DE1142188B - UEbersteuerungssichere Impulsverstaerker- und Spitzenspannungsdetektorschaltung mit hoher Ansprechempfindlichkeit - Google Patents
UEbersteuerungssichere Impulsverstaerker- und Spitzenspannungsdetektorschaltung mit hoher AnsprechempfindlichkeitInfo
- Publication number
- DE1142188B DE1142188B DEN19681A DEN0019681A DE1142188B DE 1142188 B DE1142188 B DE 1142188B DE N19681 A DEN19681 A DE N19681A DE N0019681 A DEN0019681 A DE N0019681A DE 1142188 B DE1142188 B DE 1142188B
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- amplifier
- voltage
- feedback
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/04—Measuring peak values or amplitude or envelope of ac or of pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/153—Arrangements in which a pulse is delivered at the instant when a predetermined characteristic of an input signal is present or at a fixed time interval after this instant
- H03K5/1532—Peak detectors
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
DEUTSCHES
PATENTAMT
N19681
BEKANNTMACHUNG
DER ANMELDUNG
UND AUSGABE DER
AUSLEGESCHRIFT: 10. JANUAR 1963
Die Erfindung betrifft eine Spitzenspannungsdetektorschaltung.
Solche Schaltungen können in Verbindung mit Lesevorrichtungen zum Ablesen von Informationen
von einem magnetischen Aufzeichnungsträger insbesondere in Aufzeichnungssystemen mit großer
Aufzeichnungsdichte wirkungsvoll eingesetzt werden, wenn die Form der am Ausgang eines Lesekopfes
erscheinenden Signale stark beeinträchtigt ist.
Es sind bereits Spitzenspannungsdetektorschaltungen bekannt, die im wesentlichen aus einer Schwellwertstufe
und einem übersteuerbaren Verstärker bestehen. Diese bekannten Spitzenspannungsdetektorschaltungen
haben den Nachteil, daß die Vorderflanke des von dieser Schaltung erzeugten Ausgangssignals
nicht mit einem genau definierten Punkt des Eingangssignals beginnt und daß sehr schwache Impulse
gegenüber stärkeren Impulsen den Verstärker unter Umständen nicht voll aussteuern, so daß die Flankensteilheit
bzw. die Rechteckform der Ausgangssignale zu wünschen übrigläßt. Außerdem ist die Amplitude
der Ausgangssignale insbesondere bei Verwendung von Transistoren als Verstärkerelemente in starkem
Maße von Temperatureinflüssen abhängig.
Durch die erfindungsgemäße Spitzendetektorschaltung werden die obengenannten Nachteile vermieden.
Auch sehr kleine, den vorbestimmten Schwellenwert überschreitende Eingangssignale erzeugen Ausgangssignale
mit genau definierter Vorderflanke, guter Rechteckform und konstanter Amplitude.
Diese erfindungsgemäße übersteuerungssichere Impulsverstärker- und Spitzenspannungsdetektorschaltung
mit hoher Ansprechempfindlichkeit ist durch die Kombination der nachfolgenden Schaltungseinheiten
gekennzeichnet:
a) eine Schwellwertstufe zum Ausscheiden unerwünschter Störimpulse,
b) eine Differenzierstufe zur Differenzierung der zu übertragenden Impulsspitzen,
c) eine Verstärkerstufe mit amplitudenabhängiger Wechselstromgegenkopplung vom Ausgang zum
Eingang, durch welche schwache Signale bei größtmöglicher Verstärkung ein sofortiges Ansprechen
ermöglichen,
d) eine Detektortransistorstufe mit Begrenzer, die nur eine Polarität des differenzierten Signals
durchläßt und so abschneidet, daß am Ausgang ein annähernd rechteckiges Signal entsteht, bei
dem der zeitliche Abstand der senkrechten Flanken mit dem Abstand zwischen dem Scheitelwert und dem rückseitigen Fußpunkt des Eingangssignals
übereinstimmt.
