DE1487784C - Schaltungsanordnung zum anpassbaren Einstellen eines Quer Entzerrers - Google Patents
Schaltungsanordnung zum anpassbaren Einstellen eines Quer EntzerrersInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sicli auf eine Schaltungsanordnung
zum anpaßbaren Erzeugen der optimalen Einstellungen von in Multiplizierkreisen eines Quer-Entzerrers
während der Nachrichtenübertragung, bei dem verzerrte 2"-slufige Impulssignale einer mit
in Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung zugeführt und in zeitlich auseinanderliegende Signalproben
aufgespalten werden, wobei ein Addierer vorgesehen ist, der die multiplizierten zeitlich auseinanderliegenden
Signalproben zur Erzeugung unverzerrter Impulse rekombiniert.
Es gibt automatische Entzerrungssysteme, in denen Quer-Filter verwendet werden. Ein Quer-Filter ist
ein Netzwerk mit einer mit mehreren Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung und einer Summierschaltung
zum Kombinieren der gedämpften Ausgangssignale aller Abgriffe zu einem einzigen koordinierten
entzerrten Signal. Ein zur Verwendung in einem derartigen automatischen Entzerrungssystem
vorgesehener justierbarer Dämpfer kann einen reversiblen elektronischen Digitalzähler aufweisen, der an
ein Widerstandsleiternetzwerk mit einer großen Anzahl diskreter Inkrementschritte angekoppelt ist.
. Während einer der Nachrichtendatenübertragung vorausgehenden Einstellperiode werden Testimpulse
über den Kanal übertragen, mit deren Hilfe diese Dämpferzähler schrittweise optimal eingestellt werden.
Die während der Einstellperiode bewirkten Einstellungen bleiben· während der ganzen Nachrichtenübertragung
fixiert. Die Einstellvorrichtung kann dann vom Entzerrungssystem zur Verwendung bei
anderen Kanälen abgetrennt werden.
Die Kanaleigenschaften können sich mit der Zeit ändern, sie tun dies auch. Im Verlauf einer langen
Nachricht kann die Änderung der Kanalübertragungseigenschaften beachtlich werden. Deshalb sucht man
die Abgriffsverstärkungen eines Quer-Filters kontinuierlich auf optimale Entzerrung während einer
normalen Nachrichtendatenübertragung einzustellen. Bei dem anpaßbaren Entzerrer werden die
Kanalansprechproben, die zur Einstellung des Entzerrers notwendig sind, durch Korrelieren der
Analogausgangsspannung des Entzerrers mit dem tatsächlichen Digitaldatenausgang der empfangsseitigen
Begrenzungsschaltungen abgeleitet. Die Unterschiede zwischen diesen Analog- und Digitalausgängen
bilden eine Fehlerkomponente für die Korrelation mit dem Digitalausgang. Aufeinanderfolgende Korrelationsprodukte
werden über eine Zeitspanne für jeden Abgriff des Quer-Entzerrers ausgemittelt und
zur Bestimmung der Richtung der schrittweisen Einstellung der entsprechenden Dämpferzähler begrenzt.
Das anpaßbare Entzerrungssystem verbleibt an der Leitung während der Dauer eines gegebenen Gesprächs
angeschaltet.
Während sich das Prinzip der vorstehend erläuterten anpaßbaren Entzerrung als erfolgversprechend
erwiesen hat, ist seine praktische Ausführung bei anderen als Zweistuf endigitaldaten-Übertragungssystemen
nicht leicht. Dies rührt von dem Urnstand her, daß eine Subtrahierschaltung zwischen jedem
Paar möglicher Kodeniveaus erforderlich sein würde, um die Fehlerkomponente im Falle einer
vielstufigen Kodierung zu bestimmen. Andererseits haben aber Entzerrungssysteme gerade ihren größten
potentiellen Wert bei der vielstufigen Übertragung, wo jedes Datensymbol eine Mehrzahl zulässiger Amplitudenniveaus
zur Kodierung einer Mehrzahl Nachrichtenbits pro Symbol aufweist, also hierdurch
größere Gesamtübertragungsgeschwindigkeiten erreicht werden.
