DE1487797B2 - Transistorschaltung zur erzeugung von unipolaren ausgangssignalen - Google Patents

Description

Richtleiter zur Übertragung von Eingangssignalen einer ersten Polarität zu der Basis des Transistors sowie ein weiterer Richtleiter zur Übertragung von Eingangssignalen einer zweiten Polarität zu dem Emitter des Transistors, ein Emitterkreis-Widerstand und mit der Basis des Transistors ein Basiskreis-Widerstand verbunden ist, daß diese beiden Widerstände im wesentlichen gleich groß bemessen sind und daß der Basiskreis-Widerstand derart bemessen

auf jeden Impuls mit einer Schwingung antwortet. Diese Darstellung gilt für die spezielle Aufzeichnungsform des Beispielsfalls, jedoch sind selbstverständlich grundsätzlich auch andere Aufzeichnungsformen anwendbar. Die bipolaren Analogsignale gemäß F i g. 4 werden über einen Verstärker 24 dem Detektor 25 zugeführt, welcher der binären Eins entsprechende Rechteckimpulse sowie der binären Null, entsprechende Impulslücken liefert. Die Ansprech-^!l:

In vorteilhafter Weise ist mit dem Kollektor des Transistors eine induktive Differenzierschaltung zur Bildung des zeitlichen Differentialkoeffizienten der unipolaren Ausgangssignale verbunden.

In Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, daß

a) jedes Eingangssignal einen Scheitelwert besitzt,

ist, daß der Transistor in Abwesenheit von Eingangs- io schwelle des Detektors ist in Fig. 4 durch die Sisignalen in einem Leitzustand vorgespannt ist. gnalspannung Vt angedeutet. Nach Vollweggleichrichtung ergeben sich aus den diesen Schwellwert in beiden Polaritäten übersteigenden Signalspannungen die unipolaren Impulse gemäß Fig. 5. Durch Diffe-15 renzierung werden hieraus wiederum bipolare Impulse gemäß F i g. 6 abgeleitet, deren Durchgang an einem Bezugspotential Vq zeitlich mit dem Spitzenwert der Signale nach F i g. 4 zusammenfällt. In Ab-, ,. . hängigkeit von diesem Durchgang leitet der Detektor

b) die Transistorschaltung einen in Emitterschal- ₂₀ R_echteckimpulse ab, deren Eingangsflanken mit den tung angeordneten Transistor enthält, Spitzenzeitpunkten der zugehörigen Eingangssignale

c) einen Widerstand zur Übertragung der differen- synchronisiert ist und deren Dauer vom Eingangszierten Signale zu der Basis des in Emitterschal- signal unabhängig vorgegeben ist.

tung angeordneten Transistors vorgesehen ist, In F i g. 2 ist die Schaltung des Detektors 25 im

d) eine Diode zur Übertragung eines Bezugspoten- ^{25 e} _A ^inzf^{lnen dar}ff&X Hierin ist für die Schwellwerttials zu dem Emitter des in Emitterschaltung Auslosung und die Vollweggleichnchtung em mit nur angeordneten Transistors vorgesehen ist, ^eme™ ^τΐ™™*^τ arbeitender Gleichrichter 26 vor-

⁵ ' gesehen. Der Eingang des Gleichrichters 26 ist mit

e) der in Emitterschaltung angeordnete Transistor dem Ausgang der Geberschaltung 20 über einen zur Erzeugung von Ausgangsimpulssignalen an ₃₀ Koppelkondensator C1 verbunden, an welchen sich seinem Kollektor vorgesehen ist, wobei die Aus- eine Diode D1 als Leitverbindung für die positiven gangsimpulssignale in Abhängigkeit von jedem Eingangsimpulse zum Basisanschluß 30 des NPN-differenzierten unipolaren Ausgangssignal gleich- Transistors β 1 anschließt. Die Basis des Transistors zeitig mit den Scheitelwerten der Eingangssignale ist über einen Widerstand R 3 mit einem Bezugsauftreten und ein Potential besitzen, welches ₃₅ potential verbunden, wofür im Beispielsfall Massegrößer als das Bezugssignal ist. potential vorgesehen ist. Die Basis ist ferner über