Übersteuerungssichere Impulsverstärkerund Spitzenspannungsdetektorschaltung
mit hoher Ansprechempfindlichkeit
Anmelder:
The National Cash Register Company, Dayton, Ohio (V. St. A.)
Vertreter: Dr. A. Stappert, Rechtsanwalt, Düsseldorf, Feldstr. 80
Beanspruchte Priorität: V. St. v. Amerika vom 9. März 1960 (Nr. 13 852)
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend an Hand des Schaltbildes beschrieben. Eine
Quelle 14 für impulsförmige Gleichstromsignale arbeitet mit der Spitzenspannungsdetektorschaltung zusammen
und wird nicht näher beschrieben, da sie aus einer bekannten Vorrichtung, z. B. einer magnetischen
Lesevorrichtung, bestehen kann.
Die Zuverlässigkeit der erfindungsgemäßen Spitzenspannungsdetektorschaltung
kann durch Vorschalten einer Schaltstufe, die nur einen bestimmten Spannungspegel
überschreitende Eingangssignale überträgt, erhöht werden. Für den Aufbau dieser Stufe gibt es
verschiedene Möglichkeiten. In der vorliegenden Schaltung wird hierzu ein npn-Transistor 20 mit einer
Basis 21, einem Kollektor 22 und einem Emitter 23 verwendet. Eine der Ausgangsklemmen der Signalquelle
14 ist mit der Basis 21 des Transistors 20, die andere mit dem Bezugsspannungspunkt 15 verbunden.
Ist kein Eingangssignal vorhanden, dann wird die Basis des Transistors 20 über einen Widerstand 16 annähernd
auf Erdpotential gehalten, während der Emitter 23 an dem positiv vorgespannten Punkt 17
liegt. Diese positive Vorspannung am Punkt 17 wird durch einen zwischen einer positiven Spannungsquelle
25 und dem Bezugsspannungspunkt 15 liegenden und aus den Widerständen 18, 19 und 24 bestehenden
Spannungsteiler erzeugt. Da die Basis 21 des Transistors 20 gegenüber dem Emitter 23 negativ vorge-
209 757/128
spannt ist, befindet sich der npn-Transistor 20 normalerweise im nichtleitenden Zustand, obwohl er mit
seinem Kollektor 22 an einer für den normalen Betrieb erforderlichen positiven Vorspannung liegt.
Das Ausgangssignal des Transistors 20 wird an seinem Emitter 23 abgenommen und an einen Differenzierstromkreis
geführt, der z.B. durch eine bekannte Kombination aus einem Kondensator 27 und einem Widerstand 28 gebildet wird.
Zur Verstärkung des differenzierten Signals auf einen gewünschten Pegel wird ein in Kaskade geschalteter
zweistufiger Verstärker verwendet, der aus pnp-Transistoren 30 und 40 mit den Basen 31 bzw. 41,
den Kollektoren 32 bzw. 42 und den Emittern 33 bzw. 43 besteht. Beide Transistoren werden in der Emitterschaltung
betrieben. Die Basen dieser Transistoren dienen als Eingangs- und die Kollektoren als Ausgangselektroden.
Selbstverständlich können die genannten Verstärkerstufen auch aus anderen geeigneten
Verstärkerelementen aufgebaut werden. Der KoI- so
lektor 42 des Transistors 40 erhält von einer negativen Spannungsquelle 66 über die Widerstände 67
und 69 die für den normalen Betrieb erforderliche negative Vorspannung. Die Vorspannung des Emitters
auch bei Änderungen der Betriebsbedingungen, z. B. der Umgebungstemperatur, konstant zu halten. Leitet
der Transistor 50 der spannungsempfindlichen Steuerschaltung, dann nimmt der Emitter S3 annähernd die
gleiche Spannung wie die Basis 51 an. Da der Emitter 33 des Transistors 30 unmittelbar mit dem Emitter 53
des Transistors SO verbunden ist, nimmt der Emitter 33 ebenfalls näherungsweise die Spannung der Basis
51 des Transistors 50 an. Diese Spannung ist so stark positiv, daß der Emitter 33 auch bei Auftreten der
höchsten positiven Spannungsspitze der an der Basis 31 angelegten Eingangsspannung positiver als die Basis
31 ist. Aus diesem Grunde befindet sich der Transistor 30 normalerweise immer im leitenden Zustand.
