DE1487784C - Schaltungsanordnung zum anpassbaren Einstellen eines Quer Entzerrers - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sicli auf eine Schaltungsanordnung zum anpaßbaren Erzeugen der optimalen Einstellungen von in Multiplizierkreisen eines Quer-Entzerrers während der Nachrichtenübertragung, bei dem verzerrte 2"-slufige Impulssignale einer mit in Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung zugeführt und in zeitlich auseinanderliegende Signalproben aufgespalten werden, wobei ein Addierer vorgesehen ist, der die multiplizierten zeitlich auseinanderliegenden Signalproben zur Erzeugung unverzerrter Impulse rekombiniert.

Es gibt automatische Entzerrungssysteme, in denen Quer-Filter verwendet werden. Ein Quer-Filter ist ein Netzwerk mit einer mit mehreren Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung und einer Summierschaltung zum Kombinieren der gedämpften Ausgangssignale aller Abgriffe zu einem einzigen koordinierten entzerrten Signal. Ein zur Verwendung in einem derartigen automatischen Entzerrungssystem vorgesehener justierbarer Dämpfer kann einen reversiblen elektronischen Digitalzähler aufweisen, der an ein Widerstandsleiternetzwerk mit einer großen Anzahl diskreter Inkrementschritte angekoppelt ist. . Während einer der Nachrichtendatenübertragung vorausgehenden Einstellperiode werden Testimpulse über den Kanal übertragen, mit deren Hilfe diese Dämpferzähler schrittweise optimal eingestellt werden. Die während der Einstellperiode bewirkten Einstellungen bleiben· während der ganzen Nachrichtenübertragung fixiert. Die Einstellvorrichtung kann dann vom Entzerrungssystem zur Verwendung bei anderen Kanälen abgetrennt werden.

Die Kanaleigenschaften können sich mit der Zeit ändern, sie tun dies auch. Im Verlauf einer langen Nachricht kann die Änderung der Kanalübertragungseigenschaften beachtlich werden. Deshalb sucht man die Abgriffsverstärkungen eines Quer-Filters kontinuierlich auf optimale Entzerrung während einer normalen Nachrichtendatenübertragung einzustellen. Bei dem anpaßbaren Entzerrer werden die Kanalansprechproben, die zur Einstellung des Entzerrers notwendig sind, durch Korrelieren der Analogausgangsspannung des Entzerrers mit dem tatsächlichen Digitaldatenausgang der empfangsseitigen Begrenzungsschaltungen abgeleitet. Die Unterschiede zwischen diesen Analog- und Digitalausgängen bilden eine Fehlerkomponente für die Korrelation mit dem Digitalausgang. Aufeinanderfolgende Korrelationsprodukte werden über eine Zeitspanne für jeden Abgriff des Quer-Entzerrers ausgemittelt und zur Bestimmung der Richtung der schrittweisen Einstellung der entsprechenden Dämpferzähler begrenzt. Das anpaßbare Entzerrungssystem verbleibt an der Leitung während der Dauer eines gegebenen Gesprächs angeschaltet.

Während sich das Prinzip der vorstehend erläuterten anpaßbaren Entzerrung als erfolgversprechend erwiesen hat, ist seine praktische Ausführung bei anderen als Zweistuf endigitaldaten-Übertragungssystemen nicht leicht. Dies rührt von dem Urnstand her, daß eine Subtrahierschaltung zwischen jedem Paar möglicher Kodeniveaus erforderlich sein würde, um die Fehlerkomponente im Falle einer vielstufigen Kodierung zu bestimmen. Andererseits haben aber Entzerrungssysteme gerade ihren größten potentiellen Wert bei der vielstufigen Übertragung, wo jedes Datensymbol eine Mehrzahl zulässiger Amplitudenniveaus zur Kodierung einer Mehrzahl Nachrichtenbits pro Symbol aufweist, also hierdurch größere Gesamtübertragungsgeschwindigkeiten erreicht werden.

