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Anpassungsschaltung zur Ankopplung eines Verbrauchers an einen für
Wellenwechsel eingerichteten Hochfrequenz-Röhrensend(Nr Die Erfindung betrifft eine
Schaltung zur Ankopplungeines Verbrauchers an einen Hochfrequenz-Röhrensender. Der
von allen modernen Sendern einschließlich Großscndern fast stets verlangte schnelle
Wellenwechsel über größere Bereiche bei gleichzeitiger Aufrechterhaltung der Rundfunkqualitätseigenschaften
verlangt besondere Aufmerksamkeit bezüglich der der Leistungsentnahme und Oberwellensiebung
dienenden Kreise.
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Es ist bekannt, zur Anpassung zum Beispiel einer von einem Hochfrequenz-Röhrensender
kommenden Übertragungsleitung an eine Antenne eine Transformationsleitung zu verwenden,
welche A/4 lang ist (A = Betriebswellenlänge). Der Wellen«zderstand dieser Leitung
muß gleich der Wurzel aus dem Produkt der einander anzupassenden Widerstände sein.
Wenn der verlangte Wellenwiderstand praktisch nicht verwirklicht werden kann, werden,
wie ebenfalls bekannt, zwei solcher 44-Leitungen in Kaskade geschaltet. Dann ist
das Verhältnis der einander anzupassenden Widerstände gleich dem Verhältnis der
Quadrate der Wellenwiderstände (britische Patentschrift 436 ozz). Bei einem Wellenwechsel
ist es natürlich erforderlich, die Länge dieser A/4-langen Leitungen entsprechend
zu ändern, damit sie gleich A/4 bleibt. Dies bereitet jedoch erhebliche konstruktive
Schwierigkeiten. Ferner haben solche Leitungen den Nachteil, daß sie bei längeren
Wellen wegen der erforderlichen großen Leitungslänge nicht anwendbar sind. Man kann
sich jedoch helfen, indem man die quasistationären Ersatzschaltungen der Leitungen
verwirklicht, z. B. in Form von T- oder a-Gliedern. Diese Ersatzschaltungen werden
im folgenden als A/4-Resonanznetzwerke bezeichnet. Bei einer Änderung der Wellenlänge
müssen natürlich diese Resonanznetzwerke neu abgestimmt werden. Bezüglich der erforderlichen
Transformation
wäre ein einziges A/4-Resonanznetzwerk ausreichend.
Dann müßten die Induktivitäten und auch die Kapazitäten abstimmbar ausgebildet worden,
wodurch jedoch eine Einknopfabstimmung erschwert wird. Man sollte meinen, daß diese
Schwierigkeit .bei Verwendung von zwei A/4-Resonanznetzwerken wegen der größeren
Zahl der Blindwiderstände sogar noch vergrößert wird. Die Erfindung zeigt jedoch,
daß sie beseitigt werden kann. Die Erfindung besteht nämlich darin, daß bei Verwendung
zweier A./4-Resonanznetzwerke nur die Blindwiderstände der einen Art, insbesondere
nur die Induktivitäten, abstimmbar sind, während die Blindwiderstände der anderen
Art unveränderlich ausgebildet sind.
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Die Erklärung hierfür liegt im folgenden. Bei einem einzigen Resonanznetzwerk
muß zur Aufrechterhaltung des Transformationsverhältnisses ebenso wie bei einer
A/4-Leitung der Wellenwiderstand konstant bleiben. Da der Wellenwiderstand gleich
l/ L/C ist (L = Induktivität, C = Kapazität der einzelnen Blindwiderstände eines
T- oder z-Gliedes), muß das L/C-Verhältnis beim Wellenwechsel aufrechterhalten bleiben.
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Bei Verwendung von zwei 2/4-Netzwerken ist dies jedoch nicht notwendig,
wie sich aus nachstehender Berechnung ergibt. Hierbei ist berücksichtigt, daß der
Wellenwiderstand gleich dem Resonanzblindwiderstand ist (L/C = cooL
= i/coOC). In Fig. x wird durch das rechte 2/4-Glied der Belastungswiderstand
auf den Wert
transformiert, welch letzterer durch das linke A/4-glied g auf den Betrag
gebracht wird., Es braucht also nur das Verhältnis der Wellenwiderstände (Resonanzblindwiderstände)
aufrechterhalten zu werden, wenn die Transformation dieselbe sein soll. Die absolute
Größe der Wellenwiderstände ist für die Transformation bei der Trägerfrequenz co,
belanglos. Die Bedingung eines gleichbleibenden Verhältnisses der Wellenwiderstände
wird erfüllt, wenn z. B. nur die Induktivitäten abgestimmt werden, was 'sich technisch
am einfachsten durchführen läßt.
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Gleichzeitig kann bei der betrachteten Schaltung durch geeignete Dimensionierung
der Absolutwerte von X0 und XkO, die ja bei gegebenem Transformationsverhältnis
noch frei sind, eine besonders gute Breitbandqualität erzielt werden, wenn man,
wie bei A/4-Transformationsleitungen vorgeschlagen, so dimensioniert, daß
wird. Es ist dann
wobei' eine exakte Einhaltung dieser Werte durchaus nicht erforderlich ist; es ist
dann Xo
- Xko
= R - Ra.
Dieser Fall sei in einem praktischen Beispiel
zahlenmäßig erläutert. Es sei 2. = 2ooo m (fo = i50 kHz) (in diesem Fall entspricht
also
| 5% Verstimmung einer Modulation mit 75oo Hz, |
| 30/0 - - - - 4500 Hz) |
und Y Nn=5okW, UdiokV,R=i2oQ,R&=ioooS2. Dann wird bei Anwendung der Erfindung
R. =
3462, Xo = 588
2, Xk
o = 204 S2.
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Abb. 2 zeigt die von der Röhre zu liefernden Wirk-und Blindströme
und beweist, daß bei der angenommenen Dimensionierung tatsächlich die Blindleitfähigkeit
der Außenimpedanz bei vernachlässigbaren Werten bleibt. Die durch die beiden Seitenbänder
gegebene resultierende Frequenzdurchlässigkeit ergibt sich rechnerisch zu
ist also hervorragend gut.
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Die Abstimmung der betrachteten Schaltung würde sich, sofern nicht
vollkommener Gleichlauf angestrebt wird, etwa folgendermaßen vollziehen: Unter der
Voraussetzung, daß die Kapazitäten i und 3 (Fig, i) montagemäßig auf gleiche Werte
abgeglichen sind und daß ebenso die beiden identischen Variometer 4 und 6 sich in
Gleichlauf befinden, wird zunächst bei kurzgeschlossenem Kondensator 3 das Variometer
2 auf Minimum der Aufnahme abgestimmt, sodann bei geöffnetem Belastungswiderstand
R und Öffnung des Kurzschlusses an 3 mit Hilfe der gekoppelten Variometer 4 und
6 nochmals auf Minimum der Aufnahme. Jetzt kann R eingelegt werden, ohne daß eine
weitere Nachstimmung erforderlich ist. Man sieht, daß die betrachtete Schaltung
sich in einfachster Weise ohne Zuhilfenahme besonderer, z. B. auf die Phase ansprechender
Abstimmgeräte abstimmen läßt.
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Die betrachtete Schaltung eignet sich auch für Gegentaktstufen (Fig.
3). Diese sind dem unsymmetrischen Aufbau insofern vorzuziehen, als bei Verwendung
von Trioden, wie sie für große Leistungen wohl ausschließlich in Frage kommen, auf
eine Neutralisation nicht verzichtet werden kann und die Spannung am Kondensator
5 zwar bei der Trägerfrequenz, nicht aber bei den Seitenbändern eine exakte Neutralisationsmöglichkeit
liefert. Bei Gitterneutralisation würde die durch den Gitterstrom gegebene einseitige
ohmische Last die Phasenverhältnisse der Brücke ungünstig beeinflussen. Im Falle
des Gegentaktaufbaues kann man aber die Neutralisationsspannung von der jeweiligen
Gegentaktröhre abnehmen und dadurch frequenzunabhängig einwandfreie Verhältnisse
erzielen. Ist der Lastausgang ebenfalls erdsymmetrisch, ist nichts Besonderes zu
bemerken; wird die Last aber durch ein erdunsymmetrisches
Kabel
entnommen, muß in die eine Seite noch ein 18o'-Phasenumkehrnetzwerk gelegt werden,
das in bekannter Weise, z. B. durch zwei 2,/q.-Glieder oder entsprechende Ersatznetzwerke,
gebildet sein kann. Im Interesse geringster Verluste bzw. kleinsten Materialaufwandes
wird man die Z/2-Ersatzleitung an den Verbraucher anpassen. Ist nämlich
(Xo = Resonanzblindwiderstand des A/4-Ersatzgliedes), so ist, wie sich durch Rechnung
zeigen läßt, die in der Umkehrleitung insgesamt aufzubringende Blindleistung gegeben
durch den Ausdruck
welcher bei Anpassung (k = i) ein flaches Minimum aufweist. Da diese Umkehrleitung
bei induktiven Längs- und kapazitiven Quergliedern wieder Oberwellenbeseitigungszwecken
dienen kann, wird man möglicherweise nicht nur in die eine Gegentaktseite eine 2./2-Ersatzleitung,
sondern eine A-, 3/2- USW.
Ersatzleitung und in die andere Seite eine um Z/2
sich von dieser unterscheidende Ersatzleitung legen.
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In allen praktischen Fällen wird eine geringe Veränderbarkeit der
Kopplung erstrebenswert sein. Diese kann auf folgende Weise erzielt werden (Fig.
q.) Der Querkondensator des T-Gliedes wird in dem verlangten Umfang als Serienschaltung
mehrerer Kondensatoren ausgeführt und durch eine parallel liegende analoge kapazitive
Potentiometeranordnung erreicht, daß der resultierende Kapazitätswert zwischen den
Punkten A -D und C -D, unabhängig von der Stellung des Abgriffes B,
immer derselbe bleibt. Auf Grund der zweiten Leerlaufabstimmung ist ja XEA
= XCF = XAD, also auch - XeD gemacht worden. Die in den Kreis
EA BD übertragene Impedanz ist daher rein ohmisch, so daß, da EAD ja im Leerlauf
auf Kurzschluß abgestimmt wurde, wie verlangt, zwischen den Punkten ED nur der Ohmsche
übertragene Widerstand erscheint, unabhängig von der Stellung des Abgriffes B, der
lediglich die Größe des übertragenen Widerstandes bestimmt.