Um bei Auftreten jeder Spannungsspitze des Eingangssignals ein Ausgangssignal zu erzeugen, ist eine
Detektorstufe vorgesehen, die bei Umkehrung der Polarität des differenzierten und verstärkten Signals einen
Ausgangssignalimpuls erzeugt. Dieser Detektor kann durch verschiedene Bauelemente realisiert werden.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird hierzu ein pnp-Transistor 60 mit einer Basis 61, einem Kollektor
62 und einem Emitter 63 verwendet. Die Basis 61 des Transistors 60 ist über einen Kopplungskondensator
43 wird am Verbindungspunkt einer zwischen der 25 29 und einen Widerstand 34 mit der Ausgangs- oder
negativen Spannungsquelle 66 und dem Bezugsspannungspunkt 15 liegenden Zenerdiode 79 abgegriffen.
Diese Spannung ist gegenüber der an der Basis 41 dieses Transistors liegenden positiv, so daß der pnp-Transistor
40 normalerweise leitet. Da sich die Verstärkung dieser beiden Stufen in Abhängigkeit von
Ausgangsspannungsänderungen selbsttätig einstellen soll, wird die Vorspannung für die Elektroden des
Transistors 30 der ersten Verstärkerstufe etwas anders erzeugt, als dies für Verstärkerschaltungen dieser Art
allgemein üblich ist. Die Zenerdiode 79 im Emitterkreis des Transistors 40 bestimmt die Betriebsspannung
des Transistors 30. Leitet der Transistor 40, dann nimmt die Basis 41 eine um den Spannungsabfall
der Kollektorelektrode 42 des Transistors 40 gekoppelt. Der Kollektor 62 des Transistors 60 erhält von
der negativen Vorspannungsquelle 66 über einen Lastwiderstand 76 seine für den Betrieb erforderliche negative
Vorspannung.
Die Vorspannung der Basis 61 des Transistors 60 wird am Punkt 35 des aus einem Widerstand 36 und
einer Diode 37 bestehenden und zwischen eine positive Spannungsquelle 38 und den Bezugsspannungspunkt
15 geschalteten Spannungsteilers abgegriffen. Da die Diode 37 in Durchgangsrichtung gepolt ist,
liegt die Basis des Transistors 60 annähernd an Erdpotential. Da auch der Emitter 63 des Transistors 60
an Erdpotential liegt, befindet sich der Transistor 60
zwischen Basis und Emitter erhöhte negative Span- 40 normalerweise im nichtleitenden Zustand,
nung in bezug auf den Emitter an. Infolge der direk- Um einen Teil der Ausgangsgleichspannung des
nung in bezug auf den Emitter an. Infolge der direk- Um einen Teil der Ausgangsgleichspannung des
ten Verbindung zwischen der Basis 41 des Transistors Transistors 40 an den Transistor 50 der spannungs-40
und dem Kollektor 32 des Transistors 30 nimmt empfindlichen Steuerschaltung anlegen zu können, ist
der Kollektor 32 die Spannung der Basis 41 an. Da ein erster Rückkopplungskreis vorgesehen, der den
diese Spannung negativ ist, erhält der Transistor 30 45 Kollektor 42 des Transistors 40 über einen Leiter 39,
die für den normalen Betrieb erforderliche Vorspannung. Im Emitterkreis des Transistors 30 der ersten
Verstärkerstufe liegt eine spannungsempfindliche Steuerschaltung, die beispielsweise einen pnp-Transistor
50 mit einer Basis 51, einem Kollektor 52 und einem Emitter 53 enthält. Der Kollektor 52 des Transistors
50 ist mit der am Emitter 43 des Transistors 40 liegenden Elektrode der Zenerdiode 79 verbunden,
so daß der Kollektor 52 die erforderliche Vorspandie Widerstände 44 und 45 und einen Leiter 46 mit
der Basis 51 des Transistors 50 verbindet.
