DE1046118B

DE1046118B - Oszillatorschaltung fuer sehr hohe Frequenzen mit Transistor

Info

Publication number: DE1046118B
Application number: DET14414A
Authority: DE
Inventors: Willy Minner; Heinz Rinderle
Original assignee: Telefunken AG
Current assignee: Telefunken AG
Priority date: 1957-11-15
Filing date: 1957-11-15
Publication date: 1958-12-11
Also published as: CH363382A

Description

DEUTSCHES

Bei Verwendung eines Transistors in einem Oszillator für sehr hohe Frequenzen, z. B. für Ultrakurzwellen, ist es mit den bisher bekannten Schaltungen schwierig, Schwingungen zu erzeugen oder diese über einen stetig abstimmbaren Bereich aufrechtzuerhalten, wie dies z. B. bei einem UKW-Rundfunk-Empfänger erforderlich ist. Dies liegt an der starken Frequenzabhängigkeit der Kennwerte des Transistors, insbesondere der Steilheit. Der Phasenwinkel der Steilheit beträgt bei einigen zur Zeit bekannten Transistoren in diesem Frequenzbereich um — 90^|0 und steigt ungefähr linear mit der Frequenz. Man kann diese Phasendrehung bekanntlich durch eine entsprechende Phasendrehung auf dem Rückkopplungswege ausgleichen.

Diese Bedingung wird von einer bekannten Schaltung (deutsche Patentschrift 953 270) erfüllt, bei der die Rückkopplungsspannung aus drei Spannungen zusammengesetzt ist, von denen die erste Spannung für niedrige Frequenzen von einem Teil der Kapazität des Schwingungskreises in Dreipunktschaltung abgegriffenwird, die zweite Spannung für hohe Frequenzen von der Induktivität des Schwingungskreises mit einer der ersten Spannung entgegengesetzten Phasenlage mit Hilfe einer umgekehrt wie normal gepolten Rückkopplungsspule und die dritte Spannung für mittlere Frequenzen von einem in den Ausgangskreis in Reihe eingeschalteten Ohmschen Widerstand entnommen wird. Diese Schaltung gestattet zwar ein Abstimmen des Oszillators über einen großen Frequenzbereich, jedoch wird der Ausgangskreis durch den erwähnten Ohmschen Widerstand (etwa 40 Ohm) stark bedämpf t, was eine Verringerung der Frequenzstabilität bedeutet und die Anfachung der Schwingung erschwert.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Verbesserung der Rückkopplung in dieser bekannten Schaltung für das mittlere Frequenzgebiet, in dem die Rückkopplung im wesentlichen über den erwähnten Ohmschen Widerstand erfo-lgt, und gibt eine Schaltung an, die ohne diesen Widerstand auskommt. Sie ist also für denjenigen Frequenzbereich bestimmt, bei dem der Phasenwinkel der Steilheit zwischen —60'und —120° Hegt, z. B. 75 bis 125 MHz, bei dem zur Zeit herstellbaren Drift-Transistor.

Die Erfindung besteht darin, daß die Rückkopplungsspule so groß bemessen ist, daß sie mit der parallel liegenden wirksamen Kapazität des Transistors einen Schwingungskreis bildet, der mit dem Oszillatorschwingungskreis induktiv mit umgekehrter Polung gegenüber der normalen Polung oder/und kapazitiv gekoppelt ist und dessen Resonanzfrequenz so nahe an der Oszillatorfrequenz liegt, daß der Phasenwinkel der Rückkopplungsspannung zusammen mit dem Phasenwinkel der Steilheit die für die Schwingungserzeugung erforderliche Phasendrehung von 180° Oszillatorschaltung für sehr hohe Frequenzen mit Transistor

Anmelder:

Telefunken G.m.b.H., Berlin NW 87, Sickingenstr. 71

Willy Minner und Heinz Rinderle_r Ulm/Donau, sind als Erfinder genannt worden

ergibt. Der Rückkopplungsschwingungskreis und der Oszillatotrschwingungskreis bilden also zusammen ein Bandfilter mit induktiver oder kapazitiver oder gemischter Kopplung, welches bekanntlich bei der Resonanzfrequenz des Sekundärkreises die Phase der zu übertragenden Spannung um 90° und bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz nach der einen oder anderen Seite die Phase mehr oder weniger als 90° dreht.

