DE1226150B

DE1226150B - Schaltungsanordnung zum Vergleich der Amplituden einer Eingangsspannung und einer zyklischen Bezugsspannung

Info

Publication number: DE1226150B
Application number: DER37012A
Authority: DE
Inventors: Roger Charbonnier
Original assignee: Rochar Electronique SA
Current assignee: Rochar Electronique SA
Priority date: 1963-01-28
Filing date: 1964-01-17
Publication date: 1966-10-06
Also published as: FR1359701A; US3303493A; BE642348A; NL6400677A; GB1044251A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H03k

Deutsche Kl.: 21 al-36/18

Nummer: 1226 150

Aktenzeichen: R 37012 VIII a/21 al

Anmeldetag: 17. Januar 1964 .

Auslegetag: 6. Oktober 1966

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Vergleich der Amplituden einer Eingangsspannung und einer zyklischen Bezugsspannung, welche in dem Augenblick der Gleichheit dieser beiden Spannungen ein logisches Signal liefert und mit einem Transistor bestückten Differentialverstärker ausgerüstet ist, dessen Ausgang mit dem Eingang einer bistabilen Schaltung verbunden ist, welche einerseits kippt, sobald ein bestimmter Strom den Eingangstransistor des genannten Verstärkers durchfließt, und andererseits zu dem vorherigen Zustand am Anfang der genannten zyklischen Bezugsspannung zurückgeführt wird.

Es sind bereits verschiedene derartige Vergleichsvorrichtungen bekannt, so z. B. durch die Zeitschrift »Elektronische Rundschau«, Mai 1961, wo auf den Seiten 222 bis 227 eine Digital-Voltmeterschaltung offenbart ist, die nach dem Prinzip der Spannungszeitumwandlung arbeitet und wie alle Einrichtungen dieser Art einen Vergleichskreis zum Vergleich der zu messenden Spannung mit einer Linearspannung besitzt.

Die bei dieser sowie bei anderen derartigen Vergleichsschaltungen verwendeten Prinzipien bestehen im allgemeinen darin, die positive Rückkopplungsschleife eines gesperrten Oszillators in dem Augenblick zu schließen, in welchem die beiden zu vergleichenden Spannungen gleich sind. Zur Verhinderung eines zweiten Ansprechens des gesperrten Oszillators während der Dauer des Zyklus der Bezugsspannung wird er mit verschiedenen, eine negative Rückkopplung erzeugenden Schaltungen kombiniert, derart, daß die positive Rückkopplungsschleife unwirksam wird, sobald der Oszillator angesprochen hat.

Bei diesen Vorrichtungen hat man mit mehr oder weniger Erfolg versucht, die logische Ausgangsgröße genau in dem Augenblick der Gleichheit zwischen den zu vergleichenden Spannungen zu liefern. Die ziemlich übliche Benutzung einer zwischen die zu vergleichenden Spannungen geschaltete Diode führt jedoch notwendigerweise einen nicht vernachlässigbaren Fehler infolge der schlecht definierten und unstabilen Schwellenwerte dieser Diode ein.

Bei diesen verschiedenen Anordnungen ist die Aufgabe der Änderung der an die Eingangsspannung angeschalteten Belastungsimpedanz niemals gestellt und erst recht nicht gelöst worden. Sobald nämlich die Bezugsspannung den durch die Eingangsspannung gebildeten Schwellenwert überschritten hat, beginnt die Eingangsspannung, bis zum Ende des Zyklus Strom zu liefern. Hierdurch entstehen zahl-Schaltungsanordnung zum Vergleich der
Amplituden einer Eingangsspannung und einer
zyklischen Bezugsspannung

Anmelder:

Rochar Electronique,

Montrouge, Seine (Frankreich)

Vertreter:

Dipl.-Ing. H. Marsch, Patentanwalt,

Düsseldorf, Lindemannstr. 31

Als Erfinder benannt:

Roger Charbonnier,

Meudon, Seine-et-Oise (Frankreich)

Beanspruchte Priorität:

Frankreich vom 28. Januar 1963 (922 926)

reiche Nachteile, welche unmittelbar die Genauigkeit der Spannungs-Zeit-Umwandlung beeinflussen.