Um in ähnlicher Weise zumindest einen Teil der am Ausgang des Verstärkers erscheinenden Wechselspannung
an die spannungsempfindliche Steuerschaltung anzulegen, ist ein die Serien-Parallel-Kombination
von Dioden 54, 55 und 56, 57 enthaltender zweiter Rückkopplungskreis zwischen den Ausgang des
Kopplungskondensators 29 und die Basis des Tran-
nung erhält. Zur Erzeugung der Vorspannungen für 55 sistors 50 geschaltet. Um die Impedanz dieses Kreises
die Basis 51 und den Emitter 53 des Transistors 50 aus später noch zu beschreibenden Gründen auf einen
ist ein aus den Widerständen 58, 64 und 65 bestehen- günstigen Wert zu erhöhen, können in jedem Zweig
der Spannungsteiler zwischen die positive Spannungs- zwei Dioden in Reihe geschaltet werden.
quelle 25 und den Bezugsspannungspunkt 15 geschaltet. Die Vorspannung des Emitters 53 wird am Verbindungspunkt
der Widerstände 58 und 64 und die Vorspannung der Basis 51 am Verbindungspunkt der
Widerstände 64 und 65 abgegriffen. Die Basisvorspannung ist infolgedessen gegenüber dem Emitter
negativ, so daß der Transistor 50 leitet. Durch einen weiteren Widerstand 59 im Emitterkreis des Transistors
50 wird eine Gegenkopplungsspannung erzeugt, die bestrebt ist, die Leitfähigkeit des Transistors 50
Bei Anlegen eines positiven, beispielsweise der Kurvenform 47 entsprechenden Gleichstromsignals an die
Basis 21 des Transistors '20 bleibt dieser so lange im nichtleitenden Zustand, bis das Gleichstromsignal
eine so hohe Amplitude erreicht, die ausreicht, um die Basis 21 in bezug auf den Emitter 23 positiv vorzuspannen.
Der npn-Transistor 20 wird nun leitend und bleibt so lange in diesem Zustand, bis der positive
Spannungspegel wieder so weit abgefallen ist, daß die Basis gegenüber dem Emitter wieder negativ vorge-
spannt ist, was durch die Signalform 48 veranschaulicht wird. Kleine Schwankungen der Eingangsspannung,
die z. B. durch Störeinflüsse auf den Leitungen oder Rauschspannungen im Magnetkopf verursacht
werden, reichen also nicht aus, um den Transistor 20 in den leitenden Zustand umzuschalten. Die nachfolgende
Detektorschaltung wird infolgedessen durch Signale, die eine bestimmte Spannungsamplitude nicht
überschreiten, nicht beeinflußt.
Der Teil des vom Transistor 20 übertragenen Signals,
der oberhalb der gestrichelten Linie der Signalform 48 angezeigt ist, wird durch den aus dem Kondensator
27 und dem Widerstand 28 bestehenden Differenzierstromkreis differenziert. Am Ausgang dieses
Kreises entsteht die Signalform 49.
Der Transistor 30 verstärkt das differenzierte Signal 49. Das verstärkte Signal wird am Lastwiderstand 75
abgegriffen und an die Basis 41 des Transistors 40 der zweiten Verstärkerstufe gelegt.