Im folgenden wird die Erfindung an Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 und 2 zeigen Ausführungsbeispiele für einen erfindungsgemäßen Transistoroszillator in Emitterbasis- und Blockbasisschaltung. Die Ersatzschaltung in Fig. 3 und das Vektordiagramm in Fig. 4 dienen zur Erläuterung der Erfindung; in Fig. 5 ist als Beispiel die Anwendung eines solchen Oszillators in einer selbstschwingenden Mischstufe dargestellt;

Fig. 6 und 7 zeigen eine Abänderung mit kapazitiver Kopplung des Schwingungskreises und des Rückkopplungskreises.

Fig. 1 zeigt einen Transistor T mit Emitter E, Kollektor K und Blockelektrode B. Der Widerstand R₁ (z. B. 500 Ω) mit Überbrückungskondensator C₁ (z. B. 1000 pF) dient in bekannter Weise zur Strotnstabilisierung und der Spannungsteiler R₂ (z.B. 15000Ω) und R₃ (z. B. 5000 Ω) zum Einstellen des Gleichstromarbeitspunktes des Transistors. C₂ (z.B. 1000pF) schließt den Fußpunkt von L₂ gegen Masse hochfrequenzmäßig kurz. Am Kollektor K liegt der Oszil- ·

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latorschwingungskrei> O mit der Kreisinduktivität L₁. Diese ist mit der Koppelspule L₂ gekoppelt. Die Spule L₂ ist mit dem Eingangswiderstand R_e des Transistors, der relativ niederohmig ist und eine kapazitive Blindkomponente besitzt ·— in den Zeichmingen mit C_E bezeichnet —, belastet.

In Fig. 3 ist der Rückkopplungszweig herausgezeichnet. Zur besseren Übersicht ist das Ersatzschaltbild des Transformators als π-Glied dargestellt. Die Längsinduktivität ergibt sich zu

M(I-K*) ^M~ KP

und die ausgangsseitige Querinduktivität zu

1— KP

ι r

9. —· -t^o

wobei M die Gegeninduktivität des Transformators und K den Kopplungsfaktor darstellt. Das Vektordiagramm Fig. 4 erklärt die erfindungsgemäße Kompensation des Steilheitswinkels wie folgt:

Die rückgekoppelte Spannung Ur soll erfindungsgemäß in Phase mit der Spannung zwischen Block und Emitter Uβ — von der ausgegangen werden soll — sein. Diese Spannung U_B ruft einen Kollektorstrom //< hervor, der auf Grund des Phasenwinkels der Steilheit φ der Spannung Uß in diesem Beispiel um 90° nacheilt. Die Spannung U^ ist für die Resonanzfrequenz f_Q des Oszillators gegenphasig zu J^. Die Spannung U_K setzt sich entsprechend Fig. 3 aus U_B und U_M zusammen. I'm treibt einen Strom Jq, der der Spannung U_M um 90° nacheilt, durch die Parallelschaltung von L₂', R_E und C_E. Der Strom /_o verzweigt sich in die Teilströme //,'.,, J_CE und /ßg. Bei erfindungsgemäßer Wahl von Lo und gegebenem Cg ist der Strom J%_E in Phase mit Uβ und somit die rückgekoppelte Spannung U% phasengleich mit Ug. Eine Änderung der Steilheitsphase beim Durchstimmen über einen gewissen Frequenzbereich wird durch die Änderung der Phasenlage des Oszillatorkreises ausgeglichen, so daß es möglich ist, mit annähernd konstanter Oszillatoramplitude den UKW-Rundfunk-Bereich durchzustimmen. Eine Streuung der Steilheitsphase zwischen den einzelnen Transistorexemplaren ist durch Änderung der Induktivität L₂, die leicht variabel gestaltet werden kann, auszugleichen.

In Fig. 2 ist ein anderer Oszillator unter Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt. Bezüglich der Stromstabilisierung und der Einstellung des Gleichstromarbeitspunktes enthält die Fig. 2 dieselben Schaltelemente wie Fig. 1. Der Oszillator arbeitet jedoch im Gegensatz zu Fig. 1 in Blockbasisschaltung. Die Blockelektrode ist deshalb mit C₂ (z. B. 15OpF) abgeblockt, und L₂ ist zwischen Emitter und R₁, C₁ geschaltet. Die Induktivität L₁ ist erfindungsgemäß über M mit L₂ gekoppelt. Jedoch sind auf Grund der Phasenverhältnisse zwischen Emitter E und Kollektor K die Anschlüsse der Induktivität L₀ um 180° gedreht.