Es sind bereits Dekodierer mit Begrenzungsschaltungen vorgeschlagen worden, um vielstufige Information
in binäre Daten umzusetzen (vgl. die eigene ältere Patentschrift 1294 430). Die verschiedenen
diskreten Signalamplituden fallen üblicherweise zwischen die Bezugs- oder Schwellwertniveaus, die zur
ίο Unterscheidung der verschiedenen Amplitudenwerte
verwendet werden. Jedoch können die Amplituden der Impulse zeitweise dazu neigen, mit den einzelnen
Begrenzungsschwellwertniveaus zusammenzufallen, und man beobachtet deshalb Doppeldeutigkeiten
infolge des Umstandes, daß der Impuls einmal gerade oberhalb des kritischen Wertes und einmal
gerade unterhalb hiervon liegt.
Die vorstehenden Probleme sind für eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art nun
erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Schaltungsanordnung weiter aufgebaut ist aus einem Begrenzer,
der die /i-stufig kodierten Symbole im Ausgang des Addierers (n + l)-mal begrenzt und «-mal um eine
Bezugsachse faltet, einem m-stufigen Schieberegister, das Polaritätsanzeigen des ersten Begrenzungsstücks
der (n + 1) Begrenzungsstücke der zeitlich auseinanderliegende Proben jedes Symbols speichert, einer
Fehleranzeigeschaltung, die Fehlersignalrichtungen aus dem (n + l)-ten Begrenzungsstück der zeitlich
auseinanderliegenden Proben jedes Symbols ableitet, einer Verzögerungsschaltung, die die Fehlersignalrichtungen
um (in—1)/2 Symbolintervalle verzögert,
einer Gatterschaltung, die die verzögerten Fehlersignalanzeigen mit jeder der gespeicherten Polaritätsanzeige
in Beziehung setzt, einer Zählschaltung, die die in Beziehung gesetzten Ausgänge ausmittelt und
m Dämpfern, die unter der Steuerung der positiven oder negativen Überschußzählungen der m reversiblen
Zähler die Multiplizierfaktoren der m Dämpfer an den Abgriffen der Verzögerungsleitung in
gegenläufigen schrittweisen Beträgen einstellt.
Entsprechend der Erfindung werden also vorhandene anpaßbare Entzerrungssysteme verbessert durch
Digitalisieren des Vergleiches zwischen dem empfangenen Analogsignal und den wiedergewonnenen
Daten, um lediglich das Vorzeichen des Zählersignals, also die Richtung des Fehlers, nicht aber
dessen tatsächliche Größe zu erhalten. Ein weiterer Vorteil wird durch die Verwendung des überschießenden
Betrags von reversiblen Zählern an Stelle einer statistischen Ausmittelung von Tiefpaßfiltern
erreicht.
Des weiteren wird entsprechend der Erfindung das summierte Analogausgangssignal des Quer-Filters
bei der Symbolfolgefrequenz abgetastet und einer Vielstufen-Begrenzungsschaltung zugeführt. Dieser
Begrenzer erzeugt eine Mehrzahl paralleler Ausgänge, die im reflektierten Gray-Binärkode die Amplitudenhöhe
jeder abgetasteten Probe ausdrückt. Es wurde gefunden, daß durch Verwenden eines Begrenzungsstückes,
mehr als es zur Kennzeichnung der Anzahl übertragener diskreter Niveaus für die Datenwiedergewinnungszwecke
notwendig ist, das Vorzeichen der Fehlerkomponente einfach abzuleiten ist.
Die Fehlerkomponente wird — nach einer fixierten Verzögerung zu ihrer zeitlichen Ausrichtung mit gespeicherten
Abtastproben des Quer-Filterausganges — durch eine Modulus-Zwei-Addition mit den
Symbol-Polaritätsanzeigen in Korrelation gebracht, die von der am höchsten bewerteten Ziffer beim
ersten Begrenzungsniveau der vielstufigen Begrenzungsschaltung erhalten werden. Die resultierenden
Modulus-Zwei-Ausgangssignale werden entsprechend ihrem Sinn in reversiblen Zählern mit fixierter maximaler
Zählunganzahl ausgemittelt. Auf einen überschießenden Betrag in jeder Richtung dieser Zähler
hin wird der entsprechende Dämpferzähler im Quer-Filter entsprechend weitergestuft und der Zähler
selbst auf eine neutrale Zählstellung zurückgestellt.
