DE1441828B2 - Schaltung zur neutalisation eies abstimmbaren verstaerkers - Google Patents

Description

(K-

und der Wert der Kapazität gleich
C_N(w\ Κ-ω\)

C_N(w₂ - w\)

und der Wert der Kapazität (C₁) gleich

C_N(w\ - ω\) Kw\-w\

ist, worin C_n die für den Abgleich einer durch die innere Kapazität (C_F) des Verstärkerelementes, den Abstimmkondensator (C_p), den Festkondensator (C₂) und den Serienresonanzkreis (31) gebildeten Brücke bei der Höchstfrequenz des Abstimmbereiches erforderliche Kapazität ist, wobei W₂ gleich 2.-T mal der höchsten Frequenz des Abstimmbereiches und W₁ gleich 2 π mal der niedrigsten Frequenz des Abstimmbereiches sind und wobei K das Verhältnis des Höchstwertes zum Mindestwert des Abstimmkondensators ist.

5. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert der Induktivität (L₁) gleich

Κ(ω\ - w\)

den Abstimmkondensator (C_p), den Festkondensator (C₂) und den Serienresonanzkreis (31) gebildeten Brücke bei der Höchstfrequenz des Abstimmbereiches erforderliche Kapazität ist, wobei ω₂ gleich 2 π mal der Höchstfrequenz des Abstimmbereiches und W₁ gleich 2.-τ mal der niedrigsten Frequenz des Abstimmbereiches sind und wobei K das Verhältnis des Höchstwertes zum Mindestwert des Abstimmkondensators ist.

K(wl - w\)

ist, worin C_n die für den Abgleich einer durch die innere Kapazität (C_F) des Verstärkerelementes,

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Neutralisation eines über einen Frequenzbereich abstimmbaren Verstärkers für hochfrequente elektrische Schwingungen, bei dem die Neutralisationsspannung an einem gegen Masse geschalteten Festkondensator in einem an die Ausgangselektrode bzw. Eingangselektrode des Verstärkerelements geschalteten abstimmbaren Parallelschwingkreis abgenommen und über eine Induktivität und eine Kapazität der Eingangselektrode bzw. der Ausgangselektrode des Verstärkerelementes zugeführt ist.

Ein bei der Konstruktion von mit Elektronenröhren oder Transistoren bestückten, abstimmbaren Verstärkerschaltungen auftretendes Problem ist die Neutralisation der durch kapazitive innere Rückkoppelung verursachten Energieübertragung zwischen Gitter- und Anodenkreis der Röhre bzw. zwischen Kollektor und Basiskreis des Transistors. Bei verschiedenen bekannten Schaltungen wird im Falle von Röhrenverstärkern die gewünschte Neutralisation dadurch er-

■ reicht, daß man eine Neutralisation- oder Entkopplungskapazität so zwischen das Gitter und die Anode der Röhre schaltet, daß der durch den Entkopplungskondensator fließende Strom genau die richtige Ampli- tude und Phasenlage hat, um gerade die durch die Gitter-Anodenkapazität der Röhre bedingte Energieübertragung zwischen dem Eingangskreis und dem Ausgangskreis des Verstärkers zu kompensieren.
Allgemein können die Neutralisationsschaltungen als Brückenschaltungen aufgefaßt werden, an deren Diagonalen der Ausgangskreis und der Eingangskreis angeschlossen sind. Stellt man die Neutralisation so ein, daß die Brücke abgeglichen ist, so empfängt der Eingangskreis keine Energie vom abgestimmten Ausgangskreis, weil die beiden Kreise sich an in bezug aufeinander elektrisch neutralen Stellen befinden.