Die erfindungsgemäße Transistorschaltung ermög- einen Widerstand R 4 mit dem Punkt 31 des Kolleklicht auf Grund der Übereinstimmung der Basiskreis- torkreises verbunden. Der Emitteranschluß 32 ist und Emitterkreis-Widerstände in Verbindung mit über die Reihenschaltung eines Widerstandes R 6 und einer Vorspannung des Transistors in einen Leit- 40 einer Diode D 3 mit Masse verbunden. Die Leitverzustand bei Abwesenheit von Eingangssignalen eine bindung für negative Eingangsimpulse zum Emitteranschluß 32 wird durch eine Diode D 2 gebildet, die zwischen dem Koppelkondensator C1 und einem Punkt des Emitterkreises zwischen Widerstand R 6 45 und Diode D 3 angeschlossen ist. Beide Dioden Dl und D 2 sind durch' Widerstände R1 bzw. R 2 über

brückt. Die beiden letztgenannten Widerstände bilden einen Spannungsteiler zwischen' dem Basisanschluß 30 und der Anode der Diode D 3.

Der durch die Widerstände R ZIR 4 gebildete Spannungsteiler ist so bemessen, daß die Basis-Emitterdiode des Transistors Q1 und die Diode D 3 in Abwesenheit eines Eingangssignals nur vernachlässigbar geringen Strom führen. Der Widerstand R 6 im Emit-

besonders genaue Vollweggleichrichtung und Verstärkung der bipolaren Eingangssignale, so daß die unipolaren Ausgangssignale gleiche Amplituden und Silnagabstände aufweisen.

Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung werden an Hand des in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Gesamt-Blockschaltbild einer Geberschaltung mit Informationsspeicher und nachgeschal- 50 tetem Detektor für bipolare Signale,

F i g. 2 das Einzelschaltbild des Detektors mit der erfindungsgemäßen Transistorschaltung und

Fig. 3 bis 10 ein Impulsplan zur Erläuterung der

Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Transistor- 55 terkreis ist gleich dem Widerstandswert der Parallelschaltung, schaltung von R3 und R4 bemessen, während Rl

Nach Fig. 1 umfaßt die Geberschaltung20 einen und R2 untereinander gleich sowie groß im Ver-Lesekopf22 mit Lesewicklung 23, worüber in einer gleich zum Widerstandswert der Parallelschaltung Richtungswechselschrift gemäß Fig. 3 aufgezeich- von R3 und R4 sind. In Parallelschaltung zu i?3 nete Informationen von einem Magnetband 21 ab- 60 und R4 sind Rl und R2 somit vernachlässigbar, gelesen werden. Bei der Richtungswechselschrift nach Am Verbindungspunkt von Rl und R2 stellt sich F i g. 3 sind die binären Werte der Aufzeichnung je- ein Potential ein, welches etwa in der Mitte zwischen weils durch einen vorhandenen bzw. nicht vorhan- dem Basispotential und dem Emitterpotential des denen Flußwechsel beliebiger Richtung im Aufzeich- Transistors Ql liegt, und zwar unabhängig von dem nungsträger dargestellt. Die durch den Flußwechsel 65 über den Kondensator Cl und die Dioden Dl und entsprechend einer binären Eins in der Lesespule D 2 fließenden Leckstrom.

induzierte Impulse werden einem Schwingungs- Der Kollektoranschluß 33 des Transistors Q1 ist

Speicherkreis 27 zugeführt, welcher gemäß Fig. 4 über in Reihe geschaltete Widerstände R1 und R8

mit dem Anschluß 35 einer gegen Masse geschalteten Gleichstromquelle verbunden. Parallel zu 7? 7 und R 8 liegt die Reihenschaltung eines Widerstandes R 9 und einer InduktivitätLl, die in dem bereits erwähnten Schaltungspunkt 31 miteinander verbunden sind.

Wenn von der Geberschaltung 20 ein positives Eingangssignal über Cl und Dl zum Basisanschluß 30 des Transistors Q1 gelangt, so wird letzterer als Emitterschaltung im linearen Teil seiner dynamischen Kennlinie ausgesteuert. Der Kollektoranschluß 33 wird auf festem Potential Vq zwischen Masse und dem Anschluß 35 gehalten. Ein Emitterstrom wird in Richtung des Pfeils 40 in F i g. 2 durch den Widerstand R 6 und die in Leitrichtung beaufschlagte Diode D 3 getrieben, so daß R 6 praktisch einseitig an Masse liegt. Gleichzeitig ist die Diode D 2 und damit die unmittelbare Verbindung zwischen Eingang und Emitterkreis gesperrt.