Zu den Vorteilen, die aus dieser Lösung des Problems resultieren, gehört es auch, daß vorhandene
anpaßbare Entzerrer zur Vielstüfenübertragung modifiziert werden können, wobei diese Modifizierung
leicht und einfach zu bewerkstelligen ist.
Im folgenden ist die Erfindung an Hand der Zeichnung beschrieben; es zeigt
F i g. 1 ein Blockdiagramm eines anpaßbaren Entzerrungssystems
gemäß einer Ausführüngsforrh der Erfindung,
F i g. 2 ein Impulsdiagramm einer typischen Probe eines Vielstufehsignals zur Erläuterung der Wirkungsweise
und
Fig. 3 das Blockdiagramm einer beispielhaften vielstufigen Begrenzungsschaltung zur Verwendung
im erfindungsgemäßen System.
F i g. 1 zeigt schematisch ein beispielhaftes Hochgeschwindigkeits
- Vielstufen - Digitaldatehübertragungssystem entsprechend der Erfindung, bei dem
ein angeschalteter selbstjustierender Quer-Filterentzerrer vorgesehen ist. Wie es bekannt ist, ist es
möglich, die maximale theoretische Binärdaten-Übertraguhgsgeschwindigkeit über die in der Bandbreite
begrenzte Vorrichtung mit Hilfe der Vielstufenkodierung zu überschreiten.
Die Symbolfolgefrequenz (Symbolrate) bleibt entsprechend
den allgemein bekannten Theorien von H. Nyquist begrenzt, aber die effektive Seriendatenrate
wird über diese Grenze hinweg durch Umwandeln der Hochgeschwindigkeitsbinärsignale in
Vielstufenform erhöht. Das Ergebnis ist, daß jedes
«Symbol eine Mehrzahl binärer Datenbits repräsentiert. Das Dekodieren vielstufiger Signale erfordert
einen wesentlich größeren Schutz gegen Zwischensymbol-Interferenz
als zweistufige Signale. Eine Entzerrung liefert diesen Schutz durch Kompensieren
-des nicht idealen Impulsansprechverhaltens prak-" " tischer Ubertragungseihrichtungen.
Die Datenquelle 10 in F i g. 1 erzeugt ein Vielstufensignal,
das in der reflektierten Binärform nach Gray in allgemein bekannter Weise kodiert ist,
z. B. mit Hilfe einer Serien-Parallelumsetzung eines binären Datenzugs, gefolgt von einer weiteren binär
bewerteten Digital-Analog-Umwandlung in den Gray-Kode. Der Gray-Kode wird aus dem natürlichen
Binärkode derart entwickelt, daß eine Änderung zwischen benachbarten Ziffern des Kodes erreicht wird
durch eine Änderung nur eines Bits, wie dies in der USA.-Patentschrift 2 632058 beschrieben ist.
Aus diesem Grund liefert ein derartiger Kode gegenüber dein natürlichen Binärkode einen beachtlichen
Spielraum gegen Fehler. Werden die Stufen eines Vielstufensignals im Gray-Kode bezeichnet, so vereinfacht
sich die Binärsignalwiedergewinnung stark. Für eine 2"-stufige natürliche Binärkodierung sind
2n —!-Begrenzer zur Dekodierung erforderlich, während
die Dekodierung der gleichen Stufenzahl im Gray-Kode nur η Begrenzer erfordert.
Der Übertragungskanal 11 ist irgendein bandbreitenbegrenzter Kanal, z. B. eine Telephonleitung
zur Sprachübertragung. Die auf einer typischen sprachfrequenten Fernsprechschaltung praktisch erreichbare
Binärdatenrate liegt in der Größenordnung 2400 Bit pro Sekunde. Mit einer Entzerrung kann
diese Rate verdoppelt werden. Bei Verwendung einer
ίο Vielstufenkodierung und einer Entzerrung ist ,,,ejne
weitere Verdoppelung erhältlich.
Beim Übertragungssystem nach Fig. 1 wird die Entzerrung in einem Quer-Filter bewerkstelligt, das
eine mit einer nicht reflektierenden Impedanz 13 abgeschlossene Verzögerungsleitung 12 aufweist, ferner
eine Mehrzahl in je gleichem Abstand voneinander liegenden Abgriffen 14, einer Mehrzahl schrittweise
einstellbarer Dämpfungszähler 15 und eine Summierschaltung 16. Der Abgriffabstand ist gleich dem
Zwischensymbol-Intervall für Vielstufenkodierung. Der summierte Ausgang des Entzerrers wird im Abtaster
17 unter der Steuerung eines Symbolratentaktgebers 25 abgetastet und einem Analog-Digital- ·
Konverter zugeführt, der hier durch eine Vielstufen-Begrenzungsschaltung 18 dargestellt ist.
