DE2129383B2

DE2129383B2 - Pulscodemodulator mit knickkennlinien-amplitudenwandler

Info

Publication number: DE2129383B2
Application number: DE19712129383
Authority: DE
Inventors: Waldemar Dipl Ing 1000 Berlin Fruhauf
Original assignee: Krone GmbH
Current assignee: ADC GmbH
Priority date: 1971-06-14
Filing date: 1971-06-14
Publication date: 1973-04-26
Also published as: BE784857A; US3798637A; GB1386256A; FR2141828A1; NL7207846A; IT959212B; CH550514A; DE2129383A1; SE386036B

Description

hohen Aufwands bestenfalls nur für eine sehr geringe Anzahl von linearen Abschnitten der Knickkennlinie wirtschaftlich tragbar sind.

Ferner ist es aus dieser Literaturstelle bekannt, dem Amplitudenwandler einen Zweiweg-Gleichrichter mit eingangsseitig angeschlossenem, auf den Polaritätwechsel beim Nulldurchgang der Analogspannung ansprechenden, die höchstwertige Stelle des Codes liefernden Komparator vorzuschalten. Dabei muß jedoch der Zweiweg-Gleichrichter infolge der Kompandierung, also wegen der besonders großen Verstärkung der kleinsten Signale, bei den kleinsten Signalen sehr genau arbeiten, was hohe Anforderungen an den Zweiweg-Gleichrichter stellt.

Schließlich besteht eine ernste Einschränkung für die bekannten Ausführungen des Amplitudenwandlers darin, daß nur konstante Analogsignale vom Pulscodemodulator verarbeitet werden können, weil sonst der Amplitudenwandler keinen definierten Zustand einnehmen kann.

Der Pulscodemodulator nach der eingangs genannten Zusatzanmeldung überwindet bereits die grundlegenden Mängel dieses bekannten Standes der Technik, indem der Amplitudenwandler einen ersten Teil und einen in Wirkungsrichtung nur dem Feincodierer vorgeschalteten zweiten Teil hat, der dem ersten Amplitudenwandlerteil nachgeschaltet und durch den Grobcodierer über eine Steuerlogik steuerbar ist.

Vorzugsweise hat nach der genannten Zusatzanmeldung der erste Amplitudenwandlerteil an seinem Eingang mindestens einen Abtastspeicher. Weil die Abtastspeicher während der Speicherzeit ein konstantes Analogsignal zur Steuerung des Amplitudenwandlers abgeben, können dann auch nicht konstante Analogsignale vom Pulscodemodulator verarbeitet werden.

Obwohl die Abtastspeicher grundsätzlich den vorgesehenen Zweck erfüllen, ist ihre schaltungstechnische Realisierung aufwendig. So ist in der Anmeldung P 20 09 953 eine Einrichtung beschrieben, die zur Kompensation des beim Umschalten entstehenden dynamischen Nullpunktfehlers des Abtastspeichers dergestalt arbeitet, daß durch sie eine zur Spannung des Steuersignals für einen Schalter des Abtastspeichers komplementäre Hilfsspannung kapazitiv an den Speicherkondensator des Abtastspeichers anlegbar ist. Diese Einrichtung enthält einen gesonderten Kondensator, der zudem abgeglichen werden muß. Ein derartiger Abtastspeicher kann daher bis jetzt nicht in vollständig integrierter Schaltungstechnik aufgebaut werden.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, bei dem PuIscodemodulator nach der genannten Zusatzanmeldung an Stelle der Abtastspeicher eine einfachere Speichereinrichtung vorzusehen, die eine Codierung von nicht konstanten Analogsignalen gestattet.

Diese Aufgabe wird für den Pulscodemodulator der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß die Speichereinrichtung ein dem ersten Analog-Digital-Umsetzer nachgeschaltetes erstes Register hat, das auf einen ersten Steuerbefehl hin an seinem Takteingang das Ausgangssignal des ersten Analog-Digital-Umsetzers übernimmt

1 rhndungsgemäß wird also an Stelle des analog arbeitenden Abtastspeichers ein digitales Register verwendet, das in vollständig integrierter Bauweise kommerziell zu einem Preis erhältlich ist, der um ein Mehrfaches unter dem für einen Abtastspeichei liegt. Ferner entfallen die beim Abtastspeicher notwendigen Abgleicharbeiten mit der Gefahr einer Fehleinstellung. Durch den Wegfall der Abtastspeicher beschränken sich die Abgleicharbeiten beim erfindungsgemäßen Pulscodemodulator lediglich auf den Abgleich der Referenzspannung für die Analog-Digital-Umsetzer und für den zweiten Amplitudenwandlerteil.

Es versteht sich, daß beim erfindungsgemäßen PuIscodemodulator der Amplitudenwandler keine Pressercharakteristik zu haben braucht, d. h., die Kennlinie muß zwar aus 2^m+1 linearen Abschnitten bestehen, diese können jedoch sämtlich die gleiche Steigung haben, so daß die Kennlinie dann nicht mehr geknickt ist. Eine derartige streng lineare Kennlinie ist z. B. für die Übertragung von Fernsehbildern und Meßwerten zu Digitalrechnern erwünscht.

Wenn der Feincodierer entsprechend η = 1 ausgelegt ist oder seriell arbeitet, kommt der gesamte

ao Pulscodemodulator mit dem ersten Register als der Speichereinrichtung aus. In den übrigen Fällen muß auch der Analog-Digital-Umsetzer des Feincodierers, im folgenden zweiter Analog-Digital-Umsetzer genannt, mit seinen Ausgängen an ein zur Speichereinrichtung gehörendes zweites Register angeschlossen sein, das auf einen zweiten Steuerbefehl hin an seinem Takteingang das Ausgangssignal des zweiten Analog-Digital-Umsetzers übernimmt.
Für den ersten und zweiten Analog-Digital-Umsetzer kommen verschiedenste Ausführungen in Frage (vgl. David F. Hoeschele, jr., Analog-to-Digital/ Digital-to-Analog Conversion Techniques, John Wiley & Sons, Inc., New York, London, Sidney, 1968. S. 355 ff.), insbesondere mit einem, aber auch mit mehreren Komparatoren (Vergleichern). Wenn jedoch die Analog-Digital-Umsetzer mehrere parallel arbeitende Komparatoren enthalten, kann beim Abfragen der einzelnen Bits der Analog-Digital-Umsetzer der sogenannte Unschärfefehler auftreten (in der englisch-

sprachigen Literatur »ambiguity« genannt; vgl. Hoeschele, a.a.O., S. 332 ff., S. 411 ff.). Genauer gesagt, der Unschärfefehler ist dann möglich, wenn das Analogsignal am Eingang des betreffenden Analog-Digital-Umsetzers mit dem Schwellenwert

4.5 eines der m-t-1 linearen Abschnitte der Knickkennlinie (im Fall des ersten Analog-Digital-Umsetzers) bzw. einer der η Amplitudenstufen des zugehörigen linearen Abschnitts der Knickkennlinie (im Fall des zweiten Analog-Digital-Umsetzers) zusammenfällt, wobei dei

Schwellenwert jeweils die Referenzspannung eines dei Komparatoren des ersten bzw. zweiten Analog-Digital-Umsetzers ist Die Wahrscheinlichkeit für das Auftreten des Unschärfefehlers wird dadurch erhöht, daß im allgemeinen den Analogsignalen Störsignale

wie hochfrequentes Rauschen überlagert sind, so daE dadurch ein Schwanken der Komparatoren an ihrem Ausgang zwischen den Bits »0« und den Bits »1< eintreten kann. Der Unschärfefehler sei an dem nachfolgenden Beispiel für vier Bits erläutert:

Olli Ausgangssignal des Analog-Digital-Umsetzers zum Zeitpunkt Z₁

00001

J₁₁W mögliche Zwischenausgangssignale

1000 Ausgangssignal des Analog-Digital-Umsetzers zum Zeitpunkt t_t (r₂ > t_x).

Wenn ein derartiges Zwischenausgangssignal zui

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Gewinnung der m+1 bzw. η Bits weiterverarbeitet teils und des zweiten Analog-Digital-Umsetzers, ist es wird, äußert sich, der dadurch bedingte Unscharfe- zweckmäßig, daß die Takteingänge der beiden Register fehler, falls das Analogsignal ein Sprachsignal ist, durch ein erstes Zeitverzögerungsglied verbunden sind, nach der Rückgewinnung des Sprachsignals am ande- mit dem der Zeitabstand zwischen den beiden Steuerren Ende der Digital-Signalübertragungsstrecke als 5 befehlen einstellbar ist.

