DE19543562A1

DE19543562A1 - Anordnung zur berührungslosen Drehwinkelerfassung eines drehbaren Elements

Info

Publication number: DE19543562A1
Application number: DE19543562A
Authority: DE
Inventors: Siegbert Dipl Ing Steinlechner; Erich Dr Ing Zabler; Anton Dipl Ing Dukart; Hermann Dipl Phys Dr Winner
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1994-11-22
Filing date: 1995-11-22
Publication date: 1996-05-23
Also published as: JPH09508214A; WO1996016316A1; EP0740776A1; DE59510243D1; US5880586A; DE19543564A1; EP0740776B1

Description

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur berührungslosen Drehwinkelerfassung eines drehbaren Elements, bei der unter Auswertung von magnetisch beeinflußbaren elektrischen Eigen schaften an einem Sensor eine vom drehbaren Element erzeugte oder beeinflußte magnetische Feldstärke detektiert wird, nach der Gattung des Hauptanspruchs.

Eine Anordnung dieser Art, mit der eine Drehwinkelerfassung durchführbar ist, ist beispielsweise aus der EP-0 217 478 B1 bekannt.

Hier werden mit einem Winkelsensor, der aus zwei parallelen dünnen Filmen aus magnetisch weichem Material gebildet ist, die von einem drehenden Magneten ausgehenden magnetischen Feldlinien erfaßt und ausgewertet. Die magneti schen Filme im Winkelsensor sind derart angebracht, daß in der Ebene der Feldlinien jeweils Stromzuführungs- und Span nungsmeßanschlüsse an den beiden Filmen um 45° gegeneinander versetzt angeschlossen sind. Durch eine Widerstands-Ani sotropie in den Filmen ergibt sich ein von der Richtung der Winkellage der Feldlinien abhängiges Sensorsignal, das in einer Auswerteschaltung verarbeitbar ist. Bei dieser bekann ten Anordnung ist jedoch nur eine Winkelauswertung im Be reich von 180° auswertbar, was zu einem erhöhten Aufwand bei der einwandfreien Erfassung der Winkellage führt.

Weiterhin ist eine Abtastung von inkrementalen Strukturen an Zahnrädern aus ferromagnetischem Material bekannt, bei der beispielsweise für die Zündungssteuerung an Verbrennungs motoren oder zur Drehzahlerfassung für Antiblockiersysteme die Abtastung mit berührungslosen Sensoranordnungen vorgenommen wird. Beispielhaft ist in dem VDI-Bericht Nr. 509, (VDI-Verlag 1984), Seiten 263 bis 268, im Aufsatz "Neue, alternative Lösungen für Drehzahlsensoren im Kraftfahrzeug auf magnetoresistiver Basis" beschrieben, wie mit magnetischen Tangentialsonden als Sensoren eine besonders einfache und insbesondere gegen Luftspaltschwankungen unempfindliche Abtastung von Inkremen talstrukturen an drehenden Wellen oder Zahnrädern durchführ bar ist. Dies ist möglich, weil das Vorzeichen der Tangen tialkomponente eines im Sensor befindlichen Dauermagneten nicht von der Größe des Luftspaltes zwischen dem Sensor und den drehbaren Elementen abhängt. Diese Vorzeichenänderung kann nur durch eine rotorische Weiterbewegung der Welle oder des Zahnrades erfolgen, wodurch eine inkrementale Drehwin keländerung eines Zahnrades erfaßt werden kann.

In der oben genannten, bekannten Druckschrift ist auf Seite 264 unter Punkt 3.3 auch der Einsatz von Sensoren beschrie ben, die sich den sogenannten Halleffekt zur Abtastung einer Änderung eines magnetischen Feldes zu Nutze machen. Diese in bekannter Weise ausgeführten Hallsensoren nutzen eine Ablen kung eines zwischen zwei Anschlußpolen fließenden Stromes durch ein senkrecht dazu stehendes magnetisches Feld aus. Eine Ladungsträgerverschiebung in Richtung der magnetischen Feldlinien führt hierbei zum Entstehen einer sogenannten Hallspannung, die quer zur Stromflußrichtung abnehmbar ist. Unter Ausnutzung der für diesen Zweck optimalen Eigenschaf ten von Hallstrukturen in Halbleitermaterialien verläuft die Stromflußrichtung in dieser Hallstruktur in der Regel koplanar in der Ebene eines sogenannten Halbleiter-Wafers, zum Beispiel eines Silizium-Halbleiter-Chips.

Die bei der Abtastung an drehbaren Elementen notwendige Tangentialfelderfassung ist hier insofern nachteilig, als daß durch die unvermeidbare tangentiale Längsausdehnung des Hallsensors herkömmlicher Art ein erheblicher Luftspalt zwischen dem drehbaren Element und dem Sensor entsteht (ca. 2 mm bis 4 mm) und der Effekt der senkrecht zur Waferebene verlaufenden Feldlinien stark verringert wird. Da die Feld stärke exponentiell zum Abstand zwischen dem drehbaren Element und dem Sensor abnimmt, wird der auswertbare Meßeffekt hier sehr klein. Um ein vom Luftspalt unabhängiges Signal zu erfassen, muß bei der bekannten Methode eine differentielle Erfassung des radial gerichteten Feldes mit zwei Hallensoren durchgeführt werden, die eventuell auch besonders an die Inkrementweiten (Zahnabstand bei Zahnrädern) angepaßt sind. Eine Anwendung von Materialien mit höherer und anders gerichteter Empfindlichkeit, wie zum Beispiel magnetoresistive Dünnschichtsensoren, Permalloysensoren oder auch sogenannte Pseudohallsensoren, als Alternative zu den Silizium-Halbleiter-Hallsensoren ist möglich, die Herstellungstechnologie ist bei diesen Materalien allerdings aufwendig, insbesondere, wenn sie mit einem Verstärkerschaltkreis verbunden bzw. mit ihm integriert werden sollen.