Das verstärkte differenzierte Signal wird über den Kopplungskondensator 29 und den Widerstand 34 der
Basis 61 des Detektortransistors 60 zugeführt, der, wie bereits erläutert, normalerweise so vorgespannt
ist, daß er sich im nichtleitenden Zustand befindet. Während des positiven Teiles des verstärkten differenzierten
Signals 70 wird die Basis 61 des Transistors 60 gegenüber dessen Emitter 63 noch stärker positiv
vorgespannt, so daß der Transistor 60 im nichtleitenden Zustand verbleibt. Bei der Polaritätsumkehr des
Signals 70 wird die Basis 61 des Transistors 60 in bezug auf dessen Emitter 63 negativ, so daß der Transistor
60 in den leitenden Zustand übergeht. Am Lastwiderstand 76 entsteht nun ein Ausgangsimpuls, der
an einer Ausgangsklemme 72 abgegriffen und einer nicht zur Erfindung gehörenden und deshalb nicht
gezeigten Schaltung zugeführt werden kann. Sobald das differenzierte, verstärkte Signal 70 über die NuIllinie
in den positiven Bereich zurückkehrt, wird die Basis 61 des Transistors 60 in bezug auf seinen Emitter
63 wieder positiv, und der Transistor 60 schaltet wieder in seinen nichtleitenden Zustand um.
Bei näherer Betrachtung der Signalformen 47, 48, 49 und 70 zeigt sich, daß der Zeitpunkt der Polaritätsumkehr des differenzierten Signals dem Scheitelwert
des Eingangssignals 47, 48 entspricht. Das infolge der Polaritätsumkehr des Signals 70 durch den Transistor
60 erzeugte Ausgangsignal zeigt also das Auftreten eines Scheitelwertes des Eingangssignals an. Seine
Anstiegsflanke stimmt zeitlich mit dem Maximum des Eingangssignals überein. Um das Ausgangssignal
unterhalb eines bestimmten Spannungspegels zu halten, kann eine Begrenzungsdiode 71 in Reihe mit einer
negativen Spannungsquelle 74 an den Ausgang der Schaltung angeschlossen werden.
Falls das Eingangssignal eine so hohe Spannung aufweist, daß die Transistoren 30 und 40 des Verstärkers
übersteuert werden, so ist das erzeugte verstärkte Signal verzerrt. Da die Polaritätsumkehr dieses verzerrten
differenzierten Signals zeitlich beträchtlich von der Polaritätsumkehr eines nicht verzerrten differenzierten
Signals abweichen kann, kann ein unzulässiger Fehler entstehen, da die Ausgangsimpulse zeitlich
nicht mehr mit dem Scheitelwert der Eingangsspannung übereinstimmen.
Um diese Gefahr zu beseitigen, ist aus den Dioden 54, 55 und 56, 57 ein Wechselstromrückkopplungskreis
und aus den Widerständen 44 und 45 ein Gleichspannungsrückkopplungskreis
zur selbsttätigen Verstärkungsregelung des Transistors 30 in Abhängigkeit von Schwankungen der Ausgangswechselspannung
bzw. Gleichspannung am Kollektor 42 gebildet. Das verstärkte differenzierte Signal 70 ist phasengleich mit
dem differenzierten Signal 49. Da das Signal 70 zunächst ins Positive ansteigt, wird eine positive Spannung
über die Dioden 54, 55 an die Basis 51 des Steuertransistors 50 angelegt, wodurch die Leitfähigkeit
des Transistors vermindert wird. Leitet der Transistor 50 weniger, dann wird sein Emitter 53 und damit
auch der Emitter 33 des Transistors 30 positiver. Infolge der Phasengleichheit der Signalformen 49 und
70 wird auch die Basis 31 des Transistors 30 positiver; doch nimmt die Spannungsdifferenz zwischen
der Basis 31 und dem Emitter 33 nicht in dem Maße zu, wie es dem Anstieg der Signalkurve 49 entsprechen
würde, so daß die Verstärkung des Transistors 30 vermindert wird. Wenn das Signal 70 negativ wird,
gelangt eine negative Vorspannung über die Dioden 56 und 57 an die Basis 51 des Steuertransistors 50,
wodurch dessen Leitfähigkeit erhöht wird. Leitet der Transistor 50 stärker, dann wird dessen Emitter 53
und damit auch der Emitter 33 des Transistors 30 negativer. Auf Grund der Phasengleichheit der Signale
49 und 70 wird auch die Basis 31 des Transistors 30 negativ; doch kommt auch der negative Teil des Signals
infolge der abfallenden Emitterspannung nicht voll zur Auswirkung, so daß auch in diesem Fall die
Verstärkung des Transistors vermindert wird. Bei Verstärkungsminderung des Transistors 30 verringert
sich auch die am Lastwiderstand 75 liegende verstärkte Signalspannung, wodurch wiederum die Einwirkung
auf den Transistor 40 herabgesetzt wird. Die Impedanz der Reihendioden ist so gewählt, daß die
Wechselstromrückkopplungsspannung am stärksten auf hohe und weniger stark auf niedrigere Ausgangsspannungen
einwirkt.