Kurz gesagt ist dieser Begrenzer 18, wie aus F i g. 3 ersichtlich ist, aus einer Mehrzahl Vollwellengleichrichter,
z. B. 44 und 45, aufgebaut, die miteinander und mit dem Ausgang des Abtasters 17 auf
dem Eihgangsleiter 40 in Serie geschaltet sind, ferner
aus einer Mehrzahl Null-Niveäu-Begrenzungsschaltungen,
z. B. 41, 42 und 43, wobei eine Begrenzüngsschaltung (41) in Serie mit dem Ausgang des Abtasters
17 liegt, und eine andere (42, 43) in Serie mit dem Ausgang jedes Gleichrichters. Jeder Gleichrichter
faltet im Effekt sein Eingangssignal um die Nullinie und enthält weitere Schaltungsmittel zur
Zentrierung des Ausgangs auf einem neuen Bezugsniveau. Jeder Begrenzer erhält die Polarität seines
Eingangssignals. Daher erzeugt der Vielstufenbegrenzer Binärziffern im Gray-Kode, die das quantisierte
Amplitüdenniveau des Ausgangs des Abtasters 17 auf den Ausgangsleitern, z. B. den Ausgangsleiterh
46, darstellen.
Die Verwendung des Gray-Kodes zur Bezeichnung der Stufen eines Vielstufendatensignals ermöglicht
ein Dekodieren, wo die Hälfte der Stufen positiv und die andere Hälfte negativ sind. Die Stufen sind
in zunehmender Reihenfolge von der am weitesten im Negativen bis zur am weitesten im Positiven gelegenen
Stufe durchnumeriert. Eine erste Begrenzungsoperation bestimmt die aiii höchsten bewertete
Ziffer, die dann die Symbolpolarität bezeichnet. Dies ist in F i g. 3 als Ziffer 1 angegeben. Die Vollwellengleichrichtung
faltete die positive Hälfte auf die negative Hälfte und zentrierte sie mit Bezug auf die
maximal mögliche Signalausschwingung. Eine zweite Begrenzungsoperation bestimmt die am zweithöchsten
bewertete Ziffer 2. Das weitere Falten, Zentrieren und Begrenzen bestimmen die restlichen Gray-Kodeziffern
(3 bis N) abnehmender Bewertung. Beim dargestellten beispielhaften System sind 16 Kodestufen
verwendet. Diese Stufenzahl ist als vierziffrige ganze Zahl kodiert. Jede Ziffer ist durch 1- oder
O-Bit wie im natürlichen Binärkode dargestellt, aber mit verschiedener Stellenwertigkeit. Beim dargestellten
Übertragungssystem erscheinen die verschiedenen Bits in jeder nach Gray kodierten Zahl auf gesori-
derten Leitern, ζ. B. den Leitern 46 der F i g. 3, und werden einem Parallel-Serien-Konverter 19 zugeführt.
Der Konverter 19 liefert einen Binärdatenzug in Serienform zur Verwendung in der Datensenke
20 in der üblichen Weise.
Es ist offensichtlich notwendig, die Richtung des Fehlers zwischen der idealen Impulsform und der
tatsächlichen Impulsform des Übertragungskanals zu bestimmen. Wird nur mit den Nachrichtendaten und
bei Gegenwart von Rauschen gearbeitet, so können nur Schätzungen dieses Fehlers aus einer gegebenen
Probe erhalten werden. Eine Ausmittelung über eine Mehrzahl Proben hinweg liefert jedoch eine statistisch
zuverlässige Richtungsanzeige für die Fehler. Das grundsätzliche Prinzip des digitalen anpaßbaren Entzerrers
liegt darin, die Polaritäten der Impulsformproben aus dem Entzerrer abzuschätzen, und zwar
durch Ausführen einer digitalen Korrelation von Symbolpolaritäten und den Polaritäten der Fehlerspannungen
bei den Abtastzeiten.