Die Basis-Eingangsimpedanz eines ausgangsseitig kurzgeschlossenen Transistors in Emitterschaltung für geringe Aussteueramplituden ist gegeben durch die Beziehung Z_Bin = (1 + ß) · Re, wobei β der Stromverstärkungsfaktor eines Transistors in Emitterschaltung ist und Werte von 30 oder mehr aufweist, während Re der Emitterwiderstand des Transistors ist. Ferner gilt die ebenfalls bekannte Beziehung

Für die Emilter-Eingangsimpedanz eines ausgangsseitig kurzgeschlossenen Transistors in Basisschaltung bei geringen Aussteueramplituden gilt die bekannte Beziehung

Z Ein ~

1 + ß

mit β als Stromverstärkungsfaktor und Rb als Basiswiderstand. ■ ■'

Ferner gilt nach der vorgenannten Literaturstelle

Z_Etn = r_ib = r_c + r_b' ■ (1 - a) = r_b +
mit r_b' = R_b + r_b.

^rb

1-α

= r_b + r/ · (1 -I- ß)

mit r/ —

(s. »Principles and Applications of Electron Devices« von Paul D. Ankrum, International Textbook Company, 1959, Kap. 13-5, 13-6).

In der letztgenannten Beziehung ist Re wiederum der Emitterwiderstand, r_b der Basiswiderstand und r_e der Emitterwiderstand einer der Transistorschaltung äquivalenten T-Schaltung. Ferner ist α der Stromverstärkungsfaktor für die Basisschaltung. Wenn hierin Re genügend groß bemessen wird, so sind r_b und r_e vernachlässigbar und es gilt wieder

ZBin = (1+ß): Re.

Bei der Anwendung dieser Beziehungen auf das vorliegende Schaltungsbeispiel entspricht Re dem Emitterwiderstand R 6, welcher seinerseits der Parallelschaltung der Spannungsteilerwiderstände R3, R4 entspricht. Durch Einsetzen der entsprechenden Werte in die letztgenannte Beziehung ergibt sich, daß die Basis-Eingangsimpedanz Z_Bin groß im Vergleich zu der Parallelschaltung von R2>, R4 und somit in Parallelschaltung selbst vernachlässigbar ist. Die resultierende Eingangsimpedanz des Basiskreises für ein positives Signal von der Geberschaltung 20 ist also im wesentlichen gleich dem Widerstandswert der Parallelschaltung von R3 und R4, d.h. infolge der gewählten Bemessung im wesentlichen gleich R 6.

Durch ein negatives Eingangssignal über Cl, D2 und R6 wird der Transistor in Basisschaltung ausgesteuert, und zwar ebenfalls im linearen Abschnitt der dynamischen Kennlinie. Das negative Potential des Eingangssignals gelangt zur Anode von D 3 und sperrt die letztgenannte Diode, wodurch der Emitterwiderstand R 6 praktisch von Masse abgetrennt wird. Ein Emitterstrom wird wieder in Richtung des Pfeils 40 von der Geberschaltung 20 über R 6 getrieben.

Hierin ist Rb wiederum der Basiswiderstand, r_e der Emitterwiderstand und r_b der Basiswiderstand einer äquivalenten Γ-Schaltung für die Transistorschaltung sowie α der Stromverstärkungsfaktor für Basisschaltung.

In Anwendung dieser Beziehungen auf das vorliegende Schaltungsbeispiel entspricht Rb der Parallelschaltung von R3 und R4 bzw. dem Widerstandswert von R6. Wenn Rb genügend groß bemessen wird sind r_b und r_e vernachlässigbar, und es gilt

1+ß

Durch Einsetzen der entsprechenden Größen in diese Gleichung ergibt sich, daß die Emitter-Eingangsimpedanz Z_Ei„ sehr gering im Vergleich zu R 6 ist, womit der Emitteranschluß 32 praktisch an Masse liegt. Weil die Emitter-Eingangsimpedanz in Reihe mit R6 liegt und infolge ihres geringen Betrages eine wirksame Masseverbindung für R 6 darstellt, so ist die für negative Signale wirksame resultierende Eingangsimpedanz des Emitterkreises im wesentlichen gleich R 6. Insgesamt finden also positive und negative Impulse die gleiche resultierende Impedanz des zugehörigen Eingangskreises, nämlich R 6, so daß sich im Koppelkondensator C1 bei ungleichmäßiger Vorzeichenfolge der Eingangsimpulse keine merkliche resultierende Ladung ansammelt.

Wie bereits erläutert, haben Eingangsimpulse beider Polaritäten einen Kollektor-Emitterstrom gleicher Richtung, d. h. unipolare Ausgangsimpulse zur Folge. Ferner ergibt sich für beide Eingangspolaritätet die gleiche Verstärkung, da diese sowohl für den Betrieb in Emitterschaltung wie auch in Basisschaltung durch den Emitterwiderstand R 6 bestimmt ist. Wenn

z. B. eine von der Geberschaltung 20 zum Basis anschluß 30 übertragene positive Signalspannung um die Differenzspannung +dV zunimmt, so wird diese Differenzspannung über die geringe Impedanz der Basis-Emitterdiode praktisch ungeschwächt zum Emitteranschluß 32 übertragen.

Die Differenzspannung +dV erscheint als an dem über die geöffnete Diode D 3 mit Masse verbundenen Widerstand R 6, erhöht also den Spannungsabfall an diesem Widerstand und ruft eine entsprechende ohmsche Änderung dl des Emitterstroms hervor. Andererseits wird eine Differenzspannung — dV einer negativen Signalspannung bei praktisch an Masse liegenden Emitteranschluß 32 über D 2 zum Emitter-

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widerstand R 6 übertragen und erhöht den Span- geringer als das Potential am Basisanschluß 42 ist,

nungsabfall an diesem bei entsprechender Strom- so nimmt β 2 den gesamten durch RU fließenden

änderung dl. Die Änderung des Emitterstroms und Strom auf. Umgekehrt nimmt D 5 den gesamten

damit auch des Kollektorstroms wird also für beide durch RH fließenden Strom auf, wenn das Bezugs-

Eingangspolaritäten durch den Emitterwiderstand R 6 5 potential Vq größer ist als das am Basisanschluß 42

bestimmt. herrschende Potential.

In der Anwendung als Schwellwert-Detektor wer- Für einen elektronischen Stromschalter, wie er den Dioden D1 und D 2 mit entsprechender Schwel- durch β 2 und D 5 gebildet wird, ist eingangsseitig lenspannung Vt in Durchlaßrichtung verwendet (s. die Einstellung einer geringen !Zusatz-Vorspannung auch Fig. 4). Hierdurch lassen sich Stör- und io zweckmäßig, infolge deren der Arbeitspunkt des Rauschsignale ausscheiden. Die Dioden Dl, D 2 und Transistors ohne Eingangssignal nicht im hochver-D 3 bewirken somit insgesamt nicht nur die voran- stärkenden Abschnitt des linearen Kennliniengehend erläuterte Vollweggleichrichtung, d. h. die bereich liegt. Ein hochgradiger Verstärkungszustand Umsetzung von bipolaren Eingangsimpulsen in besteht nur innerhalb eines engen Spannungsbereiunipolare Ausgangsimpulse, sondern auch die 15 ches mit gleicher Vorspannung des Transistors β 2 Signalunterdrückung unterhalb der gewünschten An- und der Diode D 5, wodurch sich der Strom über sprechschwelle. Die so erhaltenen Strom-Ausgangs- den Widerstand 11 auf β 2 und D 5 verteilt, also impulse am Kollektoranschluß 33 des Transistors β1 nicht auf eines dieser beiden Elemente allein gesind in F i g. 5 angedeutet. schaltet wird. Der Spannungsabfall V_D (F i g. 7) an Als Spitzenzeit-Detektor wirkt die erfindungs- 20 R 7 erzeugt am Basisanschluß 42 ein so hohes Potengemäße Schaltung infolge der Induktivität L1 im tial gegenüber der Anode von D 5, daß Q 2 ohne Kollektorkreis des Transistors β1. Da der Transi- Vorhandensein eines Eingangssignals den gesamten stör sowohl in Emitterschaltung wie auch in Basis- Strom von R11 übernimmt.