Es sind weiterhin Hallsensoren bekannt (aus "Sensors and Materials", 5, 2 (1993) 091-101, MYU, Tokyo, der Aufsatz "Simulation, Design and Fabrication of a Vertical Hall Device for Two-Dimensional Magnetic Field Sensing" von M. Parajape, Lj. Ristic und W. Allegretto), bei denen sich die Hallstruktur senkrecht zur Waferfläche in die Tiefe eines Silizim-Chips ausdehnt. Somit wird hier eine Erfassung des tangential gerichteten Feldes möglich, ohne dabei den Luft spalt untragbar zu vergrößern.

Diese, aus der zweiten Druckschrift bekannten Hallsensoren beanspruchen eine geringe Ausdehnung und damit einen sehr geringen Luftspalt, welcher sich im wesentlichen nur aus der Waferdicke (ca. 400 µm) zusätzlich einer Schutzschicht zusammensetzt. Auch ist aus dieser Druckschrift bekannt, mit zwei um 90° gegeneinander versetzten Hallsensoren auch Komponenten eines zweidimensionalen magnetischen Feldes zu erfassen

Vorteile der Erfindung

Die erfindungsgemäße Anordnung zur berührungslosen Drehwin kelerfassung eines drehbaren Elements, unter Ausnutzung des Halleffekts oder eines magnetoresistiven Effekts, mit den Merkmalen des Anspruchs 1, hat den Vorteil, daß beispiels weise die Tangentialfelderfassung eines vom drehbaren Ele ment erzeugten oder beeinflußten magnetischen Feldes mit ge ringem Luftspalt mit hoher Genauigkeit möglich ist. Die ver tikal in einer Fläche, beispielsweise einem Siliziumwafer, angeordneten Sensorelemente gestatten aufgrund ihrer gerin gen Abmessungen in der planaren Ebene eine effektive Plazie rung des Sensors in der Nähe der drehbaren Elemente, wobei durch eine zusätzliche, räumliche mikromechanische Struktu rierung die Empfindlichkeit des Sensors erhöht werden kann. Die zur Signalaufbereitung erforderlichen elektronischen Schaltkreise können hierbei vorteilhaft in den selben Silizium-Chip wie die Sensorelemente integriert werden. Hierbei ist, wie oben erwähnt, der Nachteil eines inkremen talen Drehwinkel-Meßsystems vermeidbar, daß es auf einer Zählung der Inkremente beruht, die von außen bleibend gestört werden kann.

Mit der Anwendung von zwei um 90° gegeneinander verdrehten, vertikalen Hall-Sensorelementen oder von zwei um 45° gegeneinander verdrehten AMR-Sensorelementen gemäß der Erfindung an drehbaren Elementen können zwei Komponenten eines äußeren, in der Ebene der die Sensorelemente tragenden Fläche liegenden Feldes auf einfache Weise sehr genau erfaßt werden. Die Drehlage des drehbaren Elementes verändert hierbei in gleicher Weise die Drehlage des erzeugten oder beeinflußten magnetischen Feldes und somit die Feldkomponen ten in der Ebene der die Sensorelemente tragenden Fläche. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung ist also jederzeit auch die absolute Drehlage des drehbaren Elementes erfaßbar und nicht auf Inkremente beschränkt. Die elektronische Auswer tung kann auf vorteilhafte Weise vorgenommen werden, da sich die von den Feldkomponenten erzeugten Signale nach einem Sinus- bzw. Cosinusgesetz ändern und eine Ermittlung des Drehlagewertes mit analogen oder digitalen Schaltkreisen unter schaltungstechnischer Umsetzung von trigonometrischen Formeln durchführbar ist. Eine solche vorteilhafte Auswer tung ist möglich, sofern eines der Sensorelemente mit einem sinus- und das andere mit einem cosinusförmigen Signal ange regt wird. Besonders vorteilhaft ist, daß die schaltungs technische Umsetzung für die Auswertung von Signalen von wählbaren Sensoren geeignet ist, wobei Speisesignale mit Steuersignalen in geeigneter Weise, insbesondere multiplika tiv verknüpft werden.

Werden die Sensorelemente mit geeigneten rechteckförmigen Signalen einer Kreisfrequenz ω, beispielsweise mit zwei rechteckförmigen Spannungen mit 50% Tastverhältnis, die zueinander um eine Viertelperiode verschoben sind, ange steuert, ergeben sich besonders vorteilhafte Möglichkeiten. So sind solche Rechtecksignale einfacher zu erzeugen als phasen- und amplitudenkonstante Sinus- bzw. Cosinussignale.

Außerdem treten keine Probleme mit der Amplituden- bzw. Phasenkonstanz dieser Signale auf.