Knacken oder Knistern, d. h., die Übertragungsquali- Es ist auch vorteilhaft, daß unmittelbar vor den tat wird vermindert. zum zweiten Amplitudenwandlerteil gerichteten Aus-Um diesen Unschärfefehler zu vermeiden, ist es gangen des ersten Amplitudenwandlerteils je eine bereits bekannt (vgl. H ο es ehe 1 e, a. a. O., S. 411), Zeitverzögerungsleitung angeordnet ist, deren Veralle Komparatoren des Analog-Digital-Umsetzers mit io zögerungszeit gleich dem Zeitabstand zwischen den einer positiven Rückkopplung zu versehen, um ein beiden Steuerbefehlen ist.

exaktes Schaltverhalten mit einer gewissen Hysterese Durch die Zeitverzögerungsleitungen wird bewirkt,

zu erreichen (vgl. auch H ο e s c h e 1 e, a. a. O., daß der zweite Analog-Digital-Umsetzer zum Zeit-

S. 259 ff., insbesondere S. 261). punkt des zweiten Steuerbefehls ein Analogsignal

Durch diese Hysterese treten aber für den Bereich 15 angeboten bekommt, aus dem über die Codierung im

der Hysterese unkontrollierbare Abweichungen der Grobcodierer die Einstellung des zweiten Amplituden-

Komparatorschwelle von der Referenzspannung des wandlerteils abgeleitet worden ist. Dadurch wird ein

Komparators auf, so daß ein gewisser Codierfehler Codierfehler völlig eliminiert, der dadurch entstehen

eingeführt wird. Außerdem kann bei sehr hohen könnte, daß der Zustand der Steuerlogik, die auf den

Frequenzen im Rückkopplungszweig der Komparato- ao zweiten Amplitudenwandlerteil einwirkt, einem »alten«

ren eine Phasendrehung stattfinden, so daß aus der Analogsignal entspricht. Das ist vor allem vorteilhaft,

positiven eine negative Rückkopplung wird, die ein wenn das zu codierende Analogsignal eine größere

träges Schaltverhalten der Komparatoren bewirkt, Änderungsgeschwindigkeit als ein in der Fernsprech-

was durch zusätzliche schaltungstechnische Maß- technik bandbegrenztes Sprachsignal aufweist, z. B.

nahmen verhindert werden muß. 25 für Fernseh- und Hörfunkprogramme.

Diese Schwierigkeit wird in vorteilhafter Weiter- Um zu verhindern, daß der zweite Amplitudenbildung der Erfindung dadurch überwunden, daß wandlerteil, der insbesondere ein Operationsverstärker mindestens einer der beiden Analog-Digital-Umsetzer sein, aber wie im älteren Zusatzpatent offenbart ist, zur Erzeugung eines an sich bekannten zyklischen auch z. B. durch mehrere Operationsverstärker mit Codes ausgelegt ist. 3° einem nachgeschalteten zweiten Auswahlschalter reali-AIs zyklischer Code kommt insbesondere der an siert sein kann, in irgendeinem Betriebszustand in die sich bekannte Gray-Code (vgl. Hoeschele, a. a. Sättigung ausgesteuert wird, empfiehlt es sich, daß O.. S. 334 bis 336) in Frage, weil dann ein verhältnis- der Auswahlschalter einen Ruhepotentialeingang entmäßig einfacher Aufbau der Analog-Digital-Umsetzer hält, an dem ein wählbares Ruhepotential anliegt, und aus kommerziell erhältlichen integrierten Schaltkreisen 35 daß die Steuerlogik einen einzelnen Steuereingang hat, möglich ist. Wenn die Analog-Digital-Umsetzer in bei dessen Beaufschlagung mit einem dritten Steuer-Parallelbetrieb arbeiten und 2" —1 Komparatoren befehl die Steuerlogik zur Verhinderung einer Aushaben, ist es zweckmäßig, daß 2ⁿ—2 bzw. 2^ml—2 steuerung in den Sättigungsbereich des zweiten Komparatoren als Doppelkomparatoren mit interner Amplitudenwandlerteils einerseits über den Auswahl-Logik so zusammengeschaltet sind, daß keine zusatz- 40 schalter das Ruhepotential an den Ausgang des ersten liehe Logik erforderlich ist Amplitudenwandlerteils legt und andererseits den Der zyklische Code ist dadurch charakterisiert, zweiten Amplitudenwandlerteil einstellt, bis das Ausdaß sich nur jeweils ein Bit der m+\ brw. «Bits zu gangssignal des ersten Analog-Digital-Umsetzers in einem Zeitpunkt ändert. Anders ausgedrückt, beim das erste Register eingespeichert worden ist
Übergang von einem der 2^m+1 linearen Abschnitte zu 45 Wenn sich der zweite Amplitudenwandlerteil immer einem anderen (im Fall des ersten Analog-Digital- im linearen Aussteuerbereich befindet, werden wegen Umsetzers) bzw. einer der 2" Amplitudenstufen zu der Vermeidung der Sättigung mit letzterer verbundene einer anderen (im Fall des zweiten Analog-Digital- Speicherzeiten vorteilhafterweise vermieden. Die Zeit Umsetzers) ändert sich jeweils nur ein Bit des Worts zwischen den beiden Steuerbefehlen kann dann nämbch am Ausgang des betreffenden Analog-Digital-Um- 50 sehr kurz gemacht werden, was sehr nützlich ist, weil setzers, das den Abschnitt bzw. die Amplitudenstufe eine wesentliche Änderung des Analogsignals in dieser darstellt. Es gibt also keine der obenerwähnten Zeit zu Codierfehlern führen kann, wenn man auf die möglichen Zwischenergebnisse, die — wie erläutert — obenerwähnten Zeitverzögerungsleitungen verzichtet, zum Unschärfefehler führen. weil sich das Analogsignal bis zur Codierung durch Falls der Ausgangscode am Ausgang des Pulscode- 55 den Feincodierer so stark ändern kann, daß die Einmodulators nicht gleich dem zyklischen Code ist, stellung des zweiten Amplitudenwandlerteils durch die wird die Erfindung dadurch weitergebildet, daß dem Steuerlogik, die voa der Grobcodierung abhängt, bereits ersten Register ein erster Umcodierer nachgeschaltet »veraltet« ist

ist, der die m+1 Bits des zyklischen Codes in die Als weiterer Vorteil ergibt sich daraus eine extrem

m+1 Bits des Ausgangscodes umcodiert, und daß dem 60 kurze Gesamtcodierzeit des Analogsignals, d.h. der

zweiten Register ein zweiter Umcodierer nachgeschal- Zeit für die Gewinnung der m+1 und η Bits,

let ist, der die « Bits des zyklischen Codes in die Vorzugsweise geschieht das Anlegen des Ruhe-

n Bits des Ausgangscodes umcodiert. potentials an den zweiten Amplitudenwandlerteil sehr

Um die Zeit zwischen dem Einlesen der m+1 Bits bald nach dem Auslesen der η Bits, weil sonst das

in das erste Register und dem Einlesen der π Bits in 65 Analogsignal am Eingang des zweiten Amplituden-

das zweite Register geeignet auf die Arbeitszeit der wandlerteils sich so stark ändern könnte, daß dessen

zwischengeschalteten Baugruppen einzustellen, näm- linearer Aussteuerbereich überschritten wird,

lieh der Steuerlogik, des zweiten Amplitudenwandler- Falls der zweite Amplitudenwandlerteil ein Opera-

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tionsverstärker ist, empfiehlt es sich, daß das Gegen- F i g. 6 ein Ausführungsbeispiel des zweiten Re-

kopplungsnetzwerk des Operationsverstärkers in seiner gisters des Pulscodemodulators von Fig. 2,
Impedanz durch die Einstellung von der Steuerlogik F i g. 7 ein Ausführungsbeispiel des ersten Umbestimmt wird. codierers des Pulscodemodulators von F i g. 2,

Daher ist es zweckmäßig, daß zur Gewinnung des 5 F i g. 8 ein Ausführungsbeispiel des zweiten Umdritten Steuerbefehls der Takteingang des zweiten codierers des Pulscodemodulators von F i g. 2,
Registers mit dem einzelnen Steuereingang der Steuer- F i g. 9 ein Ausführungsbeispiel der Steuerlogik

logik über ein zweites Zeitverzögerungsglied verbunden des Pulscodemodulators von Fig. 2,
ist. F i g. 10 ein Ausführungsbeispiel des zweiten Am-

Falls der erste Amplitudenwandlerteil an seinem io plitudenwandlerteils des Pulscodemodulators von Eingang zwei parallelgeschaltete Eingangsverstärker F i g. 2 und

sehr verschiedenen Verstärkungsfaktors mit je einem Fig. 11 ein Ausführungsbeispiel des den größeren

nachgeschalteten Inverter hat, ist es zweckmäßig, daß Verstärkungsfaktor aufweisenden Eingangsverstärkers der Eingangsverstärker mit dem größeren Verstär- des Pulscodemodulators von F i g. 2.
kungsfaktor so beschaltet ist, daß er nicht seinen 15 Durch den erfindungsgemäßen Pulscodemodulator Sättigungszustand einnehmen kann. wird nicht nur eine einfache Codierung der in ihn

In diesem Zusammenhang ist es vorteilhaft, daß der eingespeisten Analogsignale in Digitalsignale oder Eingangsverstärker mit dem größeren Verstärkungs- -Worte durch Codierer vorgenommen, sondern auch faktor ein gegengekoppelter Operationsverstärker ist, bei der Codierung eine Änderung der Dynamik der an seinem Eingang eine Begrenzerschaltung und im ao (Pressung) der Analogsignale durch einen Amplituden-Gegenkopplungszweig durch extern anlegbare, die wandler erreicht.

