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Schaltungsanordnung zur Steuerung der Ausgangsamplitude eines Oszillators
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der Ausgangsamplitude
eines Oszillators zur Erzeugung von Schwingungen, welche entweder als Träger für
Gleichstrom- oder Niederfrequenzsignale oder als stabilisierte Quelle hochfrequenter
Energie dienen sollen.
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Es ist bekannt, die Ausgangsamplitude eines Oszillators dadurch zu
steuern, daß man seinem Eingangskreis zusammen mit dem zur Erregung von Schwingungen
notwendigen Mitkopplungssignal ein niederfrequentes Steuersignal aufdrückt. Es ist
auch bekannt, einen Hilfsverstärker in den Mitkopplungskreis des Oszillators einzuschalten
und die Mitkopplungsspannung mit Hilfe eines Abgriffes an einem Potentiometer im
Ausgangskreis dieses Verstärkers zu verändern.
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Grundsätzlich ist bei Eintaktschaltungen auch die Anlegung eines niederfrequenten
Steuersignals an einen solchen Hilfsverstärker bereits bekannt.
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Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, dieses Prinzip unter
weitgehender Vereinfachung der Schaltung auf einen Gegentaktverstärker auszudehnen
und dabei sowohl die Empfindlichkeit als auch die Linearität des Systems bedeutend
zu verbessern. Insbesondere will die Erfindung bei einem mit Gegentaktschaltung
arbeitenden Oszillator zur gleichmäßigen Steuerung beider Hälften eines Gegentaktverstärkers
einen einzigen Hilfsverstärker verwenden.
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Erfindungsgemäß wird daher vorgeschlagen, den Ausgang des Hilfsverstärkers
zwischen Mittelanzapfungen einer Primär- und einer die Mitkopplung bewirkenden Sekundärwicklung
eines Transformators zu schalten, der zusammen mit zwei in Gegentakt geschalteten
Verstärkern den Oszillator bildet.
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Die im Gegentakt arbeitenden Hauptverstärker enthalten zweckmäßig
ebenso wie der Hilfsverstärker Transistoren, doch läßt sich die Erfindung auch auf
Röhren- sowie röhrenlose Verstärker anderer Art, beispielsweise magnetfeldabhängige
Widerstände, anwenden.
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Die erfindungsgemäße Anordnung kann statt zur Modulation auch zur
Stabilisierung des Ausgangssignals des Oszillators verwendet werden, indem man in
an sich bekannter Weise das Steuersignal von der Hüllkurve des Ausgangssignals über
geeignete Gleichrichtungs- und Glättungskreise mit verhältnismäßig großer Zeitkonstante
ableitet und dem Hilfsverstärker im Gegenkopplungssinn zuführt. Dabei ist es von
Vorteil, zwischen dem Gleichrichtungskreis und dem Hilfsverstärker ein nichtlineares
Widerstandselement einzuschalten, dessen Arbeitspunkt auf einer angenähert lotrechten
Strecke seiner Strom-Spannungs-Kurve liegt, so daß nur geringe Amplitudenschwankungen
im Oszillatorausgang erhebliche Veränderungen im Ausgang des Hilfsverstärkers hervorrufen.
Da indessen derartige Widerstandselemente oft stark temperaturabhängig sind, empfiehlt
es sich, zum Ausgleich in der Schaltung des Hilfsverstärkers ein oder mehrere Widerstandselemente
vorzusehen, deren Temperaturkoeffizienten sich gegenseitig kompensieren. Eine solche
Anordnung ermöglicht es, trotz starker Schwankungen der Belastungsimpedanz, der
Umgebungstemperatur und/oder der Gleichstromversorgungsspannung ein im wesentlichen
konstantes Ausgangssignal zu liefern.
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Bei einer besonderen Ausführung gemäß der weiteren Erfindung wird
der Hilfsverstärker sowohl von einem aus einer Wechselstromquelle kommenden Steuersignal
als auch von einem dieses Signal gleichrichtenden Vorspannungskreis so beaufschlagt,
daß bei Ausbleiben des Steuersignals der innere Widerstand des Hilfsverstärkers
erheblich ansteigt und dadurch die Ausgangsamplitude des Oszillators auf einen geringen
Wert absinken läßt. Eine solche Anordnung arbeitet mit besonders günstigem Wirkungsgrad.
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Mit einer solchen Anordnung konnte unter Verwendung üblicher Grenzschichttransistoren
eine Spannungsregelung mit einem Fehler von weniger als 0,1% erreicht werden, bei
Speisespannungsschwankungen von ± 20 %, bei Temperaturschwankungen von ±75° C und
Belastungsstromschwankungen von ± 100%. Diese präzise und momentan einsetzende Stabilisierung
der Ausgangsenergie verhindert ein Ausbrennen der Transistoren selbst dann, wenn
die Belastung plötzlich kurzgeschlossen oder abgetrennt
wird, so
daß die Lebensdauer dieser verbesserten Schaltung gegenüber bekannten Schaltungen
ähnlichen Aufbaues wesentlich vergrößert wird.
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Die vorstehenden und weiteren Aufgaben, Merkmale und Vorteile der
Erfindung ergeben sich vollständig aus der ausführlichen Beschreibung spezieller
Ausführungsbeispiele, die in den Zeichnungen dargestellt sind. In den Zeichnungen
zeigt Fig. 1 ein Schaltbild eines im Prinzip bekannten Oszillators, von dem die
vorliegende Erfindung ausgeht, Fig. 2 eine Gegentaktschaltung nach der Erfindung,
Fig. 3 eine ähnliche Schaltung, wie in Fig. 2 dargestellt, bei der an Stelle der
in den bisherigen Figuren angedeuteten Verstärker solche mit magnetfeldabhängigen
Widerständen vorgesehen sind, Fig.4 eine ähnliche Schaltung, bei der an Stelle der
magnetfeldabhängigen Widerstände der Fig. 3 Transistoren verwendet werden, Fig.
5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der an Stelle
der zuvor erwähnten röhrenlosen Verstärker Elektronenröhrenverstärker vorgesehen
sind, Fig. 6 eine Doppeldiode mit zwei Basiselektroden für eine erfindungsgemäße
Schaltung und Fig. 7 und 8 Kurvendarstellungen, die den Ausgang einer Schaltung
gemäß Fig. 4 bzw. 5 erläutern. Der grundsätzlich vorbekannte Oszillator der Fig.
1 enthält einen Verstärker 100, der eine oder mehrere Stufen aufweisen kann und
eine Eingangsklemme 101, eine Ausgangsklemme und eine für Eingang und Ausgang gemeinsame
Klemme 103 hat. Der Verstärker wird je nach Vorzeichen und Größe von einer Spannung
gesteuert, die auf geeignete Weise an den Eingangsklemmen zugeführt wird. Die Schaltung
nach Fig. 1 enthält außerdem eine Gleichstromquelle 105, die schematisch als Batterie
dargestellt ist und mit diesem Schalter 106 und der Primärwicklung 107 eines Transformators
in Reihe geschaltet ist, dessen Sekundärwicklungen die Bezugszeichen 108
und 109
tragen.
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Eine Mitkopplung wird dadurch erzielt, daß die Sekundärwicklung 108
an die Eingangsklemmen 101 und 102 so angeschlossen ist, daß die durch diese Wicklung
dem Verstärker zugeführte Speisespannung eine Polarität erhält, die zu einer Vergrößerung
der Verstärkerausgangsspannung führt. Der Rückkopplungspfad enthält ferner in Reihe
mit der Wicklung 108 einen elektronisch gesteuerten Widerstand 110, der hier schematisch
als Vierpol mit Eingangsklemmen 111, 112 und Ausgangsklemmen 113; 114 dargestellt
ist. An die Eingangsklemmen 111 und 112
des Widerstandes 110 ist eine Signalquelle
115 angeschlossen. Die Ausgangsklemme 113 ist mit der Verstärkerklemme 102 und der
linken Klemme der Transformatorprimärwicklung 107 und die andere Ausgangsklemme
114 mit der einen Klemme der Transformatorsekundärwicklung 108 verbunden. Die Transformatorsekundärwicklung
109 arbeitet als Ausgangswicklung und speist eine nicht dargestellte Last.
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Während des Betriebes werden im Verstärker 100 Schwingungen erzeugt,
deren Frequenz in an sich bekannter Weise durch die im Rückkopplungskreis vorhandenen
Reaktanzen bestimmt wird. Zu diesen Reaktanzen gehört die Gegeninduktivität zwischen
den Transformatorwicklungen 107, 108, die, wenn, wie schematisch bei 116 angedeutet,
der Tranformator einen Eisenkern aufweist, eine veränderliche Größe ist, die sich
in Abhängigkeit vom Verlauf der Hysteresisschleife des Kernwerkstoffes ändert. Die
Stromkreiskonstanten sind so ausgewählt, daß die Schwingungsfrequenz des Systems
oberhalb der höchsten Arbeitsfrequenz der Signalquelle 115 liegt. Unter diesen Bedingungen
bestimmt sich die Amplitude der Schwingungen in jedem Augenblick durch die Größe
des Widerstandes des Vierpols 110 zwischen seinen Klemmen 113 und 114 in Abhängigkeit
von einer bestimmten, an den Klemmen 111, 112 anliegenden Eingangsspannung.
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In den nachfolgenden Figuren sind Schaltelemente, die bereits in der
Fig. 1 enthalten waren, mit ähnlichen Bezugszeichen benannt, wobei jedoch die Hunderterstelle
den Figurenbezeichnungen entsprechend umbenannt ist.
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Die Fig. 2 zeigt eine Schaltung nach der Erfindung, bei der an Stelle
eines einzigen Verstärkers 100 zwei in Gegentakt geschaltete Verstärker 200 a und
200 b
vorhanden sind. Eine gemeinsame Eingangsklemme 202 dieser Verstärker
ist über einen Schalter 206 und eine Batterie 205 mit der Mittelanzapfung der Transformatorprimärwicklung
207 verbunden. Die Enden der Primärwicklung 207 sind mit den entsprechenden Verstärkerausgangsklemmen
203 a, 203 b verbunden. Es versteht sich, daß diese besondere Zusammenschaltung
der Verstärker 200a, 200b nur als eine Ausführungsform für verschiedene
mögliche spiegelbildlich symmetrische Anschaltungen von zwei Verstärkern an einen
gemeinsamen Ausgangskreis gilt. Die verbleibenden Eingangsklemmen 201a und 201b
der zwei Verstärker sind an die entsprechenden Enden der Rückkopplungswicklung 208
angeschlossen, deren Mittelanzapfung mit einer Ausgangsklemme 214 des signalabhängigen
Widerstandes verbunden ist. Dieses Widerstandselement ist hier als Verstärker 210
dargestellt, der sowohl eine als auch mehrere Stufen aufweisen kann. Die zweite
Ausgangsklemme 212 des Verstärkers 210, der hier in ähnlicher Weise
wie der Dreiklemmenverstärker 100 in Fig. 1 ausgebildet ist, ist mit einer der beiden
Eingangsklemmen gemeinsam. Der Rückkopplungspfad wird somit vervollständigt durch
eine Leitungsverbindung von der Eingangsklemme 212 zur Mittelanzapfung der Wicklung
207 und zu einem der Pole (hier wurde willkürlich der negative Pol gewählt) der
Batterie 205.
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Die Eingangsklemmen 211, 212 des Verstärkers 210 sind mit einem großen
Widerstand 217 und die Ausgangsklemmen 212 und 214 durch einen Kondensator 218 überbrückt.
Die Eingangssignale werden an den Klemmen 211 und 212 aus einer in der Fig. 2 nicht
dargestellten Quelle zugeführt. Der Ausgang des Systems wird von der anderen Transformatorsekundärwicklung
209 abgegriffen. Der Widerstand 217 bildet einen Teil eines Kreises, mit dem der
Hilfsverstärker 210 so vorgespannt wird, daß dessen innerer Widerstand, wenn kein
Signal anliegt, einen vorbestimmten endlichen Wert erhält. Der Kondensator 218 dient
dazu, die Eingangsklemmen 201a, 201 b des Gegentaktverstärkers 200
a, 200 b so vorzuspannen, daß es wechselweise zu einer Sperrung kommt.
Die Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 2 ist im übrigen der der Fig. 1 ähnlich,
mit Ausnahme der Tatsache, daß der Ausgangsstrom aus der Batterie 205 bei aufeinanderfolgenden
Halbwellen der Arbeitsfrequenz wechselweise die beiden Verstärker 200a und 200 b
durchfließt.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 3 sind die Verstärker
der Schaltung gemäß Fig.2 durch magnetfeldabhängige Widerstandselemente
300 a, 300 b und 310 ersetzt. Jedes dieser Widerstandselemente
besteht aus einem Widerstand, der im Feld eines zugeordneten Elektromagneten liegt,
dessen Spule von einem Steuerstrom in Abhängigkeit von einem Eingangssignal durchflossen
wird. Wenn sich die Feldstärke ändert, ändert sich auch der Widerstandswert des
Widerstandselementes, so daß ein durch dieses Widerstandselement hindurchfließender
Ausgangsstrom in Übereinstimmung mit den Schwankungen des Eingangssignals moduliert
wird. Bekannte Werkstoffe, die diese sich unter dem Einfluß von Magnetkräften ändernden
Widerstände haben, sind beispielsweise Wismut, Indium-Antimonide und Indium-Arsenide.
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Die mit magnetfeldabhängigen Widerständen versehenen Verstärker 300a
und 300b sind Vierpole, deren gemeinsame Ausgangsklemme 304 über einen Schalter
306 und eine Batterie 305 mit der Mittelanzapfung einer Transformatorprimärwicklung
307
verbunden ist. Die anderen Ausgangsklemmen 303 a und 303 b sind in Übereinstimmung
mit der Anordnung nach Fig. 2 an den gegenüberliegenden Enden der Primärwicklung307
angeschlossen. Die Eingangsklemmen 301 a, 301 b sind an die
Rückkopplungswicklung 308 angeschlossen. Ihre verbleibenden Eingangsklemmen
302 a und 302 b sind miteinander verbunden und an die Ausgangsklemme
313 eines Hilfsverstärkers 310 oberhalb des magnetfeldabhängigen Widerstandselementes
angeschlossen. Das in der Zeichnung untenliegende Ende dieses magnetfeldabhängigen
Widerstandselementes bildet die zweite Ausgangsklemme 314 des Hilfsverstärkers,
welche mit der Mittelanzapfung der Rückkopplungswicklung 308 verbunden ist. Dem
magnetfeldabhängigen Widerstandselement ist an den Klemmen 313 und 314 ein Vorspannungskondensator
318 parallel geschaltet.
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An den Elektromagneten der Verstärker 300 a, 300 b, 310 sind besondere
Vorspannungswicklungen 319a, 319b und 319c angeordnet, um diese Verstärker
auf Eingangsströme einer speziellen Polarität besonders anspre.chbereit zu machen.
Diese Vorspannungswicklungen sind zusammen mit einem Widerstand 320, einer Batterie
305 und einem Schalter 306 in Serie geschaltet. Die Polung der Verbindung zwischen
der Rückkopplungswicklung 308 und den Eingangswicklungen dieser Verstärker ist so
getroffen, daß der Rückkopplungsstrom den magnetischen Fluß eines der betreffenden
Verstärkerelemente verstärkt, wenn der Primärstrom durch das zugeordnete magnetfeldabhängige
Widerstandselement zunimmt, um auf diese Weise den Widerstand dieses Widerstandselementes
weiter zu vermindern und den Primärstrom zu vergrößern.
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Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 3 wird das Steuersignal, das den
Eingangsklemmen 311, 312 des Hilfsverstärkers zugeführt wird, von der Belastungswicklung
309 abgegriffen, deren Ausgang durch eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke 321 gleichgerichtet
und durch einen an die Brückenecken angeschlossenen Kondensator 322 geglättet wird.
An die gleichen Brückenecken sind auch eine nicht dargestellte Last und ein Potentiometer
323 angeschlossen. Der Eingangskreis des Verstärkers 310 enthält die Spannung, die
an dem Teil des Potentiometers 323 zwischen der linken Klemme und dem Abgriff abfällt.
Die Anordnung ist so getroffen, daß durch jede Vergrößerung der Potentiometerspannung
das Feld des Verstärkers 310 geschwächt und der Widerstand zwischen seinen Ausgangsklemmen
313 und 314 vergrößert wird, so daß sich die Amplitude dar erzeugten Schwingungen
und die Ausgangsspannung des Brückenkreises 321 vermindern. Da diese Kompensation
notwendigerweise nicht ganz vollständig ist, führen große Änderungen der Ausgangsspannung
am wirksamen Potentiometerabschnitt, die sich durch eine Verstellung des Abgriffes
ergeben, zu Schwingungen von verschiedenen Amplituden.
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Gemäß einem bevorzugten Merkmal dieser Erfindung ist im Regelstromkreis,
der von der Brücke 321 abgezweigt ist, eine nichtlineare Impedanz, deren Widerstand
sich in einem zuvor festgelegten Bereich plötzlich und entgegengesetzt mit der Spannung
ändert, so daß sich eine nahezu vertikal verlaufende Strom-Spannungs-Kennlinie ergibt.
Dieses hier beschriebene Schaltelement ist eine Zener-Grenzschichtdiode, die schematisch
bei 324 angedeutet ist und in Sperrichtung betrieben wird. Bekannterweise gibt es
eine Durchbruchsspannung, oberhalb der der Strom in Gegenrichtung auch bei nur kleinem
Spannungsanstieg sehr schnell zunimmt. Wenn bei dieser Schaltung für eine entsprechende
Vorspannung gesorgt wird, ergeben sich aus kleinen Schwankungen der Ausgangsspannung
an der Brücke 321 große Kompensationsschwankungen des Magnetfeldes des Verstärkers
310, die dazu tendieren, den ursprünglichen Gleichgewichtszustand wiederherzustellen.
Auf diese Weise steht an den Ausgangsecken der Brücke 321
eine Ausgangswelle
von sehr konstanter, aber einstellbarer Amplitude zur Verfügung.
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Die Verstärker bei der Schaltung gemäß Fig.4 werden von Transistoren
400 a, 400 b und 412 gebildet. Die mit den Basen verbundenen Eingangsklemmen
401 a und 401 b führen zur Rückkopplungswicklung 408. Die an die Emitter
angeschlossenen Eingangsklemmen 402a und 402b sind miteinander verbunden
und über den Schalter 406 und die Batterie 405 an den Mittelabgriff der Transformatorprimärwicklung
407 angeschlossen. Die mit den Kollektoren verbundenen Ausgangsklemmen 403a, 403
b sind mit den Enden der Primärwicklung 407 verbunden. Bei dem Transistor
410 ist der Basisanschluß 411 finit dem linken Schaltarm eines zweipoligen
Umschalters 425 verbunden. Der Basisanschluß 411 bildet die eine Eingangsklemme
des Hilfsverstärkers. Der Emitteransehluß 412, der sowohl als Eingangs- als auch
als Ausgangsklemme dient, ist einerseits mit der Mittelanzapfung der Transformatorsekundärwicklung
408 und andererseits mit dem rechten Schaltarm des zweipoligen Umschalters 425 verbunden.
Ein Kollektoranschluß 413, welcher die andere Ausgangsklemme bildet, ist über einen
Widerstand 426 mit der Mittelanzapfung der Transformatorprirnärwicklung 407 verbunden.
Der Widerstand 426 ist klein gegenüber dem Widerstand 417, welcher zwischen
der gleichen Mi'ttelanzapfung und der Basis 411 eingeschaltet ist. Zwischen der
Mittelanzapfung der Primärwicklung 407 und dem Emitter 412 ist ein Kondensator
418 eingeschaltet, der somit zusammen mit dem dazu in Reihe liegenden Widerstand
426 die Ausgangsklemmen des Transistors 410 überbrückt.
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Dem Schalter 425 sind zwei Eingangskreise für den Hilfsverstärker
410 zugeordnet. Der eine Eingangskreis,
der in der unteren.
Schaltstellung des Schalters 425 angeschlossen ist, enthält eine Signalquelle 415,
die mit einer kleinen Vorspannungsbatterie 427 in Reihe geschaltet ist. Der andere
Eingangskreis, der in der oberen Schaltstellung wirksam wird, ist ein Regelstromkreis,
der dem zuvor an Hand der Fig. 3 beschriebenen ähnlich ist und eine an die Belastungswicklung
409 angeschlossene Gleichrichterbrücke 421 mit einem Kondensator 422 enthält. Im
Ausgangskreis der Brücke ist eine nichtlineare Impedanz 424 in Reihe geschaltet.
Die nichtlineare Impedanz 424 ist hier als gasgefüllte Diode, beispielsweise als
Neonglimmlampe dargestellt, die -in dem Bereich jenseits des Durchbruchpunktes ebenfalls
eine nahezu vertikale Strom-Spannungs-Kennlinie aufweist. Die Stromkreiskonstanten
sind auch hier so gewählt, daß die Diode in diesem besonderen Bereich ihrer Kennlinie
arbeitet.
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Auf Grund der Anordnung des Widerstandes 417 befinden sich die Basis
411 und der Kollektor 413 des Transistors 410 anfänglich auf dem gleichen Potential,
so daß unmittelbar nach dem Schließen des Schalters 406 keine Gegenspannung vorhanden
-und die Impedanz des Mitkopplungskreises des Gegentaktverstärkers 400a,
400b anfänglich sehr klein ist, wodurch ein schnelles Anschwingen des Oszillators
und eine schnelle Entstehung urmodulierter Schwingungen stabilisierter Amplitude
hervorgerufen wird. Wie in der Fig. 7 dargestellt, können diese Schwingungen als
Träger für irgendwelche Signale von relativ niedriger Frequenz aus der Quelle 415
dienen, wobei dann ein solches Signal die HüllkuTve E der Trägerwelle C moduliert.
Die Normalamplitude A, der Trägerwelle C sollte nicht kleiner sein als die maximale
Signalamplitude aus der Quelle 415. Sofern die Anordnung nur als Verstärker für
das Signal arbeiten soll, kann dieses Signal dann wiedergewonnen werden durch einen
geeigneten Datektorkreis 423, der, wie dargestellt, an die Belastungswicklung 409
angeschlossen ist. Die Zeit- . konstante des Detektorkreises sollte groß sein im
Vergleich mit der Periode der Trägerwelle C, aber klein gegenüber der Periode der
höchsten Signalfrequenz.