Man hat versucht, diesen Nachteilen durch Benutzung eines Trennverstärkers mit hoher Eingangsimpedanz abzuhelfen, welcher zwischen die Eingangsspannung und die Vergleichsschaltung geschaltet ist. Diese Lösung wird auch bei transistorbestückten Vergleichsschaltungen angewandt, damit die niedrige Eingangsimpedanz der Transistoren die Messung nicht stören kann.

Der Trennverstärker hat den Nachteil eines hohen Preises, und seine Verwendung führt zu Triftfehlern oder Linearitätsfehlern, welche zweckmäßigerweise ausgeschaltet werden sollten.

Ernndungsgemäß werden diese Nachteile dadurch vermieden, daß die Eingangsspannung an die Basis des Eingangstransistors angelegt wird, während die zyklische Bezugsspannung über ein Organ mit Gleichrichterwirkung auf den Emitter des Eingangstransistors übertragen wird, wobei das Signal und die Amplitude in dem Augenblick, in welchem die Bezugsspannung aufzutreten beginnt, derart gewählt sind, daß der Eingangstransistor in dem Augenblick, in welchem die Bezugsspannung aufzutreten beginnt, gesperrt ist, während der Ausgang der bistabilen Schaltung über eine eine Rückkopplung nur in einer Richtung erzeugende Verbindung mit einer der

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Steuerelektroden des Differentialverstärkers so verbunden ist, daß das Kippen der bistabilen Schaltung von neuem die Sperrung des Eingangstransistors bewirkt. Das hat den Vorteil, daß der Wert der Impedanz der Basis dieses Eingangstransistors während der ganzen Zeit, während welcher die zu vergleichenden Spannungen nicht gleich sind, sehr groß ist und daß die Meßspannungsquelle nur mit einer minimalen Energie belastet wird.

Im Gegensatz zur Erfindung ist bei der eingangs erwähnten Digital-Voltmeterschaltung die Anordnung von Rückkopplungskanälen zwischen den Ausgängen der Multivibratoren und dem Eingang des Verstärkers, welcher der Diodenstufe folgt, vorgesehen, um die Steilheit der Flanken der logischen Ausgangsgrößen zu erhöhen. Dagegen ist gemäß der Erfindung eine Rückkopplung zwischen einem Ausgang des Multivibrators und einem Eingang des Transistorvergleichsgliedes vorgesehen, um die Rückführung des Transistors in einen gesperrten Zustand sicherzustellen, dessen Basis die Meßspannung zugeführt wird.

Es ist eine Schaltung zur Rückführung der bistabilen Schaltung in die Ruhestellung vorgesehen, deren Wirkung praktisch synchron mit dem Ursprungszeitpunkt der zyklischen Bezugsspannung ist.

Dank dieser Ausbildung ist die Eingangsimpedanz der Vergleichsschaltung sehr groß, da ja dieser Eingang durch die Basis eines gesperrten Transistors gebildet wird, welcher nur während der sehr kurzen Zeit der Gleichheit der Eingangsspannung und der zyklisch veränderlichen Bezugsspannung, mit welcher die Eingangsspannung verglichen wird, leitend wird.

Die Erfindung ist nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnung beispielshalber erläutert.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Digitalspannungsmessers mit Spannungs-Zeit-Umwandlung;

Fig. 2 ist eine erfindungsgemäße vereinfachte Vergleichsschaltung;

F i g. 3 ist eine erfindungsgemäße Vergleichsschaltung für mittlere Ansprüche;

F i g. 4 ist eine erfindungsgemäße Vergleichsschaltung für hohe Ansprüche.

In Fig. 1 ist 10 ein Generator, welcher eine zyklische Bezugsspannung liefert, welche durch einen geradlinigen Abschnitt mit positiver Steigung von der Form V = at — worin α ein Proportionalitätskoeffizient und t die Zeit ist — gebildet wird.

Die Spannung V nimmt, linear von — F₀ bis + F₀ zu, und sobald der Maximalwert ereicht ist, kehrt sie auf ihren Ursprungswert zurück, wobei sich dieser Vorgang zyklisch mit der Frequenz von z. B. einigen Hertz wiederholt.

