DE1232196B - Digital-Analog-Wandler fuer binaere Codesignale - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND DEUTSCHES 4£07¥W PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H03k

Deutsche KL: 21 al - 36/12

Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:

N 25400 Vin a/21 al
21. August 1964
12. Januar 1967

Die Erfindung betrifft einen Decoder für die Pulscodemodulation (PCM) oder einen Digital-Analog-Umsetzer, der eine nichtlineare Quantisierungscharakteristik hat und einen PCM-Coder oder einen Analog-Digital-Umsetzer vom Rückkopplungstyp oder einem anderen Typ, der eine nichtlineare Quantisierungscharakteristik hat, in dem ein solcher Decoder oder ein Digital-Analog-Umsetzer als örtlicher Decoder verwendet wird.

Coder vom Rückkopplungstyp, die eine Art der Serientype sind, sind von B. D. S m i t h in einem Artikel in der Zeitschrift »Proceedings of the Institute of Radio Engineers«, Bd. 41 (1953), auf den Seiten 1053 bis 1058 beschrieben. Wie in diesem Artikel ausgeführt ist, ist es möglich, bei einem solchen Coder vom Rückkopplungstyp dem Coder eine für die Verbesserung des Verhältnisses von Signal zu Geräusch benötigte Pressercharakteristik durch Ausbildung einer nichtlinearen Dehnercharakteristik in dem örtlichen Decoder zu geben. Bei den in diesem Artikel beschriebenen Codern ergibt sich

a) durch die Verwendung eines elektronischen Schalters, der einen Transistor oder eine Diode als Schaltelement enthält, ein Fehler, der durch die Temperaturabhängigkeit und Änderungen der Restspannung oder des Sperrstromes für kleinere. Analogsignale auftritt, bei denen die Quantisierungsschritte klein sind;

b) da die nichtlineare Dehnercharakteristik des örtlichen Decoders eine hyperbolische Funktion ist, gegeben durch

Digital-Analog-Wandler für binäre Codesignale

Anmelder:

Nippon Electric Company Limited, Tokio

Vertreter:

Dipl.-Ing. M. Bunke, Patentanwalt,

Stuttgart 1, Schloßstr. 73 B

Als Erfinder benannt:
Yasutaka Ohashi, Tokio

Beanspruchte Priorität:

Japan vom 26. August 1963 (45 589)

in der χ eine digitale Variable, die normalisiert ist auf Werte zwischen 0 und 1, y eine analoge Variable, die der digitalen Variablen entspricht, und h ein willkürlicher Parameter ist,

daß eine Verbesserung des Verhältnisses von Signal zu Quantisierungsgeräusch bei niedrigen Eingangspegeln das Verhältnis von Signal zu Quantisierungsgeräusch bei höheren Eingangspegeln im Falle z. B. eines Sprachsignals verschlechtert.

Weiterhin muß

c) der Parameter h in der Formel (1) beim Codieren eines Sprachsignals etwa zwanzig sein, und daraus ergibt sich nur ein geringer Analogausgangspegel des örtlichen Decoders im Vergleich zu dem Strom, der durch das Schaltelement führt.

Um einem Coder eine nichtlineare Pressecharakteristik zu geben, hat man bei den bekannten Anordnungen eine Kombination von einem Coder, der eine lineare Codierungscharakteristik hat und einem Dehner, der ein nichtlineares Element enthält, wie z. B. eine Röhre oder eine Diode oder einen Transistor oder ein anderes Halbleiterelement, verwendet.

Bei einem solchen bekannten Coder ist

d) die Nichtlinearität der nichtlinearen Stromkreiselemente abhängig von der Temperatur und der Gebrauchszeit und weist auch noch Exemplarstreuungen auf. Daraus ergibt sich, daß die nichtlineare Codierungscharakteristik Temperaturänderungen und anderen Wechseln unterworfen ist und daß verschiedene Coder oder der gleiche Coder mit verschiedenen, nichtlinearen Elementen voneinander abweichende Codierungscharakteristiken haben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Digital-Analog-Wandler für binäre Codesignale mit einem Kreis mit schaltbaren Bewertungswiderständen, insbesondere einen Decoder für die Pulscodemodulation zu schaffen, der

a) bei Eingangssignalen mit niedrigen Pegeln keine Fehler hervorruft, auch wenn elektronische Schaltelemente als Schalter verwendet werden,

b) der es ermöglicht, daß das Verhältnis von Signal zu Geräusch verbessert wird, sowohl bei den höheren als auch bei den niedrigeren Eingangspegeln,

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c) der ein großes Ausgangssignal abgibt und

d) der stabil arbeitet, ohne durch Änderungen und Abweichungen in den Charakteristiken der Stromkreiselemente gestört zu werden.