Zu Erläuterungszwecken sei die typische Analogprobe 101 am Eingang des Begrenzers 18 betrachtet
(F i g. 2). Ein abgetasteter Impuls der Amplitude yk
ist vor horizontal verlaufenden, gestrichelt gezeichneten Linien 102 dargestellt, die einige der zulässigen
Datenniveaus repräsentieren, die für die Signalkodierung verwendet werden. Im Beispiel ist der Impuls
positiv, aber negative Impulse sind gleich wahrscheinlich. Bei Fehlen einer Zwischensymbol-Interferenz
oder einer Rauschspannung würde die Amplitude yk mit einer der zulässigen Datenstufen 102 zusammenfallen.
Im gezeichneten Beispiel liegt jedoch die nächste zulässige Stufe ak unterhalb yk. In einem
Sechzehn-Stufen-Kode ist jede Stufe durch eine Vier-Bit-Ziffer bezeichnet, z. B., wie in der Figur
angegeben ist, 1110 für die Stufe ak. Diese vier Bits
werden dem Konverter 19 zugeführt. Die Analogsignalhöhe yk überschreitet die Datenstufe ak um
einen positiven Betrag ek, der die vorhandene Fehlerkomponente
ist.
Für diesen Abtastimpuls gibt es zwei bedeutsame Merkmale, die digital dargestellt und zu Korrelationszwecken gespeichert werden können. Der Impuls
selbst ist positiv und wird durch die am höchsten bewertete Ziffer im vierziffrigen Gray-Kode für die
Stufe ak bestimmt. Die Fehlerspannung ek ist positiv,
d. h., die algebraische Differenz zwischen yk und ak
ist positiv.
Wo die Signalstufen in Gray-Kodeform kodiert sind, wird die Polarität der Fehlerspannung ek mit
dem Hilfsmittel erhalten, daß man eine zusätzliche Faltstufe (Gleichrichter N in F i g. 3) und Begrenzungsstufe
(Begrenzer N + 1 in F i g. 3) zum Standard-Begrenzer 18 zufügt, der den Ausgang der vorherigen
Stufen zum Konverter 19 zur Nachrichtenanzeige zuführte. Die zusätzliche Begrenzungsstufe
(N +1) faltet um die festgestellte Stufe ak, und ihr
Ausgang zeigt an, ob die tatsächlich empfangene Spannung yk größer oder kleiner als die festgestellte
Stufe ak ist.
Weil die Polarität der Fehlerkomponente ek genommen
wird als die algebraische Differenz zwischen yk und ak und deshalb positiv oder negativ mit Bezug
auf das anfängliche Null-Begrenzungsniveau und nicht mit Bezug darauf, ob yk größer oder kleiner
als ak im absoluten Sinne ist, ist es notwendig, in
Rechnung zu stellen, wie oft das Signal gefaltet wurde, um bei der Fehlerkomponente anzukommen.
Im einzelnen ist das ursprüngliche Signal geradzahlig
oft gefaltet worden, so ist die Differenz zwischen yh
und ah positiv. Ist das ursprüngliche Signal ungeradzahlig
oft gefaltet worden, so ist diese Differenz negativ.
Diese Information kann einfach durch Zählen der Anzahl von Einsen in der Mehrbit-Ziffer erhalten
werden, die die festgestellte Stufe ak bezeichnet. Eine
Modulus-Zwei-Summierung (Rest nach gewöhnlicher Summierung und Division durch zwei) dieser
Bits bewerkstelligt dieses Ergebnis. Ist diese Summierung positiv, dann ist das zusätzliche Begrenzungsstück
negativ, und die tatsächliche Polarität von ek ist das Komplement der erscheinenden Polarität.
Bei der beispielhaften Stufe ak 1110 sind Einsen
ungeradzahlig oft vorhanden, deshalb ist die Fehlerkomponente ek positiv. Die Leitung 33 vom Konverter
19 zum Fehlerpolaritätsblock 27 liefert eine Anzeige über die Ungeradzahligkeit oder über die
Geradzahligkeit, d. h. die Polarität, der kodierenden Ziffer. Der Block 27 kann ein EXKLUSIV-ODER-Gatter
sein, an dessen einem Eingang das zusätzliche Begrenzungs-Bit über den Leiter 21 erscheint und an
dessen anderem Eingang das Polaritäts-Bit über den Leiter 33 erscheint. Der Ausgang dieses Gatters ist
dann die richtige Polarität der Fehlerkomponente ek.