Es ist eine ratiometrische analoge Ausgangsspannung einfach erzeugbar, wahlweise auch ein pulsbreitenmoduliertes Aus gangssignal. Nullpunktverschiebungen bzw. Eichungen sowie die Kompensation von statischen Fehlern des Sensors und/oder der Auswerteschaltung sind analog oder digital realisierbar und die gesamte Anordnung von Sensor und Auswerteschaltung ist vollständig integrierbar.

Durch Messung des Stromverbrauchs bei der Erzeugung der Rechtecksignale läßt sich die Temperatur des Sensors ermit teln, dadurch ist eine vorteilhafte Kompensation der tempe raturabhängigen Eigenschaften des Sensors möglich.

In einer weiteren vorteilhaften Ausführung der Erfindung werden die beiden Sensoren mit Gleichspannungen angesteuert und die erzeugte Ausgangsspannung wird mit Hilfe zweier elektronischer Schalter verarbeitet. Auch mit einer solchen Ausführungsform kann eine Nullpunktsverschiebung kompensiert werden.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Zeichnung

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeich nung erläutert. Es zeigen

Fig. 1 einen Schnitt durch eine Drehwinkelerfassungsanordnung an einer drehbaren Welle mit einer schematischen Darstellung einer Sensoranordnung;

Fig. 2 eine Prinzipdarstellung der Sensoranordnung nach Fig. 1 mit zwei um 90° gegeneinander versetzten Hallsensoren;

Fig. 3 die Kurvenverläufe der Sensorausgangsspannungen und der resultierenden Ausgangssignale und

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Auswerteschaltung zur Ermittlung des Drehwinkels der drehbaren Welle. Die Fig. 5 bis 7 zeigen Ausführungsbeispiele für Ansteuerungen mit rechteckförmigen Signalen und in Fig. 8 ist eine konkrete Schaltung dargestellt. Die Fig. 9 und 10 zeigen Ausführungsformen, bei denen die Ansteuerung der Sensoren mit Gleichspannung erfolgt und die Ausgangssignale unter Verwendung von Schaltern verarbeitet werden.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen erläu tert, bei denen die Sensorelemente z. B. zwei Hallsensoren sind. Mit anderen magnetoresistiven Sensoren, also Sensoren, deren Widerstand sich magnetfeldabhängig ändert, läßt sich die Erfindung ebenfalls realisieren.

In der Fig. 1 ist eine um den Winkel α drehbare Welle 1 gezeigt, die an ihrem Ende einen Dauermagneten 2 als mitdrehbares Element trägt. α ist der Winkel, der gemessen werden soll. Die magnetischen Feldlinien B des Magneten 2 verlaufen hierbei durch ein oberes Teil 3 eines Gehäuses 4, wobei in diesem oberen Teil 3 eine Sensoranordnung 5, bestehend aus zwei gegeneinander um 90° versetzten Hallsen soren (vgl. Fig. 2), fest angeordnet ist. Die Darstellung der Hallsensoren ist hier nur schematisch, da diese in eine Schicht integriert sein können und dadurch sichtbar nicht mehr in Erscheinung treten müssen. Die Richtungskomponenten der Feldlinien B verursachen hier spezifische Ausgangs signale der beiden Hallsensoren, wodurch sowohl die absolute Drehlage als auch eine Änderung der Drehlage um eine belie bige Winkeländerung α mit einer nachfolgenden anhand der Fig. 4 bis 10 beschriebenen elektronischen Schaltung aus gewertet werden kann.

In der Fig. 2 ist die Lage und die Beschaltung von zwei Hallsensoren 6 und 7 als Bestandteil der Sensoranordnung 5 gemäß Fig. 1 in prinzipieller Weise räumlich dargestellt. Der Hallsensor 6 weist Stromanschlüsse 8 und 9 und der Hall sensor 7 Stromanschlüsse 10 und 11 auf, durch die ein Strom I in der gezeigten Richtung hindurch fließt. Quer zu der Stromflußrichtung des Stromes I sind an Anschlüssen 12 und 13 (Hallsensor 6) und Anschlüssen 14 und 15 (Hallsensor 7) Hallspannungen U_H1 und U_H2 abnehmbar. Die magnetischen Feld linien B eines Magneten 2 (vgl. Fig. 1) weisen hierbei jeweils in der Strecke zwischen den gegenüberliegenden Anschlüssen 12 und 13 bzw. zwischen den Anschlüssen 14 und 15 Feldkomponenten auf, die in der als Halleffekt bekannten Weise zu einer Ablenkung der Ladungsträger des Stromes I führen. Der damit verbundene Potentialunterschied führt zu der Hallspannung U_H1 zwischen den Polen bzw. Anschlüssen 12 und 13 sowie zu der Hallspannung UH₂ zwischen den Polen bzw. Anschlüssen 14 und 15, die in der nachfolgend beschriebenen Art und Weise ausgewertet können. Eine Änderung der Richtung der Feldlinien B durch eine Drehung um den Winkel α führt demgemäß zu einer unterschiedlichen Beeinflussung des Hall effekts in den Hallsensoren 6 und 7. Dies kann über die elektronische Auswertung der Hallspannungen U_H1 und U_H2 zur Berechnung des Drehwinkels α herangezogen werden.

Die beiden Hallsensoren 6 und 7 können daher zur Auswertung eines vom drehbaren Element (Magnet 2) erzeugten magneti schen Feldes im vollen Drehbereich von 360° herangezogen werden. Beispielsweise werden die Hallsensoren 6 und 7 durch in einen Silizium-Halbleiter-Wafer eingebrachte vertikale Hallstrukturen derart hergestellt, daß aufgrund ihrer gerin gen Abmessungen in der planaren Ebene des Wafers eine präzi se und nahezu punktförmige Plazierung der Sensoranordnung 5 in der Nähe des drehbaren Elementes möglich ist, wobei durch eine zusätzliche, räumliche, mikromechanische Strukturierung die Empfindlichkeit der Sensoranordnung 5 erhöht werden kann. Die zur Signalaufbereitung erforderlichen elektroni schen Schaltkreise können hierbei vorteilhaft in den selben Silizium-Chip wie die Hallsensoren 6 und 7 integriert wer den.

In Fig. 3 ist der Verlauf der Hallspannung U_H1 und der Hallspannung U_H2 in Abhängigkeit vom Drehwinkel α darge stellt. Der Verlauf der Hallspannung U_H1 in Abhängigkeit vom Drehwinkel α erfolgt hierbei nach einem Sinusgesetz und der der Hallspannung U_H2 nach einem Cosinusgesetz, wobei sich folgende mathematischen Beziehungen ergeben:

U_H1 = C₁·I₁·B·cos α, (1)
U_H2 = C₂·I₂·B·sin α, (2)

wobei
U_H1 die Hallspannung des Hallsensors 6,
U_H2 die Hallspannung des um 90° versetzten Hallsensors 7,
C₁, C₂ Materialkonstanten der Hallsensoren 6 und 7,
B die senkrecht zur Ebene der Hallsensoren 6 und 7 auftretende magnetische Feldstärke (unter der Voraussetzung, daß die Feldstärke an beiden Hallsensoren 6 und 7 gleich ist (B1=B2)) und
α der Drehwinkel des sich drehenden Elements (Magnet 2) ist.

Durch eine, in einer elektronischen Auswerteschaltung herzu stellende Verknüpfung der Hallspannungen U_H1 und U_H2 wird eine Ausgangsspannung U_A erzeugt, die in sehr guter Näherung proportional zum Drehwinkel α des drehbaren Elements 2 ist (vgl. Verlauf der Kurve 16 im rechten Teil der Fig. 3). Die mathematische Auswertung kann mit einer entsprechenden schaltungsmäßigen Realisierung beispielsweise wie folgt vor genommen werden:

α = arctan (U_H1/U_H2) (3),

womit der Drehwinkel α aus der Ausgangsspannung U_A in der Auswerteschaltung bestimmbar ist.

Fig. 4 zeigt beispielhaft eine mögliche Ausführungsform einer Auswerteschaltung, mit der die oben beschriebene Drehwinkelauswertung an der erfindungsgemäßen Anordnung durchgeführt werden kann. Ausgehend von einem spannungsgere gelten Oszillator 20 mit nachgeschaltetem Tiefpaß 21 wird hier ein erster sinusförmiger Wechselstrom I₁ erzeugt, der am Stromanschluß 8 des Sensors anliegt und folgende Zeit funktion aufweist:

I₁(t) = I_O·sin (ω·t).

Am Ausgang eines Phasenverzögerungsgliedes 22 liegt ein um 90° verschobener Strom I₂ mit der Zeitfunktion

I₂(t) = I_O·cos (ω·t)

an, mit dem der Sensor an seinem Stromanschluß 10 beauf schlagt wird. Die Sensorelemente bilden daraufhin ein Produkt, die Spannungen U_H1 und U_H2, an den Ausgängen 12/13 und 14/15 ergeben sich wie folgt

U_H1(t, α) = C₁·B₁·cos (Kα)·I₁(t) und
U_H2(t, α) = C₂·B₂·sin (Kα)·I₂(t),

wobei die Konstanten C₁ = C₂ = C und die Feldkomponenten B₁ = B₂ = B sein können. α ist der zu messende Winkel, das heißt der Winkel zwischen dem Steuermagnetfeld und dem Sen sor. Der Faktor K beträgt 1 bei Hall-, 2 bei AMR-Sensoren. Durch Addition dieser Signale entsteht eine zum Strom II bzw. I₂ um Kα phasenverschobene Spannung U(t). In einer Sum mationsschaltung 23 wird die Summe aus den beiden Spannungen U_H1(t) und U_H2(t) gebildet, so daß sich eine Spannung U(t) nach folgender Beziehung unter Anwendung trigonomerischer Formeln ergibt:

U(t) = U_H1(t) + U_H2(t)

U(t) = C·B·I_O·(cos(Kα)·sin(ω·t) + sin(Kα)·cos(ω·t)).

Diese Gleichung kann umgeformt werden zu:

U(t) = C·B·I_O·sin(ω·t + Kα),

da allgemein gilt:

sin(a + b) = sin(a)·cos(b) + sin(b)·cos(a).

Die Spannung U(t) liegt an einem ersten Eingang 24 eines Phasenkomparators 25 an, an dessen zweiten Eingang 26 das Ausgangssignal (U = const·sin(ω·t)) des Tiefpasses 21 anliegt. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators 25 stellt hier eine Rechteckspannung mit der Impulshöhe U_O, entspre chend der Versorgungsspannung des Phasenkomparators 25, dar. Die Impulsdauer des Rechtecksignals entspricht der Phasen differenz Kα der beiden Eingangsspannungen, welche propor tional ist zu dem geometrischen Drehwinkel α, der gemessen werden soll. Das Rechtecksignal wird mittels eines weiteren Tiefpasses 27 geglättet und ergibt somit das zum Drehwinkel α der in der Fig. 1 dargestellten drehbaren Welle 1 propor tionale Ausgangssignal U_A.

Es wird also letztendlich ein Phasenvergleich von i und U(t) durchgeführt, der zur pulsweitenmodulierten Spannung führt, die durch einen Tiefpaß in eine Analogspannung gewandelt wird.

Anstatt der Phasenverschiebung des Stromes kann auch eine Spannung nach dem Sensorelement um 90° phasenverschoben wer den.

Der Kern der Erfindung ist also letztendlich die Ausnutzung von sin(a + b) = sin(a)·cos(b) + sin(b)·cos(a) für die Auswertung der Signale der Sensoren, die Speisesignale mit Steuersignalen multiplikativ verknüpfen, so daß o. g. Aus druck entsteht.

Werden die beiden Sensorelemente nicht mit sinusförmigen sondern mit rechteckförmigen Signalen der Kreisfrequenz ω angesteuert, ergibt sich eine günstige Auswertemöglichkeit. Die Rechtecksignale besitzen dabei ein Tastverhältnis von 50% und sind gegeneinander um eine Viertelperiode verscho ben. Solche Rechtecksignale sind sehr einfach mit Flip-Flops zu erzeugen, wobei die Phasendifferenz exakt 90° beträgt und die Amplituden identisch sind. Diese Eigenschaften, die für die Meßgenauigkeit sehr wichtig sind, lassen sich bei analo gen Sinus bzw. Cosinussignalen nur mit größerem Aufwand er reichen. Die beiden Sensorausgangssignale werden bei An steuerung mit rechteckförmigen Signalen in gleicher Weise wie bei der Ansteuerung mit sinus- bzw. cosinusförmigen Signalen addiert. Das resultierende Signal besitzt Kreisfre quenzanteile bei ω, 3ω, 5ω usw. Jede dieser Kreisfrequenzen besitzt die Phase Kα, -Kα, Kα, . . . gegenüber einem Sinus signal mit der entsprechenden Kreisfrequenz. Um die Phase messen zu können ist eine Kreisfrequenz, beispielsweise (ω oder 3ω aus dem Summensignal auszufiltern. Dies kann durch einen Tiefpaß für die Grundwelle ω oder durch einen Bandpaß für 3ω erfolgen, anschließend wird die Phase wie bereits im Ausführungsbeispiel mit der sinusförmigen Anregung beschrie ben mit Hilfe eines Phasenkomparators und eines Mittelungs tiefpasses gemessen.

In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel mit 2 um 45° gegeneinander verdrehten AMR-Sensorelementen und Rechteck signalanregung als Blockschaltbild angegeben. Eine Einrich tung zur Erzeugung der Rechtecksignale 28, die im einfach sten Fall aus 2 D-Flip-Flops besteht, wird von einem Taktge nerator 29 angesteuert. Der Taktgenerator 29 erzeugt ein Vielfaches, beispielsweise das vierfache der gewünschten Rechteckkreisfrequenz ω. Damit liefert die Rechtecksignal erzeugung nicht nur die 0°- und die 90°-Signale mit 50% Tastverhältnis, sondern auch deren Komplemente, also 180° und 270°.

Die beiden gegeneinander um einen Winkel von 45° verdrehten Sensorelemente 30, 31 werden mit je einem Gegentaktsignal angesteuert, das über die Eingänge "in" zugeführt wird. Zwei nachgeschaltete Differenzverstärker 32, 33 heben die Sensor signale um einen Faktor von beispielsweise 50 an. Die am Ausgang der Differenzverstärker 32, 33 entstehenden Signale werden im Summationspunkt 34 addiert. Im nachfolgenden Fil ter 35 wird das addierte Signal so gefiltert, daß am Ausgang des Filters 35 ein sinusförmiges Ausgangssignal entsteht, das im Phasenkomparator 36 mit dem 0°-Signal verglichen wird. Dem Phasenkomparator 36 wird dazu noch die Spannung U_p zugeführt.

Das vom Phasenkomparator 36 gelieferte Ausgangssignal wird einem Tiefpaßfilter 37 zugeführt. In diesem Tiefpaßfilter wird eine Mittelwertbildung durchgeführt. Wird der Phasen komparator 36 mit der extern zugeführten Spannung U_p betrie ben, wird die Ausgangsspannung des Tiefpasses 37 proportio nal zur Spannung U_p und zum Winkel Kα. Die Ausgangsspannung U_A am Ausgang des Tiefpasses 37 zeigt dann ein ratiometri sches Verhalten ähnlich der Schleiferspannung bei einem Potentiometer.

Die Nullpunktstabilität des beschriebenen Systems nach Fig. 5 hängt vom Temperaturgang der Gruppenlaufzeit des Filters und dem Temperaturgang der Oszillatorfrequenz ab. Um diese Temperaturabhängigkeit zu minimieren, gibt es folgende Mög lichkeiten:

1. Der Temperaturgang des Oszillators wird gleich dem Tempe raturgang der Gruppenlaufzeit gesetzt. Dies läßt sich bei spielsweise durch identische Bauelemente im Oszillator und im Filter erreichen. Die meisten Filterschaltungen lassen sich auch als Oszillator einsetzen, wenn man die Verstärkung entsprechend erhöht oder eine separate Rückkopplung vor sieht.
2. Aufbau des Filters in Switched-Capacitor-Technik (SC-Technik) und Takten des Filters mit dem Taktgenerator. Diese Möglichkeit ist im Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 dargestellt. Die Schaltung nach Fig. 6 unterscheidet sich von der Schaltung nach Fig. 5 lediglich darin, daß eine zusätzliche Verbindung zwischen dem Taktgenerator 29 und dem als SC-Filter ausgestalteten Filter 35 vorhanden ist.

Da die Grenzfrequenz von SC-Filtern nur von der Taktfrequenz abhängt und die Taktfrequenz ein Vielfaches der Rechteckfre quenz ist, wird mit der in Fig. 6 dargestellten Schaltung der Temperaturgang des Nullpunkts nahezu vollständig elimi niert.

In Fig. 7 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem ein zweites Filter 38 vorhanden ist, das zwischen der Rechtecksignalerzeugung 28 und dem Phasenkomparator 36 liegt. Diesem Filter 38 wird das Nullgrad-Rechtecksignal zugeführt. Das Filter 38 sowie das Filter 35 sind identische Filter, wodurch Filter 38 den Temperaturgang der Gruppen laufzeit von Filter 35 kompensiert.

In Fig. 8 ist eine konkrete Auswerteschaltung für einen magnetoresistiven Winkelsensor dargestellt. Im einzelnen läßt sich der Aufbau und die Funktion wie folgt erläutern: Ein PLL Baustein 39 enthält den Oszillator, der mit 40 kHz schwingt sowie den Phasenkomparator. Zwei D-Flip-Flops 40, 41 bilden die Rechtecksignalerzeugung, die Ausgangsfrequenz beträgt 10 kHz. Die komplementären Ausgänge sind mit den Eingängen des AMR-Winkelsensors 42 verbunden, der wie in den Fig. 5 bis 7 dargestellt zwei gegeneinander um 45° ver drehte Sensorelemente umfaßt.

Ein Doppeloperationsverstärker 43, 44 stellt den Differenz verstärker dar. Die Summe der beiden Verstärkerausgangssi gnale gelangt zum Butterworth-Tiefpaß 4. Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 10 kHz, der von einem Operationsverstärker 45 samt der zugehörigen Beschaltung gebildet wird. Ein als Komparator geschalteter Operationsverstärker 46 formt das Sinusausgangssignal des Tiefpasses in ein Rechtecksignal um, das vom Phasenkomparator besser als ein Sinussignal verar beitet werden kann. An Pin 15 des PLL-Bausteines 39 kann das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal abgenommen werden. Am analogen Tiefpaßausgang kann eine zum Winkel proportionale Gleichspannung U_A abgenommen werden. Mit 47 ist die Span nungsversorgung der Gesamtschaltung bezeichnet.

Mit den Potentiometern P1, P2 und P3 können Asymmetrien in den Sensoren und in den Differenzverstärkern kompensiert werden. P1 kompensiert Amplitudenfehler zwischen den beiden Kanälen. P2 und P3 kompensieren Offsetfehler der Sensoren und Übersprechen in der Schaltung. Ein Ersatz der Potentio meter durch digital einstellbare Netzwerke ist bei Integra tion der Schaltung möglich.

Die in der Schaltung vorhandenen Widerstände und Kondensato ren sowie die erforderlichen Spannungsversorgungen und Mas seanschlüsse werden in der Beschreibung nicht näher bezeich net, sie sind dem Schaltungsbeispiel zu entnehmen.

Mit der in Fig. 8 dargestellten Schaltungsanordnung läßt sich ein digitaler Nullpunktabgleich realisieren. Dazu kann eine grobe Verschiebung des Nullpunktes um (mechanisch gese hen) 45°, 90° oder 135° durch Einspeisung des 90°, 180° oder 270° Signales anstelle des 0°-Signales in den Phasenkompara tor erfolgen. Eine Feinverschiebung ist durch digitale oder analoge Verzögerung eines der beiden Signale, die zum Pha senkomparator gelangen, möglich. Eine analoge Verschiebung kann beispielsweise durch einen Allpaß, der vorteilhafter weise in SC-Technik ausgestaltet ist, erfolgen. Die Laufzeit dieses Allpasses läßt sich einfach digital programmieren.

Eine digitale Verschiebung kann beispielsweise durch einen programmierbaren Zähler erfolgen, wobei im Interesse einer feinen Quantisierung eine relativ hohe Taktfrequenz zu ver wenden ist.

Mit der vorliegenden Schaltung ist auch eine Kompensation der teilweise temperaturabhängigen Sensoreigenschaften durchführbar, eine temperaturabhängige Sensoreigenschaft ist beispielsweise der Sensorinnenwiderstand, der üblicherweise von der Temperatur abhängt. Da der Sensor mit komplementären Rechtecksignalen konstanter Amplitude betrieben wird, ist seine Stromaufnahme zeitlich konstant, jedoch temperaturab hängig. Da der CMOS-Flip-Flop Baustein 40 bzw. 41 bei einer Taktfrequenz von beispielsweise 40 kHz eine vernachlässig bare Stromaufnahme aufweist, ist der Strom, der in der Ver sorgungsleitung des Flip-Flops fließt, ein direktes Maß für den Strom im Sensor und damit für die Sensortemperatur. Aus der Messung des Stromverbrauchs des Sensors lassen sich somit temperaturabhängige Korrektursignale ableiten, die genau so auf das Summensignal wirken wie die Potentiometer in Fig. 8.

In Fig. 9 ist das Blockschaltbild eines weiteren Ausfüh rungsbeispiels in der Erfindung dargestellt. Bei diesem Aus führungsbeispiel wird der Sensor, der die beiden Sensorele mente 30, 31 umfaßt, mit Gleichspannung betrieben. Die bei den Sensorelemente 30, 31 liegen dabei zwischen der Gleich spannung U_s und Masse. Die sich einstellenden Ausgangsspan nungen an den beiden Sensorelementen 30, 31 ergeben sich zu:

U_a1(Kα) = C·U_s·cos(Kα)
U_a2(Kα) = C·U_s·sin(Kα).

Diese Ausgangssignale werden den beiden elektronischen Schaltern 48a, 48b zugeführt, die jeweils die Stellungen, a, b, c, d aufweisen. Beide Schalter durchlaufen periodisch die Stellungen a, b, c, d, a, b, . . . Die Periodendauer eines Umlaufs sei T₀, die Verweildauer pro Stellung T₀/4. Die Schalter werden von einem Teiler 49, der von einem Takt generator 50 getaktet wird, durch entsprechende Signale angesteuert. Ein nachgeschalteter Differenzverstärker 51 erhält somit nacheinander folgende Eingangssignale:

U_a1(Kα), U_a2(Kα), - U_a1(Kα), - U_a2(Kα).

Diese periodische Signalfolge beschreibt eine mit der Abtastfrequenz 4/T₀ abgetastete treppenförmige Cosinusspan nung U_t mit der Frequenz 1/T₀ und der Phase -Kα, die folgen dermaßen dargestellt werden kann:

U_t = C·U_s·cos(2π·t/T₀-Kα) mit = 0, T₀/4, 2T₀/4, 3T₀/4, . . .

Im Differenzverstärker 51 wird dieses Signal um einen vorgebba ren Faktor, beispielsweise um 50, angehoben. Das nachfolgende Filter 52, das vorzugsweise in Switched-Capacitor-Technik aufge baut ist, erzeugt daraus ein sinusförmiges Ausgangssignal, das im Phasenkomparator 36 mit dem 0°-Signal, das ebenfalls vom Tei ler geliefert wird, verglichen wird. Das nachgeschaltete Tief paßfilter 54 führt die Mittelwertbildung des pulsbreitenmodu lierten Phasenmeßsignals durch. Wird der Phasenkomparator mit der extern zugeführten Spannung U_p betrieben, wird die Aus gangsspannung des Tiefpasses proportional zu U_p und den Winkel Kα, es ergibt sich dann wiederum ein ratiometrisches Verhalten wie beispielsweise bei einem Potentiometer. Das Switched-Capacitor-Filter wird direkt vom Taktgenerator 50 getaktet.

In Fig. 10 ist ein ausführliches Schaltungsbeispiel darge stellt, dessen wesentliche Bauteile im folgenden näher bezeich net werden. Ein PLL-Baustein 55 enthält den Oszillator, der mit einem Megahertz schwingt. Außerdem umfaßt der PLL-Baustein 55 den Phasenkomparator. Mit 56 ist ein Freqenzteiler bezeichnet, der zunächst durch 25 und anschließend durch 4 teilt. Die Aus gänge an Pin 3 bzw. 13 des Frequenzteilers liefern somit ein 20 kHz bzw. ein 10 kHz Schaltsignal an den zweikanaligen Multi plexer 57, an dessen Eingängen der Sensor 58 wie oben beschrie ben, angeschlossen ist. Zwischen den Ausgängen X und Y entsteht die bereits erwähnte treppenförmige Cosinusspannung U_t mit der Frequenz 10 kHz und der Abtastfrequenz 40 kHz, die vom Differenzverstärker 53, 54 verstärkt wird. Die Filterung erfolgt im Switched-Capacitor-Filter 59, das mit einem Megahertz aus dem Oszillator getaktet wird. Die Grenzfrequenz des SC-Filters beträgt ein Megahertz/100 = 10 kHz.

Infolge dieser Zusammenhänge ist die Spannung am Filterausgang rein sinusförmig. Ein frei verfügbarer Operationsverstärker im SC-Filter sei als Komparator konfiguriert, der die Sinusspannung in eine Rechteckspannung gleicher Phase überführt. Die Rechteckspannung wird zum Phasenkomparator geführt und dort mit dem 0°-Signal (Pin 13) verglichen.

Das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal kann an Pin 15 abgenom men werden. Am analogen Tiefpaßausgang erscheint eine zum Winkel proportionale Gleichspannung U_A.

Die Spannungsversorgung der genannten Schaltung ist schematisch als Schaltung 52 dargestellt.

Claims

1. Anordnung zur berührungslosen Drehwinkelerfassung eines dreh baren Elements, bei der,

- unter Auswertung von magnetisch beeinflußbaren Eigenschaften einer Sensoranordnung, mit wenigstens zwei Sensorelementen, eine vom drehbaren Element erzeugte oder beeinflußte magnetische Feldstärke (B) in einer Auswerteschaltung detektierbar und zur Ermittlung der Drehlage heranziehbar ist, dadurch gekennzeich net, daß
- die Auswerteschaltung derart ausgebildet ist, daß die Sensorelemente jeweils mit einem um 90° gegeneinander phasenver schobenen Wechselstrom (I₁, I₂) bzw. einer entsprechenden Wechselspannung versorgt werden, die wie folgt gebildet sind:
I₁(t) = I_O·cos (ω·t)
und I₂(t) = I_O·sin (ω·t), daß
- die Spannungen (U_H1, U_H2) an Ausgängen der Sensorelemente sich wie folgt ergeben:
U_H1(t,α) = C₁·B₁·cos (Kα)·I₁(t) und
U_H2(t,α) = C₂·B₂·sin (Kα)·I₂(t) wobei
die Konstanten C₁ = C₂ = C und die Feldkomponenten B₁ = B₂ = B sind, daß
- in einer Summationsschaltung (3) die Summe aus den beiden Spannungen U_H1(t) und U_H2(t) gebildet wird und daß
- in einem Phasenkomparator (25) der ursprüngliche Wechselstrom und das Ausgangssignal der Summenschaltung (23) derart verarbei tet werden, daß eine dem Drehwinkel (α) proportionale Ausgangs spannung (U_A) entsteht.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Sensorelemente Hall-Sensoren sind.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß

- die Sensoranordnung (5) aus vertikal, parallel zur Drehachse gerichteten Hallsensoren (6, 7) aufgebaut und derart dem dreh baren Element (2) gegenüber angeordnet ist, daß die vom dreh baren Element (2) ausgehend Feldlinien (B) in jeder Drehlage quer zu den von der Richtung eines Stromes (I) in den Hallsen soren (6, 7) vorgegebenen Hallstrukturen verlaufen und daß
- die sich durch eine Drehwinkeländerung (α) ergebende Änderung der Richtungskomponenten der Feldlinien (B) in der auswertbar sind.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß

- zwei, gegeneinander um 90° versetzte Hallsensoren (6, 7) als Bestandteil der Sensoranordnung (5) vorhanden sind, deren jewei lige Hallspannungen (U_H1, U_H2) in einer zur Drehachse rechtwink lig liegenden Ebene annehmbar sind und jeweils um 90° verschie dene Richtungskomponenten der Feldlinien (B) detektieren.

5. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß

- das bewegliche Element ein Dauermagnet (2) ist, der rotations symmetrisch auf der Stirnseite einer sich drehenden Welle (1) angeordnet ist und in den gegenüberliegenden Hallsensor (6, 7) eine Änderung der Hallspannungen (U_H1, U_H21) nach folgenden Be ziehungen verursacht: U_H1 = C₁·I₁·B·cos α, (1)U_H2 = C₂·I₂·B·sin α, (2)wobei U_H1 die Hallspannung des Hallsensors (6),
U_H2 die Hallspannung des um 90° versetzten Hallsensors (7),
C₁, C₂ Materialkonstanten der Hallsensoren (6 und 7),
B die senkrecht zur Ebene der Hallsensoren (6 und 7) auftretende magnetische Feldstärke (unter der Voraussetzung, daß die Feldstärke an beiden Hallsensoren (6 und 7) gleich ist (B₁ = B2)) und
α der Drehwinkel des sich drehenden Elements (Magnet 2) ist.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

- die zwei Sensorelemente um 45° gegeneinander verdrehte AMR-Sensoren sind.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß

- der Drehwinkel des drehbaren Elementes (2) durch die Verknüpfung der Beziehung (1) und (2) entsprechend Kα = arctan (U_H1/U_H2) (3)in einer nachgeschalteten Auswerteschaltung bestimmbar ist.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß

- die Hallsensoren (6, 7) Bestandteil eines mikromechanisch bearbeitbaren Halbleiter-Wafers sind, dessen Waferebene rechtwinklig zur Drehachse liegt, daß
- die Hallstruktur der Hallsensoren (6, 7) in denen der Strom (I) fließt, vertikal zur Waferebene verläuft und daß
- in den Halbleiter-Wafer ebenfalls eine Auswerteschaltung oder Teile davon integriert sind.

9. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß

- der Halbleiter-Wafer aus Silizium hergestellt ist.

10. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß

- als Wechselströme (11, 12) rechteckförmige Signale mit Kreis frequenz ω und einem Tastverhältnis von 50% verwendet werden, die gegeneinander um eine Viertelperiode verschoben sind und zur Versorgung der beiden Sensorelemente dienen und
- daß die Ausgangssignale der Schaltmittel einem Verstärker sowie wenigstens einem Filter zugeführt werden und in einem Phasenkomparator zur Erzeugung einer vom Drehwinkel abhängigen Ausgangsspannung verarbeitet werden.

11. Anordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, dadurch gekennzeichnet, daß

- die Auswerteschaltung derart ausgebildet ist, daß die Sensor elemente jeweils mit einer Gleichspannung (U_s) angesteuert wer den, daß sich die Ausgangsspannungen der Sensorelemente ergeben zu:
U_a(Kα) = C·U_s·cos (Kα)
U_a(Kα) = C·U_s·sin (Kα)
- daß die Ausgangsspannungen U_a1(Kα), U_a2(Kα) zwei Schaltmitteln zugeführt werden, die ihre Schaltstellungen periodisch durchlau fen,
- daß die Ausgangssignale der Schaltmittel einem Verstärker sowie wenigstens einem Filter zugeführt werden und einem Phasen komparator zur Erzeugung einer vom Drehwinkel abhängigen Aus gangsspannung verarbeitet werden.

12. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter als Switched-Capacitor-Filter aufgebaut sind.

13. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß

- der zu erfassende Winkel α der Drehwinkel einer Welle in einem KFZ ist.