schaltung als Stromgenerator mit hohem Innenwider- Das Potential am Basisanschluß 42 wird durch Zustand arbeitet, bewirkt die Induktivität L1 eine Dif- 25 führung eines in bezug auf V₉ (F i g. 7) negativen ferenzierung des Ausgangsstroms. Die Widerstände Signals über Rl derart vermindert, daß β2 sperrt. R 7 und R 8 sorgen dabei für ausreichende Dämpfung Der durch R11 fließende Strom wird dann von D 5 der durch die Induktivität L1 mit ihren Streukapazi- aufgenommen. Wenn dem Basisanschluß 42 ein Sitäten bedingten Resonanzfrequenzen. Beide Wider- gnal gemäß F i g. 7 zugeführt wird, so entsteht am stände müssen jedoch genügend groß sein, um eine 30 Kollektoranschluß 45 von Q 2 ein Ausgangssignal Beeinträchtigung der differenzierenden Wirkung von gemäß Fig. 8. Hiernach steigt das Potential am KoI- Ll zu vermeiden. Die differenzierten Stromimpulse lektoranschluß 45 bei gesperrtem Transistor β2 bis von F i g. 5 unter Annahme idealer Differenzierung zu dem durch die Speisespannung bestimmten Wert sind in Fig. 6 angedeutet. Die bisher beschriebene V35 an und fällt bei leitendem Transistor Q2 im Schaltung verwirklicht also insgesamt die Funktio- 35 wesentlichen auf den Wert Vc ab. Vc ist hier das nen eines Schwellwert-Detektors mit Vollweggleich- Ruhepotential am Kollektoranschluß 45 bei leitenrichtung und Differenzierung. dem Transistor Q 2.

An der Ausgangsseite des Gleichrichters 26 nach Der Kollektoranschluß 45 von β 2 ist über einen F i g. 2 verbindet der Widerstand R 7 den Kollektor- Koppelkondensator C2 mit dem Basisanschluß 50 anschluß33 des Transistors β 1 mit dem Basis- ₄₀ eines weiteren NPN-Transistors β 3 verbunden, desanschluß 42 eines nachgeschalteten NPN-Transistors sen Ruhearbeitspunkt durch einen Basiswiderstand β2. Über den Widerstand Λ 8 ist die Basis von β2 R12 im Stromflußbereich eingestellt ist. β3 arbeitet mit dem Anschluß 35 der Gleichstromquelle verbun- auf einem Kollektorwiderstand R13 und liegt mit den. Die an der Basis von β 2 auftretenden Signale seinem Emitteranschluß 57 unmittelbar an Masse, sind in Fig. 7 dargestellt, wobei eine geringfügige 45 Der Kollektoranschluß 52 von β3 bildet die AusPhasenverschiebung infolge der Widerstände R 7 und gangsklemme 53 der Gesamtschaltung. Die Kreise RS berücksichtigt ist. Letztere sorgen nicht nur für der beiden Transistoren β2 und β3 arbeiten als die bereits erwähnte Schwingungsdämpfung an der monostabiler Multivibrator ohne Rückkopplungs-InduktivitätLl, sondern stellen außerdem für die schleife.

zum Basisanschluß 42 gelangenden Signale eine An- 50 Bei Anstieg des Potentials am Kollektoranschluß 35 sprech-Schwellenspannung V₀ her, die ebenfalls in in positiver Richtung leitet β 3 im Sättigungsbereich, Fig. 7 angedeutet ist und die soeben erwähnte wobei der Ladestrom von C 2 über die Basis-Emitter-Phasenverzerrung ausgleicht. Infolgedessen fällt der Diode von β3 an Masse fließt. Wie Fig. 9 zeigt, Durchgang der Signalspannung am Potential Vq zeit- bleibt das Potential am Basisanschluß 50 bei positilich wiederum mit dem Spitzenwert der Impulse nach 55 ver Signalspannung gemäß F i g. 8 unverändert. F i g. 4 zusammen. Wenn nun das Potential am Kollektoranschluß 45 bei Das Bezugspotential Vq wird in der Schaltung leitend angesteuertem Transistor β 2 etwa gleichnach Fig. 2 durch die zwischen dem Anschluß 35 zeitig mit dem Spitzenwert der Eingangssignale nach der Gleichstromquelle und Masse angeordnete F i g. 4 in den negativen Bereich übergeht, so gelangt Reihenschaltung des Widerstandes R 9 und einer 60 dieser Potentialwechsel in Form einer Signalspan-Zenerdiode D4 hergestellt. Die Kathode von D4 nung nach Fig. 9 über den Koppelkondensator C2 ist über eine weitere, einfache Diode D 5 mit dem an den Basisanschluß 50, wodurch β 3 gesperrt wird. Emitteranschluß 44 von β 2 verbunden, dessen Schal- Am Kollektoranschluß 52 von β 3 ergibt sich somit tung außerdem einen KollektorwiderstandR10 und ein positiver Spannungsimpuls gemäß Fig. 10 als einen Emitterwiderstand R11 umfaßt. Letzterer führt 65 Ausgangssignale der Gesamtschaltung. Die Zeitdauer einen im wesentlichen konstanten Strom, welcher dieser Ausgangsimpulse ist durch die zeitlich exzwischen DS und β2 umgeschaltet wird. Wenn das ponentielle Aufladung (Fig. 9) von C2 über R12 der Anode von DS zugeführte Bezugspotential Vq bestimmt. Wenn die Aufladung von C2 das Basis-