Es sind bereits Dekodierer mit Begrenzungsschaltungen vorgeschlagen worden, um vielstufige Information in binäre Daten umzusetzen (vgl. die eigene ältere Patentschrift 1294 430). Die verschiedenen diskreten Signalamplituden fallen üblicherweise zwischen die Bezugs- oder Schwellwertniveaus, die zur

ίο Unterscheidung der verschiedenen Amplitudenwerte verwendet werden. Jedoch können die Amplituden der Impulse zeitweise dazu neigen, mit den einzelnen Begrenzungsschwellwertniveaus zusammenzufallen, und man beobachtet deshalb Doppeldeutigkeiten

infolge des Umstandes, daß der Impuls einmal gerade oberhalb des kritischen Wertes und einmal gerade unterhalb hiervon liegt.

Die vorstehenden Probleme sind für eine Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art nun erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Schaltungsanordnung weiter aufgebaut ist aus einem Begrenzer, der die /i-stufig kodierten Symbole im Ausgang des Addierers (n + l)-mal begrenzt und «-mal um eine Bezugsachse faltet, einem m-stufigen Schieberegister, das Polaritätsanzeigen des ersten Begrenzungsstücks der (n + 1) Begrenzungsstücke der zeitlich auseinanderliegende Proben jedes Symbols speichert, einer Fehleranzeigeschaltung, die Fehlersignalrichtungen aus dem (n + l)-ten Begrenzungsstück der zeitlich auseinanderliegenden Proben jedes Symbols ableitet, einer Verzögerungsschaltung, die die Fehlersignalrichtungen um (in—1)/2 Symbolintervalle verzögert, einer Gatterschaltung, die die verzögerten Fehlersignalanzeigen mit jeder der gespeicherten Polaritätsanzeige in Beziehung setzt, einer Zählschaltung, die die in Beziehung gesetzten Ausgänge ausmittelt und m Dämpfern, die unter der Steuerung der positiven oder negativen Überschußzählungen der m reversiblen Zähler die Multiplizierfaktoren der m Dämpfer an den Abgriffen der Verzögerungsleitung in gegenläufigen schrittweisen Beträgen einstellt.

Entsprechend der Erfindung werden also vorhandene anpaßbare Entzerrungssysteme verbessert durch Digitalisieren des Vergleiches zwischen dem empfangenen Analogsignal und den wiedergewonnenen Daten, um lediglich das Vorzeichen des Zählersignals, also die Richtung des Fehlers, nicht aber dessen tatsächliche Größe zu erhalten. Ein weiterer Vorteil wird durch die Verwendung des überschießenden Betrags von reversiblen Zählern an Stelle einer statistischen Ausmittelung von Tiefpaßfiltern erreicht.

Des weiteren wird entsprechend der Erfindung das summierte Analogausgangssignal des Quer-Filters bei der Symbolfolgefrequenz abgetastet und einer Vielstufen-Begrenzungsschaltung zugeführt. Dieser Begrenzer erzeugt eine Mehrzahl paralleler Ausgänge, die im reflektierten Gray-Binärkode die Amplitudenhöhe jeder abgetasteten Probe ausdrückt. Es wurde gefunden, daß durch Verwenden eines Begrenzungsstückes, mehr als es zur Kennzeichnung der Anzahl übertragener diskreter Niveaus für die Datenwiedergewinnungszwecke notwendig ist, das Vorzeichen der Fehlerkomponente einfach abzuleiten ist.

Die Fehlerkomponente wird — nach einer fixierten Verzögerung zu ihrer zeitlichen Ausrichtung mit gespeicherten Abtastproben des Quer-Filterausganges — durch eine Modulus-Zwei-Addition mit den

Symbol-Polaritätsanzeigen in Korrelation gebracht, die von der am höchsten bewerteten Ziffer beim ersten Begrenzungsniveau der vielstufigen Begrenzungsschaltung erhalten werden. Die resultierenden Modulus-Zwei-Ausgangssignale werden entsprechend ihrem Sinn in reversiblen Zählern mit fixierter maximaler Zählunganzahl ausgemittelt. Auf einen überschießenden Betrag in jeder Richtung dieser Zähler hin wird der entsprechende Dämpferzähler im Quer-Filter entsprechend weitergestuft und der Zähler selbst auf eine neutrale Zählstellung zurückgestellt.