Bei 12 ist eine Spannungsquelle E dargestellt, welche gemessen werden soll, während 14 eine erste erfindungsgemäße Vergleichsschaltung ist, welche die zyklische Bezugsspannung V und die Eingangsspannung E empfängt.

16 ist eine zweite erfindungsgemäße Vergleichsschaltung, deren erster Eingang mit dem Ausgang der Schaltung 10 verbunden ist, während der zweite Eingang an Erde liegt. Die Vergleichsschaltungen 14 und 16 werden je durch einen Vergleichstransistor 18 bzw. 20 gebildet, welchem eine bistabile Schaltung 22 bzw. 24 nachgeschaltet ist, welche mit dem Vergleichstransistor durch eine unmittelbare Verbindung 26 bzw. 28 und eine Rückkopplungsverbindung 30 bzw. 32 verbunden ist. Die Ausgänge der bistabilen Schaltungen 22 und 24 sind mit den Steuerelektroden zur Öffnung und Schließung einer Relaisschaltung 34 verbunden, welche eine Steuerzacke einem Tor 36 liefert, dessen Eingang mit einem Bezugsoszillator 38 verbunden ist, während sein Ausgang an den Eingang eines Impulszählers 40 angelegt ist.

In F i g. 2 ist bei 42 ein Transistor npn dargestellt, welcher als Verstärker geschaltet ist und an dessen

ίο Basis 44 die Spannung E angelegt wird. Der Transistor 42 enthält in seinem Kollektorkreis einen Widerstand 46 und in seinem Emitterkreis einen Widerstand 48. Diese Widerstände sind mit Spannungsquellen + F₁ bzw. — V₁ verbunden. Mit dem Emitter 50 des Transistors 42 ist durch eine Diode 54 der Ausgang eines Generators 56 zur Erzeugung einer zyklischen Spannung verbunden, welcher eine Spannung mit einem geradlinigen Abschnitt mit negativer Steigung (V = —at) liefert. Der Verbindungspunkt 58 zwischen dem Kollektor des Transistors 42 und dem Widerstand 46 ist mit dem Eingang einer bistabilen Schaltung 60 mit Transistoren 62 und 64 verbunden, mit welchen in an sich bekannter Weise die Widerstände 66, 68, 70, 72 und 74 kombiniert sind. Die Werte dieser Widerstände und der Potentiale + V₂ und — F₂, mit welchen diese Widerstände und Transistoren verbunden sind, sind so gewählt, daß der Ruhezustand der bistabilen Schaltung 60 gleichgültig ist.

Der Ausgang 76 der Schaltung 60 ist über eine Diode 78 und einen Widerstand 80 mit dem Emitter 50 des Transistors 42 verbunden. Ferner ist der Ausgang einer Schaltung 57 zur Rückführung auf null, welche über die Verbindung 59 den Generator 56 synchronisiert, außerdem an eine Differentüerschaltung 82 mit einer Kapazität 84 und einem Widerstand 86 angelegt, welche über eine Diode 87 mit dem Eingang 58 der bistabilen Schaltung 60 verbunden ist.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Digital-Spannungsmessers mit Spannungs-Zeit-Umwandlung. Die logische Schaltung 34 liefert nämlich eine Zacke, deren Dauer zu dem Absolutwert der von der Spannungsquelle 12 gelieferten Spannung E proportional ist, wobei der Proportionalitätskoeffizient unmittelbar durch den Wert α der Steigung des von der Spannungsquelle 10 gelieferten geradlinigen Abschnitts F bestimmt wird. Der eine stabile Frequenz F₀ liefernde Oszillator 38 ist somit mit dem Zähler 40 während der durch die Schaltung 34 gelieferten

So Dauer τ der Zacke verbunden. Die Zahl der von dem Zähler 40 gezählten Impulse ist dann unmittelbar zu dem Wert der Spannung E proportional.