potential von β 3 erreicht, so wird letzterer leitend ausgesteuert und beendet den Ausgangsimpuls. In Fig. 10 ist eine typische Folge solcher Impulse am Ausgang 53 in Abhängigkeit von Eingangsimpulsen gemäß Fig. 4 angedeutet. Die Eingangsflanke dieser

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Impulse fällt wegen des Ansprechens von Q 3 auf den negativen Potentialübergang am Kollektoranschluß 45 annähernd mit dem Spitzenzeitpunkt der glockenförmigen Eingangsimpulse von der Geberschaltun» 20 zusammen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

1 2 gangswert auf. Dabei schwanken zwar die Scheitel-Patentansprüche: werte innerhalb einer Impulsserie im allgemeinen in weiten Grenzen, wobei jedoch der Zeitpunkt des

1. Transistorschaltung zur Erzeugung von uni- Scheitelwertes für alle Impulse annähernd mit dem polaren Ausgangssignalen an einem Kollektor- 5 halben Wert der Impulsdauer zusammenfällt. Aus anschluß eines Transistors in Abhängigkeit von denjenigen Impulsen, welche den Schwellwert überbipolaren Eingangssignalen, dadurch ge- schreiten, leiten die üblichen Detektoren Ausgangskennzeichnet, daß ein Richtleiter (Dl) zur impulse definierter Form ab. Diese weisen gegenüber Übertragung von Eingangssignalen einer ersten den Eingangsimpulsen eine Anfangsverzögerung auf, Polarität zu der Basis (30) des Transistors sowie io die im wesentlichen der Zeitdauer vom Anstiegsein weiterer Richtleiter (D 2) zur Übertragung beginn der Eingangsimpulse bis zum Erreichen des von Eingangssignalen einer zweiten Polarität zu Schwellwertes entspricht und demgemäß von Form dem Emitter (32) des Transistors vorgesehen und Größe der Eingangsimpulse, insbesondere auch sind, daß mit dem Emitter des Transistors ein von der Steilheit der Anstiegsflanken abhängt. Die Emitter-Widerstand (R 6) und mit der Basis des 15 von den Eingangsimpulsen unterschiedlicher Form Transistors ein Basis-Widerstand (R3, R4) ver- und Größe herrührenden Ausgangsimpulse stimmen bunden ist, daß diese beiden Widerstände im jedoch hinsichtlich des Zeitpunktes ihres Scheitelwesentlichen gleich groß bemessen sind und daß wertes mit der halben Impulsdauer der zugehörigen der Basis-Widerstand derart bemessen ist, daß Eingangsimpulse überein. Die Regenerierung der urder Transistor in Abwesenheit von Eingangs- 20 sprünglichen Information in Gestalt von Impulsen Signalen in einem Leitzustand vorgespannt ist. mit in bezug auf die Eingangsimpulse übereinstim-

2. Transistorschaltung nach Anspruch 1, da- mender Zeitlage innerhalb ihrer Intervalle erfordert, durch gekennzeichnet, daß mit dem Kollektor daher die Verwendung von Scheitelwert-Detektoren des Transistors eine induktive Differenzierschal- für die Regenerierung zugrunde liegenden Ausgangstung (Ll) zur Bildung des zeitlichen Differential- 25 impulse der Schwellwert-Detektoren. Hierzu werden koeffizienten der unipolaren Ausgangssignale ver- bei einer bekannten Anordnung (französische Patentbunden ist. schrift 1423 540) die bipolaren Eingangssignale einer

3. Transistorschaltung nach Anspruch 2, da- Vollweggleichrichtung unterzogen und einer nachdurch gekennzeichnet, daß jedes Eingangssignal folgenden Schaltung zugeführt, welche nur auf unieinen Scheitelwert besitzt, die Transistorschältung 30 polare Signale anspricht. Die hierzu verwendeten einen in Emitterschaltung angeordneten Transi- antiparallelen Gleichrichter sind mit den beiden Einstor enthält, ein Widerstand (R 7) zur Ubertra- gangsklemmen eines ohmschen Spannungsteilers vergung der differenzierten Signale zu der Basis des bunden, dessen Mittelabgriff zu der nachfolgenden in Emitterschaltung angeordneten Transistors Schaltung führt. Der Spannungsteiler verursacht jevorgesehen ist, eine Diode (D 5) zur Übertragung 35 doch eine Dämpfung der gleichgerichteten Eingangseines Bezugspotentials zu dem Emitter des in signale, so daß Signale mit geringem Pegel in uner-Emitterschaltung angeordneten Transistors vor- wünschter Weise nahezu vollständig unterdrückt gesehen ist und der in Emitterschaltung angeord- werden. Zur Vermeidung dieses Nachteils ist es fernete Transistor zur Erzeugung von Ausgangs- ner bekannt (USA.-Patentschrift 3 054 068), gleich, impulssignalen an seinem Kollektor vorgesehen 4° zeitig mit der Vollweggleichrichtung eine Signalverist, wobei die Ausgangsimpulssignale in Abhän- Stärkung in der Weise vorzunehmen, daß der Basis gigkeit von jedem differenzierten unipolaren Aus- eines in Emitterschaltung angeordneten Transistors gangssignal gleichzeitig mit den Scheitelwerten die eine Halbwelle des Eingangssignals und dem der Eingangssignale auftreten und ein Potential Emitter des Transistors die andere Halbwelle des besitzen, welches größer als das Bezugssignal ist. 45 Eingangssignals zugeführt wird. Durch diese Ansteuerung arbeitet der Transistor für die eine Signalpolarität als Verstärker in Emitterschaltung und für

, die andere Signalpolarität als Verstärker in Basisschaltung. Da indessen die Arbeitspunkte des Tran-50 sistors bei den beiden genannten Betriebsarten un-

Die Erfindung betrifft eine Transistorschaltung zur gleich sind, werden die jeweiligen Eingangssignal-Erzeugung von unipolaren Ausgangssignalen an halbwellen unterschiedlich verstärkt, so daß die einem Kollektoranschluß eines Transistors in Ab- Signalamplitude des unipolaren Ausgangssignals hängigkeit von bipolaren Eingangssignalen. schwankt. Weiterhin sind bei der bekannten Anord-

Bei der Nachrichtenübertragung und Datenver- 55 nung die der Basis bzw. dem Emitter des Transistors

arbeitung findet sich oft das Problem der Ableitung vorgeschalteten Dioden bei Fehlen von Eingangs-

von Informationen aus in analoger und bipolarer Signalen auf unterschiedlichen Potentialen vorge-

Form auftretenden elektrischen Signalen, insbeson- spannt, so daß eine unsymmetrische Gleichrichtung

dere Impulsen. Die Impulse werden dabei im allge- der Eingangssignalhalbwellen auftritt,

meinen infolge der Dämpfung in den durchlaufenden 60 Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine

Schaltkreisen sowie durch auftretende Störsignale, Anordnung zur Erzeugung von verstärkten unipola-

z. B. das unvermeidliche Rauschen, verzerrt und kön- ren Ausgangssignalen aus bipolaren Eingangssigna-

nen so Anlaß zu Fehlinformationen geben. Zur Ver- len zu schaffen, bei welcher eine besonders genaue

minderung dieser Fehlermöglichkeit werden allge- Vollweggleichrichtung und Verstärkung der bipola-

mein Schwellwert- und Scheitelwert-Detektoren ver- 65 ren Eingangssignale auf einfache Weise ermöglicht

wendet. Die Form der anfallenden Eingangsimpulse ist.

weist im allgemeinen einen Anstieg von Null bis zum Die Aufgabe wird bei einer Transistorschaltung

Scheitelwert mit anschließendem Abfall zum Aus- der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß ein