Zu den Vorteilen, die aus dieser Lösung des Problems resultieren, gehört es auch, daß vorhandene anpaßbare Entzerrer zur Vielstüfenübertragung modifiziert werden können, wobei diese Modifizierung leicht und einfach zu bewerkstelligen ist.

Im folgenden ist die Erfindung an Hand der Zeichnung beschrieben; es zeigt

F i g. 1 ein Blockdiagramm eines anpaßbaren Entzerrungssystems gemäß einer Ausführüngsforrh der Erfindung,

F i g. 2 ein Impulsdiagramm einer typischen Probe eines Vielstufehsignals zur Erläuterung der Wirkungsweise und

Fig. 3 das Blockdiagramm einer beispielhaften vielstufigen Begrenzungsschaltung zur Verwendung im erfindungsgemäßen System.

F i g. 1 zeigt schematisch ein beispielhaftes Hochgeschwindigkeits - Vielstufen - Digitaldatehübertragungssystem entsprechend der Erfindung, bei dem ein angeschalteter selbstjustierender Quer-Filterentzerrer vorgesehen ist. Wie es bekannt ist, ist es möglich, die maximale theoretische Binärdaten-Übertraguhgsgeschwindigkeit über die in der Bandbreite begrenzte Vorrichtung mit Hilfe der Vielstufenkodierung zu überschreiten.

Die Symbolfolgefrequenz (Symbolrate) bleibt entsprechend den allgemein bekannten Theorien von H. Nyquist begrenzt, aber die effektive Seriendatenrate wird über diese Grenze hinweg durch Umwandeln der Hochgeschwindigkeitsbinärsignale in Vielstufenform erhöht. Das Ergebnis ist, daß jedes

«Symbol eine Mehrzahl binärer Datenbits repräsentiert. Das Dekodieren vielstufiger Signale erfordert einen wesentlich größeren Schutz gegen Zwischensymbol-Interferenz als zweistufige Signale. Eine Entzerrung liefert diesen Schutz durch Kompensieren

-des nicht idealen Impulsansprechverhaltens prak-" " tischer Ubertragungseihrichtungen.

Die Datenquelle 10 in F i g. 1 erzeugt ein Vielstufensignal, das in der reflektierten Binärform nach Gray in allgemein bekannter Weise kodiert ist, z. B. mit Hilfe einer Serien-Parallelumsetzung eines binären Datenzugs, gefolgt von einer weiteren binär bewerteten Digital-Analog-Umwandlung in den Gray-Kode. Der Gray-Kode wird aus dem natürlichen Binärkode derart entwickelt, daß eine Änderung zwischen benachbarten Ziffern des Kodes erreicht wird durch eine Änderung nur eines Bits, wie dies in der USA.-Patentschrift 2 632058 beschrieben ist. Aus diesem Grund liefert ein derartiger Kode gegenüber dein natürlichen Binärkode einen beachtlichen Spielraum gegen Fehler. Werden die Stufen eines Vielstufensignals im Gray-Kode bezeichnet, so vereinfacht sich die Binärsignalwiedergewinnung stark. Für eine 2"-stufige natürliche Binärkodierung sind 2ⁿ —!-Begrenzer zur Dekodierung erforderlich, während die Dekodierung der gleichen Stufenzahl im Gray-Kode nur η Begrenzer erfordert.

Der Übertragungskanal 11 ist irgendein bandbreitenbegrenzter Kanal, z. B. eine Telephonleitung zur Sprachübertragung. Die auf einer typischen sprachfrequenten Fernsprechschaltung praktisch erreichbare Binärdatenrate liegt in der Größenordnung 2400 Bit pro Sekunde. Mit einer Entzerrung kann diese Rate verdoppelt werden. Bei Verwendung einer

ίο Vielstufenkodierung und einer Entzerrung ist ,,,ejne weitere Verdoppelung erhältlich.