Die Leitfähigkeit der Transistoren ist stark von der Umgebungstemperatur abhängig. Erhöht sich die Leitfähigkeit
des Transistors 40 aus diesem oder einem anderen Grunde, so wird die Spannung seines Kollektors
42 weniger negativ bzw. steigt ins Positive. Diese positivere Spannung wird über die Leitung 39,
die Widerstände 44 und 45 und die Leitung 46 an die Basis 51 des Steuertransistors 50 zurückgeführt. Wird
die Basis des Transistors 50 positiver, dann steigt auch das Potential am Emitter 53 des genannten Transistors
sowie am Emitter 33 des Transistors 30, wodurch sich der durch den Transistor 30 fließende Gleichstrom erhöht.
Durch diesen Anstieg des durch den Transistor 30 fließenden Gleichstromes wird die Spannung seines
Kollektors 32 positiver. Diese positivere Spannung gelangt unmittelbar an die Basis 41 des Transistors 40,
so daß sich dessen Leitfähigkeit verringert. Werden dagegen die umgekehrten Voraussetzungen angenommen,
d. h., verringert sich die Leitfähigkeit des Transistors 40, dann wird die Spannung an seinem Kollektor
42 negativer. Diese negativere Spannung wird über den eben erwähnten Rückkopplungskreis an die Basis
51 des Steuertransistors 50 angelegt. Wird die Basis 51 des Transistors 50 negativer, dann werden auch
dessen Emitter 53 und der mit diesem verbundene Emitter 33 des Transistors 30 negativer, wodurch sich
der Gleichstromfluß durch den Transistor 30 vermindert und die an seinem Kollektor 32 auftretende Spannung
ebenfalls negativer wird. Diese erhöhte negative Spannung gelangt unmittelbar an die Basis 41 des
Transistors 40, wodurch der Gleichstromfluß durch
diesen erhöht wird. Der Rückkopplungskreis ist also bestrebt, den Gleichstromfluß durch beide Transistoren
des Verstärkers auf einem annähernd konstanten Wert zu halten.
Aus der Beschreibung geht hervor, daß sowohl durch die Regelung der Verstärkung als auch des
Gleichstromflusses durch die Transistoren der beiden Verstärkerstufen und durch Gleichrichtung des verstärkten
differenzierten Signals zum Zeitpunkt der Polaritätsumkehr ein Ausgangssignalimpuls erzeugt
wird, der zeitlich genau mit dem Scheitelwert eines Eingangssignals übereinstimmt.
Claims (6)
1. Übersteuerungssichere Impulsverstärker- und Spitzenspannungsdetektorschaltang mit hoher Ansprechempfkidlichkeit,
gekennzeichnet durch die Kombination der nachfolgenden Schaltungseinheiten:
a) eine Schwellwertstufe (20) zum Ausscheiden unerwünschter Störimpulse,
b) eine Differenzierstufe (27, 28) zur Differenzierung der zu übertragenden Impulsspitzen,
c) eine Verstärkerstufe (30, 40) mit ampli- a5
tudenabhängiger Wechselstromgegenkopplung (54, 55, 56, 57, 50) vom Ausgang zum Eingang, durch welche schwache Signale bei
größtmöglicher Verstärkung ein sofortiges Ansprechen ermöglichen.