Die Güte eines derartigen Digitalspannungsmessers hängt natürlich unmittelbar von der Güte der in der Vorrichtung enthaltenen Vergleichsschaltungen mit logischem Ausgang 14 und 16 ab. Von diesen Vergleichsschaltungen wird hauptsächlich verlangt, daß sie einerseits eine möglichst große Eingangsimpedanz haben, um die von der Spannungsquelle 12 gelieferte Spannung E nicht zu stören, und daß sie andererseits das logische Ausgangssignal zu einem Zeitpunkt liefern, welcher möglichst genau mit dem Zeitpunkt übereinstimmt, an welchem die von den Generatoren 10 und 12 gelieferten Spannungen genau gleich sind.

Die Erzielung einer sehr großen Eingangsimpedanz bei einer transistorbestückten Schaltung ohne Benutzung eines Trennverstärkers erfordert eine ganz besondere Ausbildung dieser Schaltung.

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Die in F i g. 2 dargestellte Vergleichsschaltung deren Transistor pnp 92 zur Bildung eines Differen-

zeigt, wie dieses Ergebnis erreicht werden kann. tialverstärkers 94 kombiniert ist. Die Emitter der

Der von dem Generator 56 gelieferte geradlinige Transistoren 90 und 92 sind beide mit dem Kollek-

Spannungsabschnitt mit negativer Steigung, welcher tor 96 eines Transistors pnp 98 verbunden, dessen

gemäß einer linearen Gesetzmäßigkeit F=-at 5 Emitter 100 über einen hochohmigen Widerstand

zwischen +F₀ und -F₀ verläuft, erzeugt in dem 102 mit der Spannungsquelle +F₁ verbunden ist,

Widerstand 48 über die Diode 54 einen Strom mit während die Basis 101 mit einer Spannungsquelle

abnehmenden Werten. Die Diode 78 trennt die + F₂ verbunden ist (wobei V₂^V₁).

Schaltung 60 von dem Transistor 42 während der Die Basis des Transistors 92 ist mit dem Ausgang

Ruhezeit derselben. io des Generators 104 zur Erzeugung einer zyklischen

Da die Größe F₀ erheblich über der größten (posi- Spannung verbunden, welcher eine geradlinig an-

tiven oder negativen) Amplitude der Eingangsspan- steigende Spannung mit positiver Steigung (F = at)

nungis gewählt ist, ist der Transistor 42 (des Typs npn) liefert, welche zwischen — F₀ und + F₀ verläuft. Der

in dem Augenblick des Beginns der Spannung V Kollektor 106 des Transistors 90 ist mit einer nega-

gesperrt. Sobald sich der Wert der geradlinig anstei- 15 tiven Spannungsquelle — F₁ über einen Widerstand

genden Spannung F dem Wert der Spannung E 108 verbunden. Der Kollektor des Transistors 92 ist

nähert, wird der Eingangstransistor 42 allmählich unmittelbar mit der Spannungsquelle -F₂ verbun-

entsperrt und arbeitet als Differentialverstärker. Die den. Der Kollektor 106 ist mit der Basis des Transi-

Ausbildung ist so getroffen, daß in dem Augenblick stors npn 110 verbunden, dessen Emitter mit der

der Gleichheit der Spannungen E und F der infolge 20 Spannungsquelle — F₂ und dessen Kollektor mit dem

der EntSperrung des Transistors 42 in dem Wider- Eingang einer bistabilen Schaltung 112 mit zwei

stand 46 erzeugte Spannungsabfall ausreicht, um die Transistoren pnp 114 und 116 verbunden ist.

bistabile Schaltung 60 zum Kippen zu bringen. So- Mit den Transistoren 114 und 116 sind in an sich

bald dieses Kippen erzeugt ist, legen die Diode 78 bekannter Weise die Widerstände 118,120,122,124,

und der Widerstand 80 an den Emitter 50 eine posi- 25 126 und 128 kombiniert.