Eine Neutralisationsschaltung in Form einer kapazitiven Brücke liefert eine verhältnismäßig breitbandige Stabilisierung des abstimmbaren Verstärkers, wenn für die Abstimmung induktive Elemente verwendet werden. Ein Beispiel hierfür ist die Schaltung nach F i g. 20 der britischen Patentschrift 871 647. Eine kapazitive Abstimmung des Verstärkers etwa mit einem Drehkondensator war hingegen bisher nicht möglich, ohne die Brücke im größten Teil des Abstimmbereiches zu verstimmen und die Neutralisation entsprechend zu verschlechtern.

In der Zeitschrift »Hochfrequenztechnik und Elektroakustik«, Oktober 1944, S. 8, ist eine Neutralisationsschaltung in Form einer Kapazitätsbrücke beschrieben, die frequenzunabhängig sein soll, was durch die Serienschaltung aus einem Neutralisierungskondensator und einer Kompensationsinduktivität er-

reicht wird, jedoch nur für feste Kapazitätswerte. Die bekannte Schaltung ist nicht abstimmbar, und im Falle einer kapazitiven Abstimmung würde die Kompensationsinduktivität auch eine Verstimmung der Brücke nicht ohne weiteres verhindern.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine als kapazitive Brücke ausgebildete Neutralisationsschaltung für einen über einen weiten Frequenzbereich kapazitiv abstimmbaren HF-Verstärker anzugeben, die den Verstärker über diesen Abstimmbereich neutralisiert.

Die Erfindung löst diese Aufgabe dadurch, daß bei einer Schaltung der eingangs genannten Art die Resonanzfrequenz des durch die Induktivität und die Kapazität gebildeten Resonanzkreises derart außerhalb des Abstimmbereiches gelegt ist, daß die durch die Änderung eines Abstimmkondensators bedingte Änderung der Neutralisation verringert wird.

Wenn diese Brückenschaltung abgeglichen ist, wird keine Energie über die innere Kapazität des Verstärkers rückgekoppelt. Wenn der Abstimmkondensator auf eine andere Frequenz verstellt wird, so nimmt der durch den Resonanzkreis gebildete Brückenzweig bei der neuen Frequenz einen derart anderen Blindwiderstandswert an, daß die Brücke abgeglichen bleibt.

In den Zeichnungen zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild, einer Verstärkerschaltung mit einer erfindungsgemäßen Neutralisationsbrücke,

F i g. 2 ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers mit kapazitiver Abstimmung und Neutralisationsbrücke,

F i g. 3 ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers, der durch eine andere Art von Neutralisationsschaltung stabilisiert ist,

F i g. 4 ein Diagramm, das die Abhängigkeit des Blindwiderstands von der Frequenz bei einer LC-Reihenschaltung veranschaulicht,

F i g. 5 ein Diagramm, das die Änderung der effektiven Kapazität der Neutralisationsschaltung nach F i g. 2, verglichen mit dem gewünschten Kapazitätswert der Neutralisationsschaltung, bei auf verschiedene Frequenzen abgestimmtem Ausgangskreis veranschaulicht,

F i g. 6 ein Diagramm, das die prozentuale Abweichung der effektiven Neutralisationskapazität vom Optimalwert in Abhängigkeit von der Frequenz für die Schaltung nach F i g. 2 veranschaulicht,

F i g. 7 ein Diagramm, das die Abhängigkeit des Blind Widerstands von der Frequenz bei einer LC-Parallelschaltung veranschaulicht, und

F i g. 8 ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Transistorverstärkers, bei dem die Neutralisationsschaltung im abgestimmten Eingangskreis liegt.

Die in F i g. 1 gezeigte Verstärkereinrichtung 11 hat eine Eingangselektrode 13, eine Ausgangselektrode 15 und eine gemeinsame Elektrode 17. Die gemeinsame Elektrode 17 liegt an einem Punkt festen Potentials, beispielsweise Masse. Die Verstärkereinrichtung 11 weist zwischen ihrer Eingangselektrode 13 und ihrer Ausgangselektrode 15 eine rückkoppelnde innere Kapazität 14 auf.