d) eine Detektortransistorstufe (60) mit Begrenzer (74), die nur eine Polarität des differenzierten
Signals durchläßt und so abschneidet, daß am Ausgang ein annähernd rechteckiges
Signal entsteht, bei dem der zeitliche Abstand der senkrechten Flanken mit dem
Abstand zwischen dem Scheitelwert und dem rückseitigen Fußpunkt des Eingangssignals
übereinstimmt.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungskreis eine nicht-Hneare
Impedanz (54 bis 57) enthält, die bei niedrigen Verstärkerausgangsspannungen eine verhältnismäßig
hohe und bei hohen Ausgangsspannungen eine verhältnismäßig niedrige Impedanz besitzt.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die genannte Impedanz aus zwei parallelen Strompfaden besteht, von denen jeder
eine oder mehrere Dioden enthält, und die Diode bzw. Dioden des einen Strompfades in bezug auf
die Diode oder Dioden des anderen Strompfades gegensinnig gepolt sind.
4. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
Verstärker ein Transistorverstärker ist, der einen Gleichspannungsgegenkopplungskreis (39) besitzt,
der die Verstärkung des Verstärkers unabhängig von Temperaturschwankungen annähernd konstant
hält.
5. Schaltung nach den Ansprüchen 2 und 4 oder 2, 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß
zumindest eines der Rückkopplungssignale an den Rückkopplungsverstärker (50) angelegt wird, der
ein hohes Rückwärts-Verstärkerverhältnis hat, und daß der Ausgang des Rückkopplungsverstärkers
die Verstärkung des Signalverstärkers steuert.
6. Schaltung nach den Ansprüchen 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsverstärker aus einem Transistor besteht, an dessen
Basis beide Rückkopplungssignale angelegt werden.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
© 209 757/128 1.63
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US13852A US3073968A (en) | 1960-03-09 | 1960-03-09 | Peak detector with dual feedback automatic gain adjusting means |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1142188B true DE1142188B (de) | 1963-01-10 |
Family
ID=21762115
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DEN19681A Pending DE1142188B (de) | 1960-03-09 | 1961-03-04 | UEbersteuerungssichere Impulsverstaerker- und Spitzenspannungsdetektorschaltung mit hoher Ansprechempfindlichkeit |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3073968A (de) |
CH (1) | CH382218A (de) |
DE (1) | DE1142188B (de) |
GB (1) | GB920304A (de) |
NL (1) | NL262190A (de) |
Families Citing this family (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3246168A (en) * | 1960-09-21 | 1966-04-12 | Burroughs Corp | Sampling circuit providing a strobe pulse straddled by a switch pulse |
US3102985A (en) * | 1960-10-28 | 1963-09-03 | Hafner Alexander | Transistor pulse amplifier |
US3248560A (en) * | 1961-10-09 | 1966-04-26 | Honeywell Inc | Information handling apparatus |
US3254230A (en) * | 1961-11-24 | 1966-05-31 | Cook Electric Co | Peak detector |
US3187199A (en) * | 1962-01-31 | 1965-06-01 | Ampex | Peak detecting and reshaping circuit |
BE630626A (de) * | 1962-04-06 | |||
DE1239398C2 (de) * | 1963-03-01 | 1976-12-30 | Compagnie Internationale pour rinformatique, Les Clayes-sous-Bois (Frankreich) | Schaltungsanordnung zum feststellen des zeitpunkts des spitzenwerts einer impulsfoermigen elektrischen spannung |
DE1193557B (de) * | 1964-01-23 | 1965-05-26 | Siemens Ag | Transistorverstaerker |
US3449593A (en) * | 1964-10-26 | 1969-06-10 | Digitronics Corp | Signal slope derivative detection apparatus |
US3356959A (en) * | 1965-05-13 | 1967-12-05 | Rca Corp | Wide band transistor video signal amplifier |