tive Spannung, deren durch den Wert der Widerstände Der Wert dieser Widerstände sowie der positiven 80 und insbesondere 48 bestimmter Wert so gewählt Potentiale F₁ und F₂, mit welchen sie verbunden ist, daß der Transistor 42 bei beliebiger Amplitude sind, sind so gewählt, daß der Zustand der Kippder Spannung E gesperrt wird. Die Diode 54 isoliert schaltung 112 ohne Bedeutung ist.
dann den Generator 56 von dem Transistor 42. In- 3° Der Kollektor 130 des Transistors 114 ist über folge der Sperrung des Transistors 42 wird die Span- einen Widerstand 132 mit der Basis eines Transistors nung bei 58 verändert, infolge der Hysterese der npn 134 verbunden, dessen Kollektor 136 mit dem bistabilen Schaltung 60 ist jedoch diese Änderung Verbindungspunkt 96 der Emitter der Transistoren nicht ausreichend, um die bistabile Schaltung 60 90 und 92 und des Kollektors des Transistors 98 wieder in den Ruhezustand zurückzuführen. Dank 35 verbunden ist. Ein Widerstand 138 ist dem Transistor der erfindungsgemäßen Schaltung wird der Eingangs- 134 zugeordnet, während eine Diode 140 dem Trantransistor 42, welcher den Teil zum Vergleich der sistor 110 zugeordnet ist.

Amplituden bildet, nur während der kurzen Zeit der Der Ausgang des Generators 105 zur Rückführung

Gleichheit der Spannungen E und F leitend. Die der auf null ist ferner an eine Differentiierschaltung 142

Spannungsquelle E zur Vornahme des Vergleichs der 40 mit einer Kapazität 144 und einem Widerstand 146

Spannungen E und V entnommene Elektrizitätsmenge angelegt, welche durch eine Diode 148 mit der Basis

ist daher äußerst gering. des Transistors 116 verbunden ist.

Da die Kippschaltung 60 während der ganzen Zu Beginn der von dem Generator 104 gelieferten Dauer des geradlinig ansteigenden Abschnitts der geradlinig ansteigenden Spannung F mit positiver Spannung V, welcher auf den Augenblick folgt, an 45 Steigung ist der Transistor 92 leitend und der Tranweichem der Eingangstransistor 42 leitend wird, sistor 90 gesperrt. Ein von dem Transistor 98 geleitend bleibt, muß die bistabile Schaltung 60 wieder lieferter konstanter Strom fließt über den Transistor in die Ruhestellung zurückgebracht werden, damit ein 92. In dem Augenblick, in welchem die Spannungen E neuer Vergleichszyklus vorgenommen werden kann. und F praktisch gleich werden, wird der Transistor Dies erfolgt in dem Augenblick des Beginns der 50 90 allmählich leitend, der von dem Transistor 98 geradlinig ansteigenden Spannungsabschnitts F gelieferte Strom verteilt sich gleichmäßig auf die mittels der Schaltung 57 zur Rückführung auf null, Transistoren 90 und 92, und die Vorrichtung arbeitet welche mit der Differentiierschaltung 82 und der als Differentialverstärker, welcher gegenüber der Diode 87 kombiniert ist. Es wird nämlich ein starker Vergleichsvorrichtung der F i g. 2 den Vorteil besitzt, positiver Impuls an die Basis des Transistors 62 55 daß ein genauer Abgleich der Spannungen Basis— kurz vor dem Beginn von F angelegt. Der Transistor Emitter der Transistoren 90-92 hergestellt wird. In 62 wird dann gesperrt, und der Transistor 64 wird dem Augenblick der Gleichheit der Ströme in den leitend. Eine derartige Schaltung bewirkt zwar unter Transistoren 90 und 92 ist die bei 106 erzeugte annehmbaren Bedingungen den Vergleich der Span- Spannungsänderung nach einer mittleren Verstärnung E mit der zyklischen Bezugsspannung V, infolge 60 kung durch den Transistor 110 ausreichend, um den des Unterschiedes der Kennlinien zwischen der Transistor 114 leitend zu machen und die bistabile Diode 54 und der Diode Emitter-Basis des Transi- Schaltung 112 zum Kippen zu bringen. Die Diode stors 42 genügt diese Schaltung nur mäßigen An- 140 begrenzt den Spannungshub an der Basis des Sprüchen. F i g. 3 und 4 zeigen erfindungsgemäße Transistors 110. Sobald der Transistor 114 leitend Vergleichsschaltungen, welche erheblich höheren 65 wird, wird der Transistor 134 es ebenfalls, und Ansprüchen als die Schaltung der F i g. 2 genügen. unter diesen Bedingungen wird der gesamte von dem

In F i g. 3 wird die Spannung E an die Basis eines Transistor 98 gelieferte Strom über den Transistor

Transistors pnp 90 angelegt, welcher mit einem an- 134 abgeleitet, wodurch die beiden den Differential-

verstärker 94 bildenden Transistoren 90 und 92 gesperrt werden. Wie bei der bistabilen Schaltung 60 der F i g. 2 bleibt der leitende Zustand der Schaltung 112 aufrechterhalten, obwohl die Spannung bei 106 wieder ihren ursprünglichen Wert angenommen hat. Die Rückführung der bistabilen Schaltung 112 in den Ruhezustand erfolgt durch die Differentiierschaltung 142 und die Diode 148, welche an die Basis des Transistors pnp 116 einen negativen Impuls großer Amplitude anlegen.

Die erfindungsgemäße Vergleichsschaltung gestattet somit infolge des Differentialverstärkers 94 mit konstantem Strom, die Spannungen E und F mit sehr großer Genauigkeit zu vergleichen, ohne daß eine erhebliche Elektrizitätsmenge der Spannungsquelle E entnommen wird.

Die Schaltung der F i g. 4 ermöglicht eine weitere Verbesserung des Arbeitens der erfindungsgemäßen Vergleichsschaltung. Sie enthält im wesentlichen einen Differentialverstärker 150 mit zwei Transistoren npn 152 und 154, deren Emitter mit dem Kollektor eines Transistors npn 156 verbunden sind, welcher einen konstanten Strom liefert. Der in den Kollektor des Transistors 152 eingeschaltete Widerstand 158 ist mit der Basis des Transistors npn 160 verbunden, welcher infolge eines Widerstandes 162 in Emitterfolgeschaltung arbeitet.

Zwei einen Schwellenwert besitzende Dioden 157 und 159 sind gegensinnig zwischen die Basis des Transistors 160 und das Potential + V₂ geschaltet.

Der Emitter 163 des Transistors 160 ist mit der Basis eines Transistors pnp 164 verbunden, welcher als Verstärker in Emitterschaltung geschaltet ist. Der Ausgang des Transistors 164 ist mit dem Eingang einer bistabilen Schaltung 166 mit den Transistoren pnp 168 und 170 verbunden, welche in an sich bekannter Weise mit den Widerständen 172, 174, 176, 178,180 und 182 kombiniert sind.

An die Basis des Transistors 152 wird die Spannung E angelegt. An die Basis des Transistors 154 wird die Ausgangsgröße eines Generators 183 angelegt, welcher eine zyklische Spannung F mit negativer Steigung liefert.

Der Kollektor 184 des Transistors 170 ist durch eine Diode 186 und einen Widerstand 188 mit dem Emitter 190 des Transistors 156 verbunden, wobei der Emitter 190 über einen hochohmigen Widerstand 192 mit einer Spannungsquelle mit dem Potential -F₁ verbunden ist. Der Ausgang des Generators 185 zur Rückführung auf null ist ferner mit einer Differentiierschaltung 194 mit einer Kapazität 196 und einem Widerstand 198 verbunden, welche über eine Diode 200 mit der Basis des Transistors 170 verbunden ist.

Zu Beginn der geradlinig ansteigenden Spannung V leitet der Transistor 154, während der Transistor 152 gesperrt ist. Der Transistor 156 erzwingt einen konstanten Wert des über den Transistor 154 fließenden Stroms bei einem beliebigen Augenblickswert der Spannung V.