Die Eingangssignale für den Verstärker werden zwischen die Klemmen 18 und 20 gelegt, die mit der Eingangselektrode 13 bzw. mit Masse verbunden sind.

An die Ausgangselektrode 15 des Verstärkers ist ein Ausgangskreis 21 angeschlossen. Der Ausgangskreis 21 wird durch die Kombination eines veränderlichen Blindwiderstandes 10 mit einer hierzu parallelliegenden Reihenschaltung aus einem Blindwiderstandselement 19 und einem Blindwiderstandselement 12 gebildet. Die Blindwiderstandselemente 10 und 12 liegen beide an Masse. Die am Blindwiderstandselement 19 entwickelten Signale können in geeigneter Weise auf einen Verbraucher (nicht gezeigt) gekoppelt werden.

Zwischen die Eingangselektrode 13 des Verstärkers und den Verbindungspunkt der Blindwiderstandselemente 19 und 12 ist ein Blindwiderstandselement 16 geschaltet.

Der Ausgangskreis 21 wird durch Verstellen des Blindwiderstandselementes 10 auf die gewünschte Frequenz abgestimmt. Die Resonanzfrequenz des Blindwiderstandselementes 16 liegt außerhalb des Frequenzbereiches, auf den der Ausgangskreis 21 abgestimmt ist. Die Blindwiderstandselemente 10, 12, 14 und 16 können als Brückenschaltung aufgefaßt werden, an deren beide Diagonalen der Ausgangskreis bzw. der Eingangskreis angeschlossen ist. Wenn die Brücke symmetriert oder abgeglichen ist, empfängt der Eingangskreis keine vom Ausgangskreis über die innere Kapazität 14 rückgekoppelte Energie.

Voraussetzung für die Symmetrie der Brücke ist, daß das Verhältnis des Blindwiderstandes des EIementes 10 zur Kapazität 14 gleich dem Verhältnis des Blindwiderstandes des Elements 12 zum effektiven Blindwiderstand des Elements 16 ist.

Im Betrieb der Schaltung wird, wenn man die Kapazität oder die Induktivität des Blindwiderstandselements 10 verändert, der Ausgangskreis 21 auf eine neue Frequenz abgestimmt. Da die Resonanzfrequenz des Blindwiderstandselementes 16 von der Resonanzfrequenz des Ausgangskreises 21 verschieden ist, ändert sich der effektive Blindwiderstand des Elementes 16 in Abhängigkeit von der Resonanzfrequenz des Ausgangskreises. Die Änderung des effektiven oder brückenabgleichenden Blindwiderstandes des Elementes 16 ist eine Funktion der Änderung des Blindwiderstandes des Elements 10, so daß die Brücke im symmetrischen oder abgeglichenen Zustand gehalten wird. F i g. 2 zeigt beispielsweise die HF-Verstärkerstufe eines kapazitiv abstimmbaren Breitbandtuners, der sich z. B. für die Verwendung im VHF- und/oder UHF-Abstimmgerät von Fernsehempfängern eignet. Die HF-Verstärkerstufe besteht aus einem Transistor 22 mit Basis 24, Emitter 26 und Kollektor 28. Zwischen der Basis 24 und dem Kollektor 28 des Transistors 22 besteht eine rückkoppelnde innere Kapazität C_f.

Die Eingangssignale werden zwischen die Eingangsklemmen 27 und 29 gelegt, die mit der Basis 24 des Transistors 22 bzw. einem Punkt festen Potentials, beispielsweise Masse, verbunden sind. Der Emitter 26 des Transistors 22 liegt ebenfalls an Masse.

An den Kollektor 28 des Transistors 22 ist ein Ausgangskreis 25 angeschlossen. Der Ausgangskreis 25 besteht aus einem zwischen den Kollektor 28 und Masse geschalteten Drehkondensator C_p und einer in Reihe mit einem festen Kondensator C₂ geschalteten Spule 30. Die Spule 30 ist mit dem Kollektor des

Transistors 22 verbunden, und der Kondensator C₂ liegt an Masse. Der Ausgangskreis ist mit Hilfe des Drehkondensators C_p auf die gewünschte Frequenz abstimmbar, über eine mit der Spule 30 induktiv

gekoppelte Spule 32 wird die Signalenergie aus dem HF-Verstärker ausgekoppelt.

Die Neutralisationsbrücke wird durch die Kapazitäten Cj-, Cp, C₂ und ein zwischen die Basis 24 des Transistors 22 und den Verbindungspunkt der Spule 30 und des Kondensators C₂ geschaltetes Netzwerk 31 gebildet. Das Netzwerk 31 besteht aus der Reihenschaltung eines Kondensators C₁ und einer Spule L₁.

Die in F i g. 2 gezeigte Schaltung kann in geeigneter Weise mit einer Vorspannung versorgt werden, beispielsweise indem der Verbindungspunkt des Kondensators C₂ und der Spule 30 über einen Widerstand R₃ mit einer Gleichspannungsquelle — B verbunden ist. Der Arbeitspunkt des Verstärkers kann mit Hilfe eines Spannungsteilers aus in Reihe mit der Vorspannungsquelle — B geschalteten Widerständen R₁ und R₂ eingestellt werden. Die Basiselektrode 24 des Transistors 22 ist an den Verbindungspunkt der Widerstände R₁ und R₂ angeschlossen. Der positive Pol der Vorspannungsquelle — B liegt an Masse.

Die Resonanzfrequenz des Netzwerkes 31 ist höher als die Resonanzfrequenz des Ausgangskreises 25, so daß das Netzwerk 31 bei den Arbeitsfrequenzen des Verstärkers eine kapazitive Blindwiderstandscharakteristik aufweist.

F i g. 4 zeigt die idealisierte Blindwiderstands-Frequenzcharakteristik einer LC-Reihenschaltung aus einer Induktivität L₁ und einer Kapazität C₁. Der Blindwiderstand X₁^ der Spule L₁ in Abhängigkeit von der Frequenz ist durch die Gerade 40 dargestellt. Der Blindwiderstand Xc₁ des Kondensators C₁ in Abhängigkeit von der Frequenz ist durch die ausgezogene Kurve 42 dargestellt. Addiert man die durch die Gerade 40 und die Kurve 42 dargestellten Blindwiderstandswerte, so erhält man die gestrichelte Kurve 43. Die Kurve 43 stellt die Änderung des Gesamtblindwiderstandes X_T = X₁₁ + X_Cl des Netzwerkes L₁C₁ in Abhängigkeit von der Frequenz dar. Im Punkte P_R, dem Resonanzpunkt, ist der Blindwiderstand X₁- gleich Null. Das Netzwerk L₁C₁ weist bei Frequenzen unterhalb der Resonanz, dargestellt beispielsweise durch den Punkt P₁, einen kapazitiven Blindwiderstand und bei Frequenzen oberhalb der Resonanz, dargestellt beispielsweise durch den Punkt P₃ , einen induktiven Blindwiderstand auf.

Wenn die in F i g. 2 gezeigte Neutralisationsbrücke symmetriert oder abgeglichen ist, so wird vom Ausgangskreis 25 keine Energie über die rückkoppelnde innere Kapazität C₁ auf den Eingangskreis übertragen. Die Bedingung für die Symmetrie der Brücke bei der oberen und der unteren Grenzfrequenz, auf die der Verstärker abstimmbar ist, kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

Cf KC„

worin C_n diejenige Kapazität ist, die das Neutralisationsnetzwerk 31 aufweisen muß, um Brückensymmetrie bei der oberen Abstimmfrequenzgrenze herzustellen, und K das Verhältnis des Maximalwertes zum Minimalwert des Kondensators C_p ist, wenn man die Rückkopplungskapazität C_f und die effektive Neutralisationskapazität C_n vernachlässigt.

Im Betrieb wird durch Verstellen des Kondensators Cp der Ausgangskreis 25 auf eine andere Frequenz abgestimmt. Es soll beispielsweise angenommen werden, daß anfänglich der Ausgangskreis auf eine Frequenz /₂ abgestimmt sei und die Resonanzfrequenz der Neutralisationsschaltung 31 bei der Frequenz f_R liege, wie in F i g. 4 gezeigt. Vergrößert man nunmehr den Wert des Kondensators C_p, so wird der Ausgangskreis 25 auf eine Frequenz /_t (die niedriger als die Frequenz /₂ ist) abgestimmt.

Der kapazitive Blindwiderstand der Neutralisationsschaltung 31 beträgt X_Cl bei der Frequenz J₁ und X_Cl bei der Frequenz /₂. Wie man in F i g. 4 sieht, ist Xc₁ größer als Xc₂ ■ Eine Erhöhung des kapazitiven Blindwiderstandes bedeutet ein Abfallen des Wertes der effektiven Kapazität, da

■5 1

Xc₁ =

,C₁-

Aus Gleichung (1) ist zu entnehmen, daß eine Änderung des Abstimmkondensators C_p um den Fak-

tor K eine Änderung der Kapazität der Neutralisationsschaltung 31 um den Faktor i/K zur Folge hat. In Gleichung (1) ist C_n als die für die Symmetrierung der Brücke bei der höchsten Arbeitsfrequenz erforderliche Kapazität definiert.

Diejenige Änderung von C_n, die erforderlich ist, um Gleichlauf mit den Änderungen des Abstimmkondensators Cp herzustellen, erhält man, wenn man die Spule L₁ und den Kondensator C₁ als Funktion des Kapazitätsbereiches des Kondensators C_p und

der oberen und unteren Grenzfrequenz des Arbeitsbereichs der Schaltung bemißt. Die dieser Bedingung genügenden Gleichungen sind wie folgt:

Bei der Frequenz /₂, der höchsten Arbeitsfrequenz, ist der Blindwiderstand der Neutralisationsschaltung 31

! !

U)₂ C₁ O)₂ C_n

Bei der Frequenz f_x, der niedrigsten Arbeitsfrequenz, ist der Blindwiderstand der Schaltung 31

-CO₁L₁ +

Multipliziert man die Gleichung (2) mit — W₁ und die Gleichung (3) mit W₂ und addiert man anschließend die beiden Gleichungen algebraisch, so erhält man für C₁

ΚωΙ-ω\ '

Setzt man in Gleichung (2) den Wert von C₁ ein, so erhält man für L₁

L₁ =

k-l

Folgendes Beispiel sei für die Berechnung der Neutralisationsschaltung angegeben: Angenommen die Rückkopplungskapazität C_f betrage 0,5 pF, die feste Kapazität C₂ betrage 30 pF und die kleinste Abstimmkapazität Cp betrage 5 pF (für das Fernsehband V₂ [176 bis 216 MHz]). In diesem Falle muß C_n gleich 3 pF sein (nach Gleichung 1).

Für Abstimmung des Ausgangskreises auf die Höchstfrequenz (216 MHz) beträgt, wenn man C_n und Cf vernachlässigt, die effektive Kapazität des Ausgangskreises

daß das Netzwerk 33 stets einen kapazitiven Blindwiderstand aufweist.

Die Bedingung für die Symmetrie der Brücke in der Schaltung nach F i g. 3 ist ebenfalls

cc

= 4,29 (HF-Kapazität).

Das maximale C₀ für Abstimmung auf 176 MHz beträgt

JlJ . 4,29 = 6,455 ,

C₂C_p _ 30 C_p _
C₂ + C_p - 30 + C_p - ⁶'⁴⁵⁵'

= 1,645 .

Setzt man in Gleichung (4) und (5) ein, so erhält man L₁ = 0,347 _μΗ und C₁ = 1,028 pF.

F i g. 5 zeigt die Gleichlaufkurve (die Änderung der Neutralisationskapazität C_n als Funktion der Änderung der Resonanzfrequenz des Ausgangskreises) einer gemäß den oben errechneten Werten bemessenen Neutralisationsschaltung bei Betrieb im Fernsehband V₂ (176 bis 216 MHz).

F i g. 6 zeigt den prozentualen Fehler einer typischen Lösung der Gleichungen, bezogen auf diese Schaltung. Wie man sieht, tritt die maximale Abweichung oder der maximale Fehler (6%) bei 200 MHz auf. Durch geeignete Wahl der Werte von L₁ und C₁ kann man die Nullfehlerpunkte nach Frequenzen zwischen der maximalen und der minimalen Abstimmfrequenz verschieben, wie durch die Schnittpunkte der einen Fehler von 0% verkörpernden gestrichelten Linie mit der den prozentualen Fehler wiedergebenden Kurve in F i g. 6 angedeutet, so daß man einen maximalen Fehler oder eine maximale Abweichung von ± 3% erhält.

Die in F i g. 3 gezeigte Schaltung ist identisch mit der Schaltung nach F i g. 2, mit Ausnahme der Tatsache, daß der Serienresonanzzweig 31 der Neutralisationsbrücke nach F i g. 2 in F i g. 3 durch einen Parallelresonanzkreis 33 ersetzt ist. Obwohl der Gleichstromkreis für die Vorspannung des Transistors 22 auf den gewünschten Arbeitspunkt nicht gezeigt ist, kann man irgendeinen geeigneten Vorspannkreis, beispielsweise von der in F i g. 2 gezeigten Art, hierfür verwenden.

Der Kreis 33 besteht aus der Parallelschaltung einer Induktivität L₁ und einer Kapazität C₁. In F i g. 7 entspricht die Kurve 45 der Blindwiderstand-Frequenzkennlinie eines LC-Parallelgliedes mit den Werten L₁C₁. Bei Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz f_R ist der Blindwiderstand des LC-Gliedes induktiv, wie durch den Punkt P₃ angedeutet, während er bei Frequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz f_R kapazitiv ist, wie durch die Punkte P₁ und P₂ angedeutet.

Die Resonanzfrequenz des Neutralisationsgliedes 33 liegt unterhalb des Arbeitsfrequenzbereiches, so

20

C₂

worin C₁ , C_p, K, C_n und C₂ die zuvor angegebene d b

₁ , _p
Bedeutung haben.

Damit das Netzwerk 33 einwandfrei mit den Änderungen des Abstimmkondensators C_p gleichläuft, müssen C₁ und L₁ als Funktion von K sowie der maximalen und der minimalen Arbeitsfrequenz bemessen sein.

Der Blindleitwert u>₂C_N ist gleich

W₂L₁ '
worin ω₂ die maximale Arbeitsfrequenz ist.

CU₁

C_n

worin W₁ die minimale Arbeitsfrequenz ist.
Wenn man die Simultangleichungen 6 und 7 mit

— bzw. — multipliziert, algebraisch addiert und nach

C₁ auflöst, so erhält man

C₁ =

K-ω\)

K(w² ₂-wl) ■

Den Wert für L₁ erhält man durch Multiplikation der Gleichungen 6 und 7 mit W₁ bzw. — W₂. Wenn man die neuen Gleichungen algebraisch addiert und nach L₁ auflöst, so erhält man

L₁ =

(K-I)C_n

Während vorstehend die Neutralisation mit kapazitiver Abstimmung beschrieben wurde, lassen sich die erfindungsgemäßen Prinzipien auch auf andere Arten von Neutralisationsbrückenschaltungen anwenden.

Die Erfindung läßt sich ebenso auch auf Verstärker anwenden, bei denen die Neutralisationsschaltung im abgestimmten Eingangskreis liegt.

F i g. 8 zeigt einen Verstärker ähnlich dem in F i g. 2 und 3 gezeigten, bei dem jedoch der Eingangskreis abstimmbar ist. Der Eingangskreis des Verstärkers besteht aus der Parallelschaltung eines Drehkondensators C_B mit der Reihenschaltung der Spule 30 und des festen Kondensators C₂. Der Kondensator C_B enthält die Eingangskapazität des Transistors 22. Die Basis 24 des Transistors 22 ist mit dem Verbindungspunkt der Spule 30 und des Kondensators C_B gekoppelt. Die Kondensatoren C₂ und C_B liegen beide an Masse. Der Kollektor 28 des Transistors 22 ist über die Neutralisationsschaltung 16 mit dem Verbindungspunkt der Spule 30 und des festen Konden-

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sators C₂ gekoppelt. Der Ausgangskreis des Verstärkers besteht aus einer zwischen den Kollektor 28 des Transistors 22 und Masse geschalteten Spule 40.

Die Eingangssignale werden der Spule 32 zugeleitet, die induktiv mit der Spule 30 gekoppelt ist. Die in F i g. 8 gezeigte Schaltung kann als Brückenschaltung aufgefaßt werden, bei der die Rückkoppelungskapazität C_f und die veränderliche Kapazität C_B zwei Zweige der Brücke und das Neutralisationsglied 16 (C_n) und der feste Kondensator C₂ die beiden anderen Zweige der Brücke bilden.

Die Bedingung für die Symmetrie der Brücke wird ausgedrückt durch die Gleichung

KC₂'

in der C_B ein die Eingangskapazität des Transistors 22 einschließender veränderlicher Kondensator ist und

10

die übrigen Ausdrücke die im Zusammenhang mit den Schaltungen nach F i g. 2 und 3 angegebene Bedeutung haben.

Die Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 8 ist ähnlich der der Schaltungen nach F i g. 2 und 3, d. h., durch Verändern des Kondensators C_B wird die Resonanzfrequenz des Eingangskreises verändert. Der Blindwiderstand des Neutralisationsgliedes 16 bei der Resonanzfrequenz ändert sich als Funktion der Änderung der Kapazität des Kondensators C_B, und

die effektive Kapazität-^-ändert sich jeweils um einen solchen Betrag, daß die Symmetrie der Brücke gewahrt bleibt.

Die Einstellung des Arbeitspunktes des Transistors kann in irgendeiner geeigneten Weise, beispielsweise in der in F i g. 2 gezeigten Weise erfolgen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Neutralisation eines über einen Frequenzbereich 'abstimmbaren Verstärkers für hochfrequente elektrische Schwingungen, bei dem die Neutralisationsspannung an einem gegen Masse geschalteten Festkondensator in einem an die Ausgangselektrode bzw. Eingangselektrode des Verstärkerelements geschalteten abstimmbaren Parallelschwingkreis abgenommen und über eine Induktivität und eine Kapazität der Eingangselektrode bzw. der Ausgangselektrode des Verstärkerelements zugeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz des durch die Induktivität (L₁) und die Kapazität (C₁) gebildeten Resonanzkreises (31, 33) derart außerhalb des Abstimmbereiches gelegt ist, daß die durch die Änderung eines Abstimmkondensators (C_p) bedingte Änderung der Neutralisation verringert wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Serienschaltung der Induktivität (L₁) und Kapazität (C₁) des Resonanzkreises (31) dessen Resonanzfrequenz oberhalb des Abstimmbereiches gelegt ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Parallelschaltung der Induktivität (L₁) und Kapazität (C₁) des Resonanzkreises (33) dessen Resonanzfrequenz unterhalb des Abstimmbereiches gelegt ist.

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert der Induktivität (L₁) des Resonanzkreises

k-l