Die Fehlerpolaritäts-Bits im Ausgang des Blocks 27
werden nun um (m—l)/2 Bit im Block 28 verzögert,
so daß es ermöglicht wird, die Impulsformpolaritäten über den vollen Bereich abzuschätzen, der von einem
Quer-Filter mit m Abgriffen (m ungeradzahlig) an
der Verzögerungsleitung benötigt wird. Der Verzögerungsblock 28 ist vorteilhafterweise ein (m — l)/2-stufiges
Schieberegister, da die Fehlerpolaritäts-Bits in Binärform sind. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist eine mit dreizehn Abgriffen versehene
Verzögerungsleitung 12 dargestellt. Der Wert von (m — l)/2 ist daher Sechs.
Die Symbolpolaritäts-Bits des Begrenzers 18 auf
der Leitung 22 werden einem vielstufigen Schieberegister 30 eingegeben, von dem fünf Stufen 3OA
bis 30£ voll ausgezeichnet sind. Tatsächlich ist je eine Stufe für jeden Abgriff der Verzögerungsleitung
12 des Quer-Filters vorhanden. Da die Verzögerungsleitung 12 m Abgriffe besitzt, hat also das
Schieberegister 30 gleichfalls m Stufen. Die fixierte (m—l)/2-Bit-Verzögerung des Blocks 28 macht das
Fehlerpolaritäts-Bit zeitlich koinzident mit der Ankunft
des Symbolpolaritäts-Bits in der Mittelstufe 3OC des Schieberegisters. Die Stufe 30 C entspricht
dem Mittelabgriff oder Bezugsabgriff 14 C an der Verzögerungsleitung 12 und kann als die gegenwärtige
Symbolpolarität enthaltend betrachtet werden. Die Stufen 30,4 und 30 B links der Mittelstufe
3OC enthalten daher im Effekt Polaritäts-Bits zukünftiger Symbole. Dementsprechend enthalten die
rechts gelegenen Stufen 30 £> und 3OiE: im Effekt
vorangegangene Symbolpolaritäts-Bits. Daher wird ein voller Bereich von Symbolpolaritäten zur
Korrelation mit der Fehlerpolaritätsinformation verfügbar gemacht.
Die Korrelation der Fehlerpolarität mit der Symbolpolarität zum Zwecke einer Abschätzung der
Impulsformpolarität wird im EXKLUSIV-ODER-
Gatter 31 bewerkstelligt. Die EXKLUSIV-ODER-Gatter, z.B. die durch die Kreise 31A bis 31B bezeichneten,
entsprechen den Abgriffen 14 A bis 14 £ der Verzögerungsleitung 12 und den Schieberegister-
stufen 30A bis 30E. Ein EXKLUSIV-ODER-Gatter
kann für die Zwecke dieser Beschreibung so betrachtet werden, daß es einen positiven Ausgang liefert,
wenn seine Eingänge unterschiedlich sind, sonst aber einen negativen Ausgang. Daher ist dieser Ausgang
eine Anzeige über die Ungeradzahligkeit oder Geradzahligkeit der anstehenden Eingänge. Ein Eingang
jedes der Gatter 31 erhält das Fehlerpolaritäts-Bit der Leitung,29. Der andere Eingang erhält ein Symbolpolaritäts-Bit
der entsprechenden Stufe des Schieberegisters 30. Die Ausgänge der einzelnen Gatter 31 sind daher ein Maß für die Impulsform-Polaritäten
an den entsprechenden Abgriffen der Verzögerungsleitung 12.
Eine beliebig gegebene Fehlerpolaritätsabschätzung ek ist unzuverlässig wegen der Gegenwart von
Rauschen in der Übertragungseinrichtung und des endlichen Abstands zwischen den Begrenzerstufen
eines vielstufigen Signals. Deshalb ist es notwendig, die in Beziehung gesetzten Ausgänge des Gatters 31
über eine Zeitspanne hinweg auszumitteln, bevor irgendwelche Einstellungen in den Dämpferzählern
15 des Quer-Filters durchgeführt werden. Das für das Ausführungsbeispiel gewählte ausmittelnde Medium
ist der reversible Zähler.