Beim Übertragungssystem nach Fig. 1 wird die Entzerrung in einem Quer-Filter bewerkstelligt, das eine mit einer nicht reflektierenden Impedanz 13 abgeschlossene Verzögerungsleitung 12 aufweist, ferner eine Mehrzahl in je gleichem Abstand voneinander liegenden Abgriffen 14, einer Mehrzahl schrittweise einstellbarer Dämpfungszähler 15 und eine Summierschaltung 16. Der Abgriffabstand ist gleich dem Zwischensymbol-Intervall für Vielstufenkodierung. Der summierte Ausgang des Entzerrers wird im Abtaster 17 unter der Steuerung eines Symbolratentaktgebers 25 abgetastet und einem Analog-Digital- · Konverter zugeführt, der hier durch eine Vielstufen-Begrenzungsschaltung 18 dargestellt ist.

Kurz gesagt ist dieser Begrenzer 18, wie aus F i g. 3 ersichtlich ist, aus einer Mehrzahl Vollwellengleichrichter, z. B. 44 und 45, aufgebaut, die miteinander und mit dem Ausgang des Abtasters 17 auf dem Eihgangsleiter 40 in Serie geschaltet sind, ferner aus einer Mehrzahl Null-Niveäu-Begrenzungsschaltungen, z. B. 41, 42 und 43, wobei eine Begrenzüngsschaltung (41) in Serie mit dem Ausgang des Abtasters 17 liegt, und eine andere (42, 43) in Serie mit dem Ausgang jedes Gleichrichters. Jeder Gleichrichter faltet im Effekt sein Eingangssignal um die Nullinie und enthält weitere Schaltungsmittel zur Zentrierung des Ausgangs auf einem neuen Bezugsniveau. Jeder Begrenzer erhält die Polarität seines Eingangssignals. Daher erzeugt der Vielstufenbegrenzer Binärziffern im Gray-Kode, die das quantisierte Amplitüdenniveau des Ausgangs des Abtasters 17 auf den Ausgangsleitern, z. B. den Ausgangsleiterh 46, darstellen.

Die Verwendung des Gray-Kodes zur Bezeichnung der Stufen eines Vielstufendatensignals ermöglicht ein Dekodieren, wo die Hälfte der Stufen positiv und die andere Hälfte negativ sind. Die Stufen sind in zunehmender Reihenfolge von der am weitesten im Negativen bis zur am weitesten im Positiven gelegenen Stufe durchnumeriert. Eine erste Begrenzungsoperation bestimmt die aiii höchsten bewertete Ziffer, die dann die Symbolpolarität bezeichnet. Dies ist in F i g. 3 als Ziffer 1 angegeben. Die Vollwellengleichrichtung faltete die positive Hälfte auf die negative Hälfte und zentrierte sie mit Bezug auf die maximal mögliche Signalausschwingung. Eine zweite Begrenzungsoperation bestimmt die am zweithöchsten bewertete Ziffer 2. Das weitere Falten, Zentrieren und Begrenzen bestimmen die restlichen Gray-Kodeziffern (3 bis N) abnehmender Bewertung. Beim dargestellten beispielhaften System sind 16 Kodestufen verwendet. Diese Stufenzahl ist als vierziffrige ganze Zahl kodiert. Jede Ziffer ist durch 1- oder O-Bit wie im natürlichen Binärkode dargestellt, aber mit verschiedener Stellenwertigkeit. Beim dargestellten Übertragungssystem erscheinen die verschiedenen Bits in jeder nach Gray kodierten Zahl auf gesori-

derten Leitern, ζ. B. den Leitern 46 der F i g. 3, und werden einem Parallel-Serien-Konverter 19 zugeführt. Der Konverter 19 liefert einen Binärdatenzug in Serienform zur Verwendung in der Datensenke 20 in der üblichen Weise.

Es ist offensichtlich notwendig, die Richtung des Fehlers zwischen der idealen Impulsform und der tatsächlichen Impulsform des Übertragungskanals zu bestimmen. Wird nur mit den Nachrichtendaten und bei Gegenwart von Rauschen gearbeitet, so können nur Schätzungen dieses Fehlers aus einer gegebenen Probe erhalten werden. Eine Ausmittelung über eine Mehrzahl Proben hinweg liefert jedoch eine statistisch zuverlässige Richtungsanzeige für die Fehler. Das grundsätzliche Prinzip des digitalen anpaßbaren Entzerrers liegt darin, die Polaritäten der Impulsformproben aus dem Entzerrer abzuschätzen, und zwar durch Ausführen einer digitalen Korrelation von Symbolpolaritäten und den Polaritäten der Fehlerspannungen bei den Abtastzeiten.

Zu Erläuterungszwecken sei die typische Analogprobe 101 am Eingang des Begrenzers 18 betrachtet (F i g. 2). Ein abgetasteter Impuls der Amplitude y_k ist vor horizontal verlaufenden, gestrichelt gezeichneten Linien 102 dargestellt, die einige der zulässigen Datenniveaus repräsentieren, die für die Signalkodierung verwendet werden. Im Beispiel ist der Impuls positiv, aber negative Impulse sind gleich wahrscheinlich. Bei Fehlen einer Zwischensymbol-Interferenz oder einer Rauschspannung würde die Amplitude y_k mit einer der zulässigen Datenstufen 102 zusammenfallen. Im gezeichneten Beispiel liegt jedoch die nächste zulässige Stufe a_k unterhalb y_k. In einem Sechzehn-Stufen-Kode ist jede Stufe durch eine Vier-Bit-Ziffer bezeichnet, z. B., wie in der Figur angegeben ist, 1110 für die Stufe a_k. Diese vier Bits werden dem Konverter 19 zugeführt. Die Analogsignalhöhe y_k überschreitet die Datenstufe a_k um einen positiven Betrag e_k, der die vorhandene Fehlerkomponente ist.

Für diesen Abtastimpuls gibt es zwei bedeutsame Merkmale, die digital dargestellt und zu Korrelationszwecken gespeichert werden können. Der Impuls selbst ist positiv und wird durch die am höchsten bewertete Ziffer im vierziffrigen Gray-Kode für die Stufe a_k bestimmt. Die Fehlerspannung e_k ist positiv, d. h., die algebraische Differenz zwischen y_k und a_k ist positiv.

Wo die Signalstufen in Gray-Kodeform kodiert sind, wird die Polarität der Fehlerspannung e_k mit dem Hilfsmittel erhalten, daß man eine zusätzliche Faltstufe (Gleichrichter N in F i g. 3) und Begrenzungsstufe (Begrenzer N + 1 in F i g. 3) zum Standard-Begrenzer 18 zufügt, der den Ausgang der vorherigen Stufen zum Konverter 19 zur Nachrichtenanzeige zuführte. Die zusätzliche Begrenzungsstufe (N +1) faltet um die festgestellte Stufe a_k, und ihr Ausgang zeigt an, ob die tatsächlich empfangene Spannung y_k größer oder kleiner als die festgestellte Stufe a_k ist.

Weil die Polarität der Fehlerkomponente e_k genommen wird als die algebraische Differenz zwischen y_k und a_k und deshalb positiv oder negativ mit Bezug auf das anfängliche Null-Begrenzungsniveau und nicht mit Bezug darauf, ob y_k größer oder kleiner als a_k im absoluten Sinne ist, ist es notwendig, in Rechnung zu stellen, wie oft das Signal gefaltet wurde, um bei der Fehlerkomponente anzukommen.

Im einzelnen ist das ursprüngliche Signal geradzahlig oft gefaltet worden, so ist die Differenz zwischen y_h und a_h positiv. Ist das ursprüngliche Signal ungeradzahlig oft gefaltet worden, so ist diese Differenz negativ.

Diese Information kann einfach durch Zählen der Anzahl von Einsen in der Mehrbit-Ziffer erhalten werden, die die festgestellte Stufe a_k bezeichnet. Eine Modulus-Zwei-Summierung (Rest nach gewöhnlicher Summierung und Division durch zwei) dieser Bits bewerkstelligt dieses Ergebnis. Ist diese Summierung positiv, dann ist das zusätzliche Begrenzungsstück negativ, und die tatsächliche Polarität von e_k ist das Komplement der erscheinenden Polarität.

Bei der beispielhaften Stufe a_k 1110 sind Einsen ungeradzahlig oft vorhanden, deshalb ist die Fehlerkomponente e_k positiv. Die Leitung 33 vom Konverter 19 zum Fehlerpolaritätsblock 27 liefert eine Anzeige über die Ungeradzahligkeit oder über die Geradzahligkeit, d. h. die Polarität, der kodierenden Ziffer. Der Block 27 kann ein EXKLUSIV-ODER-Gatter sein, an dessen einem Eingang das zusätzliche Begrenzungs-Bit über den Leiter 21 erscheint und an dessen anderem Eingang das Polaritäts-Bit über den Leiter 33 erscheint. Der Ausgang dieses Gatters ist dann die richtige Polarität der Fehlerkomponente e_k.