US3422285A (en) * | 1966-01-24 | 1969-01-14 | Hughes Aircraft Co | Pulse peak time detecting circuit |
US3454789A (en) * | 1966-01-27 | 1969-07-08 | Us Navy | Pulse height sensor |
US3496383A (en) * | 1966-05-26 | 1970-02-17 | Motorola Inc | Peak detector-amplifier |
US3700920A (en) * | 1971-05-06 | 1972-10-24 | Bendix Corp | Frequency independent peak detector |
US4352030A (en) * | 1979-04-30 | 1982-09-28 | Motorola, Inc. | Pulse detectors |
CN107395165B (zh) * | 2016-05-16 | 2022-09-09 | 上海亨骏自动化设备有限公司 | 一种液位计回波时间采集用峰值检测电路 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2448718A (en) * | 1943-01-14 | 1948-09-07 | Genevoise Instr Physique | Method of and device for producing pulses at the maximum or minimum of an electric impulse |
US2419548A (en) * | 1943-05-15 | 1947-04-29 | Standard Telephones Cables Ltd | Discriminator circuit |
US2810024A (en) * | 1954-03-01 | 1957-10-15 | Rca Corp | Efficient and stabilized semi-conductor amplifier circuit |
US2807718A (en) * | 1954-06-03 | 1957-09-24 | Philco Corp | Transistor-detector |
US2816964A (en) * | 1954-10-27 | 1957-12-17 | Rca Corp | Stabilizing means for semi-conductor circuits |
-
0
- NL NL262190D patent/NL262190A/xx unknown
-
1960
- 1960-03-09 US US13852A patent/US3073968A/en not_active Expired - Lifetime
-
1961
- 1961-03-04 DE DEN19681A patent/DE1142188B/de active Pending
- 1961-03-08 GB GB8411/61A patent/GB920304A/en not_active Expired
- 1961-03-08 CH CH282161A patent/CH382218A/fr unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB920304A (en) | 1963-03-06 |
US3073968A (en) | 1963-01-15 |
CH382218A (fr) | 1964-09-30 |
NL262190A (de) |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE1142188B (de) | UEbersteuerungssichere Impulsverstaerker- und Spitzenspannungsdetektorschaltung mit hoher Ansprechempfindlichkeit | |
DE2826571A1 (de) | Rauschaustastschaltung | |
DE1218504B (de) | Schaltungsanordnung fuer Abfuehlverstaerker | |
AT392375B (de) | Elektronische schaltung mit einem geschuetzten transistor | |
DE1141338B (de) | Transistorverstaerker mit stabilisiertem Arbeitspunkt | |
DE2914593C2 (de) | Erdschlußdetektor | |
DE1537185A1 (de) | Amplitudenfilter | |
DE1270609B (de) | Schwellwertschaltung fuer bistabile Signale | |
DE1247405B (de) | In einem weiten Bereich regelbarer einstufiger Transistorverstaerker | |
DE3234152A1 (de) | Triggerschaltung | |
DE1449301B2 (de) | Spitzendetektorschaltung | |
DE3233728A1 (de) | Schaltungsanordnung zur unterdrueckung der vom gleichlicht erzeugten signalkomponenten in infrarotlicht-empfaengern | |
DE3301856C2 (de) | Endstufe eines optischen Senders für digitale Signalübertragung | |
DE2855880C2 (de) | Schaltungsanordnung mit einem regelbaren Verstärker | |
DE2319824A1 (de) | Gegentaktverstaerkerschaltung | |
EP0218179B1 (de) | Schaltungsanordnung zur Signalverstärkung | |
DE869359C (de) | Schaltung zum Empfang von elektrischen Impulsen mit konstanter Hoehe | |
DE1487797B2 (de) | Transistorschaltung zur erzeugung von unipolaren ausgangssignalen | |
DE2420502A1 (de) | Automatische verstaerkungsregelschaltung | |
DE2747464C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Regelspannung für eine Hochfrequenz-Eingangsschaltung | |
DE2001306A1 (de) | Verstaerker mit automatischer Pegelregelung | |
DE2057227A1 (de) | Begrenzer fuer elektrische Signale | |
DE2000394C (de) | Getasteter Leseverstärker | |
DE1449301C (de) | Spitzendetektorschaltung | |
DE1239398C2 (de) | Schaltungsanordnung zum feststellen des zeitpunkts des spitzenwerts einer impulsfoermigen elektrischen spannung |