Jedem Gatter 31 ist ein reversibler Digitalzähler 32 zugeordnet. Jeder Zähler zählt von Null ab vorwärts
und rückwärts und liefert einen Ausgang immer dann, wenn die maximale Zählung in einer dieser
Richtungen erreicht wird. Gleichzeitig wird der Zähler in den neutralen Null-Zustand zurückgestellt. Ein
»Überfließen« in der positiven Richtung zeigt einen an diesem Verzögerungsleitungsabgriff vorhandenen
positiven Fehler an, und ein Ausgang wird an den entsprechenden Dämpferzähler gegeben, der eine
abwärts gerichtete stufenweise erfolgende Änderung anweist. Ein Überfließen in der negativen Richtung
weist in ähnlicher Weise eine Aufwärtsänderung im Dämpfer an. Zufällig variierende Fehlerpolaritäten
werden weder ein Überfließen nach oben oder nach unten erzeugen, und es werden keine Korrekturen
den Dämpfern eingegeben. Zusätzlich wird Vorsorge dafür getroffen, das Auftreten maximaler Zählung
zu überwachen und das Rückstellen auf die Zählmittelstellung zu veranlassen.
Neben der leichten Realisierbarkeit hat der reversible Zähler als Ausmittelungsmedium gegenüber den
Tiefpaßfiltern ,und periodisch betätigten Binär-Begrenzern bei vorhandenen anpaßbaren Entzerrern
den Vorteil, daß der Erhalt eines jeden Überfließzustands unabhängig von der Zeit ist. Sein Ausgang
weist eine schrittweise erfolgende Verstellung eines Dämpfers prompt auf das tatsächliche Erscheinen
von Fehlern hin an. Die vorhandenen Entzerrer führen die Begrenzungsoperation bei fixierten Zeitintervallen
aus und stören deshalb die Dämpfereinstellungen periodisch bei diesen zeitlich fixierten Intervallen.
Die reversiblen Zähler fließen eventuell über, selbst wenn jeder Abgriff perfekt eingestellt ist, dies
tritt aber nur bei relativ weit auseinanderliegenden Zeitintervallen auf. Der Effekt des »zufälligen Gangs«
ist stark reduziert, wenn eine aufeinanderfolgende Abschätzung mit reversiblen Zählern an Stelle der
bisher verwendeten fixierten Zeitabschätzung verwendet wird. Zusätzlich ist im Mittel weniger Zeit für
eine gegebene Genauigkeit erforderlich, einen gegebenen Abgriff mit aufeinanderfolgender Abschätzung
einzustellen.
Taktimpulse zum Weiterstufen der Zähler 32 werden über die Leitung 23 vom Taktgeber 25 geliefert,
und zum Weiterstufen des Schieberegisters 30 über die Leitung 26.
Der Aufbau des anpaßbaren Entzerrers der Erfindung umfaßt gegenüber dem vorhandenen voreingestellten
automatischen Entzerrer, wobei in beiden Fällen typischerweise eine mit 13 Abgriffen versehene
Verzögerungsleitung vorgesehen sein kann,
ίο ein sechsstufiges Schieberegister, 13 EXKLUSIV-ODER-Gatter,
eine zusätzliche Stufe am Begrenzer-Detektor und einen Fehlerpolaritätskorrigierer. Der
anpaßbare Entzerrer liefert eine genaue Anfangsentzerrung und behält dieselbe angesichts sich
ändernder Kanalübertragungseigenschaften während der gesamten Nachrichtenübertragung bei.
Bei einem praktischen Entzerrer mit sechzehnstufiger Signalkodierung bei einer Symbolrate von
Baud wurde eine Binärrate von 9600 Baud erreicht. Siebenstufige Zähler 32 wurden dabei zu
statistischen Ausmittelungen und achtstufige Zähler zur Dämpfereinstellung verwendet. Ein Dämpfer,'
der um einen Schritt fehl ausgerichtet war, wurde mit einer Genauigkeitswahrscheinlichkeit von 99%
innerhalb einer halben Sekunde korrigiert.