Fig. 5 zeigt eine selbstschwingende, durchstimmbare Mischstufe für den UKW-Rundfunk-Bereich unter Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltung nach Fig. 2. Die Fig. 5 enthält bezüglich Stromstabilisierung und Oszillatorschaltung dieselben Schaltelemente wie Fig. 2. Darüber hinaus liegt an der Blockelektrode B der Eingangskreis E, z. B. bestehend aus der Antennenankopplungswicklung L₃ und der Kreisinduktivität L₄ und den Abstimmkapazitäten C₄. Der Eingangskreis ist über C₃ (z. B. 2OpF) und C₂ (z. B. 15OpFj an den Eingangswiderstand des Transistors T angepaßt, dabei ist C₂ so dimensioniert, daß für den Oszillator die Blockelektrode hochfrequenzmäßig annähernd an Masse liegt. Ferner ist in der Schaltung nach Fig. 5 der Kondensator C₁ so gewählt, daß er in Verbindung mit L₂ einen Saugkreis für die ZF darstellt und so eine ZF-Rückmischung verhindert. Am Kollektor K liegt parallel zu dem über C_z kapazitiv angekoppelten Oszillatorkreis O der ZF-Kreis Z für z. B. 10,7 MHz, bestdhend aus L_z und C_z, C_z'. Dieser ZF-Kreis ist als π-Glied geschaltet, um die erforderliche Transformation auf den Eingangswiderstand des nachfolgenden Transistors Tz, der als ZF-Verstärker arbeitet, vorzunehmen.

An Stelle der oben beschriebenen induktiven Kopplung des Schwingungskreises mit dem Rückkopplungskreis kann im Falle der Blockbasisschaltung auch eine kapazitive Kopplung zwischen den beiden Kreisen angewendet werden, weil die Phasenschiebung zwischen den beiden Kreisen von der Art der Kopplung unabhängig ist, wenn die beiden Spulen, bezogen auf Erde, den umgekehrten Windungssinn zueinander haben. Dies deuten die Ziffern 1 bis 4 in Fig. 2 an (im Gegensatz zu den Ziffern 1 bis 4 in Fig. 1). Zu- diesem Ergebnis kommt man auch, wenn man beachtet, daß" zu der gleichen Polung der beiden Spulen in Fig. 1 eine Kopplungsinduktivität L^ in Fig. 3 gehört und demnach der umgekehrten Polung in Fig. 2 eine Kopplungskapazität entspricht. Bei kapazitiver Kopplung ist die Polung der Rückkopplungsspule natürlich ohne Bedeutung.

In Fig. 6 ist ein Beispiel für eine kapazitive Kopplung bei einem Oszillator entsprechend der Fig. 2 dargestellt. Mit C/( ist die Kopplungskapazität bezeichnet. Fig. 7 zeigt eine selbstschwingende Mischschaltung entsprechend der Fig. 5.

Es ist auch eine gemisdfate induktive und kapazitive Kopplung anwendbar, z. B. zur Erzielung eines bestimmten Frequenzganges, wobei die Polung der induktiven Kopplung so wie in Fig. 2 zu wählen ist, wenn sich beide Kopplungen unterstützen sollen.

Claims

Patentansprüche:

1. Oszillatorschaltung mit Transistor und mit Schwingungskreis und Rückkopplungsspule für sehr hohe Frequenzen, bei denen der Phasenwinkel der Steilheit zwischen —60 und —120° liegt und auf dem Rückkopplungsweg eine entsprechende Phasendrehung stattfindet, insbesondere für die Mischstufe eines Überlagerungsempfängers, dadurch; gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsspule so groß bemessen ist, daß sie mit der parallel liegenden, wirksamen Kapazität des Transistors einen Schwingungskreis bildet, der mit dem Oszillatorschwingungskreis induktiv mit umgekehrter Polung gegenüber der normalen Polung oder/und kapazitiv gekoppelt ist und dessen Resonanzfrequenz so nahe an der Oszillatorfrequenz liegt, daß der Phasenwinkel der Rückkopplungsspannung zusammen mit dem Phasenwinkel der Steilheit die für die Schwingungserzeugung erforderliche Phasendrehung von 180° ergibt.

2. OszillatoTSchaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der Rückkopplungsspule (L₂) zur Einstellung des Phasenwinkels einstellbar ist.

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3. Selbstschwingende Mischstufe unter Verwendung der Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der in Reihe mit der Rüdckopplungsspula liegende Entkopplungskondensator (C₁) so bemessen ist, daß er in Verbindung mit der Induktivität der Rückkopplungsspule (L₂) einen Kurzschlußkreis für die Zwischenfrequenz bildet.

In Betracht gezogene Druckschriften: Shea, »Principles of Transistor Circuits«, York, London, 1953, S. 279 bis 283.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen