーバー１５０の簡単化さ
れたブロック図が示されている。トランシーバー１５０
は、（点線で示されている）発振器部２００と、（点線
で示されている）スイッチング及びミキシング部２１０
と、ベースバンド増幅器／フィルタ２２０と、アンテナ
２５０と、復調部２３０と、変調部２６０と、データイ
ンタフェースバス２９９に接続されたデータバッファ２
８０と、ホストインタフェース２９１とからなる。更
に、ディジタル制御論理部２９５はトランシーバー１５
０にディジタル制御を提供する。トランシーバー１５０
の受信部及び送信部は、フィードバック制御ループ２０
５を介して電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０４を駆動する
シンセサイザー２０２に接続された基準発振器２０１か
らなる同一の発振器部２００を共有する。
れたブロック図が示されている。トランシーバー１５０
は、（点線で示されている）発振器部２００と、（点線
で示されている）スイッチング及びミキシング部２１０
と、ベースバンド増幅器／フィルタ２２０と、アンテナ
２５０と、復調部２３０と、変調部２６０と、データイ
ンタフェースバス２９９に接続されたデータバッファ２
８０と、ホストインタフェース２９１とからなる。更
に、ディジタル制御論理部２９５はトランシーバー１５
０にディジタル制御を提供する。トランシーバー１５０
の受信部及び送信部は、フィードバック制御ループ２０
５を介して電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０４を駆動する
シンセサイザー２０２に接続された基準発振器２０１か
らなる同一の発振器部２００を共有する。
【００２０】送信モード中に、送信されるべきディジタ
ルデータは、データインタフェースバス２９９及びホス
トインタフェース２９１を介してデータバッファ２８０
にロードされる。次いで、データは、変調部２６０で処
理され、電圧制御発振器２０４に供給され、伝送信号を
周波数変調する。電圧制御発振器２０４からの信号は、
電圧制御発振器２０４を基準発振器２０１にロックする
ためシンセサイザー２０２へ帰還される。電圧制御発振
器２０４からの変調信号は、スイッチ２１１、２１２を
介して供給され、アンテナ２５０を介して伝送される。
ルデータは、データインタフェースバス２９９及びホス
トインタフェース２９１を介してデータバッファ２８０
にロードされる。次いで、データは、変調部２６０で処
理され、電圧制御発振器２０４に供給され、伝送信号を
周波数変調する。電圧制御発振器２０４からの信号は、
電圧制御発振器２０４を基準発振器２０１にロックする
ためシンセサイザー２０２へ帰還される。電圧制御発振
器２０４からの変調信号は、スイッチ２１１、２１２を
介して供給され、アンテナ２５０を介して伝送される。
【００２１】受信モード中に、スイッチ２１２は、アン
テナ２５０を介して受信された信号を広帯域フィルタ２
１３に通し、ミキシング部２１５に印加される前に増幅
するため上記信号を低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１４の
入力に供給する。電圧制御発振器２０４は、局部発振
（ＬＯ）信号を、スイッチ２１１を介してミキシング部
２１５に供給する。増幅された受信信号と局部発振信号
は、ミキシング部２１５で結合され、その差動信号はベ
ースバンド増幅器／フィルタ２２０で増幅される。ベー
スバンド増幅器／フィルタ２２０からの増幅された論理
レベル信号は、復調部２３０で復調され、得られたデー
タストリームのバイトは、ホストインタフェース２９１
とデータインタフェースバス２９９を介してホストコン
ピュータ１００に伝達する前にデータバッファ２８０に
格納される。
テナ２５０を介して受信された信号を広帯域フィルタ２
１３に通し、ミキシング部２１５に印加される前に増幅
するため上記信号を低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１４の
入力に供給する。電圧制御発振器２０４は、局部発振
（ＬＯ）信号を、スイッチ２１１を介してミキシング部
２１５に供給する。増幅された受信信号と局部発振信号
は、ミキシング部２１５で結合され、その差動信号はベ
ースバンド増幅器／フィルタ２２０で増幅される。ベー
スバンド増幅器／フィルタ２２０からの増幅された論理
レベル信号は、復調部２３０で復調され、得られたデー
タストリームのバイトは、ホストインタフェース２９１
とデータインタフェースバス２９９を介してホストコン
ピュータ１００に伝達する前にデータバッファ２８０に
格納される。
【００２２】送信／受信スイッチ２１２及び送信／局部
発振スイッチ２１１の対は、アンテナ２５０をトランシ
ーバー１５０の受信器部又は送信器部の何れか一方に選
択的に接続する手段を提供する。他の実施例において、
電力を節約し、トランシーバー１５０内の構成部品の総
数を最低限に抑えるため、受信器部と送信器部は共通の
構成部品を共有する。
発振スイッチ２１１の対は、アンテナ２５０をトランシ
ーバー１５０の受信器部又は送信器部の何れか一方に選
択的に接続する手段を提供する。他の実施例において、
電力を節約し、トランシーバー１５０内の構成部品の総
数を最低限に抑えるため、受信器部と送信器部は共通の
構成部品を共有する。
【００２３】図３は送信／局部発振スイッチ２１１と、
送信／受信スイッチ２１２をより詳細に示す図である。
上記各スイッチは、送信／受信スイッチ２１２では２１
２Ａ及び２１２Ｂで示され、送信／局部発振スイッチ２
１１では２１１Ａ及び２１１Ｂで示されている２方向の
アナログスイッチからなる。装置２１２Ａ、２１２Ｂ、
２１１Ａ及び２１１Ｂは、標準的なＭＯＳＦＥＴ形集積
回路装置で実現することができる。更に、送信／受信ス
イッチ２１２は、第１及び第２のインバータ２１２Ｃ及
び２１２Ｄを夫々有する。同様に、送信／局部発振スイ
ッチ２１１は、インバータ２１１Ｃ及び２１１Ｄを有す
る。ディジタル制御論理２９５からの制御信号は、制御
バス２９０を介して送信／受信スイッチ２１２と、送信
／局部発振スイッチ２１１とに供給される。Ｒｘ制御(R
x control)及びＴｘ制御(Tx control)で示されたディジ
タル制御信号は、スイッチ２１１及び２１２の入力ノー
ドに供給される。
送信／受信スイッチ２１２をより詳細に示す図である。
上記各スイッチは、送信／受信スイッチ２１２では２１
２Ａ及び２１２Ｂで示され、送信／局部発振スイッチ２
１１では２１１Ａ及び２１１Ｂで示されている２方向の
アナログスイッチからなる。装置２１２Ａ、２１２Ｂ、
２１１Ａ及び２１１Ｂは、標準的なＭＯＳＦＥＴ形集積
回路装置で実現することができる。更に、送信／受信ス
イッチ２１２は、第１及び第２のインバータ２１２Ｃ及
び２１２Ｄを夫々有する。同様に、送信／局部発振スイ
ッチ２１１は、インバータ２１１Ｃ及び２１１Ｄを有す
る。ディジタル制御論理２９５からの制御信号は、制御
バス２９０を介して送信／受信スイッチ２１２と、送信
／局部発振スイッチ２１１とに供給される。Ｒｘ制御(R
x control)及びＴｘ制御(Tx control)で示されたディジ
タル制御信号は、スイッチ２１１及び２１２の入力ノー
ドに供給される。
【００２４】図４にはスイッチ２１１、２１２の送信及
び受信モードの夫々の信号路が示されている。受信モー
ドにおいて、スイッチ２１１及び２１２は、直列した二
つの開いたスイッチで局部発振器信号を減衰させること
により、発振器部２００とアンテナ２５０の間に絶縁を
設ける。更に、スイッチ２１１及び２１２は、トランシ
ーバー１５０の受信器部分の感度を低下させないよう、
低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１４の入力に現れる局部発
振信号の影響を最小限に抑える。一方、送信モードの場
合、スイッチ２１２は、送信信号によってトランシーバ
ー１５０の感度の高い受信器の増幅器入力に過負荷が加
えられることを防止する。
び受信モードの夫々の信号路が示されている。受信モー
ドにおいて、スイッチ２１１及び２１２は、直列した二
つの開いたスイッチで局部発振器信号を減衰させること
により、発振器部２００とアンテナ２５０の間に絶縁を
設ける。更に、スイッチ２１１及び２１２は、トランシ
ーバー１５０の受信器部分の感度を低下させないよう、
低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２１４の入力に現れる局部発
振信号の影響を最小限に抑える。一方、送信モードの場
合、スイッチ２１２は、送信信号によってトランシーバ
ー１５０の感度の高い受信器の増幅器入力に過負荷が加
えられることを防止する。
【００２５】図５は、低ノイズ増幅器２１４とミキシン
グ部２１５の詳細なブロック図である。低ノイズ増幅器
２１４は、第２の増幅器２１５ｂとミキサー２１５ｉ及
び２１５ｑの本来的により高いノイズ数を克服するため
低いノイズ数（Ｆ１）と、高い利得（Ａ１）とを有する
よう設計されている。ノイズ数は以下の式： Ftotal = F1 + (F2 - 1)/A1 + (Fmixer - 1)/A1A2 によって定められ、式中、F1は低ノイズ増幅器２１４の
ノイズ数を表わし、A1は低ノイズ増幅器２１４の利得を
表わし、F2は増幅器２１５ｂのノイズ数を表わし、A2は
増幅器２１５ｂの利得を表わす。
グ部２１５の詳細なブロック図である。低ノイズ増幅器
２１４は、第２の増幅器２１５ｂとミキサー２１５ｉ及
び２１５ｑの本来的により高いノイズ数を克服するため
低いノイズ数（Ｆ１）と、高い利得（Ａ１）とを有する
よう設計されている。ノイズ数は以下の式： Ftotal = F1 + (F2 - 1)/A1 + (Fmixer - 1)/A1A2 によって定められ、式中、F1は低ノイズ増幅器２１４の
ノイズ数を表わし、A1は低ノイズ増幅器２１４の利得を
表わし、F2は増幅器２１５ｂのノイズ数を表わし、A2は
増幅器２１５ｂの利得を表わす。
【００２６】Fmixerは、ミキサー２１５ｉ又は２１５ｑ
の何れかのノイズ数である。送信／受信スイッチ２１２
と低ノイズ増幅器２１４の間に接続された広帯域フィル
タ２１３（図２）によって、例えば、９０２ＭＨｚと９
２８ＭＨｚの間の帯域のような帯域内の低い挿入損失と
共に、当該周波数帯域の外側で強い信号に対する弁別性
が得られる。かかる広帯域フィルタは、調整する必要が
ないように固定の受動構成部品の適当な値を選択するこ
とにより実現される。標準的な受動フィルタの設計は上
記構成の選択のため使用される。
の何れかのノイズ数である。送信／受信スイッチ２１２
と低ノイズ増幅器２１４の間に接続された広帯域フィル
タ２１３（図２）によって、例えば、９０２ＭＨｚと９
２８ＭＨｚの間の帯域のような帯域内の低い挿入損失と
共に、当該周波数帯域の外側で強い信号に対する弁別性
が得られる。かかる広帯域フィルタは、調整する必要が
ないように固定の受動構成部品の適当な値を選択するこ
とにより実現される。標準的な受動フィルタの設計は上
記構成の選択のため使用される。
【００２７】ミキシング部２１５のＩミキサー２１５ｉ
及びＱミキサー２１５ｑは、スイッチ２１１からの局部
発振信号と、増幅器２１５ｂで増幅された低ノイズ増幅
器２１４の出力とを組合せ、夫々のベースバンド信号Ｉ
bb及びＱbbを生成する。直角位相シフタ２１５ａは、２
台のミキサーへの二つの局部発振入力の間に９０度の位
相関係を与える。出力された差動信号は、位相だけが相
違する二つのベースバンド信号が得られるように上記９
０度の位相関係を維持する。受信信号は局部発振周波数
の上下の周波数にシフトされるので、９０度の位相シフ
トの順序は、二つの信号ＩbbとＱbbの間で逆転する。ミ
キサー２１５ｉ及び２１５ｑは、双対で平衡されている
ので、各ミキサーの出力で、局部発振信号と、低ノイズ
増幅器からの信号はバランスアウトされる。これによ
り、和及び差の信号（及び、元の周波数のリーク）が残
る。差動（ベースバンド）信号を除く全ての周波数は、
ベースバンド増幅器／フィルタ内のローパスフィルタ２
１１ｉ及び２１１ｑと、上記高周波数での増幅器の損失
とによって減衰させられる。
及びＱミキサー２１５ｑは、スイッチ２１１からの局部
発振信号と、増幅器２１５ｂで増幅された低ノイズ増幅
器２１４の出力とを組合せ、夫々のベースバンド信号Ｉ
bb及びＱbbを生成する。直角位相シフタ２１５ａは、２
台のミキサーへの二つの局部発振入力の間に９０度の位
相関係を与える。出力された差動信号は、位相だけが相
違する二つのベースバンド信号が得られるように上記９
０度の位相関係を維持する。受信信号は局部発振周波数
の上下の周波数にシフトされるので、９０度の位相シフ
トの順序は、二つの信号ＩbbとＱbbの間で逆転する。ミ
キサー２１５ｉ及び２１５ｑは、双対で平衡されている
ので、各ミキサーの出力で、局部発振信号と、低ノイズ
増幅器からの信号はバランスアウトされる。これによ
り、和及び差の信号（及び、元の周波数のリーク）が残
る。差動（ベースバンド）信号を除く全ての周波数は、
ベースバンド増幅器／フィルタ内のローパスフィルタ２
１１ｉ及び２１１ｑと、上記高周波数での増幅器の損失
とによって減衰させられる。
【００２８】図６を参照するに、ミキサー２１５ｉ及び
２１５ｑの出力信号、即ち、Ｉbb及びＱbbは、ベースバ
ンド増幅器／フィルタ部２２０によって別個に処理され
る。最初に、信号Ｉbb及びＱbbは、ローパスフィルタ２
２１ｉ及び２２１ｑによってフィルタリングされ、次い
で、高利得増幅器２２２ｉ及び２２２ｑによって増幅さ
れる。得られた信号は、ローパスフィルタ２２３ｉ及び
２２３ｑによってフィルタリングされ、比較器２２５ｉ
及び２２５ｑにおいて、夫々飽和増幅器の中心基準レベ
ルと比較される前に、飽和増幅器２２４ｉ及び２２４ｑ
によって増幅される。ローパスフィルタ２２３ｉ及び２
２３ｑは、信号Ｉbb及びＱbbの加算周波数と、高調波を
除去するための機能を行い、一方、飽和増幅器２２４ｉ
及び２２４ｑは、増幅器２２４ｉ及び２２４ｑからの夫
々の完全に飽和した出力信号のゼロ交差における位相情
報だけをそのままの状態に保ち、全ての振幅変化を除去
する機能を果たす。最後に、比較器２２５ｉ及び２２５
ｑは、増幅器２２４ｉ及び２２４ｑの出力信号を、論理
レベルＩ及び論理レベルＱによって示された出力として
夫々リード線２２６ｉ及び２２６ｑに供給された論理レ
ベル信号Ｉin及びＱ inの対に変換する。直接変換受信回
路は、図６のＩチャンネルフィルタ及びＱチャンネルフ
ィルタの寸法を縮小する際に重要である。従来技術にお
いて、小さい、低コストの受信器は、ヘテロダイン受信
回路を使用する。ヘテロダイン回路で使用される中間周
波フィルタの選択性の要求量は、中間周波が復調器の中
心周波数を上回る量と同じ量大きい。直接変換回路にお
いて、中間周波は復調器の中心周波数と同一である。こ
れにより、フィルタ選択性の要求量は減少するのでより
小さいフィルタを使用し得るようになる。一実施例にお
いて、中間周波及び復調器周波数はゼロであるので、ロ
ーパス中間周波フィルタの使用が可能になり、更に、フ
ィルタの寸法を小さくすることが可能である。
２１５ｑの出力信号、即ち、Ｉbb及びＱbbは、ベースバ
ンド増幅器／フィルタ部２２０によって別個に処理され
る。最初に、信号Ｉbb及びＱbbは、ローパスフィルタ２
２１ｉ及び２２１ｑによってフィルタリングされ、次い
で、高利得増幅器２２２ｉ及び２２２ｑによって増幅さ
れる。得られた信号は、ローパスフィルタ２２３ｉ及び
２２３ｑによってフィルタリングされ、比較器２２５ｉ
及び２２５ｑにおいて、夫々飽和増幅器の中心基準レベ
ルと比較される前に、飽和増幅器２２４ｉ及び２２４ｑ
によって増幅される。ローパスフィルタ２２３ｉ及び２
２３ｑは、信号Ｉbb及びＱbbの加算周波数と、高調波を
除去するための機能を行い、一方、飽和増幅器２２４ｉ
及び２２４ｑは、増幅器２２４ｉ及び２２４ｑからの夫
々の完全に飽和した出力信号のゼロ交差における位相情
報だけをそのままの状態に保ち、全ての振幅変化を除去
する機能を果たす。最後に、比較器２２５ｉ及び２２５
ｑは、増幅器２２４ｉ及び２２４ｑの出力信号を、論理
レベルＩ及び論理レベルＱによって示された出力として
夫々リード線２２６ｉ及び２２６ｑに供給された論理レ
ベル信号Ｉin及びＱ inの対に変換する。直接変換受信回
路は、図６のＩチャンネルフィルタ及びＱチャンネルフ
ィルタの寸法を縮小する際に重要である。従来技術にお
いて、小さい、低コストの受信器は、ヘテロダイン受信
回路を使用する。ヘテロダイン回路で使用される中間周
波フィルタの選択性の要求量は、中間周波が復調器の中
心周波数を上回る量と同じ量大きい。直接変換回路にお
いて、中間周波は復調器の中心周波数と同一である。こ
れにより、フィルタ選択性の要求量は減少するのでより
小さいフィルタを使用し得るようになる。一実施例にお
いて、中間周波及び復調器周波数はゼロであるので、ロ
ーパス中間周波フィルタの使用が可能になり、更に、フ
ィルタの寸法を小さくすることが可能である。
【００２９】もう一度図２を参照すると、トランシーバ
ー１５０の受信及び送信部は、同一の周波数シンセサイ
ザー２０２及び電圧制御発振器２０４を共有する。上記
周波数シンセサイザー２０２の１台を図７に示す。電力
低下中、即ち、休止モード中の電力消費を最小限に抑え
るため、周波数シンセサイザー２０２を周波数帯域の中
心にドリフトさせる。電力低下の休止モードを以下に詳
細に説明する。
ー１５０の受信及び送信部は、同一の周波数シンセサイ
ザー２０２及び電圧制御発振器２０４を共有する。上記
周波数シンセサイザー２０２の１台を図７に示す。電力
低下中、即ち、休止モード中の電力消費を最小限に抑え
るため、周波数シンセサイザー２０２を周波数帯域の中
心にドリフトさせる。電力低下の休止モードを以下に詳
細に説明する。
【００３０】フィードバック制御ループ２０５を介して
シンセサイザー２０２に接続された電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２０４は、送信器周波数で発振する。シンセサイ
ザー２０２の電力が低下したとき、即ち、休止区間中、
電圧制御発振器２０４は、一定のスタンバイ制御電圧を
供給する加算接合２０４ａ（図２８に示されている）の
固定抵抗分圧器によって定められた周波数帯域内で発振
し続ける。上記配置、即ち、固定抵抗分圧器によって、
シンセサイザー２０２は、電源投入時、即ち、喚起の際
の周波数ロックオンと整定時間を最低限に抑えることが
できる。
シンセサイザー２０２に接続された電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２０４は、送信器周波数で発振する。シンセサイ
ザー２０２の電力が低下したとき、即ち、休止区間中、
電圧制御発振器２０４は、一定のスタンバイ制御電圧を
供給する加算接合２０４ａ（図２８に示されている）の
固定抵抗分圧器によって定められた周波数帯域内で発振
し続ける。上記配置、即ち、固定抵抗分圧器によって、
シンセサイザー２０２は、電源投入時、即ち、喚起の際
の周波数ロックオンと整定時間を最低限に抑えることが
できる。
【００３１】基準発振器２０１は、シンセサイザー２０
２が休止モード中に電力が低下したとき、給電され続け
る。オン状態に維持することにより、基準発振器２０１
は、安定な周波数を維持し、受信器の動作が再開された
とき即座に利用可能である。安定な周波数が維持されて
いるので、基準発振器２０１は、トランシーバー１５０
が休止モードのとき、給電され続けているディジタル回
路にクロック信号を供給し得る。発振器部２００は、周
波数シンセサイザー２０２内の分周器回路のディジタル
プログラミングによって９０２乃至９２８ＭＨｚの全帯
域に亘り動作する。
２が休止モード中に電力が低下したとき、給電され続け
る。オン状態に維持することにより、基準発振器２０１
は、安定な周波数を維持し、受信器の動作が再開された
とき即座に利用可能である。安定な周波数が維持されて
いるので、基準発振器２０１は、トランシーバー１５０
が休止モードのとき、給電され続けているディジタル回
路にクロック信号を供給し得る。発振器部２００は、周
波数シンセサイザー２０２内の分周器回路のディジタル
プログラミングによって９０２乃至９２８ＭＨｚの全帯
域に亘り動作する。
【００３２】フィードバック制御ループ回路２０５は、
電力増幅器２０５ａと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２
０５ｂと、プリスケーラー２０５ｃと、ループフィルタ
／増幅器２０５ｄとからなる。最初に、電圧制御発振器
２０４からの出力信号は、電力増幅器２０５ａによって
増幅される前に、絶縁とパッド（図示しない）とに係る
ＦＣＣ（連邦通信委員会）を承諾する要求に応じて高調
波を減衰させるためローパスフィルタ２０５ｂによって
処理される。電力増幅器２０５ａからの出力信号は、次
いで、例えば、周波数制御信号を介してシンセサイザー
２０２の制御下で、６４又は６５分割する２重係数のプ
リスケーラー２０５ｃに供給される。
電力増幅器２０５ａと、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２
０５ｂと、プリスケーラー２０５ｃと、ループフィルタ
／増幅器２０５ｄとからなる。最初に、電圧制御発振器
２０４からの出力信号は、電力増幅器２０５ａによって
増幅される前に、絶縁とパッド（図示しない）とに係る
ＦＣＣ（連邦通信委員会）を承諾する要求に応じて高調
波を減衰させるためローパスフィルタ２０５ｂによって
処理される。電力増幅器２０５ａからの出力信号は、次
いで、例えば、周波数制御信号を介してシンセサイザー
２０２の制御下で、６４又は６５分割する２重係数のプ
リスケーラー２０５ｃに供給される。
【００３３】すべてのシンセサイザーの調整は、プログ
ラマブルな集積回路シンセサイザー２０２によって得ら
れる。シンセサイザー２０２は、分周器と、位相検波器
と、集積回路内の分周器及び２重係数の分割プリスケー
ラー２０５ｃを制御する制御回路とからなる。シンセサ
イザー２０２は、内部分圧器から内部ディジタル位相検
波器に印加された信号を処理し、次いで、そのデューテ
ィサイクルは、一方が基準分周器から、もう一方がプリ
スケーラーの後に続く分周器からの二つの入力の相対的
な位相に依存するチャージポンプパルスを出力する。チ
ャージポンプパルスの中の重要なデューティサイクルパ
ルス列は、電圧制御発振器へのループフィードバックに
制御電圧を供給するべくフィードバックループのフィル
タのキャパシタンスを充電するため使用される。チャー
ジポンプパルスは、シンセサイザー２０２からの出力と
して与えられ、ループフィルタ／増幅器（ＡＭＰ／ＬＰ
Ｆ）２０５ｄに供給され、これにより、加算接合２０４
ａに電圧制御信号を供給する。加算接合２０４ａからの
出力信号は、電圧制御発振器２０４の可変キャパシタ
（バリキャップ）ＶＶＣ１に供給される。上記閉ループ
フィードバック制御方式によって、シンセサイザー２０
２は、カップリング電圧制御発振器２０４を介してプロ
グラムされたチャンネル／周波数にロックし得るように
なる。変調部２６０（図２）からの直列（データ）信号
は、電圧可変キャパシタＶＶＣ１に接続された加算接合
２０４ａを制御することにより電圧制御発振器２０４の
出力信号を変調する。上記実施例において、ローパスフ
ィルタ２０５ｂは、当業者に周知であり、文献から得ら
れる標準的な式を用いて計算できる固定の値のインダク
タンスとキャパシタンスを有する構成部品で実現されて
いる。同様に、増幅器／ローパスフィルタ２０５ｄ、即
ち、ループフィルタは、固定の値の抵抗及びキャパシタ
ンスを有する構成部品からなる。両方のフィルタのため
の構成部品の値は、確立されたフィルタ設計の定式から
得られる。
ラマブルな集積回路シンセサイザー２０２によって得ら
れる。シンセサイザー２０２は、分周器と、位相検波器
と、集積回路内の分周器及び２重係数の分割プリスケー
ラー２０５ｃを制御する制御回路とからなる。シンセサ
イザー２０２は、内部分圧器から内部ディジタル位相検
波器に印加された信号を処理し、次いで、そのデューテ
ィサイクルは、一方が基準分周器から、もう一方がプリ
スケーラーの後に続く分周器からの二つの入力の相対的
な位相に依存するチャージポンプパルスを出力する。チ
ャージポンプパルスの中の重要なデューティサイクルパ
ルス列は、電圧制御発振器へのループフィードバックに
制御電圧を供給するべくフィードバックループのフィル
タのキャパシタンスを充電するため使用される。チャー
ジポンプパルスは、シンセサイザー２０２からの出力と
して与えられ、ループフィルタ／増幅器（ＡＭＰ／ＬＰ
Ｆ）２０５ｄに供給され、これにより、加算接合２０４
ａに電圧制御信号を供給する。加算接合２０４ａからの
出力信号は、電圧制御発振器２０４の可変キャパシタ
（バリキャップ）ＶＶＣ１に供給される。上記閉ループ
フィードバック制御方式によって、シンセサイザー２０
２は、カップリング電圧制御発振器２０４を介してプロ
グラムされたチャンネル／周波数にロックし得るように
なる。変調部２６０（図２）からの直列（データ）信号
は、電圧可変キャパシタＶＶＣ１に接続された加算接合
２０４ａを制御することにより電圧制御発振器２０４の
出力信号を変調する。上記実施例において、ローパスフ
ィルタ２０５ｂは、当業者に周知であり、文献から得ら
れる標準的な式を用いて計算できる固定の値のインダク
タンスとキャパシタンスを有する構成部品で実現されて
いる。同様に、増幅器／ローパスフィルタ２０５ｄ、即
ち、ループフィルタは、固定の値の抵抗及びキャパシタ
ンスを有する構成部品からなる。両方のフィルタのため
の構成部品の値は、確立されたフィルタ設計の定式から
得られる。
【００３４】変調部２６０からの変調信号は、加算接合
２０４ａ（図２８）に供給され、バリキャップＶＶＣ１
に供給された加算信号は、変調部２６０から加算接合２
０４ａに与えられた到来データビットが“１”である
か、又は、“０”であるかに依存して、電圧制御発振器
の周波数を中心周波数の上又は下に３００ＫＨｚシフト
する。例えば、マンチェスター符号化を用いて、到来デ
ータストリームの周波数スペクトルは、ループフィルタ
／増幅器２０５ｄの帯域通過周波数の上に維持される。
制御ループ電圧の平均値は一定に維持され、これによ
り、上記フィードバック制御ループ回路２０５をロック
状態に維持し得るようになる。或いは、従来の汎用非同
期式レシーバトランスミッタ（ＵＡＲＴ）を、より簡単
化された変調／復調の一実施例に使用してもよい。かか
る実施例は、例えば、上記の技術における電圧制御発振
器２０４の３００ＫＨｚの偏移と同じ方向に周波数をシ
フトさせるため、到来データストリームを変調器回路に
供給し、基準発振器２０１に可変電圧キャパシタ（ＶＶ
Ｃ）を含ませるので、周波数シフトの影響は、フィード
バックループの位相検波器で打ち消される。これによ
り、ロックを妨害することなく、ループの帯域内で変調
が行えるようになる。二つの発振器（基準発振器２０１
及び電圧制御発振器２０４）で周波数シフトを注意深く
平衡させることにより、平均の中心周波数を変えるルー
プフィルタ２０５ｄを通る信号の変化を回避することが
可能である。このことが必要になる理由は、ＵＡＲＴが
ループの通過帯域内に周波数成分を有するからである。
２０４ａ（図２８）に供給され、バリキャップＶＶＣ１
に供給された加算信号は、変調部２６０から加算接合２
０４ａに与えられた到来データビットが“１”である
か、又は、“０”であるかに依存して、電圧制御発振器
の周波数を中心周波数の上又は下に３００ＫＨｚシフト
する。例えば、マンチェスター符号化を用いて、到来デ
ータストリームの周波数スペクトルは、ループフィルタ
／増幅器２０５ｄの帯域通過周波数の上に維持される。
制御ループ電圧の平均値は一定に維持され、これによ
り、上記フィードバック制御ループ回路２０５をロック
状態に維持し得るようになる。或いは、従来の汎用非同
期式レシーバトランスミッタ（ＵＡＲＴ）を、より簡単
化された変調／復調の一実施例に使用してもよい。かか
る実施例は、例えば、上記の技術における電圧制御発振
器２０４の３００ＫＨｚの偏移と同じ方向に周波数をシ
フトさせるため、到来データストリームを変調器回路に
供給し、基準発振器２０１に可変電圧キャパシタ（ＶＶ
Ｃ）を含ませるので、周波数シフトの影響は、フィード
バックループの位相検波器で打ち消される。これによ
り、ロックを妨害することなく、ループの帯域内で変調
が行えるようになる。二つの発振器（基準発振器２０１
及び電圧制御発振器２０４）で周波数シフトを注意深く
平衡させることにより、平均の中心周波数を変えるルー
プフィルタ２０５ｄを通る信号の変化を回避することが
可能である。このことが必要になる理由は、ＵＡＲＴが
ループの通過帯域内に周波数成分を有するからである。
【００３５】図８には、復調部２３０と、変調部２６０
と、データバッファ２８０の詳細なブロック図が示さ
れ、ホストインタフェース２９１が更に示されている。
ベースバンド／増幅器２２０からの論理レベル出力信号
Ｉin及びＱinは、復調器２３１の非同期式状態装置によ
って復調され、二相復号化器２３２によって（マンチェ
スター復号化のような）適当な復号化スキームで復号化
される。
と、データバッファ２８０の詳細なブロック図が示さ
れ、ホストインタフェース２９１が更に示されている。
ベースバンド／増幅器２２０からの論理レベル出力信号
Ｉin及びＱinは、復調器２３１の非同期式状態装置によ
って復調され、二相復号化器２３２によって（マンチェ
スター復号化のような）適当な復号化スキームで復号化
される。
【００３６】ＵＡＲＴの実施例の場合、非同期式復調器
２３１の出力は、直列ビットをバイトに変換するため従
来のＵＡＲＴに接続される。従って、トランシーバー１
５０の具体的な実装に依存して、多数の変調／復調スキ
ームの中の何れか一つを使用することが可能である。上
記の如く、論理レベル信号Ｉin及びＱinは、変調器の状
態装置に供給される。変調器２３１の出力ノードは、
（マンチェスター式）二相復号化器２３２に接続されて
いる。復号化器２３２は、復調器２３１から到来する信
号からクロック信号を取り出し、データと、埋め込まれ
た署名と、ヘッダと、エラー検出バイトとからなる直列
データビットストリームを生成する。二相復号化器２３
２からの復号化された直列データストリームは、次に、
署名検出器シフトレジスタ２３３及び直列並列シフトレ
ジスタ２３４に同時に供給される。シフトレジスタ２３
３は、すべての埋め込まれた署名と、有効なデータビッ
トストリームが受け取られたかどうかを示すトランシー
バー１５０のディジタル制御論理２９５への出力制御信
号とを検出する。有効なビットストリームは、常に、連
続的に受けられた二つの署名ワードから始まる。データ
ビットストリームが有効な場合、シフトレジスタ２３４
は、直列データビットストリームのデータのバイトへの
変換を開始する。上記データのバイトは、次いで、入力
データバッファ２８１への転送前に一時的に保持する先
入れ先出し（ＦＩＦＯ）レジスタ２３５にロードされ
る。次いで、入力データバッファ２８１に格納されたデ
ータバイトは、ホストコンピュータ１００の直接制御の
下でホストインタフェース２９１及びデータインタフェ
ースバス２９９を介してホストコンピュータ１００に転
送される。
２３１の出力は、直列ビットをバイトに変換するため従
来のＵＡＲＴに接続される。従って、トランシーバー１
５０の具体的な実装に依存して、多数の変調／復調スキ
ームの中の何れか一つを使用することが可能である。上
記の如く、論理レベル信号Ｉin及びＱinは、変調器の状
態装置に供給される。変調器２３１の出力ノードは、
（マンチェスター式）二相復号化器２３２に接続されて
いる。復号化器２３２は、復調器２３１から到来する信
号からクロック信号を取り出し、データと、埋め込まれ
た署名と、ヘッダと、エラー検出バイトとからなる直列
データビットストリームを生成する。二相復号化器２３
２からの復号化された直列データストリームは、次に、
署名検出器シフトレジスタ２３３及び直列並列シフトレ
ジスタ２３４に同時に供給される。シフトレジスタ２３
３は、すべての埋め込まれた署名と、有効なデータビッ
トストリームが受け取られたかどうかを示すトランシー
バー１５０のディジタル制御論理２９５への出力制御信
号とを検出する。有効なビットストリームは、常に、連
続的に受けられた二つの署名ワードから始まる。データ
ビットストリームが有効な場合、シフトレジスタ２３４
は、直列データビットストリームのデータのバイトへの
変換を開始する。上記データのバイトは、次いで、入力
データバッファ２８１への転送前に一時的に保持する先
入れ先出し（ＦＩＦＯ）レジスタ２３５にロードされ
る。次いで、入力データバッファ２８１に格納されたデ
ータバイトは、ホストコンピュータ１００の直接制御の
下でホストインタフェース２９１及びデータインタフェ
ースバス２９９を介してホストコンピュータ１００に転
送される。
【００３７】逆に、ホストコンピュータからトランシー
バーへのデータ送信中、受信器への送信のため、ディジ
タルデータのバイトは、ホストコンピュータ１００の制
御の下でデータインタフェースバス２９９及びホストイ
ンタフェース２９１を介して出力データバッファ２８２
にロードされる。更に、内部論理は、出力データバッフ
ァ２８２に格納されたデータを出力ＦＩＦＯレジスタ２
６４にロードすることにより次の送信フェーズを開始す
る。最初に出力されるデータバイトは、出力ＦＩＦＯレ
ジスタ２６４から並列直列シフトレジスタ２６３にロー
ドされ、次のデータバイトが後に続く。
バーへのデータ送信中、受信器への送信のため、ディジ
タルデータのバイトは、ホストコンピュータ１００の制
御の下でデータインタフェースバス２９９及びホストイ
ンタフェース２９１を介して出力データバッファ２８２
にロードされる。更に、内部論理は、出力データバッフ
ァ２８２に格納されたデータを出力ＦＩＦＯレジスタ２
６４にロードすることにより次の送信フェーズを開始す
る。最初に出力されるデータバイトは、出力ＦＩＦＯレ
ジスタ２６４から並列直列シフトレジスタ２６３にロー
ドされ、次のデータバイトが後に続く。
【００３８】得られた直列データビットストリームは、
マンチェスター方式二相符号化器２６２に供給され、変
調器２６１によって処理され、次いで、電圧制御発振器
２０４の加算接合２０４ａに供給される。変調器２６１
によって生成された出力データビットストリームは、瞬
間の周波数を中心周波数の上下に２００ＫＨｚシフトさ
せ、これにより、アンテナ２５０を介する送信前に電圧
制御発振器２０４の出力信号の周波数偏移が得られる。
マンチェスター方式二相符号化器２６２に供給され、変
調器２６１によって処理され、次いで、電圧制御発振器
２０４の加算接合２０４ａに供給される。変調器２６１
によって生成された出力データビットストリームは、瞬
間の周波数を中心周波数の上下に２００ＫＨｚシフトさ
せ、これにより、アンテナ２５０を介する送信前に電圧
制御発振器２０４の出力信号の周波数偏移が得られる。
【００３９】図９には、発振器部２００と、スイッチン
グ及びミキサー部２１０と、Ｉ／Ｑ信号発生部２２０と
からなる上記トランシーバー１５０のアナログ部分の詳
細なブロック図が示されている（ディジタル制御及びホ
ストインタフェース回路は図示しない）。トランシーバ
ー１５０の物理的な寸法を小さく保つため、小型アンテ
ナ２５０は、ディジタル回路及び無線周波構成部品と共
に印刷回路基板（ＰＣＢ）上に配置されている。一実施
例において、アンテナ２５０は、当該帯域の中心周波数
の１／２の波長よりも小さい寸法のパッチアンテナであ
る。厳密な寸法は当該周波数帯域と、絶縁基質の誘電率
とに依存している。標準的な定式が寸法を決めるため利
用される。適当に設計された駆動回路によって、当該周
波数帯域に亘る電気的にショートしたアンテナ構造の効
率的なカップリングが得られる。アンテナ２５０は、水
平面内で略全方向性であり、伝導性面の近くで感度が低
く、小さい寸法に対し合理的な放射効率が得られる。従
来の定式によって設計された関連する整合システムは、
トランシーバー１５０とアンテナ２５０の間に効率的な
電力カップリングを発生する。
グ及びミキサー部２１０と、Ｉ／Ｑ信号発生部２２０と
からなる上記トランシーバー１５０のアナログ部分の詳
細なブロック図が示されている（ディジタル制御及びホ
ストインタフェース回路は図示しない）。トランシーバ
ー１５０の物理的な寸法を小さく保つため、小型アンテ
ナ２５０は、ディジタル回路及び無線周波構成部品と共
に印刷回路基板（ＰＣＢ）上に配置されている。一実施
例において、アンテナ２５０は、当該帯域の中心周波数
の１／２の波長よりも小さい寸法のパッチアンテナであ
る。厳密な寸法は当該周波数帯域と、絶縁基質の誘電率
とに依存している。標準的な定式が寸法を決めるため利
用される。適当に設計された駆動回路によって、当該周
波数帯域に亘る電気的にショートしたアンテナ構造の効
率的なカップリングが得られる。アンテナ２５０は、水
平面内で略全方向性であり、伝導性面の近くで感度が低
く、小さい寸法に対し合理的な放射効率が得られる。従
来の定式によって設計された関連する整合システムは、
トランシーバー１５０とアンテナ２５０の間に効率的な
電力カップリングを発生する。
【００４０】図１０の（Ａ）は典型的なパッチアンテナ
３５０ａの平面図である。同図の（Ｂ）は線Ｌ１−Ｌ１
から見た側面図である。アンテナ３５０ａの送信／受信
パッチ３３０ａは、第１の寸法ＤがＤ＝１／２波長で表
わされた導電性プレートである。パッチ３３０ａは、誘
電体層によって隔離された（導電性プレートである）よ
り大きい接地面３１０ａに取付けられている。パッチ３
３０ａは駆動点３３５ａを介して駆動される。アンテナ
３５０ａは、接地面３１０ａと並行する放射面の波形を
結合する場を用いてパッチ３３０ａの周辺でスロットア
ンテナの組として機能する。放射の原理的なローブの方
向は、パッチ３３０ａの面に垂直であり、接地面３１０
ａ上で放射する。
３５０ａの平面図である。同図の（Ｂ）は線Ｌ１−Ｌ１
から見た側面図である。アンテナ３５０ａの送信／受信
パッチ３３０ａは、第１の寸法ＤがＤ＝１／２波長で表
わされた導電性プレートである。パッチ３３０ａは、誘
電体層によって隔離された（導電性プレートである）よ
り大きい接地面３１０ａに取付けられている。パッチ３
３０ａは駆動点３３５ａを介して駆動される。アンテナ
３５０ａは、接地面３１０ａと並行する放射面の波形を
結合する場を用いてパッチ３３０ａの周辺でスロットア
ンテナの組として機能する。放射の原理的なローブの方
向は、パッチ３３０ａの面に垂直であり、接地面３１０
ａ上で放射する。
【００４１】本発明の一面によれば、パッチアンテナ３
５０ｂが設けられ、トランシーバー１５０において、以
下ブロックで示すアンテナ２５０に単独で使用される。
パッチアンテナ３５０ｂは、図１１の平面図（Ａ）と、
（Ａ）の線Ｌ２−Ｌ２から見た側面図（Ｂ）とに示され
ている。パッチアンテナ３５０ｂは、導電性プレートで
あるパッチ３３０ｂと、同様に導電性プレートであり、
誘電体層３２０ｂによって隔離された接地面３１０ｂと
からなる。パッチアンテナ３５０ｂは、一つのコーナー
にある接続点３３５ｂで駆動される。図１１から分かる
ように、接地面３１０ｂはパッチ３３０ｂと同一寸法で
ある。パッチ３３０ｂと接地面３１０ｂは、例えば、導
電性のある銅或いは他の材料により構成される。誘電体
層３２０ｂは、例えば、エポキシ又はテフロン製であ
る。パッチアンテナ３５０ｂは、印刷回路基板の誘電性
材料が誘電体層３２０ｂとして機能する印刷回路基板の
一部として構成してもよい。図１１の（Ａ）に示したよ
うに、寸法Ａは、当該周波数に基づいて１／４波長の長
さになるよう選択される。アンテナ３５０ｂの寸法Ｂは
寸法Ａと等しく、この例の場合、一つの共振周波数しか
利用できない。しかし、寸法Ａが寸法Ｂと等しくない場
合、上記アンテナに対し、二つの共振周波数を利用可能
である。図１１の（Ｂ）に示したように、接地面３１０
ｂの接続点３１５ｂは、パッチ３３０ｂ上の接続点３３
５ｂの直下に置かれる。図示した実施例では、パッチ及
び接地面への電気接続は一つのコーナーに置かれている
が、他の接続場所は、上部（３３５ｂ）と下部（３１５
ｂ）の接続点が並べられた場合に使用される。コーナー
に接続点を設ける利点は、これによって、アンテナの最
小の寸法が得られる点である。パッチ３３０ｂ及び接地
面３１０ｂは、両面印刷回路基板の薄片を用いて構成さ
れる。アンテナ３５０ｂは、パッチの面に３６０°放射
されたパターンを得るためスロットとして矩形状パッチ
の側面を用いて共振する。略正方形のパッチ（又は、実
質的に正方形のパッチ）は、略全方向性のパッチの面に
放射パターンを発生する。上記の如く、アンテナ３５０
ｂは印刷回路基板に集積され、印刷回路基板の基質に配
設された駆動線によって印刷回路基板に接合されてい
る。
５０ｂが設けられ、トランシーバー１５０において、以
下ブロックで示すアンテナ２５０に単独で使用される。
パッチアンテナ３５０ｂは、図１１の平面図（Ａ）と、
（Ａ）の線Ｌ２−Ｌ２から見た側面図（Ｂ）とに示され
ている。パッチアンテナ３５０ｂは、導電性プレートで
あるパッチ３３０ｂと、同様に導電性プレートであり、
誘電体層３２０ｂによって隔離された接地面３１０ｂと
からなる。パッチアンテナ３５０ｂは、一つのコーナー
にある接続点３３５ｂで駆動される。図１１から分かる
ように、接地面３１０ｂはパッチ３３０ｂと同一寸法で
ある。パッチ３３０ｂと接地面３１０ｂは、例えば、導
電性のある銅或いは他の材料により構成される。誘電体
層３２０ｂは、例えば、エポキシ又はテフロン製であ
る。パッチアンテナ３５０ｂは、印刷回路基板の誘電性
材料が誘電体層３２０ｂとして機能する印刷回路基板の
一部として構成してもよい。図１１の（Ａ）に示したよ
うに、寸法Ａは、当該周波数に基づいて１／４波長の長
さになるよう選択される。アンテナ３５０ｂの寸法Ｂは
寸法Ａと等しく、この例の場合、一つの共振周波数しか
利用できない。しかし、寸法Ａが寸法Ｂと等しくない場
合、上記アンテナに対し、二つの共振周波数を利用可能
である。図１１の（Ｂ）に示したように、接地面３１０
ｂの接続点３１５ｂは、パッチ３３０ｂ上の接続点３３
５ｂの直下に置かれる。図示した実施例では、パッチ及
び接地面への電気接続は一つのコーナーに置かれている
が、他の接続場所は、上部（３３５ｂ）と下部（３１５
ｂ）の接続点が並べられた場合に使用される。コーナー
に接続点を設ける利点は、これによって、アンテナの最
小の寸法が得られる点である。パッチ３３０ｂ及び接地
面３１０ｂは、両面印刷回路基板の薄片を用いて構成さ
れる。アンテナ３５０ｂは、パッチの面に３６０°放射
されたパターンを得るためスロットとして矩形状パッチ
の側面を用いて共振する。略正方形のパッチ（又は、実
質的に正方形のパッチ）は、略全方向性のパッチの面に
放射パターンを発生する。上記の如く、アンテナ３５０
ｂは印刷回路基板に集積され、印刷回路基板の基質に配
設された駆動線によって印刷回路基板に接合されてい
る。
【００４２】図１２の（Ｂ）は、トランシーバー１５０
を含むＰＣＭＣＩＡ規格の形状のカード又は同様の小さ
い電子パッケージ上のスロットアンテナ３５０の平面図
である。スロットアンテナ３５０は以下で詳細に説明す
る。図１２の（Ｄ）は、同図の（Ｂ）の線Ｌ１−Ｌ１に
沿って見た側面図であり、上部カバー３８２ａと、下部
金属カバー３８２ｂと、フレーム３８１と、調整クリッ
プ３８４ａとが示されている。図１３はＰＣＭＣＩＡ規
格の無線周波カード／アンテナの結合体３８０の斜視図
である。図１４は、アンテナ３５０及びフレーム３８１
の分解斜視図である。図１２の（Ｄ）には、印刷回路基
板から送信／受信スイッチ２１２へのリード線が接続さ
れた駆動点３８７ａ及び３８７ｂが示されている。
を含むＰＣＭＣＩＡ規格の形状のカード又は同様の小さ
い電子パッケージ上のスロットアンテナ３５０の平面図
である。スロットアンテナ３５０は以下で詳細に説明す
る。図１２の（Ｄ）は、同図の（Ｂ）の線Ｌ１−Ｌ１に
沿って見た側面図であり、上部カバー３８２ａと、下部
金属カバー３８２ｂと、フレーム３８１と、調整クリッ
プ３８４ａとが示されている。図１３はＰＣＭＣＩＡ規
格の無線周波カード／アンテナの結合体３８０の斜視図
である。図１４は、アンテナ３５０及びフレーム３８１
の分解斜視図である。図１２の（Ｄ）には、印刷回路基
板から送信／受信スイッチ２１２へのリード線が接続さ
れた駆動点３８７ａ及び３８７ｂが示されている。
【００４３】図１２の（Ｃ）には、同図の（Ｂ）の線Ｌ
２−Ｌ２に沿って見たＰＣＭＣＩＡ規格の無線周波カー
ド／アンテナ３８０の端面が示されている。同図には、
接地クリップ３８５ｂが示されている。ＰＣＭＣＩＡ規
格の形状を用いて本発明を説明しているが、本発明は如
何なる特定の形状又はコンピュータシステムにも限定さ
れない。
２−Ｌ２に沿って見たＰＣＭＣＩＡ規格の無線周波カー
ド／アンテナ３８０の端面が示されている。同図には、
接地クリップ３８５ｂが示されている。ＰＣＭＣＩＡ規
格の形状を用いて本発明を説明しているが、本発明は如
何なる特定の形状又はコンピュータシステムにも限定さ
れない。
【００４４】ＰＣＭＣＩＡ規格の無線周波カード／アン
テナ３８０は、１対の金属カバー３８２ａ及び３８２ｂ
の間に介挿されたプラスチック材料からなる絶縁フレー
ム３８１と、図１７に示された印刷回路基板組立体３８
８とからなる。絶縁フレームを構成する際に使用するの
に特に有利な材料は、２０％のファイバーガラスが充填
されたポリカーボネート材料であることが分かった。上
記組立体は、ＰＣＭＣＩＡ規格の無線周波カード／アン
テナ３８０が分解斜視図で示されている図１４を参照す
ることによってより良く認められる。完全に組み立てら
れた場合、印刷回路基板組立体３８８は、フレーム３８
１の内側と、上部カバー３８２ａと下部カバー３８２ｂ
の間に置かれている。図の複雑さを低減するため、トラ
ンシーバー１５０用の電子回路が置かれた印刷回路基板
３８８は図１４では示さない。無線周波カード／アンテ
ナ３８０は、プラスチック製のクレジッドカードと略同
じ大きさを占めるが、数倍の厚さがある。無線周波カー
ド／アンテナ３８０は、無線周波カード／アンテナ３８
０のコネクタの端面の領域を殆ど占めるＰＣＭＣＩＡ標
準規格の８６ピンコネクタ３８３を有する。無線周波カ
ード／アンテナ結合体３８０は、コンピュータ又は他の
周辺機器のハウジング内のＰＣＭＣＩＡ規格のスロット
に挿入されるので、無線周波カード／アンテナ３８０
は、カードのフロントエンド（コネクタ端の反対側）を
除いてハウジング内に実質的に閉じ込められる。殆どの
ＰＣＭＣＩＡ規格のエンクロージャーは、フロントエン
ド３８０ｂを除いて数レベルのシールドを提供する。カ
バー３８２ａ及び３８２ｂからなるアンテナ３５０は、
無線周波カード／アンテナ３８０を形成するため調整ク
リップ３８４ａ及び３８５ｂと共に、フレーム３８１と
印刷回路基板組立体３８８と一体化される。従って、ア
ンテナ３５０の一部分は、無線周波エネルギーの放射及
び／又は受信の際に効率を良くするためフロントエンド
３５０ｂの中にあり、或いは、フロントエンド３５０ｂ
に取付けられる必要がある。
テナ３８０は、１対の金属カバー３８２ａ及び３８２ｂ
の間に介挿されたプラスチック材料からなる絶縁フレー
ム３８１と、図１７に示された印刷回路基板組立体３８
８とからなる。絶縁フレームを構成する際に使用するの
に特に有利な材料は、２０％のファイバーガラスが充填
されたポリカーボネート材料であることが分かった。上
記組立体は、ＰＣＭＣＩＡ規格の無線周波カード／アン
テナ３８０が分解斜視図で示されている図１４を参照す
ることによってより良く認められる。完全に組み立てら
れた場合、印刷回路基板組立体３８８は、フレーム３８
１の内側と、上部カバー３８２ａと下部カバー３８２ｂ
の間に置かれている。図の複雑さを低減するため、トラ
ンシーバー１５０用の電子回路が置かれた印刷回路基板
３８８は図１４では示さない。無線周波カード／アンテ
ナ３８０は、プラスチック製のクレジッドカードと略同
じ大きさを占めるが、数倍の厚さがある。無線周波カー
ド／アンテナ３８０は、無線周波カード／アンテナ３８
０のコネクタの端面の領域を殆ど占めるＰＣＭＣＩＡ標
準規格の８６ピンコネクタ３８３を有する。無線周波カ
ード／アンテナ結合体３８０は、コンピュータ又は他の
周辺機器のハウジング内のＰＣＭＣＩＡ規格のスロット
に挿入されるので、無線周波カード／アンテナ３８０
は、カードのフロントエンド（コネクタ端の反対側）を
除いてハウジング内に実質的に閉じ込められる。殆どの
ＰＣＭＣＩＡ規格のエンクロージャーは、フロントエン
ド３８０ｂを除いて数レベルのシールドを提供する。カ
バー３８２ａ及び３８２ｂからなるアンテナ３５０は、
無線周波カード／アンテナ３８０を形成するため調整ク
リップ３８４ａ及び３８５ｂと共に、フレーム３８１と
印刷回路基板組立体３８８と一体化される。従って、ア
ンテナ３５０の一部分は、無線周波エネルギーの放射及
び／又は受信の際に効率を良くするためフロントエンド
３５０ｂの中にあり、或いは、フロントエンド３５０ｂ
に取付けられる必要がある。
【００４５】調整クリップ３８４ａと、３８５ｂは、金
属カバー３８２ａ及び３８２ｂに電気接続し、ホストコ
ンピュータ１００又はディジタル装置の設計に依存し
て、無線周波カード／アンテナ３８０をホストコンピュ
ータ又はディジタル装置に接続する。調整チップ３８４
ａ及び３８５ｂは、上部カバー３８２ａと下部カバー３
８２ｂを接続する場所にあるので、外側に向いたＵ字形
のスロットが無線周波カード／アンテナ３８０のフロン
ト部３８０ｂの周辺と、各側面３８４、３８５の下側に
形成される。Ｕ字形スロットは、例えば、グラスファイ
バーを含むポリカーボネートであり、フレーム３８１を
絶縁することにより全体的又は部分的に設けられた誘電
性材料で充填されている。上記Ｕ字形スロットは、（Ｕ
字形の脚部形成する）カバー３８２ａ及び３８２ｂの一
部分と、Ｕ字形の湾曲部を形成する調整クリップ３８４
ａ及び３８５ｂとからなる。アンテナ駆動点３８７ａ、
３８７ｂの対は、フロントエンド３８０ｂの中心におい
て、そのエッジで、夫々、上部カバー３８２ａ及び下部
カバー３８２ｂに接続されているので、スロットアンテ
ナ３５０が形成される。アンテナ３５０は、スロット３
８６の有効な寸法及び誘電率に依存した周波数で共振す
る。
属カバー３８２ａ及び３８２ｂに電気接続し、ホストコ
ンピュータ１００又はディジタル装置の設計に依存し
て、無線周波カード／アンテナ３８０をホストコンピュ
ータ又はディジタル装置に接続する。調整チップ３８４
ａ及び３８５ｂは、上部カバー３８２ａと下部カバー３
８２ｂを接続する場所にあるので、外側に向いたＵ字形
のスロットが無線周波カード／アンテナ３８０のフロン
ト部３８０ｂの周辺と、各側面３８４、３８５の下側に
形成される。Ｕ字形スロットは、例えば、グラスファイ
バーを含むポリカーボネートであり、フレーム３８１を
絶縁することにより全体的又は部分的に設けられた誘電
性材料で充填されている。上記Ｕ字形スロットは、（Ｕ
字形の脚部形成する）カバー３８２ａ及び３８２ｂの一
部分と、Ｕ字形の湾曲部を形成する調整クリップ３８４
ａ及び３８５ｂとからなる。アンテナ駆動点３８７ａ、
３８７ｂの対は、フロントエンド３８０ｂの中心におい
て、そのエッジで、夫々、上部カバー３８２ａ及び下部
カバー３８２ｂに接続されているので、スロットアンテ
ナ３５０が形成される。アンテナ３５０は、スロット３
８６の有効な寸法及び誘電率に依存した周波数で共振す
る。
【００４６】上記Ｕ字形スロットは幾つかの方法で調整
可能である。調整クリップ３８４ａ、３８５ｂは、Ｕ字
形スロットの有効長さを変えるため再配置又は幅の変更
を行うことが可能であり、或いは、Ｕ字形スロットを短
くするため付加的な調整クリップ（図示しない）を挿入
してもよく、これにより、共振周波数が増加する。逆
に、側面３８５上で調整クリップ３８５ｂの代わりによ
り狭い調整クリップを追加することにより、共振周波数
が低下する影響が生じる。駆動点３８７ａ、３８７ｂは
駆動点でのインピーダンスを変えるため再配置すること
が可能である。
可能である。調整クリップ３８４ａ、３８５ｂは、Ｕ字
形スロットの有効長さを変えるため再配置又は幅の変更
を行うことが可能であり、或いは、Ｕ字形スロットを短
くするため付加的な調整クリップ（図示しない）を挿入
してもよく、これにより、共振周波数が増加する。逆
に、側面３８５上で調整クリップ３８５ｂの代わりによ
り狭い調整クリップを追加することにより、共振周波数
が低下する影響が生じる。駆動点３８７ａ、３８７ｂは
駆動点でのインピーダンスを変えるため再配置すること
が可能である。
【００４７】他の実施例ではアンテナ３５０は金属製鋳
物である。或いは、アンテナ３５０は、図１５に示した
ように中心にカットされたスロット３９６を有する金属
シート３９０から始めて構成してもよい。シート３９０
からアンテナ３５０を構成する方法は、図１５乃至１６
に示されている。図１６の（Ａ）に示したように、シー
ト３９０は、図示された構造を形成するため軸３９６ａ
及び３９６ｂに沿って直角に後ろへ折り曲げられる。次
いで、シート部分３９０の４枚のパネル３８２ａｂ、３
８２ａｃ、３８２ｂａ及び３８２ｂｃが取り除かれ、同
図の（Ｂ）に示した構造が得られる。各側面３８２ａ及
び３８２ｂは、図示しないコネクタのため使用される開
口端３９１を有する同図の（Ｃ）に示した構造を形成す
るため、直角に後ろへ折り曲げられる。得られたスロッ
トアンテナ３５０は、パッチアンテナ３５０ｂの変形で
あるので、駆動点の共振周波数及びインピーダンスの調
整のためスタブの短縮、駆動点の移動のようなパッチア
ンテナの調整技術を同様に適用可能である。
物である。或いは、アンテナ３５０は、図１５に示した
ように中心にカットされたスロット３９６を有する金属
シート３９０から始めて構成してもよい。シート３９０
からアンテナ３５０を構成する方法は、図１５乃至１６
に示されている。図１６の（Ａ）に示したように、シー
ト３９０は、図示された構造を形成するため軸３９６ａ
及び３９６ｂに沿って直角に後ろへ折り曲げられる。次
いで、シート部分３９０の４枚のパネル３８２ａｂ、３
８２ａｃ、３８２ｂａ及び３８２ｂｃが取り除かれ、同
図の（Ｂ）に示した構造が得られる。各側面３８２ａ及
び３８２ｂは、図示しないコネクタのため使用される開
口端３９１を有する同図の（Ｃ）に示した構造を形成す
るため、直角に後ろへ折り曲げられる。得られたスロッ
トアンテナ３５０は、パッチアンテナ３５０ｂの変形で
あるので、駆動点の共振周波数及びインピーダンスの調
整のためスタブの短縮、駆動点の移動のようなパッチア
ンテナの調整技術を同様に適用可能である。
【００４８】アンテナ３５０と、方向性の放射パターン
の有効性は、図１に示したようなホストコンピュータの
ＰＣＭＣＩＡ規格のハウジングのシールド効果に依存し
ている。ホストコンピュータ１００のハウジングのＰＣ
ＭＣＩＡ規格スロットの外側に最大で１．５インチ
（３．８１ｃｍ）突出するＰＣＭＣＩＡ規格の無線周波
カード／アンテナ３８０を有する拡張ＰＣＭＣＩＡ規格
カード形式の場合、上記シールド効果の表われ方は少な
くなる。本実施例のアンテナ３５０は全方向性ではない
ので、従来の外部アンテナ（例えば、１／２波長のダイ
ポール、又は、１／４波長のホイップからなる従来のア
ンテナ）のように効率的ではないが、アンテナ３５０に
よれば、製造コストの増加は僅かであり、約３０フィー
ト（９．１ｍ）の範囲の低電力伝送に十分な無線周波効
率のある頑丈な内蔵型アンテナが得られる。
の有効性は、図１に示したようなホストコンピュータの
ＰＣＭＣＩＡ規格のハウジングのシールド効果に依存し
ている。ホストコンピュータ１００のハウジングのＰＣ
ＭＣＩＡ規格スロットの外側に最大で１．５インチ
（３．８１ｃｍ）突出するＰＣＭＣＩＡ規格の無線周波
カード／アンテナ３８０を有する拡張ＰＣＭＣＩＡ規格
カード形式の場合、上記シールド効果の表われ方は少な
くなる。本実施例のアンテナ３５０は全方向性ではない
ので、従来の外部アンテナ（例えば、１／２波長のダイ
ポール、又は、１／４波長のホイップからなる従来のア
ンテナ）のように効率的ではないが、アンテナ３５０に
よれば、製造コストの増加は僅かであり、約３０フィー
ト（９．１ｍ）の範囲の低電力伝送に十分な無線周波効
率のある頑丈な内蔵型アンテナが得られる。
【００４９】図１７の（Ａ）は印刷回路基板組立体３８
８の平面図である。上記の如く、印刷回路基板組立体３
８８は、絶縁フレーム３８１と、金属カバー３８２ａ及
び３８２ｂとの組合せによって形成された空洞に収容さ
れている。ディジタルＡＳＩＣである素子３８８ｃに
は、データバッファ２８０と、ホストインタフェース２
９１と、ディジタル制御論理２９５とが含まれている。
図１７の（Ｂ）を参照して最も良く分かるように、印刷
回路基板組立体３８８は、第１の印刷回路基板３８８ａ
及び第２の印刷回路基板３８８ｂからなる。ブリッジコ
ネクタ３８８ｅは、基板３８８ａと３８８ｂとを接続す
るため使用されている。二つの基板を使用する理由は、
部品３８８ｃの厚さと、ＰＣＭＣＩＡ規格タイプ２の制
限（５ｍｍに制限されている）のためである。より薄い
構成部品を用いるならば、単一のボードを使用可能であ
る。更に、同図の（Ｂ）に示されているように、コネク
タ３８８ｄにより、印刷回路基板３８８ａ及び３８８ｂ
上の素子からコネクタ３８３のピンに電気接続が得られ
る。
８の平面図である。上記の如く、印刷回路基板組立体３
８８は、絶縁フレーム３８１と、金属カバー３８２ａ及
び３８２ｂとの組合せによって形成された空洞に収容さ
れている。ディジタルＡＳＩＣである素子３８８ｃに
は、データバッファ２８０と、ホストインタフェース２
９１と、ディジタル制御論理２９５とが含まれている。
図１７の（Ｂ）を参照して最も良く分かるように、印刷
回路基板組立体３８８は、第１の印刷回路基板３８８ａ
及び第２の印刷回路基板３８８ｂからなる。ブリッジコ
ネクタ３８８ｅは、基板３８８ａと３８８ｂとを接続す
るため使用されている。二つの基板を使用する理由は、
部品３８８ｃの厚さと、ＰＣＭＣＩＡ規格タイプ２の制
限（５ｍｍに制限されている）のためである。より薄い
構成部品を用いるならば、単一のボードを使用可能であ
る。更に、同図の（Ｂ）に示されているように、コネク
タ３８８ｄにより、印刷回路基板３８８ａ及び３８８ｂ
上の素子からコネクタ３８３のピンに電気接続が得られ
る。
【００５０】図１８は復調器２３１の状態装置４００の
一実施例のブロック図である。図１９は図１８の状態装
置の状態図であり、図２０は図１８の状態装置の詳細論
理レベル実装の説明図である。復調器２３１の状態装置
４００は、入力クロック信号ＣＬＫと、ベースバンド増
幅器／フィルタ２２０からの論理レベル信号Ｉin及びＱ
inの４個の全てのエッジとに基づいて動作するので、Ｓ
Ｎ比の改善が得られる。状態装置４００は、図２０に示
したように従来の商業的に入手可能なディジタル論理構
成部品を用いて実装される。図２０では、図面を簡単化
するため、信号ＮＩi 、Ｉi 、Ｉo 、ＮＩo 、Ｑo 、Ｎ
Ｑo 、Ｑi 及びＮＱi を伝達するラインと、これらの信
号を受ける装置との間の接続は示されていないが、上記
接続が行われていることを理解する必要がある。
一実施例のブロック図である。図１９は図１８の状態装
置の状態図であり、図２０は図１８の状態装置の詳細論
理レベル実装の説明図である。復調器２３１の状態装置
４００は、入力クロック信号ＣＬＫと、ベースバンド増
幅器／フィルタ２２０からの論理レベル信号Ｉin及びＱ
inの４個の全てのエッジとに基づいて動作するので、Ｓ
Ｎ比の改善が得られる。状態装置４００は、図２０に示
したように従来の商業的に入手可能なディジタル論理構
成部品を用いて実装される。図２０では、図面を簡単化
するため、信号ＮＩi 、Ｉi 、Ｉo 、ＮＩo 、Ｑo 、Ｎ
Ｑo 、Ｑi 及びＮＱi を伝達するラインと、これらの信
号を受ける装置との間の接続は示されていないが、上記
接続が行われていることを理解する必要がある。
【００５１】状態装置４００は、ＡＮＤ／ＯＲプログラ
マブル論理部品だけを用いて実装可能であるが、クロッ
ク信号ＣＬＫによってトリガーされた５個のＤ形ラッチ
４１０、４２０、４１７、４２７及び４３０が状態装置
４００に組み込まれているので、状態装置４００のＳＮ
比は改善される。ラッチ４１０、４２０、４１７、４２
７及び４３０は状態装置４００内に付加的な内部状態情
報を生じ、状態装置４００は、信号雑音によって生じる
不正な状態遷移を検出、無視することが可能になる。ク
ロック信号ＣＬＫはディジタル制御論理２９５のクロッ
ク信号発生器によって発生される。好ましくは、クロッ
ク信号ＣＬＫは、論理レベル信号Ｉin及びＱinの周波数
の少なくとも１０倍の周波数を有する。クロック信号発
生器は、基準発振器を分周するような周知のクロック信
号発生器回路を用いて実装可能である。
マブル論理部品だけを用いて実装可能であるが、クロッ
ク信号ＣＬＫによってトリガーされた５個のＤ形ラッチ
４１０、４２０、４１７、４２７及び４３０が状態装置
４００に組み込まれているので、状態装置４００のＳＮ
比は改善される。ラッチ４１０、４２０、４１７、４２
７及び４３０は状態装置４００内に付加的な内部状態情
報を生じ、状態装置４００は、信号雑音によって生じる
不正な状態遷移を検出、無視することが可能になる。ク
ロック信号ＣＬＫはディジタル制御論理２９５のクロッ
ク信号発生器によって発生される。好ましくは、クロッ
ク信号ＣＬＫは、論理レベル信号Ｉin及びＱinの周波数
の少なくとも１０倍の周波数を有する。クロック信号発
生器は、基準発振器を分周するような周知のクロック信
号発生器回路を用いて実装可能である。
【００５２】状態装置の動作を以下に説明する。４個の
入力信号、より詳細には、論理レベル信号Ｉin及びＱin
と、クロック信号ＣＬＫと、リセット信号が状態装置４
００によって使用される。上記入力信号から、復調器２
３１の状態装置４００は、出力信号ＤOUT を発生する。
上記の如く、論理レベル信号Ｉin及びＱinは、通常の場
合、直交、即ち、９０°位相がずれているが、ノイズパ
ルスによる悪影響を受ける可能性がある。
入力信号、より詳細には、論理レベル信号Ｉin及びＱin
と、クロック信号ＣＬＫと、リセット信号が状態装置４
００によって使用される。上記入力信号から、復調器２
３１の状態装置４００は、出力信号ＤOUT を発生する。
上記の如く、論理レベル信号Ｉin及びＱinは、通常の場
合、直交、即ち、９０°位相がずれているが、ノイズパ
ルスによる悪影響を受ける可能性がある。
【００５３】信号ＲＥＳＥＴは、出力信号ＤOUT を好ま
しいデフォルト状態にセットするため使用される。逆
に、初期デフォルト状態が不要ならば、信号ＲＥＳＥＴ
は必要ない。クロック信号ＣＬＫは、到来するデータス
トリーム（Ｉin及びＱin）の期待されるクロックレート
の少なくとも１０倍のクロックレートを有するので、ノ
イズ圧縮が行われる。
しいデフォルト状態にセットするため使用される。逆
に、初期デフォルト状態が不要ならば、信号ＲＥＳＥＴ
は必要ない。クロック信号ＣＬＫは、到来するデータス
トリーム（Ｉin及びＱin）の期待されるクロックレート
の少なくとも１０倍のクロックレートを有するので、ノ
イズ圧縮が行われる。
【００５４】クロック信号ＣＬＫのためのクロック周波
数の選択は、全体の応答時間とＳＮ比との間の妥協であ
る。データ伝送レートが高くなると、データ伝送遅延を
最小限に抑えるが、ノイズパルスの悪影響を増加させ
る。一方、データ伝送レートが低くなると、Ｓ／Ｎイミ
ュニティは増加するが、データ伝送時間が増加する。ク
ロック信号ＣＬＫは、例えば、発振器部２００（図２及
び７）の基準発振器２０１によって与えられた１４．７
ＭＨｚの信号を分周することにより取り出された７ＭＨ
ｚの周波数を得るため選択される。クロック遷移の間で
生じるノイズパルスは、状態装置４００の出力に影響を
与えない点に注意が必要である。クロック入力されたＤ
形ラッチ４１０、４２０、４１７、４２７及び４３０
は、状態装置４００の動作の基本原理に本質的ではない
が、入力信号Ｉin及びＱinにクロックを供給し、二つの
付加的に内部信号Ｉo 及びＱo を発生させることによ
り、上記ラッチは復調器２３１のＳＮ比をかなり改善す
る。
数の選択は、全体の応答時間とＳＮ比との間の妥協であ
る。データ伝送レートが高くなると、データ伝送遅延を
最小限に抑えるが、ノイズパルスの悪影響を増加させ
る。一方、データ伝送レートが低くなると、Ｓ／Ｎイミ
ュニティは増加するが、データ伝送時間が増加する。ク
ロック信号ＣＬＫは、例えば、発振器部２００（図２及
び７）の基準発振器２０１によって与えられた１４．７
ＭＨｚの信号を分周することにより取り出された７ＭＨ
ｚの周波数を得るため選択される。クロック遷移の間で
生じるノイズパルスは、状態装置４００の出力に影響を
与えない点に注意が必要である。クロック入力されたＤ
形ラッチ４１０、４２０、４１７、４２７及び４３０
は、状態装置４００の動作の基本原理に本質的ではない
が、入力信号Ｉin及びＱinにクロックを供給し、二つの
付加的に内部信号Ｉo 及びＱo を発生させることによ
り、上記ラッチは復調器２３１のＳＮ比をかなり改善す
る。
【００５５】図１９には、８個のラッチされた入力状態
と関係する出力状態とが示され、状態装置４００は入力
信号のエッジ遷移だけに応答し、入力信号レベルには応
答しないことが分かる。同図において、太い実線は出力
状態内の入力遷移を表わし、細い実線は出力状態間の遷
移を表わし、点線は不正又は２重の入力遷移を表わして
いる。出力信号ＤOUT の“１”状態から“０”状態への
変化を生じさせる４個の状態遷移と、出力信号ＤOUT を
“０”状態から“１”状態に変化させる４個の状態遷移
がある。他の全ての状態遷移は、状態装置４００によっ
て無視されている。
と関係する出力状態とが示され、状態装置４００は入力
信号のエッジ遷移だけに応答し、入力信号レベルには応
答しないことが分かる。同図において、太い実線は出力
状態内の入力遷移を表わし、細い実線は出力状態間の遷
移を表わし、点線は不正又は２重の入力遷移を表わして
いる。出力信号ＤOUT の“１”状態から“０”状態への
変化を生じさせる４個の状態遷移と、出力信号ＤOUT を
“０”状態から“１”状態に変化させる４個の状態遷移
がある。他の全ての状態遷移は、状態装置４００によっ
て無視されている。
【００５６】図２０を参照すると、入力論理レベル信号
Ｉin及びＱinは、夫々、Ｄ形ラッチ４１０及び４２０に
印加されている。ラッチ４１０及び４２０はクロック信
号ＣＬＫによってクロックが供給される。夫々の“Ｑ”
出力ラッチ４１０及び４２０は、クロックに同期した入
力状態Ｉo 及びＱo を供給する。出力がＯＲゲート４１
５の反転入力の対応する組に接続された４個の入力ＮＡ
ＮＤゲート４１１、４１２、４１３及び４１４の第１の
組は、出力信号ＤOUT が“１”状態であるべき入力状態
の条件を検出する。出力が第２のＯＲゲート４２５の反
転入力の対応する組に接続された４個のＮＡＮＤゲート
４２１、４２２、４２３及び４２４の第２の組によっ
て、出力信号ＤOUT が“０”状態であるべき４個の遷移
状態が検出される。各ＮＡＮＤゲート４１１，４１２，
４１３，４１４，４２１，４２２，４２３，４２４の
（４個の）入力ノードは、二つのラッチされた（安定）
状態のノードと、二つの遷移状態のノードとに接続され
ている。
Ｉin及びＱinは、夫々、Ｄ形ラッチ４１０及び４２０に
印加されている。ラッチ４１０及び４２０はクロック信
号ＣＬＫによってクロックが供給される。夫々の“Ｑ”
出力ラッチ４１０及び４２０は、クロックに同期した入
力状態Ｉo 及びＱo を供給する。出力がＯＲゲート４１
５の反転入力の対応する組に接続された４個の入力ＮＡ
ＮＤゲート４１１、４１２、４１３及び４１４の第１の
組は、出力信号ＤOUT が“１”状態であるべき入力状態
の条件を検出する。出力が第２のＯＲゲート４２５の反
転入力の対応する組に接続された４個のＮＡＮＤゲート
４２１、４２２、４２３及び４２４の第２の組によっ
て、出力信号ＤOUT が“０”状態であるべき４個の遷移
状態が検出される。各ＮＡＮＤゲート４１１，４１２，
４１３，４１４，４２１，４２２，４２３，４２４の
（４個の）入力ノードは、二つのラッチされた（安定）
状態のノードと、二つの遷移状態のノードとに接続され
ている。
【００５７】以下の表Ｉには、状態装置４００によって
検出可能な４個の状態遷移の二つの組と、二つの夫々の
ＤOUT 状態とが表わされている。 表Ｉ Ｄout ＝１の場合の入力 Ｄout ＝０の場合の入力 Ｉout Ｑout Ｉin Ｑin Ｉout Ｑout Ｉin Ｑin ０ ０ １ ０ ０ ０ ０ １ １ ０ １ １ ０ １ １ １ １ １ ０ １ １ １ １ ０ ０ １ ０ ０ １ ０ ０ ０ 図２１は対応するＩとＱの状態を示すタイミングチャー
トである。同図のタイミングチャートは、Ｉinを基準と
し、遅れているＱin（Ｑout ＝１の場合のＱin）と、進
んでいるＱin（Ｑ’out ＝１の場合のＱ’in）とに関し
ＩinとＱinの直交関係を表わしている。Ｉin及びＱinの
安定状態は、Ｑout ＝１と、Ｑ’out に対する図に示さ
れている。状態装置の出力を決める遷移は、水平方向に
左から右へビットの対を読むことにより知ることができ
る。
検出可能な４個の状態遷移の二つの組と、二つの夫々の
ＤOUT 状態とが表わされている。 表Ｉ Ｄout ＝１の場合の入力 Ｄout ＝０の場合の入力 Ｉout Ｑout Ｉin Ｑin Ｉout Ｑout Ｉin Ｑin ０ ０ １ ０ ０ ０ ０ １ １ ０ １ １ ０ １ １ １ １ １ ０ １ １ １ １ ０ ０ １ ０ ０ １ ０ ０ ０ 図２１は対応するＩとＱの状態を示すタイミングチャー
トである。同図のタイミングチャートは、Ｉinを基準と
し、遅れているＱin（Ｑout ＝１の場合のＱin）と、進
んでいるＱin（Ｑ’out ＝１の場合のＱ’in）とに関し
ＩinとＱinの直交関係を表わしている。Ｉin及びＱinの
安定状態は、Ｑout ＝１と、Ｑ’out に対する図に示さ
れている。状態装置の出力を決める遷移は、水平方向に
左から右へビットの対を読むことにより知ることができ
る。
【００５８】図２０によれば、三つの付加的なＤ形ラッ
チ４１７、４２７、４３０は、ノイズと、動揺する出力
信号ＤOUT からの妨害とによって生じたスイッチングの
過渡現象を防止する。出力信号ＤOUT は、ラッチ４１
０、４２０、４１７、４２７及び４３０の入力がクロッ
クに同期して供給されたときだけ状態を変化させるの
で、ＳＮ比が改善される。
チ４１７、４２７、４３０は、ノイズと、動揺する出力
信号ＤOUT からの妨害とによって生じたスイッチングの
過渡現象を防止する。出力信号ＤOUT は、ラッチ４１
０、４２０、４１７、４２７及び４３０の入力がクロッ
クに同期して供給されたときだけ状態を変化させるの
で、ＳＮ比が改善される。
【００５９】状態装置４００の１６個の可能な状態遷移
の中で、４個の状態遷移だけが出力信号ＤOUT を意図し
ない誤った状態と見なし得ると考えられるので、ＳＮ比
は４倍改善される。それにも係わらず、ノイズパルス又
はスパイクが出力信号に誤った状態を取らせるとき、状
態装置４００を正しい状態に戻すので、状態装置４００
を誤りのある状態から復旧させる状態遷移の連続的なシ
ーケンスが存在する。従って、復調器２３１の状態装置
４００によれば、非常に高価であり、かつ、非常に嵩が
大きいため低価格の小型形式、例えば、ＰＣＭＣＩＡ規
格のカード形式では使用できない専用の復調器を必要と
することなく、Ｓ／Ｎの能力が改善され、トランシーバ
ー１５０の信頼性のある低コストの受信器部が得られ
る。
の中で、４個の状態遷移だけが出力信号ＤOUT を意図し
ない誤った状態と見なし得ると考えられるので、ＳＮ比
は４倍改善される。それにも係わらず、ノイズパルス又
はスパイクが出力信号に誤った状態を取らせるとき、状
態装置４００を正しい状態に戻すので、状態装置４００
を誤りのある状態から復旧させる状態遷移の連続的なシ
ーケンスが存在する。従って、復調器２３１の状態装置
４００によれば、非常に高価であり、かつ、非常に嵩が
大きいため低価格の小型形式、例えば、ＰＣＭＣＩＡ規
格のカード形式では使用できない専用の復調器を必要と
することなく、Ｓ／Ｎの能力が改善され、トランシーバ
ー１５０の信頼性のある低コストの受信器部が得られ
る。
【００６０】その上、復調器２３１の信号特性と適合す
るよう選択された随意的なアナログ又はディジタルフィ
ルタ（図示しない）は、ＳＮ比を更に改善するため復調
器２３１の論理レベル入力信号Ｉin、Ｑinをフィルタリ
ングするため加えることができる。同様に、随意的な出
力フィルタ（図示しない）、又は、出力信号ＤOUT を処
理する他の信号処理手段は、復調器２３１の出力ノイズ
イミュニティを更に改善するため使用可能である。
るよう選択された随意的なアナログ又はディジタルフィ
ルタ（図示しない）は、ＳＮ比を更に改善するため復調
器２３１の論理レベル入力信号Ｉin、Ｑinをフィルタリ
ングするため加えることができる。同様に、随意的な出
力フィルタ（図示しない）、又は、出力信号ＤOUT を処
理する他の信号処理手段は、復調器２３１の出力ノイズ
イミュニティを更に改善するため使用可能である。
【００６１】一実施例において、トランシーバー１５０
は、ローカルエリアネットワーク環境で動作する複数の
独立した非同期式トランシーバーの中の一つである。各
無線周波トランシーバーは、有効な伝送が進行中の場合
に干渉を回避するため必要である。幾つかのトランシー
バーが同一の周波数／チャンネルを競合するとき、トラ
ンシーバーがチャンネルを効率的に共有し、あらゆる可
能性のある競合を解消する手段を持たない限り、チャン
ネルは実際的に阻止される。
は、ローカルエリアネットワーク環境で動作する複数の
独立した非同期式トランシーバーの中の一つである。各
無線周波トランシーバーは、有効な伝送が進行中の場合
に干渉を回避するため必要である。幾つかのトランシー
バーが同一の周波数／チャンネルを競合するとき、トラ
ンシーバーがチャンネルを効率的に共有し、あらゆる可
能性のある競合を解消する手段を持たない限り、チャン
ネルは実際的に阻止される。
【００６２】ある種の実施例の場合、トランシーバー１
５０は、無線の搬送波感知多重アクセス／衝突防止（Ｃ
ＳＭＡ／ＣＡ）ネットワークの実装に衝突防止（ＣＡ）
技術を使用する。競合／衝突の検出は、送信器のハード
ウェア又はファームウェアの何れかを用いて頻繁な間隔
で直列データビットストリームに埋め込まれた署名ワー
ドが存在するため実現可能になる。この点について、以
下に図２２乃至２６を参照して説明する。トランシーバ
ー１５０は、受信器のハードウェア又はファームウェア
を用いて上記署名ワードを認識するので、上記伝送は
“有効”ネットワーク信号であると認定される。
５０は、無線の搬送波感知多重アクセス／衝突防止（Ｃ
ＳＭＡ／ＣＡ）ネットワークの実装に衝突防止（ＣＡ）
技術を使用する。競合／衝突の検出は、送信器のハード
ウェア又はファームウェアの何れかを用いて頻繁な間隔
で直列データビットストリームに埋め込まれた署名ワー
ドが存在するため実現可能になる。この点について、以
下に図２２乃至２６を参照して説明する。トランシーバ
ー１５０は、受信器のハードウェア又はファームウェア
を用いて上記署名ワードを認識するので、上記伝送は
“有効”ネットワーク信号であると認定される。
【００６３】上記の如く、ハードウェアに実装された際
の署名ワードのプロトコル管理は、変調部２６０及び復
調部２３０に委ねられている。図２２及び２３には、本
発明の変調部２６０の一部分及び復調部２３０の一部分
の詳細な実施例が夫々示されている。図８及び２２を参
照すると、変調部２６０は、データバス２８５と、二相
符号化器２６２の間に二つの交番データパスを有する。
第１のデータパスは、一対の有効な署名バイトを署名レ
ジスタ２６０ａ及び２６０ｂにロードするためのパスで
ある（図２２）。次いで、署名レジスタ２６０ａ及び２
６０ｂに格納された署名バイトは、シフトレジスタ２６
０ｃ及び２６０ｄで夫々シフトされる。データバイト
は、１バイトのシフトが行われる出力ＦＩＦＯレジスタ
２６４と、並列直列シフトレジスタ２６３に同時にロー
ドされる。
の署名ワードのプロトコル管理は、変調部２６０及び復
調部２３０に委ねられている。図２２及び２３には、本
発明の変調部２６０の一部分及び復調部２３０の一部分
の詳細な実施例が夫々示されている。図８及び２２を参
照すると、変調部２６０は、データバス２８５と、二相
符号化器２６２の間に二つの交番データパスを有する。
第１のデータパスは、一対の有効な署名バイトを署名レ
ジスタ２６０ａ及び２６０ｂにロードするためのパスで
ある（図２２）。次いで、署名レジスタ２６０ａ及び２
６０ｂに格納された署名バイトは、シフトレジスタ２６
０ｃ及び２６０ｄで夫々シフトされる。データバイト
は、１バイトのシフトが行われる出力ＦＩＦＯレジスタ
２６４と、並列直列シフトレジスタ２６３に同時にロー
ドされる。
【００６４】トランシーバー１５０にデータパケットの
送信準備ができているとき、ＯＲゲート２６０ｅを介し
て二相符号化器２６２（図８）に接続された一対の有効
な署名バイトを保持するシフトレジスタ、即ち、シフト
レジスタ２６０ｃ及び２６０ｄ（図２２）は、署名バイ
トに対応する出力信号を変調器２６１を介して電圧制御
発振器２０４に出力する。データは、ファームウェア又
は制御論理ハードウェアの制御の下でシフトレジスタ２
６０ｃ及び２６０ｄの中でクロック同期させられる。上
記データのビットは、送信器の発振器の標準的な広帯域
ＦＳＫ変調を生成するため、二つの周波数の間で電圧制
御発振器の周波数を偏移させる。次に、データビットは
出力ＦＩＦＯレジスタ２６４から並列直列シフトレジス
タ２６３を介してＯＲゲート２６０ｅに伝達され、更
に、二相復号化器（図８）に伝達され、データビットは
変調器２６１によって変調される。変調器２６１からの
変調信号は、電圧制御発振器２０４の加算接合２０４ａ
に出力される（図７）。
送信準備ができているとき、ＯＲゲート２６０ｅを介し
て二相符号化器２６２（図８）に接続された一対の有効
な署名バイトを保持するシフトレジスタ、即ち、シフト
レジスタ２６０ｃ及び２６０ｄ（図２２）は、署名バイ
トに対応する出力信号を変調器２６１を介して電圧制御
発振器２０４に出力する。データは、ファームウェア又
は制御論理ハードウェアの制御の下でシフトレジスタ２
６０ｃ及び２６０ｄの中でクロック同期させられる。上
記データのビットは、送信器の発振器の標準的な広帯域
ＦＳＫ変調を生成するため、二つの周波数の間で電圧制
御発振器の周波数を偏移させる。次に、データビットは
出力ＦＩＦＯレジスタ２６４から並列直列シフトレジス
タ２６３を介してＯＲゲート２６０ｅに伝達され、更
に、二相復号化器（図８）に伝達され、データビットは
変調器２６１によって変調される。変調器２６１からの
変調信号は、電圧制御発振器２０４の加算接合２０４ａ
に出力される（図７）。
【００６５】逆に、図２３に示したように、トランシー
バー１５０が受信モードの場合、復調部２３０は、比較
器２３３ｃ及び２３３ｄの組を用いて、到来するデータ
パケットの署名バイトを比較する。署名レジスタ２３３
ｅ及び２３３ｆは、有効な署名ワードで予めロードされ
ている。到来する全データバイトは、比較器２３３ｃ、
２３３ｄに到来するデータストリームの２バイトを同時
に比較させるシフトレジスタ２３３ｅ、２３３ｂを通
る。両方の比較器２３３ｃ及び２３３ｄで一致が検出さ
れたとき、即ち、トランシーバー１５０が有効な署名ワ
ードを認識したとき、有効なデータビットストリームが
通過する予定であることを通知する制御信号は、ゲート
２３３ｇからトランシーバー１５０のディジタル制御回
路又はホストコンピュータ１００に送られる。
バー１５０が受信モードの場合、復調部２３０は、比較
器２３３ｃ及び２３３ｄの組を用いて、到来するデータ
パケットの署名バイトを比較する。署名レジスタ２３３
ｅ及び２３３ｆは、有効な署名ワードで予めロードされ
ている。到来する全データバイトは、比較器２３３ｃ、
２３３ｄに到来するデータストリームの２バイトを同時
に比較させるシフトレジスタ２３３ｅ、２３３ｂを通
る。両方の比較器２３３ｃ及び２３３ｄで一致が検出さ
れたとき、即ち、トランシーバー１５０が有効な署名ワ
ードを認識したとき、有効なデータビットストリームが
通過する予定であることを通知する制御信号は、ゲート
２３３ｇからトランシーバー１５０のディジタル制御回
路又はホストコンピュータ１００に送られる。
【００６６】二つの有効な署名ワードの検出の成功によ
って、直列並列シフトレジスタ２３４は到来するデータ
を受け入れ始めることが可能になり、到来するデータ
は、同時に１バイトずつ入力ＦＩＦＯレジスタ２３５
（図８）に供給される。入力ＦＩＦＯレジスタ２３５に
格納されたデータは、次に、入力データバッファ２８０
（図８）に転送される。同時に、比較器２３３ｃ、２３
３ｄは、直列シフトレジスタ２３３ａ、２３３ｂと共
に、可能な有効署名ワードに対し全ての引き続くデータ
バイトの対を比較し続ける。従って、有効署名ワードが
検出された場合、ディジタル制御信号が、ＯＲゲート２
３３ｇからトランシーバー１５０のディジタル制御論理
２９５のマイクロコントローラ部に常に出力される。
って、直列並列シフトレジスタ２３４は到来するデータ
を受け入れ始めることが可能になり、到来するデータ
は、同時に１バイトずつ入力ＦＩＦＯレジスタ２３５
（図８）に供給される。入力ＦＩＦＯレジスタ２３５に
格納されたデータは、次に、入力データバッファ２８０
（図８）に転送される。同時に、比較器２３３ｃ、２３
３ｄは、直列シフトレジスタ２３３ａ、２３３ｂと共
に、可能な有効署名ワードに対し全ての引き続くデータ
バイトの対を比較し続ける。従って、有効署名ワードが
検出された場合、ディジタル制御信号が、ＯＲゲート２
３３ｇからトランシーバー１５０のディジタル制御論理
２９５のマイクロコントローラ部に常に出力される。
【００６７】復調部２３０によれば、ネットワーク上の
有効なトラフィックを検出することによる衝突防止手段
を備えた搬送波感知多重アクセス／衝突防止無線周波ロ
ーカルエリアネットワークを提供する。搬送波周波数の
検出の必要性を除去することにより、トランシーバー１
５０は、無効な伝送及びノイズ信号を無視すると共に、
有効なネットワークトラフィックを正確に認定し得る。
かくして、送信されたデータの各パケットに特定の間隔
で署名情報を挿入する場合、有効なネットワークデータ
伝送を高い正解率で認定することが可能である。
有効なトラフィックを検出することによる衝突防止手段
を備えた搬送波感知多重アクセス／衝突防止無線周波ロ
ーカルエリアネットワークを提供する。搬送波周波数の
検出の必要性を除去することにより、トランシーバー１
５０は、無効な伝送及びノイズ信号を無視すると共に、
有効なネットワークトラフィックを正確に認定し得る。
かくして、送信されたデータの各パケットに特定の間隔
で署名情報を挿入する場合、有効なネットワークデータ
伝送を高い正解率で認定することが可能である。
【００６８】一実施例において、署名ワードをデータパ
ケットのヘッダに挿入することにより、署名ワードがデ
ータパケットの開始を検出する識別フィールドとして使
用されている。復調部２３０は、次の直列データビット
ストリームを同期させる前にパケットヘッダ内の署名ワ
ードを検出する。多数のトランシーバーが物理的な設備
の範囲内で同一の周波数又はチャンネルで動作している
ときに、トラフィックの発生源を検出するため、別個の
署名ワードを使用することが可能である。かかる実施例
の場合、競合論理はファームウェアに実装され、即ち、
専用の競合ハードウェアは用いられていない。当業者
は、ハードウェア、ソフトウェア、又は、それらの組合
せによって同一の機能を実現可能である。
ケットのヘッダに挿入することにより、署名ワードがデ
ータパケットの開始を検出する識別フィールドとして使
用されている。復調部２３０は、次の直列データビット
ストリームを同期させる前にパケットヘッダ内の署名ワ
ードを検出する。多数のトランシーバーが物理的な設備
の範囲内で同一の周波数又はチャンネルで動作している
ときに、トラフィックの発生源を検出するため、別個の
署名ワードを使用することが可能である。かかる実施例
の場合、競合論理はファームウェアに実装され、即ち、
専用の競合ハードウェアは用いられていない。当業者
は、ハードウェア、ソフトウェア、又は、それらの組合
せによって同一の機能を実現可能である。
【００６９】データは所定の構造及び最大サイズのパケ
ットで送信されるので、データをチェックして、正確に
受信されていない場合、データを再送信することが可能
である。別のパケットが第１の送信器によって同一チャ
ンネルで伝送されているとき、第２の送信器によるパケ
ットの送信を回避する必要がある。従来技術のシステム
において、発生中のパケットを用いた衝突防止は、通
常、ある形式の搬送波検出システムによって得られる。
搬送波検出は、特に、ＩＳＭ帯域の場合、ノイズ、干
渉、又は、隣のチャンネルのトラフィックを発生中のパ
ケットとして誤って認定することが屡々あるという欠点
がある。
ットで送信されるので、データをチェックして、正確に
受信されていない場合、データを再送信することが可能
である。別のパケットが第１の送信器によって同一チャ
ンネルで伝送されているとき、第２の送信器によるパケ
ットの送信を回避する必要がある。従来技術のシステム
において、発生中のパケットを用いた衝突防止は、通
常、ある形式の搬送波検出システムによって得られる。
搬送波検出は、特に、ＩＳＭ帯域の場合、ノイズ、干
渉、又は、隣のチャンネルのトラフィックを発生中のパ
ケットとして誤って認定することが屡々あるという欠点
がある。
【００７０】上記搬送波検出の欠点は、干渉されるべき
ではないパケットをチャンネル内(in-channel)データと
して認定するための特別のバイト、又は、署名ワードを
パケットのデータストリームに挿入することにより解決
し得る。各チャンネルは、チャンネル内信号と隣接チャ
ンネル信号を識別するため固有の署名ワード、例えば、
図２４に示された署名ワードＳＢ１及びＳＢ２を有して
もよい。図２４には、チャンネル外の干渉をチャンネル
内のパケットの衝突と識別するための別個の署名ワード
と共に、隣接するチャンネル上の二つのパケットの一部
分が示されている。
ではないパケットをチャンネル内(in-channel)データと
して認定するための特別のバイト、又は、署名ワードを
パケットのデータストリームに挿入することにより解決
し得る。各チャンネルは、チャンネル内信号と隣接チャ
ンネル信号を識別するため固有の署名ワード、例えば、
図２４に示された署名ワードＳＢ１及びＳＢ２を有して
もよい。図２４には、チャンネル外の干渉をチャンネル
内のパケットの衝突と識別するための別個の署名ワード
と共に、隣接するチャンネル上の二つのパケットの一部
分が示されている。
【００７１】上記署名ワードは、パケットの先頭を認定
するためパケットのヘッダに使用してもよい。パケット
の先頭の署名ワードは繰り返してもよいので、パケット
の本体における衝突防止に使用されるようなヘッダの先
頭を検出するため同一のハードウェア又はソフトウェア
を使用することが可能である。図２４には、署名ワード
が周期的な間隔でパケット内のデータビットストリーム
に埋め込まれた本発明の署名ワードの一実施例が示され
ている。例えば、チャンネル１及びチャンネル２に割り
当てられた二つの別個の署名ワードＳＢ１及びＳＢ２
は、夫々、４７ ４７ｈ及び７４ ７４ｈである。署名
ワードＳＢ１、ＳＢ２は、データの２２バイト毎にデー
タパケット内に挿入されるので、聴取トランシーバー、
例えば、トランシーバー１５０は、対応する１１５．２
Ｋビット／秒のデータレートで２ １／４ミリ秒以内に
そのチャンネル上のネットワークトラフィックを検出し
得るようになる。チャンネルのトラフィックの誤認定の
確率は、０．００００１５である。ランダムなノイズに
対し２16＝６５，５３６個の可能なビットパターンを有
する２バイト＝１６ビットを考慮して上記確率を計算す
ると、ランダムな署名を表わす一つのパターンを発生す
るノイズの確率は、１／６５，５３６＝０．００００１
５２６である。
するためパケットのヘッダに使用してもよい。パケット
の先頭の署名ワードは繰り返してもよいので、パケット
の本体における衝突防止に使用されるようなヘッダの先
頭を検出するため同一のハードウェア又はソフトウェア
を使用することが可能である。図２４には、署名ワード
が周期的な間隔でパケット内のデータビットストリーム
に埋め込まれた本発明の署名ワードの一実施例が示され
ている。例えば、チャンネル１及びチャンネル２に割り
当てられた二つの別個の署名ワードＳＢ１及びＳＢ２
は、夫々、４７ ４７ｈ及び７４ ７４ｈである。署名
ワードＳＢ１、ＳＢ２は、データの２２バイト毎にデー
タパケット内に挿入されるので、聴取トランシーバー、
例えば、トランシーバー１５０は、対応する１１５．２
Ｋビット／秒のデータレートで２ １／４ミリ秒以内に
そのチャンネル上のネットワークトラフィックを検出し
得るようになる。チャンネルのトラフィックの誤認定の
確率は、０．００００１５である。ランダムなノイズに
対し２16＝６５，５３６個の可能なビットパターンを有
する２バイト＝１６ビットを考慮して上記確率を計算す
ると、ランダムな署名を表わす一つのパターンを発生す
るノイズの確率は、１／６５，５３６＝０．００００１
５２６である。
【００７２】更に、ランダム信号に起因して“有効”署
名ワードを誤認識する場合のペナルティーは、数ミリ秒
の１個のパケットの遅延、即ち、ランダムなバックオフ
と聴取サイクルのため必要な時間間隔だけである。署名
ワード検出は、従来の搬送波周波数検出スキームを用い
ることが非常に困難な場合と同一条件下で通信し得るよ
うになる利点がある。その上、署名ワードプロトコルの
オーバーヘッドが全体的なデータスループットに与える
影響は僅かしかない。パケットのデータ部分で伝送され
る文字の１／１２は署名文字である場合を想定して上記
オーバーヘッドを計算すると、データパケットのオーバ
ーヘッドと遅延時間に対する比は、実際のスループット
の削減を支障のないチャンネルの５％未満に減少させ
る。
名ワードを誤認識する場合のペナルティーは、数ミリ秒
の１個のパケットの遅延、即ち、ランダムなバックオフ
と聴取サイクルのため必要な時間間隔だけである。署名
ワード検出は、従来の搬送波周波数検出スキームを用い
ることが非常に困難な場合と同一条件下で通信し得るよ
うになる利点がある。その上、署名ワードプロトコルの
オーバーヘッドが全体的なデータスループットに与える
影響は僅かしかない。パケットのデータ部分で伝送され
る文字の１／１２は署名文字である場合を想定して上記
オーバーヘッドを計算すると、データパケットのオーバ
ーヘッドと遅延時間に対する比は、実際のスループット
の削減を支障のないチャンネルの５％未満に減少させ
る。
【００７３】図２５には、チャンネル１（図２４）の署
名ワードを使用するデータパケットの全体が示されてい
る。署名ワードＳＢ１はデータパケットの先頭に２回挿
入され、一つの署名ワードＳＢ１が周期的な間隔でデー
タパケット内に設けられている点に注意が必要である。
より具体的に言うと、データパケットの先頭で、署名ワ
ードＳＢ１は、２回挿入され、４バイトで与えられた１
６進数パターン４７Ｈによって構成され、一方、データ
パケット内で、署名ワードＳＢ１は、図２５に示したよ
うに周期的に挿入されている。図２４を参照して、署名
ワードは、２２バイトのデータ毎にデータパケット内に
挿入されていることを説明したが、一つのデータパター
ンをパケットに挿入する頻度の決定は、当然、設計者の
裁量の範囲内である。その上、上記実施例のシステムの
場合、署名ワードは１ワード毎に２バイトを採用してい
るが、１バイト、或いは、、それ以外のバイト数又はビ
ット数を署名ワードに使用してよいことは当然認められ
る。
名ワードを使用するデータパケットの全体が示されてい
る。署名ワードＳＢ１はデータパケットの先頭に２回挿
入され、一つの署名ワードＳＢ１が周期的な間隔でデー
タパケット内に設けられている点に注意が必要である。
より具体的に言うと、データパケットの先頭で、署名ワ
ードＳＢ１は、２回挿入され、４バイトで与えられた１
６進数パターン４７Ｈによって構成され、一方、データ
パケット内で、署名ワードＳＢ１は、図２５に示したよ
うに周期的に挿入されている。図２４を参照して、署名
ワードは、２２バイトのデータ毎にデータパケット内に
挿入されていることを説明したが、一つのデータパター
ンをパケットに挿入する頻度の決定は、当然、設計者の
裁量の範囲内である。その上、上記実施例のシステムの
場合、署名ワードは１ワード毎に２バイトを採用してい
るが、１バイト、或いは、、それ以外のバイト数又はビ
ット数を署名ワードに使用してよいことは当然認められ
る。
【００７４】図２６には、復調部２３０に含まれたゲー
ト２３３ｇ（図２３）からの署名検出器の出力パルスが
示されている。図２６の署名パルスは、図２５に示した
データパケットの開始に関して合わされ、パルスＰ１は
署名ワードＳＢ１の最初の出現によって得られ、パルス
Ｐ２は署名ワードＳＢ２の２回目の出現によって発生さ
れたことに注意する必要がある。同様に、パターンＰ３
及びＰ４の双方は、データパケット内にある署名ワード
ＳＢ１によって発生される。上記パルスによれば、二つ
の狭い間隔のパルスＰ１及びＰ２によってデータパケッ
トの開始を認定する機能が得られる。同様に、データパ
ケット中に、パルスＰ３及びＰ４は、発生中のパケット
との衝突を防止するため、他のトランシーバーによる同
一チャンネル上の伝送の開始を抑止するため使用され
る。署名ワードの挿入に起因した付加的なオーバーヘッ
ドは、衝突を防止し、再送信の必要性を回避することに
より補償される。署名ワードの使用によって、更に、搬
送波検出技術が送信の開始時を定めるため使用された場
合に生じるであろう間違った警告に起因した伝送の開始
の遅延は回避される。
ト２３３ｇ（図２３）からの署名検出器の出力パルスが
示されている。図２６の署名パルスは、図２５に示した
データパケットの開始に関して合わされ、パルスＰ１は
署名ワードＳＢ１の最初の出現によって得られ、パルス
Ｐ２は署名ワードＳＢ２の２回目の出現によって発生さ
れたことに注意する必要がある。同様に、パターンＰ３
及びＰ４の双方は、データパケット内にある署名ワード
ＳＢ１によって発生される。上記パルスによれば、二つ
の狭い間隔のパルスＰ１及びＰ２によってデータパケッ
トの開始を認定する機能が得られる。同様に、データパ
ケット中に、パルスＰ３及びＰ４は、発生中のパケット
との衝突を防止するため、他のトランシーバーによる同
一チャンネル上の伝送の開始を抑止するため使用され
る。署名ワードの挿入に起因した付加的なオーバーヘッ
ドは、衝突を防止し、再送信の必要性を回避することに
より補償される。署名ワードの使用によって、更に、搬
送波検出技術が送信の開始時を定めるため使用された場
合に生じるであろう間違った警告に起因した伝送の開始
の遅延は回避される。
【００７５】図２６において、データパケットの先頭の
署名ワードＳＢ１の対は、時間間隔Ｔ1 だけ離れた出力
パルスＰ１及びＰ２を生じさせることに注意が必要であ
る。データパケット内で繰り返された一つの署名ワード
ＳＢ１によって間隔Ｔ2 が得られる。このようなタイミ
ング関係の場合、電力の節約と衝突防止の両方を実現す
ることが可能である。電力の節約に関し、データパケッ
トの先頭によってパルス間隔Ｔ1 が生じるので、トラン
シーバーがそのトランシーバーに向けられたデータパケ
ットが送出されたことが報告された後、上記の時間間隔
だけ離れたパルスの受信は、受信先のトランシーバーの
受信部内のプロセッサをターンオンする信号として使用
される。時間Ｔ2 だけ離れた署名ワードは、データを送
信する準備がある送信器に時間のフレームＴ2 の範囲内
に署名ワードの受信の聴取を可能にさせ、署名パルスを
受信しないままＴ2 を上回る時間間隔が経過した場合、
上記時間フレーム内にパルスが出現しないということ
は、チャンネル上にデータを送信している他の送信器は
存在しないことを示しているので、送信器は送信に着手
する。
署名ワードＳＢ１の対は、時間間隔Ｔ1 だけ離れた出力
パルスＰ１及びＰ２を生じさせることに注意が必要であ
る。データパケット内で繰り返された一つの署名ワード
ＳＢ１によって間隔Ｔ2 が得られる。このようなタイミ
ング関係の場合、電力の節約と衝突防止の両方を実現す
ることが可能である。電力の節約に関し、データパケッ
トの先頭によってパルス間隔Ｔ1 が生じるので、トラン
シーバーがそのトランシーバーに向けられたデータパケ
ットが送出されたことが報告された後、上記の時間間隔
だけ離れたパルスの受信は、受信先のトランシーバーの
受信部内のプロセッサをターンオンする信号として使用
される。時間Ｔ2 だけ離れた署名ワードは、データを送
信する準備がある送信器に時間のフレームＴ2 の範囲内
に署名ワードの受信の聴取を可能にさせ、署名パルスを
受信しないままＴ2 を上回る時間間隔が経過した場合、
上記時間フレーム内にパルスが出現しないということ
は、チャンネル上にデータを送信している他の送信器は
存在しないことを示しているので、送信器は送信に着手
する。
【００７６】上記の如く、図２３に示した実施例におい
て、復調部２３０は、専用ハードウェア、例えば、直列
シフトレジスタ２３３ａ、２３３ｂと、ディジタル比較
器２３３ｃ、２３３ｄと、シフトレジスタ２３３ｅ、２
３３ｆに格納された所定の（デフォルト）署名ワードと
を用いて実装されている。或いは、動作中に、署名シフ
トレジスタ２３３ｅ及び２３３ｆは、ホストコンピュー
タ１００によって定義された他の署名ワードと共にロー
ドしてもよい。他の署名ワードは、特定の周波数（チャ
ンネル）に対し選択されているので、隣接するチャンネ
ル間の接近した周波数間隔によって他のチャンネルの干
渉は生じない。
て、復調部２３０は、専用ハードウェア、例えば、直列
シフトレジスタ２３３ａ、２３３ｂと、ディジタル比較
器２３３ｃ、２３３ｄと、シフトレジスタ２３３ｅ、２
３３ｆに格納された所定の（デフォルト）署名ワードと
を用いて実装されている。或いは、動作中に、署名シフ
トレジスタ２３３ｅ及び２３３ｆは、ホストコンピュー
タ１００によって定義された他の署名ワードと共にロー
ドしてもよい。他の署名ワードは、特定の周波数（チャ
ンネル）に対し選択されているので、隣接するチャンネ
ル間の接近した周波数間隔によって他のチャンネルの干
渉は生じない。
【００７７】図２７には、典型的なデータパケットのス
トリームが示されている。同図の（Ａ）には、ヘッダの
３２バイトと、後続のデータの５１２バイトと、後続の
チェックサムバイトと、後続のアクノリッジのウェイト
と、アクノリッジと、空きチャンネルを照合するための
聴取ウェイトと、次のデータパケットが示されている。
機能毎の典型的なバイト及び遅延時間が更に示されてい
る。同図の（Ｂ）には、同図の（Ａ）においてデータ専
用の領域に署名ワード（２バイト）が挿入されたデータ
ストリームが示されている。同図の（Ｃ）には、スルー
プット計算のため同図の（Ｂ）のパケットに以下の名
前： ｔＨ ＝ ヘッダ時間 ｔＳＰ ＝ 署名パケット時間 ｔＣＳ ＝ チェックサム時間 ｔＲ ＝ 送信から受信へのスイッチング時間 ｔＡ ＝ アクノリッジ時間 ｔＬ ＝ チャンネルのトラフィック聴取時間 が付けられたパケットが示されている。上記時間は、ハ
ードウェアのパラメータ及びネットワークのプロトコル
に依存する。
トリームが示されている。同図の（Ａ）には、ヘッダの
３２バイトと、後続のデータの５１２バイトと、後続の
チェックサムバイトと、後続のアクノリッジのウェイト
と、アクノリッジと、空きチャンネルを照合するための
聴取ウェイトと、次のデータパケットが示されている。
機能毎の典型的なバイト及び遅延時間が更に示されてい
る。同図の（Ｂ）には、同図の（Ａ）においてデータ専
用の領域に署名ワード（２バイト）が挿入されたデータ
ストリームが示されている。同図の（Ｃ）には、スルー
プット計算のため同図の（Ｂ）のパケットに以下の名
前： ｔＨ ＝ ヘッダ時間 ｔＳＰ ＝ 署名パケット時間 ｔＣＳ ＝ チェックサム時間 ｔＲ ＝ 送信から受信へのスイッチング時間 ｔＡ ＝ アクノリッジ時間 ｔＬ ＝ チャンネルのトラフィック聴取時間 が付けられたパケットが示されている。上記時間は、ハ
ードウェアのパラメータ及びネットワークのプロトコル
に依存する。
【００７８】本発明の実施例において、トランシーバー
回路の種々の部分が必要ではないとき、例えば、休止モ
ード中に総電力消費を削減するため、トランシーバー１
５０に電力管理能力が具備されている場合がある。第１
に、トランシーバー１５０の機能的に別個の回路部分
は、動作中ではないとき、別々に電源を止められる。第
２、トランシーバー１５０の受信部は、ネットワーク動
作を聴取するため受信部を周期的に喚起する送信器の喚
起区間（以下に説明する）と関係した時間にタイマーが
セットされているので、到来するトラフィックがないと
き、電源を止められる。トランシーバー１５０の送信部
のデューティサイクル（即ち、送信器がオンしている時
間のパーセンテージ）は、典型的な応用の場合、受信時
の電力消費と同等の送信時電力消費を伴うので、約１％
である。トランシーバー１５０の受信部のデューティサ
イクルは約１０％に低減され、トランシーバー１５０
は、その時間の８９％でアイドル状態（又は“休止”）
にさせられる。第３に、１２ＭＨｚ乃至１６ＭＨｚの周
波数で走行するシステムクロック信号ＣＬＫは、休止モ
ード中に動作禁止にされたトランシーバー１５０の部分
から切断される。例えば、休止モード中に、喚起タイマ
ーと関係した分周回路を除く全ての回路は、システムク
ロックＣＬＫから切り離される。他の実施例の場合、喚
起タイマーは、電力消費を更に低減するため、３２ＫＨ
ｚで走行する低い方の速度のクロックから駆動される。
回路の種々の部分が必要ではないとき、例えば、休止モ
ード中に総電力消費を削減するため、トランシーバー１
５０に電力管理能力が具備されている場合がある。第１
に、トランシーバー１５０の機能的に別個の回路部分
は、動作中ではないとき、別々に電源を止められる。第
２、トランシーバー１５０の受信部は、ネットワーク動
作を聴取するため受信部を周期的に喚起する送信器の喚
起区間（以下に説明する）と関係した時間にタイマーが
セットされているので、到来するトラフィックがないと
き、電源を止められる。トランシーバー１５０の送信部
のデューティサイクル（即ち、送信器がオンしている時
間のパーセンテージ）は、典型的な応用の場合、受信時
の電力消費と同等の送信時電力消費を伴うので、約１％
である。トランシーバー１５０の受信部のデューティサ
イクルは約１０％に低減され、トランシーバー１５０
は、その時間の８９％でアイドル状態（又は“休止”）
にさせられる。第３に、１２ＭＨｚ乃至１６ＭＨｚの周
波数で走行するシステムクロック信号ＣＬＫは、休止モ
ード中に動作禁止にされたトランシーバー１５０の部分
から切断される。例えば、休止モード中に、喚起タイマ
ーと関係した分周回路を除く全ての回路は、システムク
ロックＣＬＫから切り離される。他の実施例の場合、喚
起タイマーは、電力消費を更に低減するため、３２ＫＨ
ｚで走行する低い方の速度のクロックから駆動される。
【００７９】しかし、設計によって発振器部２００は非
常に僅かの電力を取るので、電力を節約するため発振器
部２００の電源を完全には停止できない。発振器部２０
０の一部を給電したままの状態に維持することにより、
発振器の再スタートのオーバーヘッドを除去し、発振器
部２００の安定性を改良する。休止モード中に、電圧制
御発振器２０４及び基準発振器２０１は給電されたまま
である。シンセサイザー２００は、休止モード中に、レ
ジスタの設定値を保持するため設けられ、電流ドレイン
は、上記構成部品に対し約１マイクロアンペアである。
かくして、低電力の発振器部２００は、トランシーバー
１５０の“休止と受信”の比を最適化させることが可能
になる。
常に僅かの電力を取るので、電力を節約するため発振器
部２００の電源を完全には停止できない。発振器部２０
０の一部を給電したままの状態に維持することにより、
発振器の再スタートのオーバーヘッドを除去し、発振器
部２００の安定性を改良する。休止モード中に、電圧制
御発振器２０４及び基準発振器２０１は給電されたまま
である。シンセサイザー２００は、休止モード中に、レ
ジスタの設定値を保持するため設けられ、電流ドレイン
は、上記構成部品に対し約１マイクロアンペアである。
かくして、低電力の発振器部２００は、トランシーバー
１５０の“休止と受信”の比を最適化させることが可能
になる。
【００８０】図２８は発振器部２００の詳細なブロック
図であり、トランシーバー１５０が休止モードのとき、
給電されたままの基準発振器２０１及び電圧制御発振器
２０４の両方が表わされている。抵抗Ｒ１はループフィ
ルタ増幅器２０５ｄに接続された加算接合抵抗である。
抵抗Ｒ２は、阻止キャパシタＣ１を介して変調部２６０
に接続された加算接合抵抗である。抵抗Ｒ３及びＲ４
は、分圧器を形成し、９１５ＭＨｚの中心周波数を供給
するよう選択された抵抗値を有し、これにより、変調部
２６０からの出力信号によって加算接合信号を無効にさ
せ得るようになるが、変調部２６０及びループフィルタ
増幅器２０５ｄが給電を停止されたとき、依然として安
定なデフォルト電圧をバリキャップＶＶＣ１に供給する
能力がある。抵抗Ｒ３及びＲ４の（電圧制御発振器がチ
ャンネルの中心でロックされたとき、必要とされる電圧
を測定するための標準的な分圧の式を用いて計算され
る）抵抗値の比は、電圧制御発振器２０４の周波数を所
望の周波数帯域の中央に調整するよう選択される。例え
ば、９００ＭＨｚのＩＳＭ帯域に対し、周波数は、（９
０２＋９２８）÷２＝９１５ＭＨｚによって計算された
９１５ＭＨｚになるように選択される。
図であり、トランシーバー１５０が休止モードのとき、
給電されたままの基準発振器２０１及び電圧制御発振器
２０４の両方が表わされている。抵抗Ｒ１はループフィ
ルタ増幅器２０５ｄに接続された加算接合抵抗である。
抵抗Ｒ２は、阻止キャパシタＣ１を介して変調部２６０
に接続された加算接合抵抗である。抵抗Ｒ３及びＲ４
は、分圧器を形成し、９１５ＭＨｚの中心周波数を供給
するよう選択された抵抗値を有し、これにより、変調部
２６０からの出力信号によって加算接合信号を無効にさ
せ得るようになるが、変調部２６０及びループフィルタ
増幅器２０５ｄが給電を停止されたとき、依然として安
定なデフォルト電圧をバリキャップＶＶＣ１に供給する
能力がある。抵抗Ｒ３及びＲ４の（電圧制御発振器がチ
ャンネルの中心でロックされたとき、必要とされる電圧
を測定するための標準的な分圧の式を用いて計算され
る）抵抗値の比は、電圧制御発振器２０４の周波数を所
望の周波数帯域の中央に調整するよう選択される。例え
ば、９００ＭＨｚのＩＳＭ帯域に対し、周波数は、（９
０２＋９２８）÷２＝９１５ＭＨｚによって計算された
９１５ＭＨｚになるように選択される。
【００８１】上記の如く、発振器２００の要所部分が休
止モード中に給電されたままの場合、電力がシンセサイ
ザー２０２で回復されたとき、シンセサイザー２０２
は、動作を再開し、電圧制御発振器２０４を先にプログ
ラムされた周波数にセットする。基準発振器２０１は休
止モード中に給電を停止されていないので、例えば、基
準発振器２０１は、正確かつ安定な周波数制御信号を電
圧制御発振器２０４に供給可能である。その上、電圧制
御発振器２０４のトランジスタＱ１は、非常に小さいノ
イズ数を有する低電力トランジスタであり、送信器及び
局部発振器用の低位相ノイズソースが得られる。低電力
基準発振器２０１は、最低のノイズ数の点で動作するの
で、発振器部２００によって生成された位相ノイズは最
小限に抑えられる。
止モード中に給電されたままの場合、電力がシンセサイ
ザー２０２で回復されたとき、シンセサイザー２０２
は、動作を再開し、電圧制御発振器２０４を先にプログ
ラムされた周波数にセットする。基準発振器２０１は休
止モード中に給電を停止されていないので、例えば、基
準発振器２０１は、正確かつ安定な周波数制御信号を電
圧制御発振器２０４に供給可能である。その上、電圧制
御発振器２０４のトランジスタＱ１は、非常に小さいノ
イズ数を有する低電力トランジスタであり、送信器及び
局部発振器用の低位相ノイズソースが得られる。低電力
基準発振器２０１は、最低のノイズ数の点で動作するの
で、発振器部２００によって生成された位相ノイズは最
小限に抑えられる。
【００８２】図２９に示したように、トランシーバー１
５０の受信部は、メッセージの受信、又は、送信前の他
の伝送の聴取に使用されていないとき、所定の時間の間
隔中、給電を停止、即ち、休止モードに入るようプログ
ラムされている。一方、図３０及び３１には、送信及び
受信モード中のトランシーバー１５０の（給電された）
動作的な部分６２０、６３０が示されている。
５０の受信部は、メッセージの受信、又は、送信前の他
の伝送の聴取に使用されていないとき、所定の時間の間
隔中、給電を停止、即ち、休止モードに入るようプログ
ラムされている。一方、図３０及び３１には、送信及び
受信モード中のトランシーバー１５０の（給電された）
動作的な部分６２０、６３０が示されている。
【００８３】電源停止サイクルは、一連の注意パケット
からなる喚起の送信メッセージを発生する機能を行うト
ランシーバー１５０の送信部と適合する。かくして、ト
ランシーバー１５０には、割り込み駆動式喚起プロトコ
ルと自動（タイムアウト）喚起プロトコルとが設けられ
ている。図３２は、第１のトランシーバー７００ａの典
型的な接続シーケンスを表わすタイミングチャートであ
り、休止モード中の第２のトランシーバー７００ｂを喚
起することを意図するトランシーバー７００ａの送信器
部及び受信器部のタイミングが示されている。同図にお
いて、トランシーバー７００ｂは、受信器部のタイミン
グだけが示されている。同図に示された夫々のタイミン
グの間隔は以下の式： Ｔawake ＞ （Ｔlisten ＋ ２Ｔalert ） Ｔwakeup ＞ （Ｔsleep ＋ Ｔawake ） によって制御されることに注意が必要である。
からなる喚起の送信メッセージを発生する機能を行うト
ランシーバー１５０の送信部と適合する。かくして、ト
ランシーバー１５０には、割り込み駆動式喚起プロトコ
ルと自動（タイムアウト）喚起プロトコルとが設けられ
ている。図３２は、第１のトランシーバー７００ａの典
型的な接続シーケンスを表わすタイミングチャートであ
り、休止モード中の第２のトランシーバー７００ｂを喚
起することを意図するトランシーバー７００ａの送信器
部及び受信器部のタイミングが示されている。同図にお
いて、トランシーバー７００ｂは、受信器部のタイミン
グだけが示されている。同図に示された夫々のタイミン
グの間隔は以下の式： Ｔawake ＞ （Ｔlisten ＋ ２Ｔalert ） Ｔwakeup ＞ （Ｔsleep ＋ Ｔawake ） によって制御されることに注意が必要である。
【００８４】典型的な喚起シーケンスを以下に説明す
る。第１に、トランシーバー７００ａは、トランシーバ
ー７００ｂが休止モードにある間に、トランシーバー７
００ｂの少なくとも一つのモニタリング間隔と一致する
必要がある一連の注意パケットからなる喚起シーケンス
を送信する。換言すれば、第１のトランシーバー７００
ａの注意パケットは、休止中のトランシーバー７００ｂ
が喚起期間中に少なくとも一つの注意パケットを受ける
のに十分な頻度で送信される必要がある。従って、トラ
ンシーバー７００ａは、トランシーバー７００ｂの所定
の休止区間Ｔslee p よりも僅かに長い注意パケットを送
るようプログラムされている。かかる重複によって、二
つの非同期式トランシーバー、即ち、トランシーバー７
００ａ及びトランシーバー７００ｂは、同期のための手
段がなくても、接続を確立し得るようになる。
る。第１に、トランシーバー７００ａは、トランシーバ
ー７００ｂが休止モードにある間に、トランシーバー７
００ｂの少なくとも一つのモニタリング間隔と一致する
必要がある一連の注意パケットからなる喚起シーケンス
を送信する。換言すれば、第１のトランシーバー７００
ａの注意パケットは、休止中のトランシーバー７００ｂ
が喚起期間中に少なくとも一つの注意パケットを受ける
のに十分な頻度で送信される必要がある。従って、トラ
ンシーバー７００ａは、トランシーバー７００ｂの所定
の休止区間Ｔslee p よりも僅かに長い注意パケットを送
るようプログラムされている。かかる重複によって、二
つの非同期式トランシーバー、即ち、トランシーバー７
００ａ及びトランシーバー７００ｂは、同期のための手
段がなくても、接続を確立し得るようになる。
【００８５】トランシーバー７００ｂがモニタリングを
行い（一時的に呼び出され）、トランシーバー７００ａ
からの注意（喚起）パケットを受信するとき、トランシ
ーバー７００ｂは、休止モードを終了し、アクノリッジ
信号ＡＣＫを呼出し側のトランシーバー７００ａに送出
し、トランシーバー７００ａにメッセージの送出を許可
する。典型的なメッセージ（パケット）の送信中に消費
される平均電力は、トランシーバーをスタンバイ（休止
モード）状態又は動作準備完了の何れかに維持するため
必要とされる電力よりも遙に小さい。
行い（一時的に呼び出され）、トランシーバー７００ａ
からの注意（喚起）パケットを受信するとき、トランシ
ーバー７００ｂは、休止モードを終了し、アクノリッジ
信号ＡＣＫを呼出し側のトランシーバー７００ａに送出
し、トランシーバー７００ａにメッセージの送出を許可
する。典型的なメッセージ（パケット）の送信中に消費
される平均電力は、トランシーバーをスタンバイ（休止
モード）状態又は動作準備完了の何れかに維持するため
必要とされる電力よりも遙に小さい。
【００８６】トランシーバー７００ａのホストコンピュ
ータ１００への通信インタフェースは、トランシーバー
７００ｂからの“アクノリッジ”の結果としてハードウ
ェア割り込みが発生されるまで、給電を停止されたまま
である。送信を試みる前に、トランシーバー７００ａ
は、同一周波数上で送信する他の動作的なトランシーバ
ーを聴取する。第３のトランシーバーが動作的である場
合、トランシーバー７００ａは、第３のトランシーバー
が送信を終了するのを待機している間、電力を節約する
ため、一定（又はランダムな）時間間隔に亘って給電が
停止される。
ータ１００への通信インタフェースは、トランシーバー
７００ｂからの“アクノリッジ”の結果としてハードウ
ェア割り込みが発生されるまで、給電を停止されたまま
である。送信を試みる前に、トランシーバー７００ａ
は、同一周波数上で送信する他の動作的なトランシーバ
ーを聴取する。第３のトランシーバーが動作的である場
合、トランシーバー７００ａは、第３のトランシーバー
が送信を終了するのを待機している間、電力を節約する
ため、一定（又はランダムな）時間間隔に亘って給電が
停止される。
【００８７】図３３には、トランシーバー７００ａから
トランシーバー７００ｂに一つのメッセージ（パケッ
ト）を送るプロトコルが表わされている。喚起の際に、
トランシーバー７００ｂは、アクノリッジ信号“ＡＣ
Ｋ”を期待しているトランシーバー７００ａに“ＡＣ
Ｋ”信号を送る。トランシーバー７００ａは、次いで、
トランシーバー７００ｂにメッセージ（パケット）を自
由に送出する。
トランシーバー７００ｂに一つのメッセージ（パケッ
ト）を送るプロトコルが表わされている。喚起の際に、
トランシーバー７００ｂは、アクノリッジ信号“ＡＣ
Ｋ”を期待しているトランシーバー７００ａに“ＡＣ
Ｋ”信号を送る。トランシーバー７００ａは、次いで、
トランシーバー７００ｂにメッセージ（パケット）を自
由に送出する。
【００８８】トランシーバー７００ｂの受信部のデュー
ティサイクルは図３４に示されている。トランシーバー
１５０のようなトランシーバーの受信部の典型的な動作
パラメータは、５００ボルトで１００ｍＡ（５００ｍ
Ｗ）である。従って、１０：１又は１０％のデューティ
サイクルによって、１０ｍＡの平均電流、即ち、５０ｍ
Ｗが得られる。
ティサイクルは図３４に示されている。トランシーバー
１５０のようなトランシーバーの受信部の典型的な動作
パラメータは、５００ボルトで１００ｍＡ（５００ｍ
Ｗ）である。従って、１０：１又は１０％のデューティ
サイクルによって、１０ｍＡの平均電流、即ち、５０ｍ
Ｗが得られる。
【００８９】上記の如く、電力の節約は、種々の回路が
動作機能のため必要とはされていないとき、トランシー
バー１５０のクロックをディジタル回路の入力に対しゲ
ートをオフすることにより更に改善される。しかし、基
準発振器２０１は、連続的に走行し、即ち、給電され続
けている。休止モード中に、喚起回路以外の全ての回路
は、クロック入力がゲートオフされているので、静的な
電力だけを得る。基準発振器２０１は、安定性及び低位
相ノイズのため水晶制御されている。喚起の際に、クロ
ック信号ＣＬＫによって駆動された通常のクロック回路
は、スイッチオンされ、必要とされる動作的な精度によ
り早く戻るため、オンの状態を維持する。
動作機能のため必要とはされていないとき、トランシー
バー１５０のクロックをディジタル回路の入力に対しゲ
ートをオフすることにより更に改善される。しかし、基
準発振器２０１は、連続的に走行し、即ち、給電され続
けている。休止モード中に、喚起回路以外の全ての回路
は、クロック入力がゲートオフされているので、静的な
電力だけを得る。基準発振器２０１は、安定性及び低位
相ノイズのため水晶制御されている。喚起の際に、クロ
ック信号ＣＬＫによって駆動された通常のクロック回路
は、スイッチオンされ、必要とされる動作的な精度によ
り早く戻るため、オンの状態を維持する。
【００９０】本発明の一実施例のソフトウェアインタフ
ェースのブロック図が図３５に示されている。この実施
例によれば、回線モデムと互換性のあるヘイズ(Hayes)
の“ＡＴ”コマンドセットが採用され、標準的な商業ソ
フトウェアパッケージの利用が可能になる。以下の表II
には、“ＡＴ”コマンドセットが表わされている。更
に、標準的なＣＯＭポートを利用、又は、ホストコンピ
ュータバス上で標準的なＵＡＲＴ（ＣＯＭポートとして
アドレス指定可能）をエミュレートするインタフェース
を実装することにより、上記インタフェースは、ホスト
コンピュータ（ソフトウェア）から見ると、恰も内部通
信（ＣＯＭ）ポートを介して通信しているように見え
る。
ェースのブロック図が図３５に示されている。この実施
例によれば、回線モデムと互換性のあるヘイズ(Hayes)
の“ＡＴ”コマンドセットが採用され、標準的な商業ソ
フトウェアパッケージの利用が可能になる。以下の表II
には、“ＡＴ”コマンドセットが表わされている。更
に、標準的なＣＯＭポートを利用、又は、ホストコンピ
ュータバス上で標準的なＵＡＲＴ（ＣＯＭポートとして
アドレス指定可能）をエミュレートするインタフェース
を実装することにより、上記インタフェースは、ホスト
コンピュータ（ソフトウェア）から見ると、恰も内部通
信（ＣＯＭ）ポートを介して通信しているように見え
る。
【００９１】表II “ＡＴコマンドセット” 無線周波モデルに実現されたＡＴコマンドセットは、殆
どのヘイズ互換性の９６００／２４００ボーのモデムに
実現された通常のＡＴコマンドセットの非常に小さい部
分集合である。実現されたコマンドを以下に掲載する。
どのヘイズ互換性の９６００／２４００ボーのモデムに
実現された通常のＡＴコマンドセットの非常に小さい部
分集合である。実現されたコマンドを以下に掲載する。
【００９２】 ＤｐＮ ノードＩＤｎの無線周波モデムのダイヤ
ル。ｎは４乃至１２桁の１６進数である。 ＤＴｎ ノードＩＤｎの無線周波モデムのダイヤ
ル。ｎは４乃至１２桁の１６進数である。 Ｅ０ コマンド状態文字エコーの禁止 Ｅ１* コマンド状態文字エコーの許可 Ｉ０ 製品ＩＤとファームウェア版数の返答 Ｑ０* 無線周波モデムの結果コードの返答 Ｑ１ 無線周波モデムの結果コードの返答無し Ｖ０ 数値形式による結果コードの表示 Ｖ１* 語数の多い（英語）形式による結果コード
の表示 Ｓ０＝ｎ ｎは、自動応答の場合には非ゼロであり、
応答無しの場合にはゼロであり、デフォルトは０であ
る。
ル。ｎは４乃至１２桁の１６進数である。 ＤＴｎ ノードＩＤｎの無線周波モデムのダイヤ
ル。ｎは４乃至１２桁の１６進数である。 Ｅ０ コマンド状態文字エコーの禁止 Ｅ１* コマンド状態文字エコーの許可 Ｉ０ 製品ＩＤとファームウェア版数の返答 Ｑ０* 無線周波モデムの結果コードの返答 Ｑ１ 無線周波モデムの結果コードの返答無し Ｖ０ 数値形式による結果コードの表示 Ｖ１* 語数の多い（英語）形式による結果コード
の表示 Ｓ０＝ｎ ｎは、自動応答の場合には非ゼロであり、
応答無しの場合にはゼロであり、デフォルトは０であ
る。
【００９３】* はデフォルト設定値を示している。 １２桁長未満のＩＤは後側にゼロが詰められている点に
注意が必要である。Ｘコマンドは実現されていないの
で、デフォルトのＸコマンド設定値は、Ｘ１である。＆
Ｃ及び＆Ｄコマンドは実現されていないので、デフォル
トは＆Ｃ１＆Ｄ２である。これにより、無線周波リンク
がある間に搬送波がアサートされることを意味する。
注意が必要である。Ｘコマンドは実現されていないの
で、デフォルトのＸコマンド設定値は、Ｘ１である。＆
Ｃ及び＆Ｄコマンドは実現されていないので、デフォル
トは＆Ｃ１＆Ｄ２である。これにより、無線周波リンク
がある間に搬送波がアサートされることを意味する。
【００９４】上記の如く、トランシーバー１５０は、衝
突防止を備えた搬送波感知多重アクセスプロトコルを実
現する。上記プロトコルによって、同一周波数上、同一
サービスエリア内で、干渉することなく多数のトランシ
ーバーを動作させ得るようになる。搬送波感知多重アク
セス／衝突防止プロトコルは、衝突を最小限に抑えるた
め、トランシーバーが送信前に聴取することを必要とす
るので優れている。衝突は、聴取期間の終了と、送信の
開始の間の短い間隔だけで生じる可能性がある。衝突が
発生しない場合、衝突に合っている両方のトランシーバ
ーは、２番目の衝突の可能性を最小限に抑えるため、送
信を試みる前に、ランダムな時間間隔を待機することが
要求される。
突防止を備えた搬送波感知多重アクセスプロトコルを実
現する。上記プロトコルによって、同一周波数上、同一
サービスエリア内で、干渉することなく多数のトランシ
ーバーを動作させ得るようになる。搬送波感知多重アク
セス／衝突防止プロトコルは、衝突を最小限に抑えるた
め、トランシーバーが送信前に聴取することを必要とす
るので優れている。衝突は、聴取期間の終了と、送信の
開始の間の短い間隔だけで生じる可能性がある。衝突が
発生しない場合、衝突に合っている両方のトランシーバ
ーは、２番目の衝突の可能性を最小限に抑えるため、送
信を試みる前に、ランダムな時間間隔を待機することが
要求される。
【００９５】その上、上記実施例において、パケット
は、エラー検出時に自動的に再送信されるので、従来の
無線リンクを介した簡単な直接通信プロトコルによって
得られる信頼性よりも高いレベルの信頼性が得られる。
再送信前の時間遅延は、好ましくは、トランシーバー７
００ｂの受信部が、エラーをチェックし、“ＡＣＫ”を
送り返すため必要とする最大の時間にセットされる。典
型的に、リトライ回数は、例えば、１００回のようにデ
フォルトの数にセットされるが、特定のソフトウェアア
プリケーションによってそれ以外の数にセットしてもよ
く、或いは、ネットワーク環境に適合させてもよい。
は、エラー検出時に自動的に再送信されるので、従来の
無線リンクを介した簡単な直接通信プロトコルによって
得られる信頼性よりも高いレベルの信頼性が得られる。
再送信前の時間遅延は、好ましくは、トランシーバー７
００ｂの受信部が、エラーをチェックし、“ＡＣＫ”を
送り返すため必要とする最大の時間にセットされる。典
型的に、リトライ回数は、例えば、１００回のようにデ
フォルトの数にセットされるが、特定のソフトウェアア
プリケーションによってそれ以外の数にセットしてもよ
く、或いは、ネットワーク環境に適合させてもよい。
【００９６】上記実施例において、エラー検出は、デー
タパケット内のバイトの和の残余であるチェックバイト
によって行われる。送信器において、全てのバイトは、
２バイトの和を充たすため加算され、１６ビットからの
オーバーフローは無視される。上記２進数の補数がデー
タバイトの後に送信される。受信器において、同一の総
和が行われ、オーバーフローは同様に無視して、残余が
送信された補数に加算される。エラーが存在しない場
合、オーバーフローが無視された残余と補数の合計はゼ
ロに一致すべきである。これにより、簡単ではあるが、
効果的なエラー検出が行われる。
タパケット内のバイトの和の残余であるチェックバイト
によって行われる。送信器において、全てのバイトは、
２バイトの和を充たすため加算され、１６ビットからの
オーバーフローは無視される。上記２進数の補数がデー
タバイトの後に送信される。受信器において、同一の総
和が行われ、オーバーフローは同様に無視して、残余が
送信された補数に加算される。エラーが存在しない場
合、オーバーフローが無視された残余と補数の合計はゼ
ロに一致すべきである。これにより、簡単ではあるが、
効果的なエラー検出が行われる。
【００９７】トランシーバー１５０は、ソフトウェア、
ファームウェア、及び／又は、ハードウェアの追加によ
って周波数アジリティ(agility) が得られるので、動作
中に周波数を変更し得るようになる。上記実施例におい
て、自動的な周波数アジリティがファームウェアで実現
される。これにより、特定の機器又は環境に合わせ得る
柔軟性のあるアルゴリズムが作成される。デフォルトの
周波数アジリティアルゴリズムは、トランシーバー１５
０に組み込むことが可能であり、必要があれば、アプリ
ケーションソフトウェアによって無効にしてもよい。あ
る種の応用では、周波数アジリティファームウェアによ
り、上記応用のため最適化されたアルゴリズムに従っ
て、アプリケーションプログラムはシンセサイザー２０
２を特定の周波数又はチャンネルに再プログラミングし
得るようになる。
ファームウェア、及び／又は、ハードウェアの追加によ
って周波数アジリティ(agility) が得られるので、動作
中に周波数を変更し得るようになる。上記実施例におい
て、自動的な周波数アジリティがファームウェアで実現
される。これにより、特定の機器又は環境に合わせ得る
柔軟性のあるアルゴリズムが作成される。デフォルトの
周波数アジリティアルゴリズムは、トランシーバー１５
０に組み込むことが可能であり、必要があれば、アプリ
ケーションソフトウェアによって無効にしてもよい。あ
る種の応用では、周波数アジリティファームウェアによ
り、上記応用のため最適化されたアルゴリズムに従っ
て、アプリケーションプログラムはシンセサイザー２０
２を特定の周波数又はチャンネルに再プログラミングし
得るようになる。
【００９８】周波数アジリティの実現 周波数アジリティは、トランシーバーの周波数を変える
外部ソフトウェアの追加、又は、付加的な内部ファーム
ウェアによって組み込まれている。内部ファームウェア
によれば自動周波数アジリティ動作が得られ、外部周波
数アジリティの使用によって、上記アルゴリズムは特定
の機器環境に合わせることが可能である。内部ファーム
ウェアは、通信のため使用されるチャンネルを得る手段
を提供するため、ファームウェア又はハードウェアの何
れかで実現された署名検出を利用する。探索されるべき
チャンネルの数を最小限に抑えるためのハードウェア又
はファームウェアの選択によってチャンネルが予め明確
であるならば、上記チャンネルは帯域の範囲内で任意的
である。基本原理は、頻繁な間隔で出現する埋め込まれ
た署名バイトの対を検出するため短い時間にチャンネル
を検査することである。典型的なアルゴリズムは、予め
チャンネルを優先順位に割り当て、空のチャンネルを見
つける可能性を最大限にするため帯域の範囲内で飛び回
る。トランシーバーは、全て同一の初期“呼出し”チャ
ンネルで動作するが、メッセージがプログラム可能な試
行回数の範囲内で承認されなかった場合、送信器は、優
先度リスト内の次のチャンネルに変わり、そのチャンネ
ルにパケットを通すことを試みる。
外部ソフトウェアの追加、又は、付加的な内部ファーム
ウェアによって組み込まれている。内部ファームウェア
によれば自動周波数アジリティ動作が得られ、外部周波
数アジリティの使用によって、上記アルゴリズムは特定
の機器環境に合わせることが可能である。内部ファーム
ウェアは、通信のため使用されるチャンネルを得る手段
を提供するため、ファームウェア又はハードウェアの何
れかで実現された署名検出を利用する。探索されるべき
チャンネルの数を最小限に抑えるためのハードウェア又
はファームウェアの選択によってチャンネルが予め明確
であるならば、上記チャンネルは帯域の範囲内で任意的
である。基本原理は、頻繁な間隔で出現する埋め込まれ
た署名バイトの対を検出するため短い時間にチャンネル
を検査することである。典型的なアルゴリズムは、予め
チャンネルを優先順位に割り当て、空のチャンネルを見
つける可能性を最大限にするため帯域の範囲内で飛び回
る。トランシーバーは、全て同一の初期“呼出し”チャ
ンネルで動作するが、メッセージがプログラム可能な試
行回数の範囲内で承認されなかった場合、送信器は、優
先度リスト内の次のチャンネルに変わり、そのチャンネ
ルにパケットを通すことを試みる。
【００９９】メッセージを期待している受信器は、メッ
セージ中の少なくとも二つの署名を受信するため必要な
期間に亘って聴取し、何も受信されなかった場合、次の
優先度のチャンネルに進む。受信器は、ネットワークの
トランシーバーの中からチャンネルに送信している一つ
のトランシーバーを非常に早く判定することができるの
で、受信器は送信器よりも早くチャンネルを走査するこ
とが可能である。これによって、受信器は送信器を捉
え、通信し得るようになる。
セージ中の少なくとも二つの署名を受信するため必要な
期間に亘って聴取し、何も受信されなかった場合、次の
優先度のチャンネルに進む。受信器は、ネットワークの
トランシーバーの中からチャンネルに送信している一つ
のトランシーバーを非常に早く判定することができるの
で、受信器は送信器よりも早くチャンネルを走査するこ
とが可能である。これによって、受信器は送信器を捉
え、通信し得るようになる。
【０１００】可能なアルゴリズムは呼出しチャンネルを
使用し、意図された受信器が有効な署名を認定した場
合、そのアドレスを探索することが可能である。たと
え、ノイズの多いチャンネルであっても、通常、幾らか
のデータを通過させることは可能であるが、完全なパケ
ットは得られない。パケットが正しくない場合、受信器
は否アクノリッジ（ＮＡＣＫ）を送信器に送出し、送信
器は、プログラム可能な個数のＮＡＣＫの後、次の優先
度のチャンネルに移り、もう一度試行する。受信器は、
これ以上は上記送信器を検出しないので、次の優先度の
チャンネルに移り、かつ、必要があれば、呼出し送信器
に到達するまで順番に各チャンネルを移動する。
使用し、意図された受信器が有効な署名を認定した場
合、そのアドレスを探索することが可能である。たと
え、ノイズの多いチャンネルであっても、通常、幾らか
のデータを通過させることは可能であるが、完全なパケ
ットは得られない。パケットが正しくない場合、受信器
は否アクノリッジ（ＮＡＣＫ）を送信器に送出し、送信
器は、プログラム可能な個数のＮＡＣＫの後、次の優先
度のチャンネルに移り、もう一度試行する。受信器は、
これ以上は上記送信器を検出しないので、次の優先度の
チャンネルに移り、かつ、必要があれば、呼出し送信器
に到達するまで順番に各チャンネルを移動する。
【０１０１】
【実施例】好ましい一実施例において、Ｎ個のプログラ
マプルチャンネルと、プログラマブル優先度リストと、
部分的にプログラマブルな署名ワードと、次のチャンネ
ルに移る前のプログラマブルな送信器のリトライ回数
と、次のチャンネルに移る前のプログラマブルな受信器
の聴取時間と、休止する前のプログラマブルなチャンネ
ル探索数とを考える。例示的なデフォルト値は、８チャ
ンネルと、チャンネルの優先順位１−８−４−６−２−
７−３−５と、署名ワードｗ１−ｗ２−ｗ３−ｗ４−ｗ
５−ｗ６−ｗ７−ｗ８と、リトライ数＝１０回と、聴取
時間２ミリ秒と、休止前のチャンネル探索数５個とから
なる。優先度チャンネルリストをゼロにセットすること
により、周波数アジリティは禁止される。２台のトラン
シーバーは、同一チャンネル及び同一チャンネル署名を
有する限り、共に動作し得る。優先度リストと、送信リ
トライ数と、聴取時間と、チャンネル探索数は、２台の
トランシーバーが通信するために同一であることは必要
ではない。
マプルチャンネルと、プログラマブル優先度リストと、
部分的にプログラマブルな署名ワードと、次のチャンネ
ルに移る前のプログラマブルな送信器のリトライ回数
と、次のチャンネルに移る前のプログラマブルな受信器
の聴取時間と、休止する前のプログラマブルなチャンネ
ル探索数とを考える。例示的なデフォルト値は、８チャ
ンネルと、チャンネルの優先順位１−８−４−６−２−
７−３−５と、署名ワードｗ１−ｗ２−ｗ３−ｗ４−ｗ
５−ｗ６−ｗ７−ｗ８と、リトライ数＝１０回と、聴取
時間２ミリ秒と、休止前のチャンネル探索数５個とから
なる。優先度チャンネルリストをゼロにセットすること
により、周波数アジリティは禁止される。２台のトラン
シーバーは、同一チャンネル及び同一チャンネル署名を
有する限り、共に動作し得る。優先度リストと、送信リ
トライ数と、聴取時間と、チャンネル探索数は、２台の
トランシーバーが通信するために同一であることは必要
ではない。
【０１０２】ＰＣＭＣＩＡ規格の形状は、例えば、拡張
された１．５インチ（３．８１ｃｍ）のように変形して
もよい。ＰＣＭＣＩＡ規格の形状のトランシーバー１５
０とホストコンピュータ１００の間には、並列バスイン
タフェース、ラインプリンタポートのような直列ポー
ト、及び、モデムエミュレーティングインタフェースを
含む他のインタフェースを用いることが可能である。
された１．５インチ（３．８１ｃｍ）のように変形して
もよい。ＰＣＭＣＩＡ規格の形状のトランシーバー１５
０とホストコンピュータ１００の間には、並列バスイン
タフェース、ラインプリンタポートのような直列ポー
ト、及び、モデムエミュレーティングインタフェースを
含む他のインタフェースを用いることが可能である。
【０１０３】図３５には、無線周波モデムを実現するた
め利用されたハードウェア及びソフトウェアのブロック
が示されている。特定の実施例を参照して本発明を説明
したが、上記本発明の説明は限定することを意図したも
のではなく、本発明の目的の範囲内で他の実施例を実現
することが可能である。従って、ＰＣＭＣＩＡ規格の形
状の無線周波トランシーバーを用いて本発明を説明した
が、本発明の原理は、ネットワーク環境の無線通信の場
合にも同様に適用できる。
め利用されたハードウェア及びソフトウェアのブロック
が示されている。特定の実施例を参照して本発明を説明
したが、上記本発明の説明は限定することを意図したも
のではなく、本発明の目的の範囲内で他の実施例を実現
することが可能である。従って、ＰＣＭＣＩＡ規格の形
状の無線周波トランシーバーを用いて本発明を説明した
が、本発明の原理は、ネットワーク環境の無線通信の場
合にも同様に適用できる。
【０１０４】
【発明の効果】上記の説明のように、本発明によれば、
トランシーバーはアイドル状態にあるとき、いつでも休
止状態に入るので、電力が節約される。更に、データパ
ケットに埋め込まれた署名ワードを認識することによ
り、ノイズと有効なメッセージとを識別し得るようにな
る。
トランシーバーはアイドル状態にあるとき、いつでも休
止状態に入るので、電力が節約される。更に、データパ
ケットに埋め込まれた署名ワードを認識することによ
り、ノイズと有効なメッセージとを識別し得るようにな
る。
【０１０５】更に、本発明によれば、衝突防止機能を実
現できるので、同一周波数上、同一サービスエリア内
で、干渉することなく多数のトランシーバーを動作させ
得る利点がある。更に、エラー検出時にパケットを自動
的に再送信することにより、従来の無線リンクを介した
簡単な直接通信プロトコルによって得られる信頼性より
も高いレベルの信頼性が得られる。トランシーバーは、
ソフトウェア、ファームウェア、及び／又は、ハードウ
ェアの追加によって周波数鋭敏性が得られ、動作中に周
波数を変更し得るようになるので、特定の機器又は環境
に合わせ得る柔軟性のある周波数アジリティアルゴリズ
ムをトランシーバーに組み込むことが可能になる。
現できるので、同一周波数上、同一サービスエリア内
で、干渉することなく多数のトランシーバーを動作させ
得る利点がある。更に、エラー検出時にパケットを自動
的に再送信することにより、従来の無線リンクを介した
簡単な直接通信プロトコルによって得られる信頼性より
も高いレベルの信頼性が得られる。トランシーバーは、
ソフトウェア、ファームウェア、及び／又は、ハードウ
ェアの追加によって周波数鋭敏性が得られ、動作中に周
波数を変更し得るようになるので、特定の機器又は環境
に合わせ得る柔軟性のある周波数アジリティアルゴリズ
ムをトランシーバーに組み込むことが可能になる。
【図１】本発明の小型トランシーバーに接続されたホス
トコンピュータの斜視図である。
トコンピュータの斜視図である。
【図２】トランシーバーの簡単化されたブロック図であ
る。
る。
【図３】受信モード中に発振器をアンテナから遮断する
アナログスイッチ対を表わす図である。
アナログスイッチ対を表わす図である。
【図４】図３に示した緩衝スイッチの送信及び受信信号
路を示す図である。
路を示す図である。
【図５】図２のトランシーバーに使用された低ノイズ増
幅器とミキシング部の詳細ブロック図である。
幅器とミキシング部の詳細ブロック図である。
【図６】増幅器／フィルタ部のセットによって形成され
たＩbbとＱbbの並列処理路の説明図である。
たＩbbとＱbbの並列処理路の説明図である。
【図７】発振器部２００の概要と、トランシーバーに使
用された電圧制御発振器の詳細部分の構成図である。
用された電圧制御発振器の詳細部分の構成図である。
【図８】図２のトランシーバーに使用された復調部２３
０と、変調部２６０と、データバッファ２８０の詳細ブ
ロック図である。
０と、変調部２６０と、データバッファ２８０の詳細ブ
ロック図である。
【図９】図２のトランシーバーのアナログ部分２００及
び２１０の詳細ブロック図である。
び２１０の詳細ブロック図である。
【図１０】（Ａ）は従来の典型的なパッチアンテナの上
面図であり、（Ｂ）は（Ａ）の線Ｌ１−Ｌ１から見た側
面図である。
面図であり、（Ｂ）は（Ａ）の線Ｌ１−Ｌ１から見た側
面図である。
【図１１】（Ａ）は本発明のパッチアンテナの上面図で
あり、（Ｂ）は（Ａ）の線Ｌ２−Ｌ２から見た側面図で
ある。
あり、（Ｂ）は（Ａ）の線Ｌ２−Ｌ２から見た側面図で
ある。
【図１２】（Ｂ）は本発明の一実施例のアンテナの平面
図、（Ａ）は（Ｂ）の線Ｌ１−Ｌ１から見た側面図、
（Ｃ）は（Ｂ）の線Ｌ２−Ｌ２から見た側面図、（Ｄ）
は（Ｂ）の線Ｌ３−Ｌ３から見た側面図である。
図、（Ａ）は（Ｂ）の線Ｌ１−Ｌ１から見た側面図、
（Ｃ）は（Ｂ）の線Ｌ２−Ｌ２から見た側面図、（Ｄ）
は（Ｂ）の線Ｌ３−Ｌ３から見た側面図である。
【図１３】ＰＣＭＣＩＡ形の無線周波カード／アンテナ
の斜視図である。
の斜視図である。
【図１４】本発明によるトランシーバーのアンテナ部、
フレーム及びコネクタの分解斜視図である。
フレーム及びコネクタの分解斜視図である。
【図１５】従来技術の通常のスロットアンテナの平面図
である。
である。
【図１６】（Ａ）乃至（Ｃ）は図１５のスロットアンテ
ナの構造から始めて（Ｃ）のスロットアンテナを製造す
る順次の段階の説明図である。
ナの構造から始めて（Ｃ）のスロットアンテナを製造す
る順次の段階の説明図である。
【図１７】（Ａ）は本発明で使用される印刷回路基板の
平面図であり、（Ｂ）は（Ａ）の線Ｌ−Ｌから見た側面
図である。
平面図であり、（Ｂ）は（Ａ）の線Ｌ−Ｌから見た側面
図である。
【図１８】復調部で使用される状態装置の一実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１９】図１８の状態装置の状態図である。
【図２０】図１８の状態装置の詳細な論理レベルの実装
の説明図である。
の説明図である。
【図２１】状態装置のＩ及びＱ状態を示すタイミングチ
ャートである。
ャートである。
【図２２】本発明による変調部の一部を示す図である。
【図２３】本発明による復調部の一部を示す図である。
【図２４】署名ワードが周期的間隔でデータビットスト
リームに埋め込まれた本発明の一実施例の説明図であ
る。
リームに埋め込まれた本発明の一実施例の説明図であ
る。
【図２５】チャンネル１の署名ワードを用いて伝送され
た典型的なデータパケットの説明図である。
た典型的なデータパケットの説明図である。
【図２６】図２４の受信署名ワードによって得られた署
名検出器からの出力パルスの説明図である。
名検出器からの出力パルスの説明図である。
【図２７】（Ａ）乃至（Ｃ）は典型的なデータパケット
ストリームの説明図である。
ストリームの説明図である。
【図２８】トランシーバーが休止モードである場合に給
電され続ける基準発振器と電圧制御発振器の両方を表わ
す発振器部の詳細なブロック図である。
電され続ける基準発振器と電圧制御発振器の両方を表わ
す発振器部の詳細なブロック図である。
【図２９】点線内に示された部分が休止モードの機能説
明と共に例示されたトランシーバーのブロック図であ
る。
明と共に例示されたトランシーバーのブロック図であ
る。
【図３０】点線内に示された部分は送信モード中に動作
的に給電される部分を表わすトランシーバーのブロック
図である。
的に給電される部分を表わすトランシーバーのブロック
図である。
【図３１】点線で示された部分は受信モード中に給電さ
れる部分を表わすトランシーバーのブロック図である。
れる部分を表わすトランシーバーのブロック図である。
【図３２】２台のトランシーバー間の典型的な接続シー
ケンスを表わすタイミングチャートである。
ケンスを表わすタイミングチャートである。
【図３３】一方のトランシーバーからもう一方のトラン
シーバーに信号メッセージ（データパケット）を送出す
る典型的なプロトコルを示す図である。
シーバーに信号メッセージ（データパケット）を送出す
る典型的なプロトコルを示す図である。
【図３４】トランシーバーの受信部のデューティサイク
ルの説明図である。
ルの説明図である。
【図３５】シルアルポート（ＲＳ−２３２規格）及びＡ
Ｔ形の命令セットを使用する無線周波モデムのソフトウ
ェアを説明するブロック図である。
Ｔ形の命令セットを使用する無線周波モデムのソフトウ
ェアを説明するブロック図である。
１００ ホストコンピュータ １５０ トランシーバー ２００ 発振器部 ２０１ 基準発振器 ２０２ シンセサイザー ２０４ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ２０４ａ 加算接合 ２０５ フィードバック制御ループ ２０５ａ 電力増幅器 ２０５ｂ，２１１ｉ，２１１ｑ ローパスフィルタ ２０５ｃ プリスケーラー ２０５ｄ ループフィルタ／増幅器 ２１０ スイッチング及びミキシング部 ２１１ 送信／受信スイッチ ２１１Ａ，２１１Ｂ，２１２Ａ，２１２Ｂ アナログ
スイッチ ２１１Ｃ，２１１Ｄ，２１２Ｃ，２１２Ｄ インバー
タ ２１２ 送信／局部発振スイッチ ２１３ 広帯域フィルタ ２１４ 低ノイズ増幅器（ＬＮＡ） ２１５ ミキシング部 ２１５ｉ，２１５ｑ ミキサー ２２０ ベースバンド増幅器／フィルタ ２２１ｉ，２２１ｑ，２２３ｉ，２２３ｑ ローパス
フィルタ ２２２ｉ，２２２ｑ 高利得増幅器 ２２４ｉ，２２４ｑ 飽和増幅器 ２２５ｉ，２２５ｑ，２３３ｃ，２３３ｄ 比較器 ２３０ 復調部 ２３１ 復調器 ２３２ 二相復号化器 ２３３ 署名検出器シフトレジスタ ２３３ａ，２３３ｂ 直列シフトレジスタ ２３３ｃ，２３３ｄ 比較器 ２３３ｅ，２３３ｆ シフトレジスタ ２３３ｇ ゲート ２３４ 直列並列シフトレジスタ ２３５ 先入れ先出しシフトレジスタ ２５０ アンテナ ２６０ 変調部 ２６０ａ，２６０ｂ 署名レジスタ ２６１ 変調器 ２６２ 二相符号化器 ２６４ 出力ＦＩＦＯバッファ ２８０ データバッファ ２８１ 入力データバッファ ２８２ 出力データバッファ ２８５ データバス ２９０ 制御バス ２９１ ホストインタフェース ２９５ ディジタル制御論理部 ２９９ データインタフェースバス ３５０ スロットアンテナ ３５０ｂ フロントエンド ３８０ 無線周波カード／アンテナ結合体 ３８０ｂ フロント部 ３８１ フレーム ３８２ａ 上部カバー ３８２ｂ 下部金属カバー ３８３ コネクタ ３８４，３８５ 側面 ３８４ａ 調整クリップ ３８５ｂ 接地クリップ ３８６ スロット ３８７ａ，３８７ｂ 駆動点 ３８８ 印刷回路基板組立体 ３８８ａ，３８８ｂ 印刷回路基板 ３８８ｃ ディジタルＡＳＩＣ素子 ３８８ｅ ブリッジコネクタ ３９０ シート ３９１ 開口端 ４００ 状態装置 ４１０，４１７，４２０，４２７，４３０ ラッチ ４１１，４１２，４１３，４１４，４２１，４２２，４
２３，４２４ ＮＡＮＤゲート ４１５，４２５ ＯＲゲート
スイッチ ２１１Ｃ，２１１Ｄ，２１２Ｃ，２１２Ｄ インバー
タ ２１２ 送信／局部発振スイッチ ２１３ 広帯域フィルタ ２１４ 低ノイズ増幅器（ＬＮＡ） ２１５ ミキシング部 ２１５ｉ，２１５ｑ ミキサー ２２０ ベースバンド増幅器／フィルタ ２２１ｉ，２２１ｑ，２２３ｉ，２２３ｑ ローパス
フィルタ ２２２ｉ，２２２ｑ 高利得増幅器 ２２４ｉ，２２４ｑ 飽和増幅器 ２２５ｉ，２２５ｑ，２３３ｃ，２３３ｄ 比較器 ２３０ 復調部 ２３１ 復調器 ２３２ 二相復号化器 ２３３ 署名検出器シフトレジスタ ２３３ａ，２３３ｂ 直列シフトレジスタ ２３３ｃ，２３３ｄ 比較器 ２３３ｅ，２３３ｆ シフトレジスタ ２３３ｇ ゲート ２３４ 直列並列シフトレジスタ ２３５ 先入れ先出しシフトレジスタ ２５０ アンテナ ２６０ 変調部 ２６０ａ，２６０ｂ 署名レジスタ ２６１ 変調器 ２６２ 二相符号化器 ２６４ 出力ＦＩＦＯバッファ ２８０ データバッファ ２８１ 入力データバッファ ２８２ 出力データバッファ ２８５ データバス ２９０ 制御バス ２９１ ホストインタフェース ２９５ ディジタル制御論理部 ２９９ データインタフェースバス ３５０ スロットアンテナ ３５０ｂ フロントエンド ３８０ 無線周波カード／アンテナ結合体 ３８０ｂ フロント部 ３８１ フレーム ３８２ａ 上部カバー ３８２ｂ 下部金属カバー ３８３ コネクタ ３８４，３８５ 側面 ３８４ａ 調整クリップ ３８５ｂ 接地クリップ ３８６ スロット ３８７ａ，３８７ｂ 駆動点 ３８８ 印刷回路基板組立体 ３８８ａ，３８８ｂ 印刷回路基板 ３８８ｃ ディジタルＡＳＩＣ素子 ３８８ｅ ブリッジコネクタ ３９０ シート ３９１ 開口端 ４００ 状態装置 ４１０，４１７，４２０，４２７，４３０ ラッチ ４１１，４１２，４１３，４１４，４２１，４２２，４
２３，４２４ ＮＡＮＤゲート ４１５，４２５ ＯＲゲート
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウィリアム エフ カーン アメリカ合衆国 カリフォルニア州 94303 パロ・アルト エムバークデアロ ウ・ロード 889番 (72)発明者 ドゥオン エクス ディン アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95122 サン・ホゼ トルバート・ドライ ヴ 1579番
Claims (44)
- 【請求項１】 印刷回路基板と；上記印刷回路基板上
に配置された無線周波送信器及び無線周波受信器と；上
記印刷回路基板上に配置され、上記送信器及び上記受信
器をホストコンピュータに電気接続するコネクタと；少
なくとも部分的に上記印刷回路基板を取り囲み、上記無
線周波送信器及び上記無線周波受信器に接続され、無線
周波信号を送信及び受信するスロットアンテナとからな
るホストコンピュータ用無線周波トランシーバー。 - 【請求項２】 メモリカードインタフェースを有するホ
ストコンピュータ用無線周波トランシーバーであって：
上記トランシーバーを収容するメモリカード互換性のエ
ンクロージャと；上記エンクロージャ内に配置された無
線周波送信器及び無線周波受信器と；上記エンクロージ
ャ上に配置され、上記無線周波送信器及び上記無線周波
受信器をホストコンピュータのメモリカードインタフェ
ースに電気接続するコネクタと；上記メモリカード互換
性のエンクロージャに配置され、上記無線周波送信器及
び上記無線周波受信器に接続され、無線周波信号を送信
及び受信するアンテナとからなる無線周波トランシーバ
ー。 - 【請求項３】 上記エンクロージャは拡張メモリカード
フォーマットと互換性がある請求項２記載の無線周波ト
ランシーバー。 - 【請求項４】 無線周波トランシーバーとホストコンピ
ュータの結合体であって：少なくとも部分的に上記ホス
トコンピュータ内に配置され、上にコンピュータのロー
カルバスがある印刷回路基板と；上記印刷回路基板上に
配置された無線周波送信器及び無線周波受信器と；上記
無線周波送信器及び上記無線周波受信器を上記コンピュ
ータのローカルバスに電気接続するコネクタと；少なく
とも部分的に上記印刷回路基板を取り囲み、上記無線周
波送信器及び上記無線周波受信器に接続され、無線周波
信号を送信及び受信するアンテナとからなる結合体。 - 【請求項５】 上記アンテナはパッチアンテナである請
求項１記載の無線周波トランシーバー。 - 【請求項６】 上記アンテナはスロットアンテナである
請求項１記載の無線周波トランシーバー。 - 【請求項７】 上記コネクタは上記印刷回路基板の第１
の縁に配置され、上記アンテナは上記印刷回路基板の第
２の対向する縁に配置されている請求項１記載の無線周
波トランシーバー。 - 【請求項８】 上記アンテナは第１及び第２の導電性プ
レートからなり、上記印刷回路基板は上記第１及び第２
の導電性プレートの間に介挿されている請求項１記載の
無線周波トランシーバー。 - 【請求項９】 上記第１及び第２の導電性プレートの各
々は、金属鋳物からなる請求項８記載の無線周波トラン
シーバー。 - 【請求項１０】 上記第１及び第２の導電性プレート
は、シートメタルからなる請求項８記載の無線周波トラ
ンシーバー。 - 【請求項１１】 誘電性材料が、上記第１及び第２の導
電性プレートの周辺で上記プレートの間に介挿され、こ
れにより、エンクロージャを画成し、上記第１のプレー
トに接触する一方の部分及び上記第２のプレートに接触
するもう一方の部分を有し上記アンテナを回転させる第
１及び第２の導電性バーが、上記エンクロージャ上に設
けられている請求項８記載の無線周波トランシーバー。 - 【請求項１２】 上記エンクロージャはメモリカードと
同じ形状を有する請求項１１記載の無線周波トランシー
バー。 - 【請求項１３】 上記エンクロージャは拡張メモリカー
ドと同じ形状を有する請求項１１記載の無線周波トラン
シーバー。 - 【請求項１４】 上記エンクロージャは拡張メモリカー
ドと同じ形状を有し、上記第１及び第２の導電性プレー
トはシートメタルからなる請求項１１記載の無線周波ト
ランシーバー。 - 【請求項１５】 上記送信器は発振器を更に有し、上記
トランシーバーが受信モードであるとき、上記発振器は
少なくとも二つのスイッチによって上記アンテナから隔
離され、これにより、上記発振器によって上記受信器に
生じるノイズを低減する請求項１記載の無線周波トラン
シーバー。 - 【請求項１６】 上記無線周波受信器は、受信信号のデ
ィジタル署名を認定する署名検出器を更に有する請求項
１記載の無線周波トランシーバー。 - 【請求項１７】 上記無線周波送信器は、署名ワードを
送信する署名作成器を更に有する請求項１６記載の無線
周波トランシーバー。 - 【請求項１８】 無線周波送信器部と；無線周波受信器
部と；アンテナ端子と；無線周波送信信号を受ける無線
周波送信入力端子と、上記アンテナ端子に接続された受
信器入力端子と、上記無線周波受信部に接続された受信
出力端子と、上記アンテナ端子に接続された無線周波出
力端子と、制御信号入力端子とを有し、上記受信器入力
端子を上記受信器出力端子に選択的に接続するため動作
可能な第１のスイッチと、上記無線周波入力端子を上記
無線周波出力端子に選択的に接続するため動作可能な第
２のスイッチとからなる送信／受信スイッチング部と；
無線周波送信信号を受ける無線周波送信入力端子と、局
部発振器信号を受ける局部発振器入力端子と、無線周波
送信出力端子と、局部発振器信号を上記無線周波受信器
部に供給する局部発振器出力端子と、制御信号入力端子
とを有し、上記無線周波送信入力端子を上記無線周波送
信出力端子に選択的に接続するため動作可能な第１のス
イッチと、上記局部発振器入力端子を上記局部発振器出
力端子に選択的に接続するため動作可能な第２のスイッ
チとからなる送信／局部発振器スイッチング部と；上記
送信／局部発振器スイッチング部の上記無線周波送信出
力端子を上記送信／受信スイッチング部の上記無線周波
送信入力端子に接続する手段と；上記送信／受信スイッ
チング部の上記制御入力端子及び上記送信／局部発振器
スイッチング部の上記制御入力端子に接続され、その送
信モード制御信号の受信に応答して、上記送信／局部発
振器スイッチング部の上記第１のスイッチが閉じられ、
かつ、上記送信／局部発振器スイッチング部の上記第２
のスイッチが開かれ、更に、上記送信／受信スイッチン
グ部の上記第１のスイッチが開かれ、かつ、上記送信／
受信スイッチング部の上記第２のスイッチが閉じられる
送信モード制御信号を、上記送信／受信スイッチング部
及び上記送信／局部発振器スイッチング部に供給する手
段を有する制御回路とからなる無線周波トランシーバ
ー。 - 【請求項１９】 上記制御回路は、その受信モード制御
信号の受信に応答して、上記送信／受信スイッチング部
の上記第１のスイッチが閉じられ、かつ、上記送信／受
信スイッチング部の上記第２のスイッチが開かれ、更
に、上記送信／局部発振器スイッチング部の上記第１の
スイッチが開かれ、かつ、上記送信／局部発振器スイッ
チング部の上記第２のスイッチが閉じられる受信モード
制御信号を、上記送信／受信スイッチング部の上記制御
入力端子及び上記送信／局部発振器スイッチング部の上
記制御入力端子に供給する手段を更に有する請求項１８
記載の無線周波トランシーバー。 - 【請求項２０】 上記送信／受信スイッチング部の上記
第１及び第２のスイッチと、上記送信／局部発振器スイ
ッチング部の上記第１及び第２のスイッチは、夫々、電
界効果トランジスタ装置により構成される請求項１８記
載の無線周波トランシーバー。 - 【請求項２１】 長さＬと幅Ｗを有する導電性材料から
なる第１のシートと；長さＬと幅Ｗを有する導電性材料
からなる第２のシートと；上記第１のシートと上記第２
のシートの間に介挿された誘電性材料の層とからなるア
ンテナ。 - 【請求項２２】 長さＬは幅Ｗに等しい請求項２１記載
のアンテナ。 - 【請求項２３】 上記導電性材料からなる第１及び第２
のシートは銅製である請求項２１記載のアンテナ。 - 【請求項２４】 上記誘電性材料の層はエポキシ製であ
る請求項２３記載のアンテナ。 - 【請求項２５】 長さＬと幅Ｗは異なる請求項２１記載
のアンテナ。 - 【請求項２６】 第１及び第２の対向する辺と、周囲を
画成する縁とを有する絶縁材料の本体と；上記本体の上
記第１の辺に配置された導電性材料の第１のプレート
と；上記本体の上記第２の辺に配置された導電性材料の
第２のプレートと；上記周囲の第１の場所に配置され、
上記第１のプレートと接触した第１の部分及び上記第２
のプレートと接触した第２の部分を有する伝導性材料か
らなる第１の調整クリップと；上記周囲の第２の場所に
配置され、上記第１のプレートと接触した第１の部分及
び上記第２のプレートと接触した第２の部分を有する伝
導性材料からなる第２の調整クリップとからなるアンテ
ナ。 - 【請求項２７】 上記導電性材料の第１及び第２のプレ
ートは、夫々、金属鋳物からなる請求項２６記載のアン
テナ。 - 【請求項２８】 上記導電性材料の第１及び第２のプレ
ートは、夫々、シートメタルからなる請求項２６記載の
アンテナ。 - 【請求項２９】 入力及び出力を有する復調器と；上記
復調器からのデータを受ける入力と、直列データを供給
する第１の出力とを有する二相復号化器と；上記復調器
の出力を上記二相復号化器の入力に接続する手段と；上
記二相復号化器からの復号化データを受ける入力を有
し、上記復号化データを格納する復号化データ記憶手段
と、署名を格納する署名記憶回路と、上記復号化データ
記憶手段及び上記署名記憶回路に接続され、上記格納さ
れた復号化データを上記格納された署名と比較する比較
回路とを有する署名検出器と；上記二相復号化器の出力
を上記署名検出器の入力に接続する手段と；上記二相復
号化器から直列データを受ける入力及び並列データを供
給する出力とを有する直列−並列データ変換回路と、 上記二相復号化器の出力を上記直列−並列データ変換回
路の入力に接続する手段とからなる無線周波受信器の復
調部。 - 【請求項３０】 上記復号化データ記憶手段は直列シフ
トレジスタからなる請求項２９記載の復調部。 - 【請求項３１】 上記直列−並列データ変換回路は、直
列−並列シフトレジスタからなる請求項２９記載の復調
部。 - 【請求項３２】 第１の送信器及び第１の受信器を有す
る第１のトランシーバーと、第２の送信器及び第２の受
信器を有する第２のトランシーバーの間のデータ通信方
法であって：上記第１及び第２のトランシーバーが動作
していないとき、上記第１及び第２の受信器を休止区間
と聴取区間とからなるスタンバイ区間に入れる段階から
なる方法。 - 【請求項３３】 上記休止区間と聴取区間は交番する請
求項３２記載の方法。 - 【請求項３４】 上記第２の受信器の少なくとも一つの
上記聴取区間中に、上記第１の送信器から少なくとも一
つの喚起信号を送信する段階と；上記第２の受信器で上
記喚起信号を受ける段階と；上記第２の送信器を上記ス
タンバイモードから戻す段階とを更に有する請求項３２
記載の方法。 - 【請求項３５】 上記第２の送信器からアクノリッジ信
号を送出する段階と；上記第１の受信器で上記アクノリ
ッジ信号を受ける段階とを更に有する請求項３４記載の
方法。 - 【請求項３６】 送信部及び受信部を有する複数のトラ
ンシーバーにより構成され、データが情報のパケットの
形式で伝送される通信システムを動作させる方法であっ
て： （ａ）第１の署名ワードを作成する段階と； （ｂ）上記情報のパケットの各々の送信の前に上記第１
の署名ワードを送信する段階とからなる方法。 - 【請求項３７】 （ｃ）第２の署名ワードを作成する段
階と； （ｄ）各情報のパケット内で上記第２の署名ワードを送
信する段階とを更に有する請求項３６記載の方法。 - 【請求項３８】 段階（ｃ）において、上記第２の署名
ワードは上記第１の署名ワードに対応するよう作成され
る請求項３７記載の方法。 - 【請求項３９】 段階（ｄ）において、上記第１の署名
ワードは、上記各パケットの送信の前に複数回送信され
る請求項３６記載の方法。 - 【請求項４０】 上記情報のパケットは複数の情報のパ
ケットを含み、段階（ｂ）において、上記第１の署名ワ
ードは上記各パケットの送信の前に複数回送信され、段
階（ｄ）において、上記第２の署名ワードは上記各パケ
ットの情報のブロックの間の間隔で伝送される請求項３
７記載の方法。 - 【請求項４１】 署名ワードを作成し、上記署名ワード
を出力に供給する署名作成器と；入力及び出力を有する
並列−直列データ変換回路と；第１の入力と第２の入力
と出力を有し、上記第１又は第２の入力で受信された信
号を上記出力に選択的に供給するため動作する結合回路
と；上記署名作成器の出力を上記結合回路の第１の入力
に接続する手段と；上記並列−直列データ変換回路の出
力を上記結合回路の第２の入力に接続する手段とからな
る無線周波送信器の変調部。 - 【請求項４２】 入力及び出力を有する二相符号化器
と；上記結合回路の出力を上記二相符号化器の入力に接
続する手段とを更に有する請求項４１記載の変調部。 - 【請求項４３】 入力及び出力を有する変調器と；上記
二相符号化器の出力を上記変調器の入力に接続する手段
とを更に有する請求項４２記載の変調部。 - 【請求項４４】 上記並列−直列データ変換回路は、並
列−直列シフトレジスタからなる請求項４１記載の変調
部。
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1198047A (ja) * | 1997-07-18 | 1999-04-09 | Nokia Mobile Phones Ltd | 電子装置 |
| US7085382B2 (en) | 1999-12-27 | 2006-08-01 | Nec Corporation | Communication device, communication device set, authentication method and method of wireless-connecting terminals |
Families Citing this family (64)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20040160906A1 (en) | 2002-06-21 | 2004-08-19 | Aware, Inc. | Multicarrier transmission system with low power sleep mode and rapid-on capability |