Durch einen Vorgang, welcher denen ähnlich ist, welche bei der Erläuterung der Arbeitsweise der Vorrichtungen der F i g. 2 und 3 beschrieben wurden, sind im Augenblick der Gleichheit der Spannungen E und V die beiden Transistoren 152 und 154 gleichzeitig leitend, so daß sie einen Differentialverstärker mit' hervorragenden Eigenschaften bilden. Unter diesen Bedingungen legen die Transistoren 160 und 164, welche einen Verstärker mit sehr hoher Verstärkung bilden, an die Basis des Transistors 168 eine stark positive Spannung, welche diesen Transistor 168 sperrt und den Transistor 170 leitend macht.
Durch dieses Kippen der bistabilen Schaltung 166 wird der Transistor 156 infolge der durch die Diode 186 und den Widerstand 188 zwischen dem Kollektor 184 des Transistors 170 und dem Emitter 190 des Transistors 156 hergestellten Verbindung gesperrt.

ίο Da die beiden den Differentialverstärker 150 bildenden Transistoren 152 und 154 nicht mehr gespeist werden, werden sie gesperrt, so daß der Transistor 152 seine hohe Eingangsimpedanz wieder annimmt. Infolge des Vorhandenseins der Schwellenwertdioden

is 157 und 159 zwischen der Spannung + F₂ und der Basis des Transistors 160 erfolgen die Spannungsschwankungen an dem Emitter 163 des Transistors 160 schnell und haben eine sehr geringe Amplitude, da diese Dioden in einem begrenzten Bereich den

zo Hub der an die Basis des Transistors 160 angelegten Spannung begrenzen. Wenn die Transistoren 152 und 154 passend zueinander gewählt sind, erhält man einen äußerst genauen Vergleich der Spannungen E und V. Die Kombination eines Verstärkers mit hoher Verstärkung mit der Differentialstufe 150 gestattet, das Kippen der bistabilen Schaltung 166 unter den günstigsten Bedingungen zu erzielen. Die Praxis hat gezeigt, daß Schwankungen von einigen Zehnern Mikrovolt der zwischen der ansteigenden Spannung V und der Eingangsspannung E vorhandenen Differentialspannung für eine sichere Steuerung der Schaltung 166 genügen.

Wie bei den beiden vorhergehenden Fällen bewirken die Differentiierschaltung 194 und die Diode 200 die Rückführung der Schaltung 166 in die Ruhestellung zu dem Ursprungszeitpunkt der von dem Rückstellgenerator 185 gelieferten Größe.

Die Benutzung von Vorrichtungen der in F i g. 2,3,4 dargestellten Art zur Bildung der Vergleichsschaltungen 14 und 16 der F i g. 1 gestattet somit, je nach dem Digitalspannungsmesser für geringe Ansprüche, mittlere Ansprüche oder hohe Ansprüche herzustellen, und zwar insbesondere infolge der Güte, der Empfindlichkeit und der Genauigkeit des Vergleichs zwischen den von den Spannungsquellen 12 und 10 gelieferten Spannungen.

Zur Herstellung eines Differentialspannungsmessers zur Messung einer Größe E₁-E₂ genügt es, E₂ an den vorher an den Körper gelegten Eingang der Vergleichsschaltung 16 zu legen. Die Messung ist natürlich nur möglich, wenn die Amplitude von E₁ sowie von E₂ kleiner als F₀ ist.

Die erfindungsgemäßen Amplitudenvergleicher können übrigens auch zur Bildung von Analog-Digitalwandlern behebiger Art benutzt werden, insbesondere von solchen mit nicht linearer Kennlinie, wofür für die zyklische Bezugsspannung eine geeignete Gesetzmäßigkeit gewählt wird.

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Vergleich der Amplituden einer Eingangsspannung und einer zyklischen Bezugsspannung, welche in dem Augenblick der Gleichheit dieser beiden Spannungen ein logisches Signal liefert und mit einem Transistor bestückten Differentialverstärker aus-