Aussteuergrenzen bestimmende Bezugsspannungen In Fig. la ist eine Presser-Kennlinie vollständig

steuerbare ohmsche Widerstände enthalt. gezeigt, wobei auf der Abszisse das Eingangssignal U_e

Dabei empfiehlt es sich, daß die Begrenzerschaltung und auf der Ordinate das Ausgangssignal Uek aufaus antiparallelen Dioden besteht und daß die Steuer- 35 getragen sind.

baren ohmschen Widerstände Serienschaltungen von Die Presser-Kennlinie verläuft so, daß Analogweiteren Dioden und Transistoren sind. signale kleiner Amplitude zur Vergrößerung des

Die antiparallelen Dioden am Eingang des Ver- Abstands gegenüber dem Quantisierungsgeräusch auf stärkers mit dem größeren Verstärkungsfaktor bewir- Kosten der hohen Signalamplituden angehoben werden, ken, daß ab einer bestimmten Schwellenspannung der 30 wie unmittelbar aus Fig. la ersichtlich ist.
Eingang des Pulscodemodulators niederohmig wird, Für das zu erläuternde Ausführungsbeispiel des

was zu Fehlern im dem Pulscodemodulator vorge- erfindungsgemäßen Pulscodemodulators sollen eine schalteten Analogmultiplexer führt, weil dann ein sogenannte 13-Segment-Kompanderkennlinie (COM Teil der Spannung des Analogsignals bereits im vorge- XV Frage 33 Temp. Doc-Nr. 34, vom 25. 9. bis 6.10. schalteten Analogmultiplexer abfällt, da der Durch- 35 1967, herausgegeben vom CCITT) des Amplitudenschaltwiderstand des Analogmultiplexers einen Wert wandlers und eine 8-Bit-Codierung angenommen hat, der sehr schwanken kann (z. B. in Abhängigkeit werden. Die 13-Segment-Kennlinie stellt eine spezielle von seiner Temperatur). Knick-Kennlinie dar.

Aus diesem Grund ist es zweckmäßig, daß vor jedem Die 13-Segment-Kompanderkennlinie läßt sich so-

Eingangsverstärker ein eigener Analogmultiplexer 40 wohl im ersten als auch im dritten Quadranten in liegt. jeweils acht lineare Abschnitte, also insgesamt 16 line-

Auf diese Weise werden die Eingänge der beiden are Abschnitte (in Fig. la durch Punkte begrenzt), Eingangsverstärker des Pulscodemodulators vonein- unterteilen, die jeweils einem gleichen Bereich des ander entkoppelt. Ausgangssignals Uek entsprechen, der seinerseits in

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher 45 16 Ampiitudenstufen unterteilt wird. (Bei der eigenterläutert Es zeigt liehen 13-Segment-Kennlinie bilden die jeweils ersten

F i g. 1 a eine Pressercharakteristik eines Ampli- beiden linearen Abschnitte zu beiden Seiten des tudenwandlers im erfindungsgemäßen Pulscodemodu- Koordinatenursprungs zusammen einen eigenen Ablator, schnitt, so daß nur 6 + 6 + 1 = 13 lineare Abschnitte Fig. Ib einen Ausschnitt aus der als Knickkennlinie 50 (oder Segmente) vorhanden sind, deren Steigung sich ausgeführten Pressercharakteristik einschließlich der jeweils von dem Faktor 2 unterscheidet Das Bildungs-Ausgangssignale des Amplitudenwandlers über dessen gesetz der Steigung ist für unseren Fall beibe-Eingangssignaleo, halten).

Fig. 2 das Blockschaltbild eines Ansführungs- Fig. Ib zeigt genauer die ersten sechs linearen

beispiels des erfindungsgemäßen Pulscodemodulators, 55 Abschnitte einschließlich der jeweils 16 zugehörigen

Fig. 3a ein Ausführungsbeispiel des ersten Analog- Amplitudenstufen im ersten Quadranten sowie die

Digital-Umsetzers des Pulscodemodulators von F i g. 2, zugehörigen Ausgangssignale des Amplitudenwandlers.

F i g. 3 b ein Ausführungsbeispiel des im ersten Dem Verlauf der Ausgangssignale des Amplituden·

(und zweiten) Analog-Digital-Umsetzers von F i g. 3 a wandlers kann man entnehmen, daß der Amplituden

(and 4b) verwendeten Doppelkomparators, 60 wandler in fast allen Fällen neben einer Verstärkunj

F i g. **a ein Ausführungsbeispiel des zweiten Ana- auch eine Subtraktion ausführen muß.
log-Digital-Umsetzers des Pulscodemodulators von Allgemeiner gesprochen, die Kennlinie kann füi

Fig. 2, eine (n+m+1)-Bit-Codierung in 2^m+1 lineare Ab

F i g. 4b bis 4e Signale zur Erläuterung der Funk- schnitte mit jeweils 2» Amplitudenstufen unterteil tion des zweiten Analog-Digital-Umsetzers von 65 werden, so daß für das betrachtete Ausfuhrungsbei Fig. 4a, spiel m = 3 und η — 4 ist

F i g. 5 ein Ausfühnmgsbeispiei des ersten Registers Es ergibt sich daraus die Möglichkeit, den ein

des Pulscodemodulators von F i g. 2, Analog-Digital-Umsetzung vornehmenden Codiere

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des erfindungsgemäßen Pulscodemoduiators in einen gangen werden; sie können in vielen Fällen auch

Grobcodierer für wj+1 Bits oder mit m+\ Stellen und weggelassen werden.

in einen Feincodierer für η Bits oder mit η Stellen Durch die vom Eingangsverstärker 4 vorgenommene

aufzuteilen, so daß im vorliegenden Spezialfall mit Verstärkung der in den Presserkennlinienbereich A'-A

m = 3 und η = 4 jeweils ein vierstelliges oder 4-Bit- 5 fallenden, also schwachen Analogsignale werden

Codewort (bekanntlich können durch 4 Bits bzw. weitgehend Fehler bei der digitalen Codierung dieser

Dualstelten alle Dezimalzahlen von 0 bis 15 dual dar- schwachen Analogsignale vermieden, bzw. die sich

gestellt werden) von beiden Codierern abgegeben an den ersten Amplitudenwandlerteil II anschließenden

werden. Die Aneinanderreihung dieser beiden 4-Bit- Baugruppen des erfindungsgemäßen Pulscodemodu-

Codeworte bildet dann das endgültige Codewort oder io latois brauchen nicht so empfindlich ausgelegt zu

Digitalsignal am Ausgang des Pulscodemoduiators werden, wie es ohne Verstärkung der schwachen

entsprechend dem eingespeisten Analogsignal. Analogsignale der Fall wäre.

Genauer gesagt, der Grobcodierer stellt fest, in Wie aus F i g. 2 ohne weiteres ersichtlich ist, ge-

welchen linearen Abschnitt der Knickkennlinie das hören zum ersten Amplitudenwandlerteil II also die

momentan zugeführte Analogsignal fällt. Für den 15 Verstärker 3 bis 6, die Zeitverzögerungsleitungen 7

Fall der 13-Segment-Kennlinie entsprechend der hier und der Auswahlschalter 8.

vorgenommenen Aufteilung in lineare Abschnitte Die Ausgänge der Verstärker 3 bis 6 sind nicht nur ergeben sich dafür acht Möglichkeiten im ersten und an den Auswahlschalter 8 über die Zeitverzögerungsebenso viele im dritten Quadranten, was sich durch ein leitungen 7, sondern auch an einen ersten Analog-3-Bit-Codewort und ein zusätzliches Vorzeichenbit, ao Digital-Umsetzer 9 angeschlossen, der am Eingang also insgesamt durch ein 4-Bit-Codewort ausdrücken eines Grobcodierers IV liegt. Der erste Analogläßt. Digital-Umsetzer 9 hat für das vorliegende Aus-

Der Feincodierer beurteilt dann die Lage des führungsbeispiel vier Eingänge Α-_τ, A₁, A₁₆, A-_lti,

Analogsignals innerhalb des vom Grobcodierer be- wobei die Indizes von A den Verstärkungsfaktor des

stimmten linearen Abschnitts, ordnet also dem Analog- 35 zugehörigen der Verstärker 3 bis 6 bezeichnen. Durch

signal eine der jeweils vorhandenen 16 Amplituden- den ersten Analog-Digital-Umsetzer 9 werden aus

stufen zu. dem in vierfach verschieden verstärkter Form vor-

Nach dieser Erörterung der im wesentlichen be- liegenden Analogsignal Gray-Code-Bits G₇' bis G₄'

kannten Grundlagen des erfindungsgemäßen Puls- gewonnen. Der Gray-Code ist ein sogenannter

codemodulators soll jetzt ein Ausführungsbeispiel von 30 zyklischer Code, wie bereits eingangs ausführlicher

ihm beschrieben werden. erläutert wurde. Es sei hier daran erinnert, daß die

Der Pulscodemodulator von F i g. 2 ist zur Puls- Codierung in den Gray-Code vorgenommen wird, um

codemodulation von im Zeitmultiplex verschachtelten den Unschärfefehler zu beseitigen (vgl. oben).

Analogsignalen vorgesehen, d. h., die nacheinander zu Die Gray-Code-Bits G₇' bis G₄' werden dann

codierenden Analogsignale stammen von verschie- 35 erfindungsgemäß in einem ersten Register 10 gespei-

denen Signalquellen, die schematisch mit la, Ib, lc chert, das ebenfalls zum Grobcodierer IV gehört,

und \d in F i g. 2 bezeichnet sind. Die Analogsignale sobald ein erster Steuerbefehl CSt₁ am Takteingang

von den Signalquellen la bis Id werden ständig in 10a des ersten Registers 10 auftritt. Die Gray-Code-

eine Analogmultiplexereinheit I eingespeist, die aus Bits G₇' bis G₄' werden dann vom ersten Register 10

zwei an sich bekannten Analogmultiplexern 1 und 2 40 als (theoretisch unveränderte) Gray-Code-Bits G₇ bis

besteht. Die beiden Analogmultiplexer 1 und 2 werden G₄ an einen ersten Umcodierer 11 abgegeben, der

in hier nicht näher erläuterter Weise so gesteuert, daß ebenfalls Bestandteil des Grobcodierers IV ist, und aus

zu jedem Zeitpunkt jeweils nur Signale von einer der den Gray-Code-Bits G₇ bis G₄ Bits B₇ bis S₄ im ge-

Signalquellen la bis Id in einen ersten Amplituden- wünschten Ausgangscode erzeugt, die allgemein

wandlerteil II des Pulscodemodulators durchgelassen 45 gesprochen die bereits erwähnten /w-f-1 Bits darstellen,

werden, genauer gesagt, vom Analogmultiplexer 1 Dabei ist das Bit B₇ das Vorzeichenbit, während 2?₆

in einen Eingangsverstärker 3 mit dem Verstärkungs- das höchstwertige Bit des Digitalsignalworts am

faktor V=I und vom Analogmultiplexer 2 in einen Ausgang des Pulscodemoduiators bedeutet. Für die

Eingangsverstärker 4 mit dem Verstärkungsfaktor Bits B₍ (i ^ 6) gibt der Index 1 also den Stellen-

V = 16. 5° wert an.

Die Eingangsverstärker 3 und 4 haben unter- Falls der gewünschte Code des Digitalsignals bereits

schiedliche Aussteuerbereiche, nämlich entsprechend der Gray-Code ist, ist der erste Umcodierer 11 nicht

den Eingangssignalen Ue, die zu den Presserkenn- vorhanden, so daß die Gray-Code-Bits G₇ bis G₄ mit

Imienbereichen A'-A bzw. B"-B gehören (vgl. Fig. den Ausgangscode-Bits B₇ bis B₄ identisch sind,

la). Die in den Presserkennlinienbereich A'-A fallen- 55 Die Gray-Code-Bits G₇ bis G₄ werden aber nicht nur

den Analogsignale werden also durch den Verstärker 4 in den ersten Umcodierer 11, sondern auch in eine

sechzehnfach, die in den Presserkennhnienbereich Steuerlogik V eingespeist, die einerseits über Steuer-

B'-B fallenden Analogsignale durch den Verstärker 3 ausginge S₁, £-,, S₁₈, S-^₈ und Sp_r den Auswahl-

nur einfach verstärkt schalter 8 und andererseits über Steuerausgänge E₁,

An die Eingangsverstärker 3 und 4 ist je ein (ana- 60 E₂, E₃, E₁ den dem Auswahlschalter 8 unmittelbar

loger) Inverter 5 bzw. 6 (Verstärker mit dem Ver- nachgeschalteien zweiten Amphtudenwandlerteil III

Stärkungsfaktor V = — 1) angeschlossen, so daß ein steuert, der hier als einzelner Operationsverstärker 12

mit den Verstärkern 3 bis 6 über vier Zeitverzögerungs- ausgeführt ist

leitungen 7 verbundener Auswahlschalter 8 zu jedem Der Auswahlschalter 8 kann durch entsprechendes Zeitpunkt ein positives Signal in einen zweiten Ampli- 65 Erregen der Steuerausgänge S₁, S^, S_ie, S-_Ie der tudenwandlerteil III durchlassen kann, sofern er Steuerlogik V in eine von vier verschiedenen Schließgeeignet gesteuert wird (vgl. unten). Auf den Zweck Stellungen gebracht werden, in denen jeweils nur alle der Zeitverzögerungsleitungen 7 wird noch einge- Analogsignale U_e eines der Presserkennlinienbereiche

^v-"■■■·*»> ■

Q-A, Q-A', A-B und Ä-B¹ (vgL Fig. la) durchgelassen werden.

Wie aus F i g. 2 ersichtlich ist, ist der unterste der Analogsignaleingänge 8a bis Se des Auswahlscaalters 8 an ein Ruhepotential U_r angeschlossen, dss beispielsweise das Erdpotential sein kann. Bei Erregung des Steuerausgangs Sor der Steuerlogik V wird dann der Auswahlschalter 8 in eine fünfte Schließstellung gebracht, durch die das Ruhepotential Ur an den Ausgang des Auswahlschalters 8 anlegt und damit in den zweiten Amplitudenwandlerteil ΙΠ eingespeist wird, alio dann kein Analogsignal in den zweiten Amplitudenwandlerteil III gelangt, so daß sich dieser in Ruhestellung befindet

Der Ausgang des zweiten Amplitudenwandlerteils III ist an einen zweiten Analog-Digital-Umsetzer 13 angeschlossen, der die Eingangsstufe eines Feincodierers VI bildet und aus dem vom zweiten Amplitudcnwandlerteil IH abgegebenen Analogsignal Gray-Code-Bits C₃ bis C₀' erzeugt, die von einem ebenfalls zum Feincodierer VI gehörenden zweiten Register 14 bei Einspeisung eines zweiten Steuerbefehls CSt₂ in einen Takteingang 14a des zweiten Registers 14 eingespeichert werden.

Die Ausgänge des zweiten Registers 14 sind mit einem zweiten Umcodierer 15 verbunden, der die Endstufe des Feincodierers VI ist und die Gray-Code-Bits G_s bis C₀ in Bits B₃ bis A₀ des gewünschten Ausgangscodes umcodiert, wobei die Bits B₃ bis A₀ allgemein gesprochen die bereits erwähnten η Bits bilden. Selbstverständlich kann der zweite Umcodierer 15 weggelassen werden, wenn der Ausgangscode mit dem Gray-Code identisch ist. Auch hier dient die durch den zweiten Analog-Digital-Umsetzer 13 zunächst vorgenommene Codierung des Analogsignals in den Gray-Code zur Vermeidung des Unschärfefehlers, wie bereits oben ausführlich erörtert wurde

Schließlich sind in F i g. 2 noch ein erstes Zeitverzögerungsglied 16 und ein zweites Zeitverzögerungsglied 17 zu sehen. Das erste Zeitverzögerungsglied 16 ist zwischen dem Takteingang 10a des ersten Registers 10 und dem Takteingang 14a des zweiten Registers 14 geschaltet, während das zweite Zeitverzögerungsglied 17 zwischen dem Takteingang 14a des zweiten Registers 14 und einem einzelnen Steuereingang 18 der Steuerlogik V liegt. Die Zeitverzögerungsglieder 16 und 17 sind einstellbar

Das Zeitverzögerungsglied 16 sorgt dafür, daß der zweite Steuerbefehl CSt₁ in einem genau wählbaren Zeitabstand vom ersten Steuerbefehl CSt₁ auftritt. Durch das erste Zeitverzögerungsglied 16 kann die Zeit zwischen dem Einlesen der m+1 Gray-Code-Bits G₇' bis G₄' in das erste Register 10 und dem Einlesen der « Gray-Code-Bits G₃' bis G₀' in das zweite Register 14 geeignet auf die Arbeitszeit der zwischengeschalteten Baugruppen eingestellt werden, nämlich der Steuerlogik V, des zweiten Amplitudenwandlerteils III und des zweiten Analog-Digital-Umsetzers 13. Die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitungen 7 (z. B. von der deutschen Firma Hackethal) ist so bestimmt, daß sie gleich dem Zeitabstand zwischen dem ersten Steuerbefehl CSi₁ und dem zweiten Steuerbefehl CSl₂ ist.

Durch die Zeitverzögerungsleitungen 7 wird bewirkt, daß der zweite Analog-Digital-Umsetzer 13 zum Zeitpunkt des zweiten Steuerbefehls CSt₁ ein Analogsignal angeboten bekommt, aus dem über die Codierung im Grobcodierer IV die Einstellung des zweiten Amplitudenwandlerteils ΠΙ abgeleitet worden ist Dadurch wird ein Codiertelder völlig eliminiert, der dadurch entstehen könnte, daß der Zustand der Steuerlogik V, die auf den zweiten Amplitudenwandlerteil III einwirkt, einem »alten« Analogsignal entspricht Das ist vor allem vorteilhaft, wenn das zu codierende Analogsignal eine größere Änderungsgeschwindigkeit als ein in der Fernsprechtechnik

ίο bandbegrenztes Spachsignal aufweise, z. B.fürFernseh- und Hörfunkprogramme.

Das zweite Zeitverzögerungsglied 17 dient dazu, vom zweiten Steuerbefehl CSt₂ einen dritten Steuerbefehl CA₃ insbesondere zur Erregung des Steuer-

ausgangs SVr und damit zum Schaken des zweiten Amplitudenwandlerteils III über den Auswahlschalter8 in Ruhestellung abzuleiten.

Eb nullen nun Ausführungsbeispiele für die wichtigsten Baugruppen lies erfindungsgemäßen Pulscode-

modulators von F i g. 2 angegeben werden. Soweit es sich um mit F i g. 2 übereinstimmende Begriffe handelt, sind dieselben Bezugszeichen verwendet.

Fig. 3 a und 4 a zeigen je ein Ausführungsbeispiel

des ersten Analog-Digital-Umsetzers 9 bzw. des zweiten Analog-Digital-Umsetzers 13, die beide eine Codierung der an ihren Eingängen anliegenden Analogsignale in ein Digitalsignal im Gray-Code vornehmen. Ein Querstrich über einem Bit deutet an, daß es sich um den komplementären oder negierten Wert dieses Bits handelt.

In den Ausführungsbeispielen von Fig. 3a und 4a der beiden Analog-Digital-Umsetzer wird eine größere Anzahl von Doppelkomparatoren verwendet, von denen einer in F i g. 3 b dargestellt ist. Ein derartiger Doppelkomparator vom Typ 711 (z.B. LM 711 der Fa. National Semiconductor) besteht aus zwei Teilkomparatoren 31 und 32, deren Ausgang jeweils an einen Eingang eines UND-Glieds 33 bzw. 34 angeschlossen ist, von dem ein anderer Eingang ein sogenannter Strobe-Eingang (auch Abtasteingang genannt) S ist. Durch Ansteuerung des Strobe-Eingangs S ist es möglich, den Ausgang des zugehörigen Teilkomparators 31 bzw. 32 unabhängig vom Eingangssignal auf »0« festzuhalten. Die Ausgänge der beiden UND-Glieder 33 und 34 sind gleichzeitig die Eingänge eines ODER-Glieds 35, dessen Ausgang auch den Ausgang des Doppelkomparators bildet. Der gesamte Doppelkomparator ist in einem einzigen Gehäuse untergebracht.

In F i g. 3 a und 4 a sind die Doppelkomparatoren von Fig. 3b nur in schematisch vereinfachter Form wiedergegeben, d. h., die UND-Glieder 33 und 34 sowie das ODER-Glied 35 sind weggelassen, ferner auch die Strobe-Eingänge S, soweit sie nicht benutzt werden. Mit U_ref ist eine Referenzspannungseinheit bezeichnet.

Der erste Analog-Digital-Umsetzer von Fig. 3a hat einen einzelnen Komparator 301 sowie Doppelkomparatoren 302, 303; 304, 305; 306, 307; 308, 309; 310, 311; 312, 313; 314, 315. An den Eingängen der Komparatoren liegen die verschiedenen Analogsignale von den Verstärkern 3 bis 6 des ersten Amplitudenwandlerteils II in F i g. 2 an.
Ähnlich sind im Ausführungsbeispiel des zweiten Analog-Digital-Umsetzers 13 von F i g. 4a vorhanden ein Einzelkomparator 401, Doppelkomparatoren 402, 403; 404, 405; 406, 407; 408, 409; 410, 411; 412, 413; 414, 415.

15 ie

Aus F i g. 3 a und 4a ist ersichtlich, daß beide und einen_ komplementären Ausgang haben (z. B.

Analog-Digital-Umsetzer aus den Doppelkompara- G₇' und C₇O-

toren von F i g. 3b mit interner Logik so zusammen- F i g. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel des ersten

geschaltet sind, daß keine zusätzliche äußere Logik Registers 10. (Es sei daran erinnert, daß die Gray-Code-

erforderlich ist Die beiden Analog-Digital-Umsetzer S Bits in Wirkungsrichtung vor den Registern zur

zeichnen sich also durch verhältnismäßig einfachen Unterscheidung von denen hinter den Registern mit

Aufbau aus. einem Apostroph versehen sind.) Danach enthält das

Die Wirkungsweise der beiden Analog-Digital- erste Register 10 vier D-Flipflops 51 bis 54 (die

Umsetzer soll jetzt stellvertretend für beide nur an D-Flipflops werden z. B. durch je zwei Bausteine

Hand des zweiten Analog-Digital-Umsetzers in Fig. ox SN 7474 der Fa. Texas Instruments gebildet). Das »D«

4a erklärt werden, der für η = 4 Bits im Gray-Code in der Bezeichnung »D-Flipflop« bedeutet »Delay«

ausgelegt ist. Der zweite Analog-Digital-Umsetzer ist (Verzögerung), d. h., die D-Flipflops sprechen erst

dabei als Parallel-Analog-Digital-Umsetzer ausgeführt dann auf ein Signal an einem Eingang D an, wenn auch

und arbeitet demgemäß mit 2»"¹ Einzelkomparatoren. am Eingang CP ein Signal, hier der erste Steuerbefehl

Dabei istjedemGray-Code-Bit Gj'bis C₀'eine Gruppe 15 CA₁, auftritt.

von 1, 2, 4 bzw. 8 Komparatoren 401; 402, 403; Der Eingang D jedes Z)-Flipflops ist an einen

404 bis 407; 408 bis 415 zugeordnet. Gray-Code-Bit-Ausgang des ersten Analog-Digital-

Die Arbeitsweise des Umsetzers von F i g. 4a wird Umsetzers 9 angeschlossen. Ein anderer Eingang CP

erläutert in F i g. 4b bis 4e an Hand der Komparator- jedes D-Fiipflops 51 bis 54 ist mit dem Takteingang

Ausgangssignale, die in den eisten drei Komparator- 20 10a des ersten Registers 10 verbunden, dem der erste

gruppen auftreten, wobei die zugehörigen Korn- Steuerbefehl CSf₁ zugeführt wird,

paratoren in Klammern gesetzt sind. Dabei soll Jedes D-Flipflop 51 bis 54 hat zwei komplementäre

angenommen werden, daß dem Umsetzer eine Analog- Ausgänge Q und ß, an denen die Gray-Code-Bits in

spannung U angeboten wird, die sich stetig vom normaler bzw. negierter Form abgenommen werden

Wert U = 0 bis U = U_Tef ändert, wie in F i g. 4b 25 können.

gezeigt ist. Einen ähnlichen Aufbau wie das erste Register in Das Gray-Code-Bit G₃' entsteht am Ausgang des F i g. 5 hat das zweite Register von F i g. 6. Es um-Komparators 401, dessen Ausgang auf »1« geht, wenn faßt vier D-Flipflops 61 bis 64. Im übrigen sei auf die die Eingangsspannung U (vom zweiten Amplituden- Erläuterung von F i g. 5 verwiesen,
wandlerteil III) größer als i/_re//2 wird (F ig. 4c). 30 F i g. 7 und 8 zeigen ein Ausführungsbeispiel des Das Gray-Code-Bit G₂' entsteht in invertierter ersten Umcodierers 11 vom Gray-Code in den Aus-Form C^ durch die ODER-Verknüpfung (vgl. Fig. 3b) gangs-Code und des zweiten Umcodierers 15 vom der Ausgangssignale der Komparatoren 402 (»1« für Gray-Code in den Ausgangs-Code, der hier der übliche U :> ³U Ut) und 403 (»1« für U < V« U_r) (vgl. 8-4-2-1-Code für Dezimalziffern ist (vgl. z. B. Entwurf Fig. 4d). 35 DIN 44 300 vom Februar 1971, S. 16, Tabelle 1).

Das Gray-Code-Bit G₁' entsteht in negierter Form Der erste Umcodierer 11 von F i g. 7 hat vier

C₁' aus der Zusammenschaltung der Doppelkom- UND-Glieder 71 bis 74, ein NOR-Glied 75, ein paratoren 404, 405 und 406, 407, wobei der eine NICHT-Glied 76 und ein weiteres NOR-Glied 77. Strobe-Eingang S des zweiten Doppelkomparators Die Verbindung der einzelnen Verknüpfungsglieder 406, 407 vom Ausgangssignal des ersteren 404, 405 *o untereinander isx deutlich aus F i g. 7 ersichtlich, so angesteuert wird. Die zugehörigen Signalverläufe daß sie nicht gesondert beschrieben zu werden braucht, sind in Fig. 4e gezeigt. Für den ersten Umcodierer von F i g. 7 gilt folgende Das^jray-Code-Bit G₀' entsteht ähnlich in negierter Funktionstabelle in Form Boolescher Gleichungen Form G₀' am Ausgang der vierten Gruppe von Doppel- (auch Wahrheitstabelle genannt), wobei (wie auch für komparatoren, die im Prinzip wie die vorhergehende 45 andere Funktionstabellen) ein Malzeichen eine UND-Gruppe arbeitet, nur nicht aus zwei, sondern aus den Verknüpfung und ein Pluszeichen eine ODER-Vervier hintereinandergeschalteten Doppelkomparatoren knüpfung bedeutet (die Funktionstabelle kann un-408, 409; 410, 411; 412, 413; 414, 415 besteht, weshalb mittelbar aus F i g. 7 hergeleitet werden, wenn einige auf eine Signalwiedergabe hier verzichtet wird. an sich bekannte Umformungsregeln zur Verein-Zweckmäßigerweise werden die verschiedenen Refe- 50 fachung beachtet werden):
renzspannungen Vx t/r«/, V« *W> · · · f^ur die Komparatoren einem Spannungsteiler entnommen, an dem β_η — Q₇
die Referenzspannungseinheit U_re/ anliegt. g __ g

Der erste Analog-Digital-Umsetzer nach F i g. 3 a ^β _ " _ _

arbeitet im Prinzip so wie der beschriebene zweite 55 ^s ~~ * ·' 2r *'

Umsetzer nach 4 a. Nur sind die Referenzspannungen ^ba = (.B₆ · G₄) 4- (ßl · G₄)
seiner Komparatoren so bemessen (vgl. Fig. 3a),

daß ein Eingangssignal von U-- U_Ttf bis U= + U_re/ Das Ausgangs-Code-Bit B₇ gibt im übrigen das Vorverarbeitet werden kann und eine Presserkennlinie zeichen an, so daß das Ausgangs-Code-Bit B_t das entsteht (vgl. Fig. la, Ib). Die aus Fig. 3a er- 60 höchstwertige Bit des das Digitalsignal darstellenden sichtlichen Referenzspannungen an den einzelnen Codeworts ist.

Komparatoren 301 bis 315 entsprechen dem Fall der Der zweite Umcodierer 15 nach F i g. 8 besteht

13-Segment-Kompanc' "-Kennlinie (vgl. oben). aus drei Antivalenz-Gliedern (auch als ».exclusives

Der Umstand, daß manche Gray-Code-Bits am ODER«-Glieder bekannt) 81 bis 83, die jeweils dann Ausgang der Analog-Digital-Umsetzer in negierter 65 eine logische »1« abgeben, wenn ihre Eingangssignale

Form erscheinen und auch so in den nachfolgenden verschiedenen logischen Pegel haben, und eine »0«,

Register 10 und 14 gespeichert werden, ist belanglos, wenn ihre Eingangssignale gleichen logischen Pegel

weil die Register 10 und 14 für jedes Bit einen normalen haben.

2 128 383

Die Funktionstabelle des zweiten Umcodieren 15 nach F i g. 8 in Form Boolescher Gleichungen lautet (unter Beachtung von Umformungsregeln):

B₃=G₃

B_t = (G₃ · G^ + (P₃ · G₁)

B₀ = (B₁ - G₀) + (B₁ · G₀)

Ein Ausführungsbeispiel der Steuerlogik V des Pulscodemodulators von F i g. 2 ist in F i g. 9 abgebildet.

Der Steuerlogik V ist voigeschaltet das zweite Zeitverzögerungsglied 17, das hier als Monoflop 17' ausgebildet ist. (Das erste Zeitverzögerungsglied 16 kann ebenfa/fs ein Monoflop sein.) Tn einen Eingang B des Monoflops 17' wird der zweite Steuerbefehl CSt₂ eingespeist, so daß einerseits am Ausgang Q des Monoflops 17' der dritte Steuerbefehl CSt? und andererseits dessen negierter Wert CSt₃ am Ausgang ß~ auftritt. Da CSt₃ und CSt₃ von der Steuerlogik V weiterverarbeitet werden, besteht der Steuereingang 18 im Ausführungsbeispiel von F i g. 9 aus zwei Eingängen.

Die Steuerlogik V nach F i g. 9 hat NOR-Glieder 91 bis 94, NAND-Glieder 95 bis 98, UND-Glieder 99 und 100, NAND-Glieder 101 bis 103. ein NOR-Glied 104, ein NAND-Glied 105, ein NJCHT-Glied 106 und ein weiteres NOR-Glied 107. Die Verbindung der einzelnen Verknüpfungsglieder miteinander ist deutlich aus F i g. 9 erkennbar, so daß sie hier nicht im einzelnen beschrieben zu werden braucht. Für die Steuerlogik von F i g. 9 gilt dann folgende Funktionstabelle in Forni Boolescher Gleichungen (unter Beachtung von Umformungsregeln):

G₆)

E\ ■— (G₄ · C₅ · Cj) + CSt₃
E₁ - G₄ + (G₅ · G^ f- (C₅
E₃ = (G₅ · G₆) + (C₅ - C.)
Et = G₄-G₆- G_e

S_t = Gg- G₇ · CSt₃

S-, = G₉-G₇- CSt₃

S₁₈ = G₉-G₇- CSt₃

S-_ie = G₉-G₇

Der Auswahlschalter 8 besteht zweckmäßigerweise aus fünf Feldeffekttransistoren (nicht gezeigt) mit entsprechendem Ansteuerverstärker, wobei die Feldeffekttransistoren in Abhängigkeit von der Erregung der Steuerausgänge S₁, S-_u S,_e, S-_ie, S_Vr leiten oder gesperrt sind.

Eine mögliche Ausführung des zweiten Amplitudenwandlerteils III als Operationsverstärker ist in Fig. 10 abgebildet.

An den invertierenden Eingang des eigentlichen Operationsverstärkers ist einerseits ein im Rückkopplungskreis liegender Widerstand R₀ und andererseits ein Netzwerk von Widerständen R₁ bis A₄ angeschlossen, die über von den Steuerausgängen E₁ bis E_K der Steuerlogik V gesteuerte Schalter Sw₁ bis Sw_t an Masse legbar sind, wobei der Widerstand R₁ auch mit einer positiven Referenzspannung +U_rtf beaufschlagbar ist
Für den Verstärkungsfaktor V gilt:

R,

mit

Rs ι Ri
(soweit Swi geschlossen)

Aj = R₀, Rt ~ RqI-, R₃ = Rttl^i Ra ⁼ ■'mi/"

A₁ dient als Bewertungswiderstand für die positive Referenzspannung U_ref und führt diese bei entsprechender Lage des Schalters Sw₁ an einen Summationspunkt P am invertierenden Eingang, wodurch eine entsprechende negative Spannung

UTtJ '

Rs

am Ausgang des Operationsverstärkers erzeugt wird, damit die gewünschte Subtraktion ab dem 2. linearen Abschnitt der Knickkennlinie vorgenommen werden

as kann (vgl. F i g. 1 b).

Da die Schalter Sw, bis Sw₄ mit einem Pol an Masse angeschlossen sind (anstatt Masse kann auch ein festes Potential vorgesehen werden), ist es möglich, als Schalter bipolare Transistoren zu verwenden und diese direkt durch die Steuerlogik V zu steuern. Im übrigen kann das Ruhepotential U_T, das über den Auswahlschalter 8 an den Eingang des Operationsverstärkers gelegt wird, Erd- oder Massepotential sein.

In Fig. 11 ist schießlich ein Ausführungsbeispiel des Eingangsverstärkers 4 des Pulscodemodulators von F i g. 2 dargestellt. Der Eingangsverstärker 4 ist als gegengekoppelter Operationsverstärker 4' ausgeführt, der in nicht invertierender Schaltung betrieben wird. An seinem Eingang 21 liegen ein Widerstand 22 und antiparallel geschaltete Dioden 23a und 23rf. Durch diese Eingangsschaltung wird das Eingangssignal am nicht invertierenden Eingang 21 des Operationsverstärkers 4' begrenzt.

Am invertierenden Eingang 24 des Operationsverstärkers 4' sind Widerstände 25 und 26 angeschlossen, mit denen die Verstärkung eingestellt wird. Parallel zum Widerstand 26 liegen zwei Serienschaltungen aus einer Diode 27a und einem Transistor TIb bzw. aus einer Diode 28 a und einem Transistor 28 b. Die Transistoren TIb und 2Sb sind an ihrer Basis mit einer extern anlegbaren Bezugsspannung +Ub bzw. -Un verbunden. Bei Überschreiten einer vorgegebenen Ausgangsspannung wird einer der sonst gesperrten Transistoren 276 und 28Z> leitend, wodurch die Gegenkopplung des Operationsverstärkers 4' erhöht und die Verstärkung vermindert wird.

Auf diese Weise wird verhindert, daß der Eingangsverstärker 4 in den Sättigungsbereich ausgesteuert wird, was zu Speicher- und damit Verzögerungszeiten für das zu codierende A nalogsignal führen würde.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Pulscodemodulator zur digitalen Codierung von Analogsignalen in einem (n+/n+l)-Bit-Ausgangscode, mit einem Amplitudenwandler, der eine Pressercharakteristik mit Knickkennlinie hat, die aus 2<"*⁺¹l linearen Abschnitten besteht, die jeweils 2» Amplitudenstufen umfassen, wobei der Amplitudenwandler den durch die linearen Abschnitte bestimmten Amplitudenbereichen der Analogsignale an seinem Eingang stets einen gleichen Schwankungsbereich der Analogsignale an seinem Ausgang zuordnet, mit einem Grobcodierer für (m+1) Bits, der einen ersten Analog- »5 Digital-Umsetzer hat, und mit einem Feincodierer für η Bits, wobei der Amplitudenwandler einen ersten Teil und einen in Wirkungsrichtung nur dem Feincodierer vorgeschalteten zweiten Teil hat, der dem ersten Amplitudenwandlerteil nachgeschaltet und durch den Grobcodicrcr über eine Steuerlogik steuerbar ist und mit einer Speichereinrichtung für aus den Analogsignalen gewonnene Information, nach Zusatzanmeldung P 20 09 952, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung ein dem ersten Analog-Digital-Umsetzer (9) nachgeschaltetes erstes Register (10) hat, das auf einen ersten Steuerbefehl (CSt₁) hin an seinem Takteingang (10a) das Ausgangssignal des ersten Analog-Digital-Umsetzers (9) übernimmt (F i g. 2).

2. Pulscodemodulator nach Anspruch 1, wobei der Feincodierer einen zweiten Analog-Digital-Umsetzer hat, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung ein dem zweiten Analog-Digital-Umsetzer (13) nachgeschaltetes /weites Register (14) hat. Jas auf einen zweiten Steuerbefehl (CSt₂) hin an seinem Takteingang (14a) das Ausgangssignal des zweiten Analog-Digital-Umsetzers (14) übernimmt (F i g. 2).

3. Pulscodemodulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der beiden Analog-Digital-Umsetzer (9, 13) zur Erzeugung eines an sich bekannten zyklischen Codes ausgelegt ist (F i g. 2).

4. Pulscodemodulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zyklische Code der Gray-Code ist.

5. Pulscodemodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Analog-Digital-Umsetzer in Parallelbetrieb arbeiten und 2^M —1 bzw. 2^m *' - -1 Komparatoren haben, dadurch gekennzeichnet, daß 2" - 2 bzw. 2^m*^l — 2 Komparatoren als Doppelkomparatoren mit interner Logik (F ig. 3 b) so zusammengeschaltet sind, daß keine zusätzliche Logik erforderlich ist (Fig. 3a, 4a).

6. Pulscodemodulator nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten Register (10) ein erster Umcodierer (11) nachgeschaltet ist, der die m+1 Bits (G₇ bis G₄) des zyklischen Codes in die m+1 Bits (5₇ bis B_t) des Ausgangscodes umcodiert, und daß dem zweiten Register (14) ein zweiter Umcodierer (15) nachgeschaltet ist, der die η Bits (G₃ bis G₀) des zyklischen Codes in die η Bits (B₃ bis B₀) des Ausgangscodes umcodiert (F i g. 2).

7. Pulscodemodulator nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Takteingänge (10a, 14a) der beiden Register (10, 14) durch ein erstes Zeitverzögerungsglied (16) verbunden sind, mit dem der Zeitabstand zwischen den beiden Steuerbefehlen (CSt₁, CStJ einstellbar ist (Fig. 2).

8. Pulscodemodulator nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß unmittelbar vor den zuai zweiten Amplitudenwandlerteil (III) gerichteten Ausgängen des ersten Amplitudenwandlerteils (II) je eine Zeitverzögerungsleitung (7) angeordnet ist, deren Verzögerungszeit gleich dem Zeitabstand zwischen den beiden Steuerbefehlen (CA₁, CStJ ist (F i g. 2).

9. Pulscodemodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Amplitudenwandlerteil am Ausgang einen Auswahlschalter hat, dadurch gekennzeichnet, daß der Auswahlschalter (8) einen Ruhepotentialeingang (8e) enthält, an dem ein wählbares Ruhepotential (U_r) anliegt, und daß die Steuerlogik (V) einen einzelnen Steuereingang (18) hat, bei dessen Beaufschlagung mit einem dritten Steuerbefehl (CSt₃) die Steuerlogik zur Verhinderung einer Aussteuerung in den Sättigungsbereich des zweiten Amplitudenwandlerteils (III) einerseits über den Auswahl schalter (8) das Ruhepotential (LV) an den Ausgang des ersten Amplitudenwandlerteils (II) legt und andererseits den zweiten Amplitudenwandlerteil (III) einstellt, bis das Ausgangssignal des ersten Analog-Digital-Umsetzers (9) in das erste Register (10) eingespeichert worden ist (Fig. 1).

10. Pulscodemodulator nach Anspruch 9, wobei der zweite Amplitudenwandlerteil ein Operationsverstärker ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Gegenkopplungsnetzwerk des Operationsverstärkers (12) in seiner Impedanz durch die Einstellung von dei Steuerlogik (V) bestimmt wird (Fig. 2).

11. Pulscodemodulator nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gewinnung des dritten Steuerbefehls (CSt-,) der Takteingang (14a) des zweiten Registers (14) mit dem einzelnen Steuereingang (18) der Steuerlogik (V) über ein zweites Zeitverzögerungsglied (17) verbunden ist (F i g. 2).

12. Pulscodemodulator nacn einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Amplitudenwandlerteil an seinem Eingang zwei parallelgeschaltete Eingangsverstärker sehr verschiedenen Verstärkungsfaktors mit je einem nachgeschalteten Inverter hat, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsverstärker (4) mit dem größeren Verstärkungsfaktor so geschaltet ist, daß er nicht seinen Sättigungszustand einnehmen kann (F i g. 2).

13. Pulscodemodulator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsverstärker (4) mit dem größeren Verstärkungsfaktor ein gegengekoppelter Operationsverstärker (4') ist, der an seinem Eingang (21) eine Begrenzerschaltung und im Gegenkopplungszweig durch extern anlegbare, die Aussteuergrenzen bestimmende Bezugsspannungen (+ Ub, — Ub (steuerbare ohmsche Widerstände enthält (Fig. 1, 11).

14. Pulscodemodulator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerschaltung aus antiparallelen Dioden (23 a, 23 b) besteht und daß die steuerbaren ohmschen Widerstände Serienschaltungen von weiteren Dioden (27a, 28a) und Transistoren (276, 28*) sind (F i g. 11).

15. Pulscodemodulator nach einem der An-

3 ⁴

spräche 12 bis 14. wobei dem Pulscodemodulator besitzt, welchem linearen Abschnitt der ein Analogmultipiexer vorgeschaltet ist, dadurch linie das Analogsignal zuzuordnen ist. £e gekennzeichnet, daß vor jedem Eingangsverstärker tudenwandler muß also im wesentlichen die (3, 4) ein eigener AnalogmuUrplexer (1, 2) liegt des Grobcodierers übernehmen. Pulscode-

CFie 2\ 5 Der Amplitudenwandler des bekannten Pulscoae

modulators weist insbesondere ein von einem einzigen Entscheider gesteuertes omschaltbares Netzwerk aui,

das derart bemessen ist, daß den durch die linearen

Abschnitte bestimmten Amplitudenbereichen der Analo logsignale am Amplitudenwandlereingang stets ein

Die Erfindung betrifft einen Pulscodemodulator zur gleicher Schwankungsbereich der Analogsignale am digitalen CodieruEg von Analogsignalen in einem Amplitudenwandlerausgang zugeordnet !St, Da incwn (n+m+ D-Bit-Ausgangscode, mit einem Amplituden- Entscheider das Ausgangssignal ^ Netzwerks eingewandler, der eine^^charakteristik mit Knick- speist wird, bilden Entscheider^undL Netzwerk einen kennlinie hat, die aus 2^ Unearen Abschnitten x₅ Regelkreis. Deshalb besteht ie Gefahr, daß der Kegeibesteht, die jeweils 2» Amplitudenstufen umfassen, kreis instabil werden kann. Die Gefahr von JnftabihUt wobei der Amplitudenwandler den durch die unearen ist besonders groß, wed der einen Regelkras aar-Abschnitte bestimmten Amplitudenbereichen der Ana- stellende Amplitudenwandler ein "¹J*??* „*Γ logsignale an seinem Eingang stets einen gleichen tragungsverhalten entsprechend der ^K™^ck™™^e Schwankungsbereich der Analogsignale an seinem *o und den Umschaltvorgangen hat Ein kurzer UDer-Ausgang zuordnet, mit einem Grobcodierer für schwinger nach einem Umschaltvorgang kran also (m-?l) Bits, der einen ersten Analog-Digital-Umsetzer dazu führen, daß ein weiterer Umsdritvor&ug hat, und mit einem Feincodierer für π Bits, wobei der versehentlich eingeleitet ward, so daß e· ne n.ch: ruck-Amplitudenwandler einen ersten Teil und einen in gängig zu machende Falschemstellun^ des Amp Wirkungsrichtung nur dem Feincodierer vorgeschal- 25 tudenwandlers und gleichzeitig eine falsche Muteten zweiten Teil hat, der dem ersten Amplituden- kombination am Ausgang des Grobcodierers die folge wandlerteil nachgeschaltet und durch den Grob- sind. .

codierer über eine Steuerlogik steuerbar ist, und mit Da nur ein einziger Entscheider vorgesehen ist,

einer Speichereinrichtung für aus den Analoasignalcn sind zur endgültigen Einstellung des Amplituaengewonnene Information, nach Hauptanmeldung 30 Wandlers bis zu 2» -1 aufeinanderfolgende Einstell-P 20 09 952. vorgänge des Amplitudenwandlers notwendig, was zu

Bekannt (\gl. deutsche Auslegeschrift 1276 708) ist einer großen Codierzeit führt.

bereits ein Pulscodemodulator zur digitalen Codierung In der erwähnten Literaturstelle sind zwei aus-

von Analogsignalen in einem («4-hi +1)-Bit-Code. mit führungen des Netzwerks des Amplitudenwandlers einem Amplitudenwandler, der eine Pressercharakte- 35 genauer beschrieben.

ristik mit Knickkennlinie hat, die aus 2<"" ^l> linearen Gemäß der einen Ausführung muß ein zu cooieren-

Abschnitten besteht, die jeweils 2» Amplitudenstufen des Spannungssignal in einen dazu proportionalen umfassen, wobei der Amplitudenwandler den durch die Strom umgesetzt werden, der in einen Spannungsteiler linearen Abschnitte bestimmten Amplitudenbereichen fließt. Dieser besteht aus mehreren Widerstanden, die der Analogsignale an seinem Eingang stets einen 40 alle bis auf einen durch Analogschalter kurzgeschlossen gleichen Schwankungsbereich der Analogsignale an werden können und von Konstantstromquellen gespeist seinem Ausgang zuordnet, mit einem Grobcodierer werden.

und mit einem Feincodierer für η Bits. In diesem Die andere Ausführung sieht einen ähnlichen

bekannten Pulscodemodulator befindet sich am Ein- Spannungsteiler vor, der aber von einer dem Anaioggang der Arrplitudenwandler, dessen erstem Ausgang 45 spannungssignal proportionalen, sehr hohen Spannung der Feincodierer und dessen zweitem Ausgang der angesteuert wird.

Grobcodierer nachgeschaltet sind, wobei vom Ampli- Bei beiden Ausführungen des Netzwerks sino

tudenwandler einerseits das umzusetzende Analog- sogenannte »schwimmende« Analogschalter ertoroersignal mit einer durch seine Zuordnung zu einem der lieh, die ebenso wie die benöt-gten Konstantstromlinearen Abschnitte der Knickkennlink vorgegebenen 50 quellen nur schwer mit großer Genauigkeit realisieroar Verstärkung dem Feincodierer und andererseits eine sind. Bei der ersten Ausführung tritt noch die isctiwieden gerade zur Anwendung gelangenden Verstärkungs- rigkeit der genauen spannungsgesteuerten Stromgrad betreffende Information dem Grobcodierer quellen auf, während bei der zweiten Ausführung die zuführbar ist. Eingangsspannung auf sehr hohe Werte (bis 5U v,

Der Grobcodierer des bekannten Pulscodemodu- 55 wenn der Feincodierer 0 bis 4 V braucht) verstärkt lators ist für m Bits ausgelegt, sein Ausgangssignal werden muß.

gibt also an, in welchem der linearen Abschnitte das Bemerkenswert ist noch, daß diese Vorgange in

Analogsignal liegt. Dagegen zeigt das Ausgangssignal sehr kurzer Zeit (etwa 1 μβεο) ablaufen müssen denn des Feincodierers an. welche Amplitudenstufe in dem bei dom gegenwärtig in der Fernsprechtechnik bevorvom Grobcodierer bestimmten linearen Abschnitt 60 zugten 30/32-Kanal-PCM-System stehen nur etwa der Knickkennlinie dem Analogsignal zuzuordnen ist. 4 μ₅εΰ als gesamte Codierzeit zur Verfugung, wovon Der Grob-und Feincodierer nehmen also eine Analog- jedoch nur ein Teil für den Amplitudenwandler Digital-Umsetzung vor reserviert werden kann.

Die Anordnung des Amplitudenwandlers vor den Der Aufbau derartiger Spannungen bis zu etwa

beiden Codierern hat zunächst den Nachteil, daß der 65 500 V innerhalb von 1 ^sec ist aber schaltungstechnisch Amplitudenwandler, der die Umwandlung der einge- nur unter großem Aufwand zu realisieren speisten Analogsignale entsprechend der Knickkenn- Zusammenfassend ist also festzustellen, dab diese

linie vornimmt, noch keine Information darüber beiden bekannten Amplitudenwandler wegen ihres