Claims (6)
1. Schaltungsanordnung zum anpaßbaren Erzeugen der optimalen Einstellungen von m Multiplizierkreisen
eines Quer-Entzerrers während der Nachrichtenübertragung, bei dem verzerrte 2"-stufige
Impulssignale einer mit m Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung zugeführt und in
zeitlich auseinanderliegende Signalproben aufgespalten werden, wobei ein Addierer vorgesehen
ist, der die multiplizierten zeitlich auseinanderliegenden Signalproben zur Erzeugung unverzerrter
Impulse rekombiniert, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltungsanordnung weiter aufgebaut ist aus einem Begrenzer (18), der die «-stufig kodierten Symbole im Ausgang des
Addierers (n + l)-mal begrenzt und «-mal um eine Bezugsachse faltet, einem /τί-stufigen Schieberegister
(3OA bis 3OjE), das Polaritätsanzeigen des ersten Begrenzungsstücks der («+1) Begrenzungsstücke
der zeitlich auseinanderliegenden Proben jedes Symbols speichert, einer Fehleranzeigeschaltung
(27), die Fehlersignalrichtungen aus dem (n-ft)-ten Begrenzungsstück der zeitlich
auseinanderliegenden Proben jedes Symbols ableitet, einer Verzögerungsschaltung (28), die die
Fehlersignalrichtungen um (m — l)/2 Symbolintervalle verzögert, einer Gatterschaltung (31),
die die verzögerten Fehlersignale mit jeder der gespeicherten Polaritätsanzeige in Beziehung
setzt, einer Zähleinrichtung (32A bis 32JE), die die in Beziehung gesetzten Ausgänge ausmittelt,
und m Dämpfern (15 A bis 15 E), die unter der Steuerung der positiven oder negativen Überschußzählungen
der m reversiblen Zähler die Multiplizierfaktoren der m Dämpfer an den Abgriffen
der Verzögerungsleitung (12) in gegenläufigen schrittweisen Beträgen einstellt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn die 2"-stufigen
Signale in einem reflektierten Binärkode kodiert sind, der Begrenzer (18) zum Erhalt der optimalen
Einstellungen der Multiplizierkreise weiter
aufgebaut ist aus (n—l) Vollwellengleichrichtern
(z.B. 44, Fig. 3), die hintereinandergeschaltet sind und dafür ausgelegt sind, den Ausgang des
Addierers (16, Fig. 1) sukzessive zu falten und zu zentrieren, einer ersten Null-Niveau-Begrenzungsstufe
(41, F i g. 3) in Serie mit dem Ausgang des Addierers (16,17, F i g. 1), die dafür ausgelegt
ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Impulspolarität angibt, und (n—l) weiteren Null-Niveau-Begrenzungsstufen
(z. B. 42, Fig. 3), von denen je eine in Serie mit einem der («—1) Vollwellengleichrichtern
liegt und dafür ausgelegt ist, Ausgangssignale zu erzeugen, die Kodeziffern abnehmender
Bewertung darstellen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzer (18)
weiter aufgebaut ist aus einem weiteren VoIlwellengleichrichter (45) in Serie mit dem letzten
der (n — l) Vollwellengleichrichter sowie aus einer weiteren Null-Niveau-Begrenzungsstufe (43)
in Serie mit diesem weiteren Vollwellengleichrichter (45), die dafür ausgelegt ist, ein Ausgangssignal
zu erzeugen, das die auftretende Polarität des Fehlersignals darstellt.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiter eine Konverterschaltung
(19) aufweist, die in Modus-Zwei-Weise die Ausgänge der /t-Null-Niveau-Begrenzungsstufen
summiert, um einen Ausgang der einen Binärform zu erzeugen, wenn die Summierung geradzahlig ist, andernfalls einen Ausgang
in der anderen Binärform, und (daß die Fehleranzeigeschaltung
(27) ein EXKLUSIV-ODER-Gatter aufweist, das den Ausgang der Konverterschaltung
(19) mit dem Ausgang der weiteren Null-Niveau-Begrenzungsstufe (43) als korrigierte
Polarität des Fehlersignals kombiniert.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gatterschaltung
m EXKLUSIV-ODER-Gatter aufweist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zählschaltung
m reversible Binärzähler aufweist, die auf eine neutrale Zählstellung zurückstellbar sind.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Family
ID=
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2221146A1 (de) * | 1971-04-30 | 1972-11-30 | Fujitsu Ltd | Mehrpegelsignal-UEbertragungssystem |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2221146A1 (de) * | 1971-04-30 | 1972-11-30 | Fujitsu Ltd | Mehrpegelsignal-UEbertragungssystem |
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