| US6445730B1 (en) * | 1998-01-26 | 2002-09-03 | Aware, Inc. | Multicarrier transmission system with low power sleep mode and rapid-on capability |
| US6411646B1 (en) * | 1998-06-30 | 2002-06-25 | Conexant Systems, Inc. | Direct conversion time division duplex radio, direct sequence spread spectrum cordless telephone |
| FI112741B (fi) | 1998-11-26 | 2003-12-31 | Nokia Corp | Menetelmä ja järjestely RF-signaalien lähettämiseksi ja vastaanottamiseksi tiedonsiirtojärjestelmien erilaisissa radiorajapinnoissa |
| US6343208B1 (en) * | 1998-12-16 | 2002-01-29 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Printed multi-band patch antenna |
| US7149473B1 (en) * | 1999-01-15 | 2006-12-12 | Nokia Corporation | Interface |
| ATE235769T1 (de) * | 1999-01-15 | 2003-04-15 | Nokia Corp | Schnittstelle zwischen einer basisband- vorrichtung und einem rf-transceiver |
| FI111420B (fi) | 1999-05-07 | 2003-07-15 | Nokia Corp | Elektroniikkalaitteen laajennuskortin antennirakenne |
| US6516183B1 (en) * | 1999-09-10 | 2003-02-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for disturbance compensation of a direct conversion receiver in a full duplex transceiver |
| US6717981B1 (en) * | 1999-12-14 | 2004-04-06 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmitter image suppression in TDD transceivers |
| US6665276B1 (en) * | 2000-02-24 | 2003-12-16 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Full duplex transceiver |
| DE10024267A1 (de) * | 2000-05-17 | 2001-11-29 | Bosch Gmbh Robert | Rundfunkempfänger für den Empfang von digitalen Rundfunksignalen und Verfahren zum Empfang von digitalen Rundfunksignalen |
| US6928301B2 (en) * | 2000-08-11 | 2005-08-09 | Novatel Wireless, Inc. | Distributed architecture wireless RF modem |
| AU2002242351A1 (en) * | 2000-10-06 | 2002-04-22 | Hlan Inc. | Multiple antenna system for wireless communication |
| WO2002069122A1 (fr) * | 2001-02-26 | 2002-09-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Carte et dispositif de communication |
| US6920316B2 (en) * | 2001-09-04 | 2005-07-19 | Freescale Semiconductor, Inc. | High performance integrated circuit regulator with substrate transient suppression |
| KR100556241B1 (ko) * | 2002-01-25 | 2006-03-03 | 삼성전자주식회사 | 휴대형 단말기 및 그 제어방법 |
| US6944432B2 (en) * | 2002-11-12 | 2005-09-13 | Nokia Corporation | Crystal-less oscillator transceiver |
| KR20040042357A (ko) * | 2002-11-14 | 2004-05-20 | 삼성전자주식회사 | 휴대용 컴퓨터 및 휴대용 컴퓨터의 제어방법 |
| US7010330B1 (en) | 2003-03-01 | 2006-03-07 | Theta Microelectronics, Inc. | Power dissipation reduction in wireless transceivers |
| US8320845B2 (en) * | 2003-03-18 | 2012-11-27 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Radio transmitter |
| US8000278B2 (en) * | 2003-05-12 | 2011-08-16 | Intel Corporation | De-activation, at least in part, of receiver, in response, at least in part, to determination that an idle condition exists |
| US20040228341A1 (en) * | 2003-05-12 | 2004-11-18 | Avi Costo | De-activation, at least in part, of receiver, in response, at least in part, to determination that an idle condition exists |
| US6914522B2 (en) * | 2003-05-23 | 2005-07-05 | Lear Corporation | Clamping circuit for an RF receiver system |
| US7671803B2 (en) * | 2003-07-25 | 2010-03-02 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Wireless communication system |
| US20050100114A1 (en) * | 2003-09-12 | 2005-05-12 | Airbee Wireless, Inc. | System and method for data transmission |
| JP2005175827A (ja) * | 2003-12-10 | 2005-06-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 通信装置 |
| US7567517B2 (en) * | 2004-05-25 | 2009-07-28 | Intel Corporation | Performing channel analysis over a link |
| US7505795B1 (en) | 2004-07-07 | 2009-03-17 | Advanced Micro Devices, Inc. | Power save management with customized range for user configuration and tuning value based upon recent usage |
| KR100684318B1 (ko) * | 2004-11-30 | 2007-02-16 | 한국전자통신연구원 | 휴대단말의 슬립모드 구동방법 및 휴대단말의 슬립모드를위한 기지국의 통신방법 |
| JP2006236241A (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-07 | Toshiba Corp | 周辺装置 |
| US7742787B2 (en) * | 2005-04-25 | 2010-06-22 | Medtronic, Inc. | Wireless data communication card with compact antenna |
| TWI292980B (en) * | 2005-08-10 | 2008-01-21 | Novatek Microelectronics Corp | Frequency shift keying demodulator robust for frequency offset |
| JP3917633B1 (ja) * | 2005-11-21 | 2007-05-23 | シャープ株式会社 | デジタル復調装置、その制御方法、デジタル復調装置用プログラム、デジタル復調装置用プログラムを記録した記録媒体及びデジタル受信装置 |
| JP4245602B2 (ja) * | 2005-11-25 | 2009-03-25 | シャープ株式会社 | デジタル復調装置、デジタル受信装置、デジタル復調装置の制御方法、デジタル復調装置の制御プログラム、及び、この制御プログラムを記録した記録媒体 |
| CA2643254C (en) * | 2006-03-14 | 2014-02-11 | Jamie Hackett | Long-range radio frequency receiver-controller module and wireless control system comprising same |
| US7692295B2 (en) * | 2006-03-31 | 2010-04-06 | Intel Corporation | Single package wireless communication device |
| US7945053B2 (en) * | 2006-05-15 | 2011-05-17 | Intel Corporation | Methods and apparatus for a keying mechanism for end-to-end service control protection |
| JP2008061218A (ja) * | 2006-08-01 | 2008-03-13 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路装置および受信装置 |
| WO2008069803A1 (en) * | 2006-12-08 | 2008-06-12 | Thomson Licensing | Identification of video signals in a video system |
| US8290439B2 (en) * | 2007-06-28 | 2012-10-16 | Intel Corporation | Systems and methods for cross-platform radio frequency interference mitigation |
| US8284799B2 (en) * | 2007-12-17 | 2012-10-09 | Broadcom Corporation | Method and system for supporting a variable and energy efficient data rate using a duty cycling technique and multiple power states on an Ethernet link |
| EP2237418B1 (en) * | 2009-04-03 | 2017-10-04 | Nxp B.V. | Frequency synthesiser |
| EP2446671B1 (en) * | 2009-06-26 | 2013-12-25 | Nokia Solutions and Networks Oy | Wake up procedure for a base station in a communications network |
| JP2011044623A (ja) * | 2009-08-24 | 2011-03-03 | Hitachi Ltd | 低輻射構造を備えた電子機器 |
| US8918130B2 (en) * | 2009-12-14 | 2014-12-23 | Orange | Method for transmitting a communication signal |
| US8467372B2 (en) * | 2010-07-21 | 2013-06-18 | Harris Corporation | Wireless communication system with reordering of data symbols and related methods |
| CN104389503B (zh) | 2011-03-11 | 2018-02-02 | 路创电子公司 | 电池供电的无线设备 |
| US8792407B2 (en) | 2012-02-21 | 2014-07-29 | Qualcomm Incorporated | Wireless communication device power reduction method and apparatus |
| WO2013162844A1 (en) * | 2012-04-25 | 2013-10-31 | 3M Innovative Properties Company | Wireless connectors |
| US9078266B2 (en) | 2012-10-11 | 2015-07-07 | Qualcomm Incorporated | Devices and methods for facilitating discontinuous transmission on access terminals |
| US9060735B2 (en) | 2012-12-14 | 2015-06-23 | Sharp Laboratories Of America, Inc. | Classification of segments of acoustic physiological signal captured during sleep using phase-locked loop array |
| US9161308B2 (en) * | 2013-08-26 | 2015-10-13 | Qualcomm Incorporated | Devices and methods for facilitating autonomous discontinuous transmission in access terminals |
| US20150092636A1 (en) * | 2013-09-30 | 2015-04-02 | Broadcom Corporation | Single local oscillator architecture |
| DE102014216795A1 (de) * | 2014-08-22 | 2016-02-25 | Lesswire Ag | Erweiterungsmodul für ein persönliches Mobilgerät, Kommunikationssystem mit einem Erweiterungsmodul, sowie Kommunikationsverfahren |
| JP6477178B2 (ja) * | 2015-04-06 | 2019-03-06 | オムロン株式会社 | Ｐｌｃ制御データ生成装置、ｐｌｃ制御データ生成方法、及び、ｐｌｃ制御データ生成プログラム |
| US9729329B2 (en) * | 2015-05-19 | 2017-08-08 | Nxp B.V. | Communications security |
| CN104934693B (zh) * | 2015-06-03 | 2018-09-04 | 歌尔股份有限公司 | 一种电子设备和电子设备的天线设置方法 |
| US10158434B2 (en) * | 2016-10-24 | 2018-12-18 | Infineon Technologies Ag | Circuit, system, and method for operating and calibrating a radio frequency transceiver |
| US10396830B2 (en) | 2016-12-13 | 2019-08-27 | Skyworks Solutions, Inc. | Front-end systems with multiple loopbacks and a shared back switch |
| US10211860B2 (en) | 2016-12-13 | 2019-02-19 | Skyworks Solutions, Inc. | Apparatus and methods for front-end systems with reactive loopback |
| US9966986B1 (en) * | 2016-12-23 | 2018-05-08 | Mediatek Inc. | Methods for controlling a frequency synthesizer circuit and a frequency-generating circuit utilizing the same |
| WO2020069541A1 (de) * | 2018-10-04 | 2020-04-09 | Riddle & Code Gmbh | Elektronische markierung |
| WO2021260058A1 (en) | 2020-06-24 | 2021-12-30 | Ipcom Gmbh & Co. Kg | Transmission band selection using battery status |
Family Cites Families (115)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3568151A (en) | 1966-03-23 | 1971-03-02 | Hitachi Ltd | Photoelectrical conversion system for pattern-recognizing apparatus and the like |
| US3638125A (en) | 1969-11-26 | 1972-01-25 | Bell Telephone Labor Inc | Apparatus and method for the synchronous detection of a differentially phase modulated signal |
| DE2047183B2 (de) | 1970-09-24 | 1972-11-16 | Siemens AG, 1000 Berlin u. 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zur demodulation und phasendifferenzmodulierten datensignalen |
| DE2213680C3 (de) | 1972-03-21 | 1974-08-15 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Verfahren zum Nachstellen der Phasenlagen eines Referenzträgers und eines Schritt aktes |
| US3924197A (en) | 1972-12-27 | 1975-12-02 | Mitsubishi Electric Corp | Circuit for reproducing reference carrier wave |
| US3944925A (en) | 1974-08-05 | 1976-03-16 | Motorola, Inc. | Phase-locked loop transceiver having automatic frequency offset selectability |
| CH582977A5 (ja) | 1974-08-22 | 1976-12-15 | Centre Electron Horloger | |
| JPS51117510A (en) | 1975-04-07 | 1976-10-15 | Shintou Denki Kk | Double superheterodyne receiver |
| JPS524105A (en) | 1975-06-27 | 1977-01-13 | Trio Kenwood Corp | Frequency synthesizer-method transmitter-receiver |
| US3971032A (en) | 1975-08-25 | 1976-07-20 | Ball Brothers Research Corporation | Dual frequency microstrip antenna structure |
| US3983501A (en) | 1975-09-29 | 1976-09-28 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Hybrid tracking loop for detecting phase shift keyed signals |
| JPS52142408A (en) | 1976-05-21 | 1977-11-28 | Nec Corp | Clock extracting device in double two phase modulation system |
| US4027265A (en) | 1976-06-03 | 1977-05-31 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Unbalanced quadriphase demodulator |
| US4087677A (en) | 1976-09-29 | 1978-05-02 | International Telephone & Telegraph Corporation | Digital PSK modem |
| US4068198A (en) | 1976-12-23 | 1978-01-10 | Gte Sylvania Incorporated | Phase-locked loop frequency shift key modulator |
| US4096442A (en) | 1977-04-26 | 1978-06-20 | Harris Corporation | Crosstalk corrector and decision device for FSK |
| US4137499A (en) | 1977-04-27 | 1979-01-30 | Texas Instruments Incorporated | Signal strength measuring transceiver |
| FR2394218A1 (fr) | 1977-06-10 | 1979-01-05 | Ibm France | Recepteur de donnees transmises par modulation binaire par saut de phase entrelacee |
| US4217551A (en) | 1977-07-25 | 1980-08-12 | Intech Laboratories, Inc. | Phase modulated data transmission system |
| US4156867A (en) | 1977-09-06 | 1979-05-29 | Motorola, Inc. | Data communication system with random and burst error protection and correction |
| US4234854A (en) | 1978-05-12 | 1980-11-18 | Westinghouse Electric Corp. | Amplifier with radial line divider/combiner |
| US4194151A (en) | 1978-06-29 | 1980-03-18 | General Electric Company | Multifrequency generator |
| US4224575A (en) | 1978-11-29 | 1980-09-23 | E-Systems, Inc. | Phase/frequency controlled phase shift keyed signal carrier reconstruction circuit |
| US4267591A (en) | 1979-04-17 | 1981-05-12 | Cincinnati Electronics Corporation | QPSK Suppressed carrier with rotating reference phase |
| GB2052216B (en) | 1979-06-08 | 1983-09-21 | Plessey Co Ltd | Duplex transceivers |
| GB2063020B (en) | 1979-06-29 | 1983-08-10 | Plessey Co Ltd | Transceivers |
| US4311964A (en) | 1979-09-21 | 1982-01-19 | Westinghouse Electric Corp. | Coherent phase shift keyed demodulator for power line communication systems |
| US4270206A (en) | 1980-02-25 | 1981-05-26 | General Electric Company | Transceiver for phase-shift modulated carrier signals |
| US4357605A (en) | 1980-04-08 | 1982-11-02 | Metallurgical Research, Inc. | Cash flow monitoring system |
| US4320345A (en) | 1980-04-28 | 1982-03-16 | Sangamo Weston, Inc. | Adaptive differential PSK demodulator |
| US4355404A (en) | 1980-05-27 | 1982-10-19 | Communications Satellite Corporation | Carrier recovery network for QPSK modems employing synchronized oscillators |
| US4336500A (en) | 1980-07-14 | 1982-06-22 | Motorola, Inc. | MSK Demodulator frequency acquistion apparatus and method |
| US4485347A (en) | 1980-09-04 | 1984-11-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital FSK demodulator |
| US4387342A (en) | 1981-03-04 | 1983-06-07 | Datavision, Inc. | Phase-shift keyed decoder |
| DE3120761C2 (de) | 1981-05-25 | 1986-02-13 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltung zum schnellen Erkennen von FSK-Signalen in einem Funkkanal |
| US4549302A (en) | 1981-06-15 | 1985-10-22 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | Modem with improved escape sequence mechanism to prevent escape in response to random occurrence of escape character in transmitted data |
| NL8102856A (nl) | 1981-06-15 | 1983-01-03 | Unilever Nv | Werkwijze ter bereiding van bloedceleiwit en haem uit haemoglobine. |
| US4414675A (en) | 1981-08-05 | 1983-11-08 | Motorola, Inc. | MSK and OK-QPSK signal demodulator |
| US4404685A (en) | 1981-10-26 | 1983-09-13 | Terra Corporation | Frequency control system for radio apparatus employing filter amplifier operated at harmonic of frequency of synthesized signal source |
| US4457005A (en) | 1981-12-07 | 1984-06-26 | Motorola, Inc. | Digital coherent PSK demodulator and detector |
| JPS58114654A (ja) | 1981-12-28 | 1983-07-08 | Fujitsu Ltd | 基準搬送波再生回路 |
| CA1175490A (en) | 1982-03-12 | 1984-10-02 | Ralph T. Carsten | Frequency shift keying demodulators |
| US4439737A (en) | 1982-04-21 | 1984-03-27 | Rca Corporation | Phase locked loop, as for MPSK signal detector |
| US4470145A (en) | 1982-07-26 | 1984-09-04 | Hughes Aircraft Company | Single sideband quadricorrelator |
| US4486715A (en) | 1982-08-04 | 1984-12-04 | Honeywell Inc. | Frequency shift key demodulator |
| US4499425A (en) | 1982-08-04 | 1985-02-12 | Honeywell Inc. | Phase velocity sign detector for frequency shift key demodulation |
| US4475219A (en) | 1982-08-18 | 1984-10-02 | General Electric Company | Demodulator for frequency-shift-keyed binary data signals |
| US4540948A (en) | 1982-09-14 | 1985-09-10 | Nec Corporation | 8-Phase phase-shift keying demodulator |
| US4608699A (en) | 1982-12-27 | 1986-08-26 | Motorola, Inc. | Simulcast transmission system |
| US4612509A (en) | 1983-01-13 | 1986-09-16 | Paradyne Corporation | Frequency shift keyed demodulator |
| US4518922A (en) | 1983-01-17 | 1985-05-21 | Harris Corporation | Decision-directed, automatic frequency control technique for non-coherently demodulated M-ARY frequency shift keying |
| US4551689A (en) | 1983-02-25 | 1985-11-05 | Comtech Telecommunications Corp. | RF Local oscillator with low phase noise |
| JPS59161102A (ja) | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Toshiba Corp | 円偏波マイクロストリツプアンテナ |
| US4567603A (en) | 1983-06-09 | 1986-01-28 | Motorola, Inc. | FSK Modulator and method for NRZ data transmission utilizing PLL frequency synthesis |
| DE3324311A1 (de) | 1983-07-06 | 1985-01-17 | Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover | Decoder fuer ein frequenzgetastetes signal, insbesondere ein fsk-bildschirmtext-signal |
| FR2552938B1 (fr) * | 1983-10-04 | 1986-02-28 | Dassault Electronique | Dispositif rayonnant a structure microruban perfectionnee et application a une antenne adaptative |
| JPS60100859A (ja) | 1983-11-08 | 1985-06-04 | Nec Corp | 周波数検波器 |
| WO1985002966A1 (en) | 1983-12-22 | 1985-07-04 | Griffith University | A phase shift keying and phase modulation transmission system |
| AU559643B2 (en) | 1983-12-29 | 1987-03-19 | Nippon Notion Kogyo Co. Ltd. | Adjustable strap fastener |
| GB2155262B (en) | 1984-03-01 | 1988-01-20 | Standard Telephones Cables Ltd | Radio receiver |
| US4614910A (en) | 1984-03-12 | 1986-09-30 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Quarternary differential PSK demodulator |
| US4618997A (en) | 1984-03-23 | 1986-10-21 | General Research Of Electronics, Inc. | Portable transceiver |
| JPS60200635A (ja) | 1984-03-26 | 1985-10-11 | Victor Co Of Japan Ltd | デジタル信号復調装置のビツトクロツク信号発生装置 |
| US4543541A (en) | 1984-04-16 | 1985-09-24 | Phillips Petroleum Company | FSK modulation using switched outputs of two oscillators |
| NL8401347A (nl) | 1984-04-27 | 1985-11-18 | Philips Nv | Een fsk data ontvanger. |
| JPS6121660A (ja) | 1984-07-10 | 1986-01-30 | Toshiba Corp | 搬送波再生回路 |
| JPS6128258A (ja) | 1984-07-18 | 1986-02-07 | Nec Corp | Ｆｓｋ復調回路 |
| US4675883A (en) | 1984-10-04 | 1987-06-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Arrangement for Carrier Recovery from Two Received Phase Shift Keyed Signals |
| DE3442955A1 (de) | 1984-11-24 | 1986-06-05 | Agfa-Gevaert Ag, 5090 Leverkusen | Verfahren und vorrichtung zur herstellung fotografischer bilder durch punktweises aufbelichten |
| FR2574557B1 (fr) | 1984-12-06 | 1987-02-27 | Lmt Radio Professionelle | Dispositif d'elimination de bruit basse frequence d'un systeme de transmission, en particulier de bruit en 1/f dans un recepteur radar homodyne |
| CH667170A5 (de) | 1984-12-07 | 1988-09-15 | Industrieorientierte Forsch | Verfahren zur detektion der information eines empfangssignales, insbesondere mit frequenzumtastung. |
| US4575684A (en) | 1985-02-22 | 1986-03-11 | Honeywell Inc. | Differential phase shift keying receiver |
| US4631486A (en) | 1985-04-01 | 1986-12-23 | Harris Corporation | M-phase PSK vector processor demodulator |
| US4707832A (en) | 1985-04-10 | 1987-11-17 | Harris Corporation | Switched point-to-point local area network control mechanism |
| US4802235A (en) | 1985-04-26 | 1989-01-31 | Comven, Inc. | Subscriber unit for a flexible communication system |
| US4816769A (en) | 1985-06-21 | 1989-03-28 | Ma John Y | BPSK demodulator and FM receiver for digital data pagers |
| US4634990A (en) | 1985-06-25 | 1987-01-06 | General Electric Company | Apparatus for demodulating differential phase shift keyed signals |
| US4670887A (en) | 1985-08-05 | 1987-06-02 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | Multiplexed PSK demodulator |
| US4740997A (en) | 1985-08-05 | 1988-04-26 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | Band clock offset phase locked loop |
| US4771291A (en) | 1985-08-30 | 1988-09-13 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Dual frequency microstrip antenna |
| US4737968A (en) | 1985-10-25 | 1988-04-12 | Phillips Petroleum Company | QPSK transmission system having phaselocked tracking filter for spectrum shaping |
| US4605903A (en) | 1985-11-07 | 1986-08-12 | Motorola, Inc. | FSK demodulator with high noise immunity digital phase detector |
| US4715047A (en) | 1986-04-04 | 1987-12-22 | Harris Corporation | Digital differential phase shift keyed demodulator |
| JP2804755B2 (ja) | 1986-09-01 | 1998-09-30 | 株式会社日立製作所 | Ｆｓｋ信号復調回路 |
| US4703520A (en) | 1986-10-31 | 1987-10-27 | Motorola, Inc. | Radio transceiver having an adaptive reference oscillator |
| US4827271A (en) | 1986-11-24 | 1989-05-02 | Mcdonnell Douglas Corporation | Dual frequency microstrip patch antenna with improved feed and increased bandwidth |
| GB2198290B (en) | 1986-11-29 | 1990-05-09 | Stc Plc | Dual band circularly polarised antenna with hemispherical coverage |
| US4825452A (en) | 1987-03-04 | 1989-04-25 | National Semiconductor Corporation | Digital FSK demodulator |
| JP2724145B2 (ja) | 1987-03-24 | 1998-03-09 | 株式会社日立製作所 | 搬送波再生装置 |
| NL8701290A (nl) | 1987-06-02 | 1989-01-02 | Philips Nv | Ontvanger voor een faseverschuivingsgemoduleerd draaggolfsignaal. |
| GB8719849D0 (en) | 1987-08-21 | 1987-09-30 | British Telecomm | Fsk discriminator |
| CA1287127C (en) | 1987-08-29 | 1991-07-30 | Yasuyuki Oishi | Fsk demodulation circuit |
| US4829543A (en) | 1987-12-04 | 1989-05-09 | Motorola, Inc. | Phase-coherent TDMA quadrature receiver for multipath fading channels |
| EP0322766B1 (en) | 1987-12-24 | 1994-09-07 | Nec Corporation | Carrier recovery circuit for offset QPSK demodulators |
| US4870660A (en) | 1987-12-28 | 1989-09-26 | Unisys Corporation | Variable frequency rate receiver |
| GB8801259D0 (en) | 1988-01-20 | 1988-02-17 | Secr Defence | Digital modulator |
| US4847868A (en) | 1988-02-22 | 1989-07-11 | Silicon Systems, Inc. | Non-coherent pattern detection |
| US5045816A (en) | 1990-03-20 | 1991-09-03 | Scientific-Atlanta, Inc. | Binary phase shift key modulator with programmable level control |
| US4939790A (en) | 1988-03-28 | 1990-07-03 | Zenith Electronics Corporation | PLL frequency stabilization in data packet receivers |
| US4878035A (en) | 1988-05-27 | 1989-10-31 | Wavetek Rf Products, Inc. | Hybrid frequency shift keying modulator and method |
| JPH06103880B2 (ja) | 1988-07-05 | 1994-12-14 | シャープ株式会社 | シリアルデータ通信装置 |
| US4914651A (en) | 1988-09-20 | 1990-04-03 | Cellular Data, Inc. | Cellular data system |
| US4953185A (en) | 1988-10-05 | 1990-08-28 | Motorola Inc. | Clock recovery and hold circuit for digital TDM mobile radio |
| US4901332A (en) | 1988-10-27 | 1990-02-13 | Unisys Corp. | Noncoherent-coherent A.C. coupled base band AGC receiver |
| US4902979A (en) | 1989-03-10 | 1990-02-20 | General Electric Company | Homodyne down-converter with digital Hilbert transform filtering |
| CA2014916C (en) | 1989-04-20 | 1994-11-08 | Yoichiro Minami | Direct conversion receiver with dithering local carrier frequency for detecting transmitted carrier frequency |
| GB8914466D0 (en) | 1989-06-23 | 1989-08-09 | Orbitel Mobile Communications | Apparatus for and method of digitizing fsk demodulated data |
| US5053717A (en) | 1989-10-05 | 1991-10-01 | Motorola, Inc. | FSK demodulator |
| US4979230A (en) | 1989-12-04 | 1990-12-18 | General Instrument Corporation | Up-conversion homodyne receiver for cable television converter with frequency offset to avoid adjacent channel interference |
| US5043721A (en) | 1989-12-18 | 1991-08-27 | Hewlett-Packard Company | Paging accessory for portable information/computing devices |
| US5043738A (en) | 1990-03-15 | 1991-08-27 | Hughes Aircraft Company | Plural frequency patch antenna assembly |
| US5020076A (en) | 1990-05-21 | 1991-05-28 | Motorola, Inc. | Hybrid modulation apparatus |
| US5257397A (en) | 1990-08-13 | 1993-10-26 | At&T Bell Laboratories | Mobile data telephone |
| EP0629071A1 (en) * | 1993-06-07 | 1994-12-14 | AT&T GLOBAL INFORMATION SOLUTIONS INTERNATIONAL INC. | Apparatus for connecting a computer to a telephone system |
| NL9302192A (nl) * | 1993-07-09 | 1995-02-01 | Ericsson Business Mobile Netwo | Draadloze telefoon. |
-
1996
- 1996-04-16 DE DE19614979A patent/DE19614979C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-04-19 JP JP09860396A patent/JP3773298B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-09-21 US US09/400,706 patent/US6278864B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2005
- 2005-05-30 JP JP2005158112A patent/JP3983776B2/ja not_active Expired - Lifetime
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- 2005-05-30 JP JP2005158115A patent/JP3983777B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1198047A (ja) * | 1997-07-18 | 1999-04-09 | Nokia Mobile Phones Ltd | 電子装置 |
| US7085382B2 (en) | 1999-12-27 | 2006-08-01 | Nec Corporation | Communication device, communication device set, authentication method and method of wireless-connecting terminals |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| DE19614979A1 (de) | 1996-10-24 |
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