gerüstet ist, dessen Ausgang mit dem Eingang einer bistabilen Schaltung verbunden ist, welche einerseits kippt, sobald ein bestimmter Strom den Eingangstransistor des genannten Verstärkers durchfließt, und andererseits zu dem vorherigen Zustand am Anfang der genannten zyklischen Bezugsspannung zurückgeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannung (E) an die Basis des Eingangstransistors (42 oder 90 oder 152) angelegt wird, während die zyklische Bezugsspannung (V) über ein Organ (54 oder 92 oder 156) mit Gleichrichterwirkung auf den Emitter des Eingangstransistors übertragen wird, wobei das Signal und die Amplitude in dem Augenblick, in welchem die Bezugsspannung aufzutreten beginnt, derart gewählt sind, daß der Eingangstransistor in dem Augenblick, in welchem die Bezugsspannung aufzutreten beginnt, gesperrt ist, während der Ausgang der bistabilen Schaltung über eine eine Rückkopplung nur in ao einer Richtung erzeugende Verbindung (78-80 oder 134 oder 186-188) mit einer der Steuerelektroden des Differentialverstärkers (42-54 oder 94 oder 150) so verbunden ist, daß das Kippen der bistabilen Schaltung von neuem die Sperrung des Eingangstransistors (42 oder 90 oder 152) bewirkt.

2. Amplitudenvergleichsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialverstärker durch einen einzigen Transistor (42) gebildet wird, an dessen Emitter (50) die Bezugsspannung (V) über eine Diode (54) angelegt wird, während der Ausgang der bistabilen Schaltung (60) mit diesem Emitter (50) über eine Diode (78) und einen Widerstand (80) entsprechenden Werts verbunden ist.

3. Amplitudenvergleichsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialverstärker (94,150) unsymmetrisch belastet ist und durch zwei gleiche Transistoren (90 und 92, 152 und 154) gebildet wird, an deren Basiselektroden die zu vergleichenden Spannungen (E, V) angelegt sind, ferner daß die gemeinsame Speisung der Emitter dieser Transistoren mittels einer Konstantstromquelle (98-101-102,156-192) erfolgt und daß der Ausgang der bistabilen Schaltung (112,166) über einen Teil mit Gleichrichterwirkung (134), dessen leitender Zustand durch das Kippen der bistabilen Schaltung (112, 166) bestimmt wird und dabei einen Kurzschluß für die Konstantstromquelle herstellt, mit dem Emittern der Transistoren (90-92) verbunden ist.

4. Amplitudenvergleichsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Teil mit Gleichrichterwirkung (168) mit der Konstantstromquelle verbunden ist und im leitenden Zustand die Konstantstromquelle sperrt.

5. Amplitudenvergleichsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung zwischen dem Ausgang des Differentialverstärkers (94 oder 150) und dem Eingang der bistabilen Schaltung (112 oder 166) über eine Verstärkerstufe mit mittlerer Verstärkung (110-122) hergestellt ist, bei welcher der Hub der Eingangssignale durch eine Diode (140) begrenzt wird.

6. Amplitudenvergleichsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindung zwischen dem Ausgang des Differentialverstärkers (94 oder 150) und dem Eingang der bistabilen Schaltung (112 oder 166) mittels einer Verstärkerstufe mit sehr großer Verstärkung (160-164) hergestellt ist, bei welcher der Hub der Eingangssignale durch zwei gegensinnig geschaltete Schwellenwertsdioden (157- 159) begrenzt wird.

7. Digitalspannungsmesser mit Spannungs-Zeit-Umformung, gekennzeichnet durch zwei Amplitudenvergleichsschaltungen (14-16) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, deren Ausgang mit den Steuerelektroden zur öffnung und Schließung eines elektronischen Tors (36) verbunden ist, welches zwischen einem ein Signal bekannter Frequenz liefernden Generator (38) und einem Impulszähler (40) angeordnet ist.

8. Analog-Digitalwandler mit nichtlinearer Kennlinie, gekennzeichnet durch zwei Amplitudenvergleichsschaltungen nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das Veränderungsgesetz der zyklischen Bezugsspannung durch die nichtlineare Kennlinie bestimmt wird, wobei die Ausgänge der Vergleichsschaltungen die öffnung und die Schließung eines elektronischen Tors steuern, welches zwischen einem ein Signal bekannter Frequenz liefernden Generator und einem Impulszähler angeordnet ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
»Elektronische Rundschau«, Mai 1961, S. 222 bis 227.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

609 669/374 9. 66 £5 Bundesdruckerei Berlin