Dies wird gemäß der Erfindung dadurch erreicht, daß die binäre Codeziffer mit dem höchsten Wert, die einer eventuell vorhandenen Codeziffer zur Kennzeichnung der Polarität des Signals folgt, bei ihrem Wert »1« ein erstes Widerstandsnetzwerk so steuert, daß das Ausgangssignal aus dem Netzwerk mit schaltbaren Bewertungswiderständen, das durch die restlichen Codeziffern gesteuert wird, um den Faktor 1 — u (0 < u < 1) preßt und gleichzeitig ein zweites Widerstandsnetzwerk schaltet, das dem gepreßten Ausgangssignal eine Vorspannung entsprechend dem Faktor u gibt uns bei ihrem Wert »0« das erste Widerstandsnetzwerk so steuert, daß es als Dämpfungsglied arbeitet und das Ausgangssignal um den Faktor u dämpft.

Die Erfindung wird nun an Hand verschiedener Ausführungsbeispiele von Codern, in denen Digital-Analogsignal-Umsetzer nach der Erfindung als örtliche Decoder verwendet sind, unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. In diesen zeigt

F i g. 1 eine Schaltung eines Coders, zum Teil in Blockform, in dem ein Digital-Analog-Umsetzer nach der Erfindung als örtlicher Decoder verwendet wird,

F i g. 2 eine graphische Darstellung, die in normalisierter Form die Dehnercharakteristik des Decoders darstellt,

F i g. 3 einen Stromlauf, der in etwas abgeänderter Form einen Zustand darstellt, der einem bestimmten Eingangs-Digitalsignal in einem Schalter mit Bewertungswiderständen in dem Digital-Analog-Umsetzer entspricht,

F i g. 4 einen der F i g. 3 äquivalenten Kreis, um eine Definition der Leitwerte g₁ und g₀ zu geben, die den Zustand des Kreises mit den Bewertungswiderständen charakterisieren,

F i g. 5 eine graphische Darstellung des Verhältnisses von Signal zu Geräusch, um die Vorteile der Erfindung zu erläutern, und Fig. 6 und 7 Stromläufe von Ab-Wandlungen der in F i g. 1 gezeigten Anordnung, zum Teil in Blockorm.

Die F i g. 1 zeigt eine Anordnung gemäß der Erfindung, in einer sehr praktischen Form dargestellt, in der das an den örtlichen Decoder angelegte Signal in vier Bereiche {m = 2) aufgeteilt ist, und die F i g. 2 die Dehnercharakteristikkurve des örtlichen Decoders und die Aufteilung der digitalen Eingangssignale zur Erklärung des Prinzips der Erfindung.