Die Fehlerpolaritäts-Bits im Ausgang des Blocks 27

werden nun um (m—l)/2 Bit im Block 28 verzögert, so daß es ermöglicht wird, die Impulsformpolaritäten über den vollen Bereich abzuschätzen, der von einem Quer-Filter mit m Abgriffen (m ungeradzahlig) an der Verzögerungsleitung benötigt wird. Der Verzögerungsblock 28 ist vorteilhafterweise ein (m — l)/2-stufiges Schieberegister, da die Fehlerpolaritäts-Bits in Binärform sind. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist eine mit dreizehn Abgriffen versehene Verzögerungsleitung 12 dargestellt. Der Wert von (m — l)/2 ist daher Sechs.

Die Symbolpolaritäts-Bits des Begrenzers 18 auf der Leitung 22 werden einem vielstufigen Schieberegister 30 eingegeben, von dem fünf Stufen 3OA bis 30£ voll ausgezeichnet sind. Tatsächlich ist je eine Stufe für jeden Abgriff der Verzögerungsleitung 12 des Quer-Filters vorhanden. Da die Verzögerungsleitung 12 m Abgriffe besitzt, hat also das Schieberegister 30 gleichfalls m Stufen. Die fixierte (m—l)/2-Bit-Verzögerung des Blocks 28 macht das Fehlerpolaritäts-Bit zeitlich koinzident mit der Ankunft des Symbolpolaritäts-Bits in der Mittelstufe 3OC des Schieberegisters. Die Stufe 30 C entspricht dem Mittelabgriff oder Bezugsabgriff 14 C an der Verzögerungsleitung 12 und kann als die gegenwärtige Symbolpolarität enthaltend betrachtet werden. Die Stufen 30,4 und 30 B links der Mittelstufe 3OC enthalten daher im Effekt Polaritäts-Bits zukünftiger Symbole. Dementsprechend enthalten die rechts gelegenen Stufen 30 £> und 3OiE: im Effekt vorangegangene Symbolpolaritäts-Bits. Daher wird ein voller Bereich von Symbolpolaritäten zur Korrelation mit der Fehlerpolaritätsinformation verfügbar gemacht.

Die Korrelation der Fehlerpolarität mit der Symbolpolarität zum Zwecke einer Abschätzung der Impulsformpolarität wird im EXKLUSIV-ODER-

Gatter 31 bewerkstelligt. Die EXKLUSIV-ODER-Gatter, z.B. die durch die Kreise 31A bis 31B bezeichneten, entsprechen den Abgriffen 14 A bis 14 £ der Verzögerungsleitung 12 und den Schieberegister-

stufen 30A bis 30E. Ein EXKLUSIV-ODER-Gatter kann für die Zwecke dieser Beschreibung so betrachtet werden, daß es einen positiven Ausgang liefert, wenn seine Eingänge unterschiedlich sind, sonst aber einen negativen Ausgang. Daher ist dieser Ausgang eine Anzeige über die Ungeradzahligkeit oder Geradzahligkeit der anstehenden Eingänge. Ein Eingang jedes der Gatter 31 erhält das Fehlerpolaritäts-Bit der Leitung,29. Der andere Eingang erhält ein Symbolpolaritäts-Bit der entsprechenden Stufe des Schieberegisters 30. Die Ausgänge der einzelnen Gatter 31 sind daher ein Maß für die Impulsform-Polaritäten an den entsprechenden Abgriffen der Verzögerungsleitung 12.

Eine beliebig gegebene Fehlerpolaritätsabschätzung e_k ist unzuverlässig wegen der Gegenwart von Rauschen in der Übertragungseinrichtung und des endlichen Abstands zwischen den Begrenzerstufen eines vielstufigen Signals. Deshalb ist es notwendig, die in Beziehung gesetzten Ausgänge des Gatters 31 über eine Zeitspanne hinweg auszumitteln, bevor irgendwelche Einstellungen in den Dämpferzählern 15 des Quer-Filters durchgeführt werden. Das für das Ausführungsbeispiel gewählte ausmittelnde Medium ist der reversible Zähler.