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Die Widerstände 417 und 426 oder Teile von ihnen können aus merklich
wärmeempfindlichem Werkstoff hergestellt sein, um, wie angegeben, Leitfähigkeitsänderungen
von verschiedenen Schaltelementen zu kompensieren. Eine Impedanz, wie die Diode
324 oder die Neonröhre 424, kann durch Änderungen der Umgebungstemperatur merklich
beeinflußt werden. Der Temperaturkoeffizient des Widerstandes der erstgenannten
Widerstandselemente ist im allgemeinen positiv und der der letztgenannten Widerstandselemente
negativ. Gemäß diesem erfindungsgemäßen Merkmal sind die Widerstände 417 und 426
mit abgeglichenem positivem oder negativem Widerstands-Wärmekoeffizienten ausgebildet,
so daß die Ausgangsspannung der Schaltung im wesentlichen von Temperaturschwankungen
unabhängig wird.
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Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 5 enthalten die im Gegentakt geschalteten
Hauptverstärker und der Hilfsverstärker 510 Vakuumröhren 500a, 500 b bzw. 510. Die
Röhren 500 a und 500 b sind Trioden, deren Gitteranschlüsse
501a und 501 b an die Transformatorsekundärwicklung 508 angeschlossen
sind. Ein gemeinsamer Kathodenanschluß 502 steht über den Schalter 506 und eine
Batterie 505 mit der Mittelanzapfung der Transformatorprimärwicklung 507, an die
die Anodenanschlüsse 503 a und 503 b angeschlossen sind, in Verbindung.
In Abweichung von den Anordnungen der zuvor besprochenen Figuren ist der Transformator
gemäß Fig. 5 eisenlos ausgebildet. Die Primärwicklung 507 ist durch einen Kondensator
528 so abgeglichen, daß sich als Resonanzfrequenz die Arbeitsfrequenz der Oszillatorschaltung
ergibt.
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Der Verstärker 510 enthält ebenfalls eine Triode, deren Kathodenanschluß
512 mit der Mittelanzapfung der Rückkopplungswicklung 508 verbunden ist. Der Anodenanschluß
513 steht mit der Mittelanzapfung der Wicklung 507 und dem positiven Pol der Batterie
505 in Verbindung. Der Gitteranschluß 511 ist über einen Gitterableitwiderstand
517 mit der Kathode verbunden. Die Kathode und die Anode dieser Röhre werden durch
einen Kondensator 518 überbrückt. Bei dieser Ausführungsform ist als Eingangssignalquelle
ein Generator 515 dargestellt, der auf die Primärwicklung 530 eines Transformators
mit zwei Sekundärwicklungen 531 und 532 arbeitet. Die Wicklung 531 ist an die Wechselstromeingangsecken
einer Gleichrichterbrücke 521 angeschlossen, deren Gleichstromausgangsecken über
einen Kondensator 522 verbunden und über einen Widerstand 517 in Reihe mit der Wicklung
532 angeschlossen sind. Die Wirkung dieser Anordnung besteht darin, der Primärwicklung
507, wie in der Fig. 8 bei C dargestellt, einen gesteuerten Träger aufzudrücken,
dessen signallose Amplitude nahezu Null ist und dessen Hüllkurve E' bei Anwesenheit
von Signalen um einen Mittelwert schwingt, der in der Fig. 8 duck die strichpunktierte
Linie M gekennzeichnet ist. Die Lage der Linie M bestimmt sich aus der Vorspannung,
die von der Gleich .richteranordnung 521, 522 abgegriffen wird. Der Wirkungsgrad
dieses »gesteuerten Träger«-Systems ist größer als die eines einfachen ampftudenmodulierten
Systems der Fig. 4, und es fließt bei einem Signal Null nahezu kein Strom. In die
Kathodenleitung der Röhre 510 kann ein Widerstand 526 eingeschaltet werden, um die
Schaltung auf einen optimalen Arbeitspunkt vorzuspannen.
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Obwohl im Prinzip die Rückkopplung bei einer erfindungsgemäßen Schaltung
durch Kopplungen ohne Transformatoren zu erzielen sind, wurden in den Zeichnungen
Transformatorkopplungen dargestellt, da ihre Verwendung die Verluste vermindert
und den Wirkungsgrad der Schaltung heraufsetzt. Es wurde festgestellt, daß sich
die Rückkopplungswicklung mit einer sehr kleinen Anzahl von Windungen ausbilden
läßt, so daß in ihr die Kupferverluste klein werden. Unter der Verwendung von Grenzschichttransistoren
mit 2 Watt Nennverlustleistung in P-N-P-Schaltung war es bei der Anordnung gemäß
Fig.4 möglich, über 100 Watt Rechteckwellenenergie zu steuern, ohne die Neunverluste
zu übersteigen bei einem Gesamtwirkungsgrad von mehr als 90 %.
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Der Ausdruck »Verstärker«, wie er zur Bezeichnung der aktiven Bauelemente
der zuvor besprochenen und dargestellten Schaltungen verwendet wurde, ist so zu
verstehen, daß er auch Vorrichtungen umfaßt, die nur eine dynamische Verstärkung
ermöglichen und eine Gleichstromverstärkung von weniger als Eins aufweisen. Eine
solche Vorrichtung, die als Doppeldiode mit zwei Basiselektroden bezeichnet wird,
ist in der Fig. 6 dargestellt und mit dem Bezugszeichen 600 benannt. Diese Diode
weist einen
Körper 600' auf, der aus Germanium oder Silizium bestehen
kann und eine gleichrichtende Grenzschicht mit einem metallischen Belag 600" bildet,
zu dem eine Anschlußleitung 601 führt. Zwei weitere Leitungen 602 und 603 bilden
ohmsche Anschlüsse an gegenüberliegenden Enden des Körpers 600'. Der Belag 600"
kann, wenn es sich um Germanium hande1t, aus Indium oder einer Legierung von Indium
mit Gallium oder Aluminium bestehen. Wird dagegen für den Körper 600' Silizium verwendet,
kann man eine Legierung von Blei, Gold und Arsen verwenden. Wie durch die gewählten
Bezugszeichen angedeutet, kann die Leitung 601 an die Stelle eines beliebigen
Transistorbasisanschlusses 401 a, 401 b der Fig. 4 traten,
wobei dann auch die Anschlüsse 602 und 603 die Emitter- und Kollektoranschlüsse
402 a und 402 b
bzw. 403a und 403b ersetzen. Es versteht
sich, daß die Vorrichtung 600 nicht nur für die Hauptverstärker 400 a, 400
b der Fig. 4 sondern auch für den Hilfsverstärker 410 verwendet werden
kann.
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Der Ausdruck »elektrisch gesteuertes signalabhängiges Widerstandselement«,
wie er bei den offenbarten Ausführungsbeispielen zur Bezeichnung der Vorrichtungen
210, 310 usw. verwendet wurde, soll so ausgelegt werden, daß er auf Vorrichtungen
beschränkt ist, die in der Lage sind, mindestens Hörfrequenzschwingungen zu folgen
unter Ausschluß von Widerständen, Potentiometern und sonstigen Widerstandselementen,
die durch mechanische Einwirkung verstellt werden.
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Es ist noch zu beachten, daß, soweit es schaltungsverträglich ist,
Merkmale, die speziell in einer der Figuren der Zeichnungen dargestellt sind, mit
Merkmalen kombiniert werden können, die sich in anderen Ausführungsformen befinden,
und daß generell zahlreiche Abwandlungen und Anpassungen der offenbarten Anordnungen
möglich sind und von Fachleuten ohne weiteres vorgenommen werden können. Alle diese
Abwandlungen, Anpassungen und Kombinationen sollen somit von der vorliegenden Erfindung,
die in den nachfolgenden Patentansprüchen beansprucht sind, mitumfaßt werden.