Der in F i g. 1 dargestellte Coder ist im grundsätzliehen dem in F i g. 4 des auf S. 1054 der schon obenerwähnten Zeitschrift gezeigten Coder ähnlich. Der einzige Unterschied liegt in dem Teil, der zur Codierung der zwei höchsten Ziffern benötigt wird. An dem Eingang 21 wird das analoge Eingangssignal angelegt, das in ein digitales Signal umgeformt werden soll. Der örtliche Decoder 22 liefert in Abhängigkeit von den Abtastzeiten ein analoges Ausgangssignal y, das den zeitlich aufeinanderfolgenden digitalen Signalen entspricht. In einem Stromvergleicher 23 wird zu den gleichen Zeitpunkten das Ausgangssignal y des örtlichen Decoders 22 und das analoge Eingangssignal verglichen, um ein Fehlersignal d zu erzeugen, das angibt, welches der Signale größer ist als das andere. In einem Steuerkreis 24 werden Steuerzeichen a_s, a_x, a_z, a₃, ..., ajc und b erzeugt, die den örtlichen Decoder 22 in Abhängigkeit von dem vom Stromvergleicher 23 gesendeten Fehlersignal d so steuern, daß das analoge Signal y sich dem analogen Eingangssignal von Abtastzeit zu Abtastzeit nähert. Während in F i g. 1 ein Pol des Eingangsanschlusses 21 geerdet ist und auch das analoge Ausgangssignal y vom örtlichen Decoder 22 über die Leitung 25, den nicht dargestellten Eingangswiderstand der Vergleichseinrichtung 23 an Erde geführt ist, kann an Stelle dieses Erdpotentials auch ein beliebiges anderes Bezugspotential gewählt werden. Erfindungsgemäß enthält der Decoder 22 die Gleichstromquellen 26 und 27, deren Potentiale denselben absoluten Werti?₀ haben, aber mit verschiedener Polarität in bezug auf Erde. Der Decoder enthält weiterhin einen Zeichen-Übertragungsschalter 28s, der zwischen den Gleichstromquellen 26 und 27 in Abhängigkeit von dem Steuersignal a_s aus dem Steuergeber 24 umschaltet und das Zeichen oder die Polarität des analogen Eingangssignals angibt. Weiterhin sind die Widerstände 290 und 291 vorhanden, die in Reihe zwischen dem Umschalter 28 s und dem Ausgangsanschluß des örtlichen Decoders 221 liegen. Dann ist noch ein Bereichsumschalter 281 vorhanden, der den Verbindungspunkt zwischen diesen beiden Widerständen 290 und 291 mit Erde verbindet oder auftrennt, in Abhängigkeit von einem Bereichssteuerzeichen C₁, das anzeigt, ob der absolute Wert des analogen Eingangsignals größer oder kleiner ist. Mit dem Umschalter 28 j ist weiterhin ein Stromkreis 30 mit schaltbaren Bewertungswiderständen vom Smith-Typ verbunden. Die Widerstände 311, 312 und 313 sind eingeschaltet zwischen dem Ausgangsanschluß 301 des schaltbaren Bewertungswiderstandskreises 30 und dem Ausgangsanschluß 221 des örtlichen Decoders und bilden einen Dämpfungswiderstand 31. Ein Dämpfungsschalter 28 b, der die Dämpfung des Widerstands-Dämpfungsgliedes 31 ändert, arbeitet in Abhängigkeit von einem Steuersignal b.

Der Kreis 30 mit den schaltbaren Bewertungswiderständen vom Smith-Typ enthält:

1. Die Schalter 281, 282 ... und 28k, von denen jeder eine Stellung »0« und eine Stellung »1« hat und durch die entsprechende Codeziffer gesteuert wird. Die Stellung des Schalters hängt von den Code-Steuersignalen a₂, a₃, ..., und ajc ab, die entweder die binäre Null oder die binäre Eins darstellen können.

2. Erste bewertete Widerstände 322, 323, ..., und 32k, von denen ein Ende mit dem Kontakt 0 des entsprechenden Codeschalters 282, 283, ..., und 28 Ic verbunden ist und deren andere Enden mit dem Umschalter 28s verbunden sind. Die Werte der Bewertungswiderstände beginnen mit einem Widerstand von InR₁ für den Widerstand 322, der mit dem zweithöchsten Codeschalter 282 verbunden ist, der durch das zweithöchste Codezeichen a₂ gesteuert wird, und steigen dann weiter über ImR₁, ..., und T^mR_x bis 2"^mR₁.

3. Zweite Bewertungswiderstände 332, 333, ..., und 33 k, von denen ein Ende mit den entsprechenden Codeschaltern282, 283, ..., und 28k und die

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anderen Enden gemeinsam mit dem Ausgangs- gibt, wie es durch die ausgezogene Kurve 410 dargeanschluß 301 des schaltbaren Bewertungswider- stellt ist. Daraus ergibt sich, daß der Einfluß der Reststandes verbunden sind. Sie haben ebenfalls an- spannung und des Sperrstromes der Schaltelemente in steigende Werte, beginnend mit dem Widerstand.??! dem Kreis 30 sehr stark gepreßt wird. Ist andererseits für den Widerstand 332, der mit dem zweithöch- 5 das analoge Eingangssignal positiv, und das digitale sten Codeschalter 282 verbunden ist. Die Werte Signal fällt in den Bereich 11, dann geben die Widersteigendannüberli?!, ..., und 2^-³R₁ bis 2⁷^²R₁. stände 290 und 291 eine Vorspannung, wie sie durch Obwohl in der F i g. 1 die Schalter 28 s, 281, 282, die waagerechte, gestrichelte Linie 42 dargestellt ist, zu 283, ..., 28k und 28b als mechanische Schalter der das analoge Ausgangssignal des Kreises 30, dargedargestellt sind, werden in der Praxis elektronische io stellt durch die Kurve 43, addiert wird, so daß sich ein Schalter, die eine Diode oder einen Transistor Signal y ergibt, wie es die Kurve 411 zeigt,
enthalten, verwendet. Obwohl sich daraus ergibt, daß die Verbesserung

des absoluten Fehlers auf Grund der Tatsache, daß in

Das Prinzip der Erfindung wird jetzt an Hand der diesem Fall die Restspannung und der Sperrstrom der F i g. 1 und 2 näher erläutert. 15 Schaltelemente in dem Kreis 30 an die Vergleichsein-Beim Beginn einer Abtastperiode sind alle Schalter richtung 23 über die Reihenschaltung der Widerstände in die Stellung »0« geschaltet, und am Ausgang des 311 und 312 angelegt wird, nicht so günstig ist wie örtlichen Decoders liegt kein Signal an. Wenn das dann, wenn das analoge Eingangssignal in den Bereich analoge Eingangssignal positiv ist und so das digitale 10 fällt, braucht der absolute Fehler nicht wie in dem Signal in den Bereich fällt, der durch die Bezugszahl 1 20 Bereich 10 im Hinblick auf den relativen Fehler so verin F i g. 2 gekennzeichnet ist, dann wird beim nächsten bessert zu werden, da die Quantisierungsschritte im Abtastzeitpunkt der Zeichenumschalter 28s in die Bereich 11 infolge der nichtlinearen Charakteristik Stellung »1« gebracht, gesteuert durch das Ausgangs- größer sind. Diese Erklärung gilt auch entsprechend signal a_s, während dann, wenn das analoge Eingangs- für negative Eingangs-Analogsignale.
signal negativ ist und das digitale Signal χ in den durch 25 An Hand der F i g. 1, 3 und 4 wird jetzt erklärt, daß das Bezugszeichen 0 in F i g. 2 gekennzeichneten Be- der Parameter h in der Formel (1) für die Bereiche 10 reich fällt, dieser Schalter 28j in der Stellung »0« bleibt, und 11 in der F i g. 2 nicht der gleiche sein muß, sonebenfalls gesteuert durch das Ausgangssignal a_s. dem daß er getrennt gewählt werden kann, um ein Zur gleichen Zeit werden der Bereichsumschalter 281 Optimum in der Charakteristik von Signal zu Geräusch und der Dämpfungsumschalter 28 b in die Stellung »1« 30 zu ergeben. Es wird jetzt angenommen, daß der Begebracht, unabhängig von dem Vorzeichen des analo- lastungswiderstand, der aus den Widerständen 311, 312 gen Eingangssignals, und legen dadurch an den Aus- und 313 und dem Eingangswiderstand des Vergleichers gang 221 des örtlichen Decoders einen Strom an, um 23 besteht und zwischen dem Ausgangsanschluß 301 eine Unterscheidung machen zu können, in welchen des Kreises mit den schaltbaren Bewertungswiderder Bereiche, die durch die Bezugszeichen 00, 01, 10 35 ständen und Erde liegt, mit ^₁ und der Lastwiderstand, und 11 gekennzeichnet sind, das digitale Signal x, das der aus den Widerständen 311 und 312 und dem Eindem Eingangssignal entspricht, fällt. gangswiderstand der Vergleichseinrichtung 23 besteht Wenn das digitale Signal χ in den Bereich 00 oder 10 und zwischen dem gleichen Ausgang 301 und Erde fällt, wird bei der nächsten Zeitlage der Bereichsum- liegt, mit r₂ bezeichnet ist.

schalter 281 und der Dämpfungsumschalter 28b in die 40 Es wird weiterhin angenommen, daß der schaltbare Stellung »0« gebracht, während dann, wenn das digi- Bewertungswiderstandskreis 30 ein digitales Signal vertale Signal χ in den Bereich 01 oder 11 fällt, diese arbeitet, das aus fünf Stellen besteht, und wenn ange-Schalter 281 und 28 b in der Stellung »1« bleiben. Zur nommen wird, daß ein digitales Signal (11100) an diesen gleichen Zeit wird der Codeschalter 282 für die zweit- Kreis 30 angelegt wird, um die Codeschalter 282, 283, höchste Stellung in die Stellung »1« gebracht, unab- 45 ..., und 2Sk, in diesem Fall Schalter 286, zu steuern, hängig vom Wert des digitalen Signals x. nimmt der Kreis 30 den in F i g. 3 gezeigten Zustand Zum nächsten Abtastzeitpunkt bleiben der Zeichen-, ein. Es ist deshalb möglich, den Kreis 30 des schalt-Bereichs- und Dämpfungsschalter 28 s, 281 und 286 in baren Bewertungswiderstandes durch einen äquivalendem Zustand, den sie bei dem vorigen Abtastzeitpunkt ten Stromkreis, wie er in F i g. 4 gezeigt ist, darzuhatten. Der zweithöchste Ziffernschalter 282 wird in 50 stellen, in dem einige der Widerstände durch einen die Stellung »0« oder in die Stellung »1« gebracht, ab- Leitwert dargestellt sind. Wenn zwei solcher Leitwerte hängig von der Entscheidung des Vergleichers 23, und in der in F i g. 4 dargestellten Weise mit ^₁ und g₀ bezur selben Zeit wird der Codeschalter 283 für die zeichnet sind, sind diese Leitwerte im allgemeinen genächstfolgende Ziffer in die Stellung »1« gebracht, un- geben durch eine Funktion des Eingangssignals und abhängig vom Wert des digitalen Signals x. 55 können also mit gx(x) bzw. g_o(x) bezeichnet werden, Diese Arbeitsweise wird weiter wiederholt, bis die wobei χ das normalisierte digitale Eingangssignal ist niedrigste Ziffer durch die Einstellung des Code- (0 < χ < 1, da der Kreis 30 nur Signale von einer schalters 2Sk festgelegt ist, und danach werden alle Polarität verarbeitet).

Schalter wieder in die Stellung »0« gebracht. Ein anderer Leitwert g_s, der parallel zur Strom-

Betrachtet man die obenerwähnte Arbeitsweise jetzt 60 quelle E₀ in F i g. 4 liegt und in diesem Fall den beiden

in bezug auf die F i g. 2, so gibt der Kreis 30 mit den parallel liegenden Widerständen RmR₁ und 1OmR₁

schaltbaren Bewertungswiderständen ein analoges Aus- nach F i g. 3 entspricht, hat keinen Einfluß auf das

gangssignal ab, wie es durch die gestrichelte Linie 40 Ausgangspotential E.

dargestellt ist, wenn das analoge Eingangssignal positiv Wenn der Leitwert g_o(x) den Wert G₀ einnimmt, ist und der entsprechende Digitalwert χ in den Be- 65 wenn alle Schalter in dem schaltbaren Bewertungsreich 10 fällt. widerstandskreis 30 in der Stellung 0 sind, dann ergibt

Dieses Signal wird durch das Dämpfungsglied 31 so sich

gedämpft, daß sich ein analoges Ausgangssignal y er- G₀ = (2^¹-1) / (2^-²A₁). (2)

7 8

Wenn der Zeitwert g_x(x) den Wert G₁ bekommt (alle die zwischen diesen beiden Werten bestehen muß, daß

Schalter in der Stellung »1«), dann erhält man die der Differentialkoeffizient beider Kurven an der

Formel Grenze zwischen den Bereichen 10 und 11 der gleiche

Q _ ofc-i—η / \(1 A-M)I^-²R 1 (2') ist. Daraus ergibt sich eine nichtlineare Charakteristik,

¹ * * 5 die bis zum ersten Differentialkoeffizienten kontinuier-

Da die Widerstandswerte der bewerteten Wider- lieh ist.

stände322, 332, 323, 333, ..., 32k und 33k in der Da die x-Achse der Kurve40 in Fig. 2 auf die

obenerwähnten Weise ausgewählt sind, ergeben sich Hälfte gepreßt ist, ergibt sich als Gleichung für diese

für die Leitwerte g_o(x) und g_x(x) allgemein die folgen- Kurve

den Formeln: io y = 2x' / [1 + A₁ (1 - 2x')] (10)

bzw ~ ° (3) Erhält man die Kurve 410 durch multiplizieren der

σ (χ) — G χ Kurve 40 mit u, so ergibt sich für diese Kurve

λ x.\-u τ, '_* ., ,,,·,„ y = 2ux' I [1 + A₁ (1 — 2x')] (11)

wenn der schaltbare Bewertungswiderstandskreis 30 15 ' ^{l v /J v J}

durch die Eingangssignale a₂, a_a, ..., und α& gesteuert Da in ähnlicher Weise die Kurve 411 aus der Summe

wird, die den k — 1 Stellen eines Codes entsprechen, der geraden Linie 42 und der mit (1 — w) multiplizier-

die die normalisierte Digitalvariable χ in der For- ten Kurve 43 besteht, erhält man als Gleichung für die

mel (1) darstellen. Kurve 43

Bezeichnet man das Potential an dem Ausgangs- 20 ν — <"?*■' — Ή / π -i- ?Λ π — 'W (V)\

anschluß 301 des schaltbaren Bewertungswiderstands- ^{y y }}' ^L """ ^{2 K )U K} '

kreises mit E, so ergibt sich aus dem äquivalenten da bei dieser Kurve die x-Achse um die Hälfte gepreßt

Kreis nach F i g. 4, daß die Stromkreisgleichung für und der Ursprungsort um ^x/_a nach rechts verschoben

den örtlichen Decoder ist. Für die Kurve 411 ergibt sich dann entsprechend

(E₀-E)_gl-E(Ij_n+g,) = 0 (4) ²⁵ y = u +(1 - u)(2x'- I)I[I +2h_s(l-x')]. (13)

lautet, wobei η für die Werte r_x bzw. r₂ steht. Aus den Gleichungen (12) bzw. (13) ergibt sich durch

Löst man die Gleichung (3) im Hinblick auf das Differentiation nach x'

Ausgangspotential E des schaltbaren Bewertungs- _d ^ _{= 2u(1+ h)} j _{[(1 +} / _{} (1} _ _2χ._{)γ (14)}

Widerstandskreises, so ergibt sich 30 _und ' ^v ' ^{v J}

E = E₀ Ax I (B -Cx) (5) dj/dx' = 2(1 -U)(I + A₂)/[l + 2A₂(I -x')]\(15)

In dieser Gleichung sind die Koeffizienten A, B und C Für die Gleichungen (14) und (15) besteht die Bedingegeben durch gung, daß sie im Punkt x' = ¹J₂ gleich sind. Es ergibt

A = η G ^{35 sic}k ^als0

B = (l + m)(l + nG₀) U(I^h) = (I -m)/(1 + A₂). (16)

C = tnr- G (6) *^{m a}%^ememen i^st die benötigte nichtlineare Charak-

¹ °" teristik durch die Charakteristik von Signal zu GeWenn für den Ausgangspegel des örtlichen De- 40 rausch für den dynamischen Bereich des Eingangscoders 22 ein normalisierter Ausgangspegel y verwen- signals festgelegt. Zu diesem Zweck sind die Differendet wird, indem man das Potential E mit (B — C)/ tialkoeffizienten für x' = 0 und x' = 1 wichtige Para- (E₀A) multipliziert, so daß das Ausgangspotential E meter. Setzt man jetzt x' — 0 in die Gleichung (14) und des schaltbaren Bewertungswiderstandskreises den x' — 1 in die Gleichung (15) ein, so erhält man
Wert 1 einnimmt wenn die normalisierte, digitale 45 (dy/d*V- 0 = 2u / (1 + A₁) (17)

Variable χ den Wert 1 hat, so ergibt sich aus der _und ^v " ' ° ' ^{v v y}

Gleichung (5) (dj/dx')^i = 2 (1 - u) (1 + A₂). (18)

y = xm ₊ C(l-x)_l(B-C)l (7) _{Wählt man jetzt}

Daraus folgt, daß dann, wenn die Koeffizienten B 50 (dvldx') — ¹I

und C so gewählt sind, daß sie der Beziehung j

Cj(B-C) = h (8) (dyldx%, -_x = 9

entsprechen, die Gleichung (7) der Gleichung (1) ent- als Grenzbedingungen bei x' — 0 und x' = 1, so daß

spricht. 55 eine ausreichende Verbesserung im Signal zu Geräusch-

Setzt man die Gleichung (6) in die Gleichung (8) ein, Verhältnissen sowohl bei den höheren als auch bei den

so ergibt sich niedrigen Pegeln erreicht wird, und daß der Übergang

ι, — ™,. r ι η _L ™ _i_ .· r\ ra*\ zwischen den beiden Bereichen leicht realisiert werden

η — nut υ« / 11 -χ- m -χ-11 υ_βι. ism , ., . , , , . , , ,, ^-,λ

kann, so ergibt sich aus den Gleichungen (16), (17)

Man kann deshalb mit dem gleichen schaltbaren 60 und (18)

Bewertungswiderstandskreis 30 die nichtlineare Cha- _{= 0 0678 h = lfis und h =} 3 _{83 (19)}

raktenstik, die durch die Gleichung (1) dargestellt *

wird, ändern, indem man den Belastungswiderstand n, Das Verhältnis von Signal zu Geräusch ist für

der an den Ausgang 301 des schaltbaren Bewertungs- diesen Fall über dem Eingangspegel Ei als Kurve 50

Widerstandskreises angeschlossen ist, ändert. 65 in F i g. 5 aufgetragen. Zum Vergleich ist die Kurve

Wenn die Werte von A in den Bereichen 10 und 11, für eine hyperbolische Charakteristik entsprechend

wie sie in F i g. 2 dargestellt sind, mit A₁ bzw. A₂ be- dem obengenannten Artikel von B. D. Smith für

zeichnet werden, dann ist die notwendige Beziehung, A = 20 durch Kurve 51 und die Charakteristik für eine

Claims (1)

1. 9 10

   logarithmische Charakteristik mit dem Parameter μ Um den Vorspannungsstrom anzulegen, werden = 100 durch eine andere Kurve 52 dargestellt. In der Bereichsumschalter 281 und 611 geöffnet oder ge-F i g. 5 kann man erkennen, daß die Charakteristik schlossen, abhängig von der Polarität des Eingangsvon Signal zu Geräusch nach der vorliegenden Erfin- signals, gesteuert durch gesonderte Bereichssteuerdung die Nachteile der hyperbolischen und der loga- 5 signale a₁₀ bzw. a_n. Im Hinblick auf die anderen rithmischen Charakteristik vermeidet, da sie ein gutes Punkte entspricht dieser Kreis einer doppelten Anord-Verhältnis von Signal zu Geräusch über einen weiten nung des örtlichen Decoders 22 nach F i g. 1. Daraus Bereich des dynamischen Bereiches aufrechterhält. folgt, daß die Teile 60, 601, 620, 623, 63, 631, 632, 633

   Dadurch, daß in der Gleichung (19) u = 0,0678 ge- und 61b den Teilen 30, 301, 290, 291, 31, 311, 312, 313

   wählt ist, ergibt sich zusätzlich, daß im Bereich 10 der io und 28 & entsprechen.

   F i g. 2 der durch die Restspannung und den Sperr- In F i g. 7 ist eine weitere Ausführung dargestellt, in

   strom der Schaltelemente in dem schaltbaren Bewer- der ein schaltbarer Bewertungswiderstandskreis von

   tungswiderstandskreis 30 auftretende Fehler um den einem anderen als dem Smith-Typ verwendet wird.

   Faktor 0,0678 gepreßt wird und man deshalb eine Ver- Die schaltbaren Bewertungswiderstandskreise 80 und

   besserung um einen Faktor von etwa 15 erhält. Obwohl 15 81 sind vom Paralleltyp, die in komplementärer Weise

   keine Verbesserung in dem absoluten Fehler innerhalb zueinander arbeiten, und die Bewertungswiderstände

   des Bereiches 11 der F i g. 2 auftritt, erhält man, da 810, 812, ..., SIk und 820, 822, ..., 82/c haben die

   der niedrigste Quantisierungsschritt in diesem Bereich Werte R₁, 2R₁, ..., bzw. IcR₁. Die Widerstände 83 und

   etwa achtmal größer als im Bereich 10 ist, deshalb eine 84 sind vorgesehen, um den Vorspannungsstrom abzu-

   Verbesserung des relativen Fehlers um einen Faktor 20 geben, der durch Öffnen und Schließen der Bereichs-

   von etwa 8. umschalter 851 bzw. 861 angelegt wird, die abhängig

   Die Tatsache, daß A₁ und A₂ in der Gleichung (19) von der Polarität des Eingangssignals über getrennte

   kleiner als der Wert von h für eine hyperbolische Bereichssteuersignale a_n bzw. a₁₀ gesteuert werden.

   Charakteristik sind und weiterhin, daß die Zahl der Die Widerstände 87 und 88 sind in Reihe mit den

   Ziffern um eine verringert ist, ermöglicht eine Realisie- 25 beiden Bewertungswiderstandskreisen 80 und 81 vom

   rung eines schaltbaren Bewertungswiderstandskreises Paralleltyp eingeschaltet, um ihnen eine nichtlineare

   und macht es möglich, die Genauigkeit zu vergrößern Charakteristik zu geben. In dieser speziellen Anord-

   und eine höhere Geschwindigkeit zu ermöglichen. nung können alle Schalter, außer dem Schalter 28 b,

   Es ist vom praktischen Standpunkt aus den oben monopolare Schalter sein. Jedoch ist die Charaktebeschriebenen Gründen sehr wichtig, daß die vor- 30 ristik von Signal zu Geräusch über den Dynamikliegende Erfindung es erlaubt, nicht nur einen Tran- bereich weniger regelmäßig als bei den oben dargesistor als Schalter, sondern auch einen Diodenschalter stellten Anordnungen.

   als Schaltelement in dem schaltbaren Bewertungs- In den oben beschriebenen Anordnungen ist vorge-

   widerstandskreis zu verwenden, um so wirtschaftlich sehen, daß die Polarität des analogen Ausgangssignals,

   zu werden und es möglich zu machen, den Effekt des 35 entsprechend der höchsten Stelle des digitalen Ein-

   Sperrstromes im Vergleich zur Verwendung eines gangssignals, zwischen positiven und negativen Poten-

   Transistors zu verringern. tialen umgeschaltet werden kann. In den Fällen, in

   Bis jetzt wurde eine Ausführung nach der Erfindung denen das zu verarbeitende Signal jedoch auf solche

   beschrieben, in der das Eingangssignal in vier Bereiche Signale beschränkt ist, die nur eine Polarität haben,

   aufgeteilt wird. Die Codierung der ersten Ziffer wird 40 sind solche Mittel zur Umschaltung der Polarität

   durch Umschalten zwischen der negativen und der nicht notwendig, und es ergibt sich daraus, daß der

   positiven Stromquelle durchgeführt, und die zweite Hauptteil der vorliegenden Erfindung der dargestellte

   Ziffer wird über den Vorspannungsstrom codiert, und digitale Analogumsetzer ist, bei dem dieser Teil f ortge-

   die Codierung wird mit dem schaltbaren Bewertungs- lassen wurde.

   Widerstandskreis durchgeführt. Es ist jedoch auch 45 Patentanspruch·
   möglich, das Eingangssignal in 2^m Bereiche aufzuteilen

   und die erste Stelle durch Umschaltung zwischen der Digital-Analog-Wandler für binäre Codesignale positiven und der negativen Spannungsquelle zu codie- mit einem Kreis mit schaltbaren Bewertungswiderren und die nächsten Qn — 1) Stellen über den Vor- ständen, insbesondere Decoder für die Pulscodespannungsstrom und dann erst die restlichen Ziffern 50 modulation, dadurch gekennzeichnet, über den schaltbaren Bewertungswiderstandskreis, daß die binäre Codeziffer mit dem höchsten Wert, obwohl dadurch die Anordnung komplexer wird. die einer eventuell vorhandenen CodezifferzurKenn-Obwohl die in F i g. 1 dargestellten Schalter eine bi- zeichnung der Polarität des Signals folgt, bei ihrem polare Charakteristik haben müssen, können sie durch Wert »1« ein erstes Widerstandsnetzwerk so steuert, monopolare Schalter ersetzt werden, wenn der Strom- 55 daß es das Ausgangssignal aus dem Netzwerk mit kreis abgeändert wird, wie es in F i g. 6 dargestellt ist. schaltbaren Bewertungswiderständen, das durch Anstatt mit dem Schalter 285 zwischen den Spannungs- die restlichen Codeziffern gesteuert wird, um den quellen 26 und 27 in der in F i g. 1 gezeigten Weise Faktor 1 — u (0 < u < 1) preßt und gleichzeitig umzuschalten, wird in F i g. 6 entweder ein positives ein zweites Widerstandsnetzwerk schaltet, das dem oder ein negatives Ausgangssignal durch Kurz- 60 gepreßten Ausgangssignal eine Vorspannung entschließen oder Öffnen des schaltbaren Bewertungs- sprechend dem Faktor u gibt und bei ihrem Wert »0« widerstandskreis-Ausganges 301 und eines anderen das erste Widerstandsnetzwerk so steuert, daß es Ausganges 601 eines anderen Kreises 60 über Zeichen- als Dämpfungsglied arbeitet und das Ausgangsumschalter 28 s bzw. 61 s abgegeben. signal um den Faktor u dämpft.

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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