Jedem Gatter 31 ist ein reversibler Digitalzähler 32 zugeordnet. Jeder Zähler zählt von Null ab vorwärts und rückwärts und liefert einen Ausgang immer dann, wenn die maximale Zählung in einer dieser Richtungen erreicht wird. Gleichzeitig wird der Zähler in den neutralen Null-Zustand zurückgestellt. Ein »Überfließen« in der positiven Richtung zeigt einen an diesem Verzögerungsleitungsabgriff vorhandenen positiven Fehler an, und ein Ausgang wird an den entsprechenden Dämpferzähler gegeben, der eine abwärts gerichtete stufenweise erfolgende Änderung anweist. Ein Überfließen in der negativen Richtung weist in ähnlicher Weise eine Aufwärtsänderung im Dämpfer an. Zufällig variierende Fehlerpolaritäten werden weder ein Überfließen nach oben oder nach unten erzeugen, und es werden keine Korrekturen den Dämpfern eingegeben. Zusätzlich wird Vorsorge dafür getroffen, das Auftreten maximaler Zählung zu überwachen und das Rückstellen auf die Zählmittelstellung zu veranlassen.

Neben der leichten Realisierbarkeit hat der reversible Zähler als Ausmittelungsmedium gegenüber den Tiefpaßfiltern ,und periodisch betätigten Binär-Begrenzern bei vorhandenen anpaßbaren Entzerrern den Vorteil, daß der Erhalt eines jeden Überfließzustands unabhängig von der Zeit ist. Sein Ausgang weist eine schrittweise erfolgende Verstellung eines Dämpfers prompt auf das tatsächliche Erscheinen von Fehlern hin an. Die vorhandenen Entzerrer führen die Begrenzungsoperation bei fixierten Zeitintervallen aus und stören deshalb die Dämpfereinstellungen periodisch bei diesen zeitlich fixierten Intervallen. Die reversiblen Zähler fließen eventuell über, selbst wenn jeder Abgriff perfekt eingestellt ist, dies tritt aber nur bei relativ weit auseinanderliegenden Zeitintervallen auf. Der Effekt des »zufälligen Gangs« ist stark reduziert, wenn eine aufeinanderfolgende Abschätzung mit reversiblen Zählern an Stelle der bisher verwendeten fixierten Zeitabschätzung verwendet wird. Zusätzlich ist im Mittel weniger Zeit für eine gegebene Genauigkeit erforderlich, einen gegebenen Abgriff mit aufeinanderfolgender Abschätzung einzustellen.

Taktimpulse zum Weiterstufen der Zähler 32 werden über die Leitung 23 vom Taktgeber 25 geliefert, und zum Weiterstufen des Schieberegisters 30 über die Leitung 26.

Der Aufbau des anpaßbaren Entzerrers der Erfindung umfaßt gegenüber dem vorhandenen voreingestellten automatischen Entzerrer, wobei in beiden Fällen typischerweise eine mit 13 Abgriffen versehene Verzögerungsleitung vorgesehen sein kann,

ίο ein sechsstufiges Schieberegister, 13 EXKLUSIV-ODER-Gatter, eine zusätzliche Stufe am Begrenzer-Detektor und einen Fehlerpolaritätskorrigierer. Der anpaßbare Entzerrer liefert eine genaue Anfangsentzerrung und behält dieselbe angesichts sich ändernder Kanalübertragungseigenschaften während der gesamten Nachrichtenübertragung bei.

Bei einem praktischen Entzerrer mit sechzehnstufiger Signalkodierung bei einer Symbolrate von Baud wurde eine Binärrate von 9600 Baud erreicht. Siebenstufige Zähler 32 wurden dabei zu statistischen Ausmittelungen und achtstufige Zähler zur Dämpfereinstellung verwendet. Ein Dämpfer,' der um einen Schritt fehl ausgerichtet war, wurde mit einer Genauigkeitswahrscheinlichkeit von 99% innerhalb einer halben Sekunde korrigiert.

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum anpaßbaren Erzeugen der optimalen Einstellungen von m Multiplizierkreisen eines Quer-Entzerrers während der Nachrichtenübertragung, bei dem verzerrte 2"-stufige Impulssignale einer mit m Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung zugeführt und in zeitlich auseinanderliegende Signalproben aufgespalten werden, wobei ein Addierer vorgesehen ist, der die multiplizierten zeitlich auseinanderliegenden Signalproben zur Erzeugung unverzerrter Impulse rekombiniert, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung weiter aufgebaut ist aus einem Begrenzer (18), der die «-stufig kodierten Symbole im Ausgang des Addierers (n + l)-mal begrenzt und «-mal um eine Bezugsachse faltet, einem /τί-stufigen Schieberegister (3OA bis 3OjE), das Polaritätsanzeigen des ersten Begrenzungsstücks der («+1) Begrenzungsstücke der zeitlich auseinanderliegenden Proben jedes Symbols speichert, einer Fehleranzeigeschaltung (27), die Fehlersignalrichtungen aus dem (n-ft)-ten Begrenzungsstück der zeitlich auseinanderliegenden Proben jedes Symbols ableitet, einer Verzögerungsschaltung (28), die die Fehlersignalrichtungen um (m — l)/2 Symbolintervalle verzögert, einer Gatterschaltung (31), die die verzögerten Fehlersignale mit jeder der gespeicherten Polaritätsanzeige in Beziehung setzt, einer Zähleinrichtung (32A bis 32JE), die die in Beziehung gesetzten Ausgänge ausmittelt, und m Dämpfern (15 A bis 15 E), die unter der Steuerung der positiven oder negativen Überschußzählungen der m reversiblen Zähler die Multiplizierfaktoren der m Dämpfer an den Abgriffen der Verzögerungsleitung (12) in gegenläufigen schrittweisen Beträgen einstellt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn die 2"-stufigen Signale in einem reflektierten Binärkode kodiert sind, der Begrenzer (18) zum Erhalt der optimalen Einstellungen der Multiplizierkreise weiter

aufgebaut ist aus (n—l) Vollwellengleichrichtern (z.B. 44, Fig. 3), die hintereinandergeschaltet sind und dafür ausgelegt sind, den Ausgang des Addierers (16, Fig. 1) sukzessive zu falten und zu zentrieren, einer ersten Null-Niveau-Begrenzungsstufe (41, F i g. 3) in Serie mit dem Ausgang des Addierers (16,17, F i g. 1), die dafür ausgelegt ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Impulspolarität angibt, und (n—l) weiteren Null-Niveau-Begrenzungsstufen (z. B. 42, Fig. 3), von denen je eine in Serie mit einem der («—1) Vollwellengleichrichtern liegt und dafür ausgelegt ist, Ausgangssignale zu erzeugen, die Kodeziffern abnehmender Bewertung darstellen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzer (18) weiter aufgebaut ist aus einem weiteren VoIlwellengleichrichter (45) in Serie mit dem letzten der (n — l) Vollwellengleichrichter sowie aus einer weiteren Null-Niveau-Begrenzungsstufe (43) in Serie mit diesem weiteren Vollwellengleichrichter (45), die dafür ausgelegt ist, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die auftretende Polarität des Fehlersignals darstellt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiter eine Konverterschaltung (19) aufweist, die in Modus-Zwei-Weise die Ausgänge der /t-Null-Niveau-Begrenzungsstufen summiert, um einen Ausgang der einen Binärform zu erzeugen, wenn die Summierung geradzahlig ist, andernfalls einen Ausgang in der anderen Binärform, und (daß die Fehleranzeigeschaltung (27) ein EXKLUSIV-ODER-Gatter aufweist, das den Ausgang der Konverterschaltung (19) mit dem Ausgang der weiteren Null-Niveau-Begrenzungsstufe (43) als korrigierte Polarität des Fehlersignals kombiniert.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gatterschaltung m EXKLUSIV-ODER-Gatter aufweist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zählschaltung m reversible Binärzähler aufweist, die auf eine neutrale Zählstellung zurückstellbar sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen