DE112019007087B4 - Hochfrequenz-Halbleiterverstärker - Google Patents

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Abstract

Hochfrequenz-Halbleiterverstärker, aufweisend:einen Transistor (Tr1 bis Tr5), der auf einem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und eine Gateelektrode, eine Sourceelektrode und eine Drainelektrode aufweist;eine Anpassungsschaltung (MC1 bis MC5) zur eingangsseitigen Grundwellen-Anpassung des Transistors (Tr1 bis Tr5);einen ersten Induktor (L21 bis L25), der auf dem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und ein Ende, das mit der Gateelektrode des Transistors (Tr1 bis Tr5) verbunden ist, und das andere Ende, das mit der Anpassungsschaltung (MC1 bis MC5) verbunden ist, aufweist;einen Kondensator (C11 bis C15), der auf dem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und ein Ende aufweist, das kurzgeschlossen ist; undeinen zweiten Induktor (L11 bis L15), der auf dem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und ein Ende, das mit der Gateelektrode des Transistors (Tr1 bis Tr5) verbunden ist, und das andere Ende, das mit dem anderen Ende des Kondensators (C11 bis C15) verbunden ist, aufweist,wobei der zweite Induktor (L11 bis L15) in Reihe mit dem Kondensator (C11 bis C15) bei einer Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz ist, eine Gegeninduktivität subtraktiver Polarität mit dem ersten Induktor (L21 bis L25) aufweist undder erste Induktor (L21 bis L25) und der zweite Induktor (L11 bis L15) eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen bilden.

Description

  • Gebiet
  • Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf einen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker.
  • Hintergrund
  • Die Reduzierung des Leistungsverbrauchs, das heißt die Verbesserung des Wirkungsgrads während des Betriebs, ist ein grundlegendes Problem bei einem Halbleiterverstärker. Als einer von Ansätzen unter dem Schaltungsgesichtspunkt für dieses Problem bei einem Hochfrequenz-Halbleiterverstärker, der elektrische Leistung mit einer hohen, eine Mikrowelle übersteigenden Frequenz verstärkt, gibt es ein Verfahren, bei dem ein hocheffizienter Betrieb durch Steuerung der Impedanz einer peripheren Schaltung erreicht wird, die von einem Halbleiter bei einer Frequenz (hier im Folgenden höhere harmonische Welle) erwartet wird, die einem Vielfachen einer Frequenz (hier im Folgenden fundamentale bzw. Grundwelle) eines durch den Halbleiter verstärkten Signals äquivalent ist, eine sogenannte Verarbeitung höherer Harmonischer. Besonders wichtig ist eine Steuerung einer einer doppelten Frequenz der Grundwelle äquivalenten zweiten harmonischen Welle unter höheren harmonischen Wellen.
  • Beispielsweise offenbart Patentliteratur 1 ein Verfahren, um eine Verbesserung des Wirkungsgrads eines Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers zu erzielen, indem mit der Umgebung von Gates eines Transistors auf einem Halbleiter-Chip eine Resonanzschaltung der zweiten Harmonischen, die einen MIM- (Metall-Isolator-Metall-) Kondensator und einen Induktor aufweist, der von einer Übertragungsleitung gebildet wird, und eine eingespeiste zweite Harmonische steuert. Wenn der Induktor von der Übertragungsleitung gebildet wird, nimmt der Induktor in der Umgebung von Elektroden des Transistors eine große Fläche ein. Daher offenbart die Nicht-Patentliteratur 1 einen Fall, in dem in einem tatsächlichen Halbleiterprodukt ein Induktor mittels eines spiralförmigen Induktor ausgebildet ist, um eine gewünschte Induktivität in einer kleineren Fläche zu realisieren und die Fläche des HalbleiterChips zu reduzieren und die Kosten zu reduzieren.
  • Patentliteratur
  • [Patentliteratur 1] JP 2013-118329 A
  • Nicht-Patentliteratur
  • [Nicht-Patentliteratur 1] 2011 IEEE MTT-S International Microwave Symposium, „A 67% PAE,100 W GaN Power Amplifier with On-Chip Harmonic Tuning Circuits for C-band Space Applications“
  • Zusammenfassung
  • Technisches Problem
  • Ein Beispiel eines herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers, für den die Steuerungstechnik für die eingespeiste zweite Harmonische, die oben beschrieben wurde, verwendet wird, ist in 9 bis 14 dargestellt. Der herkömmliche Hochfrequenz-Halbleiterverstärker ist ein einstufiger Verstärker für eine in einem Gehäuse 12 versiegelte Mobiltelefon-Basisstation. Es ist besonders zu erwähnen, dass in den Figuren mit den gleichen Bezugsziffern und -zeichen bezeichnete Komponenten die gleichen Komponenten oder den gleichen Komponenten äquivalente Komponenten sind. Das Gleiche gilt in der gesamten Beschreibung.
  • Eine Schnittansicht und eine Draufsicht des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers sind in 9 und 10 dargestellt. 9 ist eine von einem Pfeil A in 10 aus betrachtete Schnittansicht des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers. 10 ist eine Draufsicht des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers. Um einen Implementierungszustand in einem Gehäuse des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers darzustellen, ist in 10 eine Kappe 12c in 9 nicht dargestellt.
  • Wie in 9 dargestellt ist, wird das Gehäuse 12 von einer Metallplatte 12a, einem Isolator 12b, einer Kappe 12c und Zuleitungen 10 und 14 gebildet. Der Isolator 12b ist ein aus Keramik bestehender Rahmenkörper und ist durch Hartlöten in Kontakt mit der oberen Oberfläche der Metallplatte 12a fixiert. Die Zuleitungen 10 und 14 sind aus einer dünnen Platte einer Kupferlegierung oder dergleichen gebildet und sind durch Hartlöten an der oberen Oberfläche des Isolators 12b fixiert. Das Innere eines von dem Isolator 12b und der Metallplatte 12a gebildeten Gehäuses ist unter Verwendung eines (nicht dargestellten) Klebstoffs durch die Kappe 12c versiegelt. Das Material der Kappe 12c ist Keramik. Die Zuleitung 10 ist eine Zuleitung zur Einspeisung einer Hochfrequenzleistung in den herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker und dient auch als Gate-Vorspannungsanschluss. Die Zuleitung 14 ist eine Zuleitung zur Abgabe einer durch den herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker verstärkten Hochfrequenzleistung und dient auch als Drain-Vorspannungsanschluss.
  • Ein Chip T1 ist ein kleines Stück eines Halbleitersubstrats, das durch epitaktisches Aufwachsen, auf die obere Oberfläche eines SiC- (Siliziumcarbid-) Substrats, einer Halbleiterschicht, die als Hauptmaterial GaN (Galliumnitrid) enthält, erhalten wird. Ein (in 9 und 10 nicht dargestellter) Transistor, der Gateelektroden, Sourceelektroden und Drainelektroden enthält, ist auf der oberen Oberfläche des Chips T1 ausgebildet. Dieser Transistor ist ein HEMT (Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit) mit einer ausgezeichneten Hochfrequenzcharakteristik. Ein Chip P1 ist ein kleines Stück eines Halbleitersubstrats, das als Hauptmaterial GaAs enthält, wobei er einen Teil einer Anpassungsschaltung (einer Schaltung zur Voranpassung) bildet, die eine Grundwelle auf einer Eingangsseite des auf dem Chip T1 ausgebildeten Transistors anpasst. Der Chip T1 und der Chip P1 sind durch ein (nicht dargestelltes) Verbindungsmaterial wie etwa ein Lötmetall oder einen leitfähigen Klebstoff an der oberen Oberfläche der Metallplatte 12a fixiert und sind elektrisch verbunden.
  • Die Metallplatte 12a spielt die Rolle einer Wärmeabstrahlungsplatte, die von dem auf der oberen Oberfläche der Metallplatte 12a montierten Chip T1 erzeugte Wärme zur rückseitigen Oberfläche der Metallplatte 12a überträgt. Die rückseitige Oberfläche der Metallplatte 12a spielt die Rolle eines Masseanschlusses des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers und legt ein Massepotential an den Chip T1 und den Chip P1 an.
  • Die Zuleitung 10 und der Chip P1 sind durch Drähte W11 bis W15 verbunden. Der Chip P1 und der Chip T1 sind durch Drähte W21 bis W25 verbunden. Der Chip T1 und die Zuleitung 14 sind durch Drähte W31 bis W35 verbunden. Wie in 10 dargestellt ist, sind die Drähte W11 bis W15, die die Zuleitung 10 zur Einspeisung und den Chip P1 verbinden, im Wesentlichen parallel angeordnet, wenn sie von der oberen Oberfläche aus betrachtet werden. Die Drähte W21 bis W25, die den Chip P1 und den Chip T1 verbinden, sind von der oberen Oberfläche aus betrachtet im Wesentlichen parallel angeordnet. Die Drähte W31 bis W35, die den Chip T1 und die Zuleitung 14 zur Abgabe verbinden, sind von der oberen Oberfläche aus betrachtet im Wesentlichen parallel angeordnet.
  • 11 ist eine detaillierte Ansicht des Inneren des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers, von der oberen Oberfläche aus betrachtet. Anpassungsschaltungen MC1 bis MC5 zur eingangsseitigen Grundwellen-Anpassung sind auf der oberen Oberfläche des Chips P1 angeordnet. Die Grundwellen-Anpassungsschaltungen MC1 bis MC5 weisen voneinander unabhängige ausgangsseitige Bonding-Pads auf und weisen auf einer Eingangsseite ein gemeinsames Drahtbonding-Pad PP zur Signaleinspeisung auf.
  • Transistoren Tr1 bis Tr5 sind auf der oberen Oberfläche des Chips T1 ausgebildet und bilden eine HEMT-Zelle. Man beachte, dass die HEMT-Zelle in dieser Spezifikation einen Cluster von Einheiten Tr bezeichnet, worin Gateelektroden in der Umgebung der Transistoren miteinander verbunden sind. Die Transistoren Tr1 bis Tr5 weisen voneinander unabhängige Bonding-Pads, die mit den Gateelektroden verbunden sind, und ein gemeinsames Drahtbonding-Pad TT zur Signaleinspeisung auf, das mit Drainelektroden verbunden ist.
  • Ein Kurzschluss der zweiten Harmonischen, der Induktoren L1 bis L5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und Kondensatoren C1 bis C5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen aufweist, ist auf der oberen Oberfläche des Chips T1 angeordnet. Die einen Enden der Induktoren L1 bis L5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind mit Gates der Transistoren Tr1 bis Tr5 verbunden. Die anderen Enden der Induktoren L1 bis L5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind mit den einen Enden der Kondensatoren C1 bis C5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen verbunden. Die anderen Enden der Kondensatoren C1 bis C5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind über im Chip T1 ausgebildete VIAs geerdet und mit der rückseitigen Oberfläche des Chips T1 verbunden. Die Induktoren L1 bis L5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und die Kondensatoren C1 bis C5 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind in Reihe geschaltet.
  • 12 ist ein Ersatzschaltbild eines von einem Verbindungs- bzw. Anschlusspunkt IN1 zu einem Anschlusspunkt OUT1 in 11 führenden Pfads. Der Induktor L1 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Kondensator C1 zur Anpassung der zweiten Harmonischen, die auf dem Chip T1 ausgebildet sind, bilden einen Kurzschluss der zweiten Harmonischen, der bei einer Frequenz nahe einer zweiten Harmonischen in Resonanz ist. Die oben beschriebene Verbesserung des Wirkungsgrads wird realisiert, indem die Größe eines Reflexionskoeffizienten der Impedanz einer zweiten Harmonischen, die von Gates eines Transistors erwartet wird, auf annähernd 1 (Totalreflexion) eingestellt wird und eine Phase des Reflexionskoeffizienten entsprechend eingestellt wird. Die Totalreflexion wird nur realisiert, wenn der Kurzschluss der zweiten Harmonischen durch Resonanz idealerweise 0 Ω aufweist. Jedoch sollte besonders erwähnt werden, dass in der Praxis, falls die Impedanz des Kurzschlusses der zweiten Harmonischen auf 1/5 oder weniger im Vergleich zur Impedanz der Grundwelle eingestellt wird, ein sicherer oder größerer Effekt für die Verbesserung des Wirkungsgrads auftritt.
  • 13 ist ein Diagramm, das die Abhängigkeit des Drain-Wirkungsgrads von der Reflexionsphase der zweiten Harmonischen am Eingang darstellt. Der Drain-Wirkungsgrad eines Leistungsverstärkers eines vom Anschlusspunkt IN1 zum Anschlusspunkt OUT1 führenden Pfads in 12 wird simuliert, indem eine Reflexionsphase in einem Zustand geändert wird, in dem die Größe eines Reflexionskoeffizienten einer Impedanz der zweiten Harmonischen, in der Richtung des Anschlusspunktes IN1 von Gateelektroden des Transistors Tr1 gesehen, auf annähernd 1 (Totalreflexion) eingestellt ist. In dieser Simulation werden jedoch idealerweise die Größe und die Phase des Reflexionskoeffizienten, von den Gateelektroden aus betrachtet, geändert. Der Induktor L1 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Kondensator C1 zur Anpassung der zweiten Harmonischen in 12 sind nicht enthalten. Die vertikale Achse von 13 gibt den Drain-Wirkungsgrad des Verstärkers an, und die horizontale Achse von 13 gibt die Reflexionsphase der Impedanz der zweiten Harmonischen, auf einer Signalquellenseite, das heißt in der Richtung des Anschlusspunktes IN1 von den Gateelektroden gesehen, an. Wie in 13 dargestellt ist, ändert sich der Drain-Wirkungsgrad des Verstärkers gemäß der von den Gates gesehenen Reflexionsphase der zweiten Harmonischen. Gewöhnlich zeigt der Drain-Wirkungsgrad nahe 180° einen maximalen Wert. In dieser Simulation wird der maximale Wirkungsgrad bei 170° bis 190° erhalten.
  • Auf der anderen Seite weist die Impedanz einer tatsächlichen Schaltung eine Frequenzcharakteristik auf. 14 ist ein Diagramm, das eine Spur einer eingangsseitigen Impedanz im herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker zeigt. Konkret ist im Ersatzschaltbild in 12 die Spur eine Vektorspur, die eine Frequenzabhängigkeit der Impedanz, in der Richtung des Anschlusspunktes IN1 von den Gateelektroden des Transistors Tr1 gesehen, angibt.
  • Eine untere Grenzfrequenz eines Bandes einer Grundwelle, die im Hochfrequenz-Halbleiterverstärker leistungsverstärkt werden soll, ist als fl dargestellt, eine obere Grenzfrequenz des Bandes der Grundwelle ist als fh dargestellt und eine Mittenfrequenz der unteren Grenzfrequenz und der oberen Grenzfrequenz ist als fc dargestellt. Eine untere Grenzfrequenz eines Bandes der zweiten Harmonischen ist als 2fl (eine doppelte Frequenz von fl) dargestellt, eine obere Grenzfrequenz des Bandes der zweiten Harmonischen ist als 2fh (eine doppelte Frequenz von fh) dargestellt und eine Mittenfrequenz der unteren Grenzfrequenz und der oberen Grenzfrequenz ist als 2fc dargestellt. In dieser Simulation sind fl=3,4 GHz und fh=3,6 GHz.
  • In 14 sind Impedanzen in den Frequenzen fl, fc und fh des Grundwellenbandes durch Markierungen angegeben. Diese Impedanzen konzentrieren sich auf nahezu einen Punkt. Dies zeigt, dass eine Frequenzcharakteristik klein ist. Auf der anderen Seite sind Impedanzen in den Frequenzen 2fl, 2fc und 2fh des Bandes der zweiten Harmonischen ebenfalls durch Markierungen angegeben. In Spuren der Impedanzen der zweiten Harmonischen sind Intervalle der Markierungen im Vergleich zum Grundwellenband deutlich breiter. Das heißt, man sieht, dass eine Frequenzabhängigkeit der Impedanz in einer höheren harmonischen Welle im Vergleich zu einer Frequenzabhängigkeit der Impedanz in der Grundwelle größer ist. Diese Spreizung der Impedanzen weicht von dem in 13 dargestellten Bereich ab, in dem der maximale Wirkungsgrad erhalten werden kann.
  • Die DE 10 2007 027 047 B4 betrifft einen Hochfrequenzleistungsverstärker mit einem Transistorelement mit einer Mehrzahl von Einheitstransistoren auf einem ersten Halbeitersubstrat, wobei jeder Einheitstransistor eine Mehrzahl von Transistoren aufweist, die in einer Mehrfingerform parallel zueinander geschaltet sind, und jeder Einheitstransistor einen Steueranschluss, über den ein Eingangssignal eingegeben wird, einen ersten Anschluss, der mit einem Konstantpotentialende verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, über den ein Ausgangssignal ausgegeben wird, aufweist, einer Hochfrequenzverarbeitungsschaltung, die auf einem zweiten Halbleitersubstrat angeordnet ist und eine Mehrzahl von ersten Serienresonanzschaltungen aufweist, von denen jede zwischen den Steueranschluss des entsprechenden Einheitstransistors des Transistorelements und das Konstantpotentialende geschaltet ist, einer ersten Verbindungsleitung zum Verbinden der Mehrzahl von Steueranschlüssen des Transistorelements miteinander, einer zweiten Verbindungsleitung zum Verbinden der Mehrzahl von zweiten Anschlüssen des Transistorelements miteinander, einer Eingangsanpassschaltung, die mit der ersten Verbindungsleitung verbunden ist, und einer Ausgangsanpassschaltung, die mit der zweiten Verbindungsleitung verbunden ist, wobei zwei der ersten Resonanzschaltungen Resonanzfrequenzen aufweisen, die einer zweiten oder höheren Harmonischen jeweiliger Grundfrequenzen entsprechen, die in dem Betriebsfrequenzband des Transistorelements enthalten sind, wobei die Grundfrequenzen voneinander verschieden sind.
  • Die DE 699 20 792 T2 offenbart eine Hochfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung und Hochfrequenz-Leistungsverstärkermodul mit einem Feldeffekttransistor und einer Eingangs-Anpassungsschaltung in Verbindung mit einem Gate des Feldeffekttransistors, wobei die Eingangs-Anpassungsschaltung mit einer Ausgangs-Impedanz versehen ist, die nicht mehr als doppelt so groß wie die Gate-Eingangsimpedanz Z des Feldeffekttransistors in einem zweiten Bereich ist, der den ersten, vorgegebenen Frequenzbereich umfasst und sich bis zum doppelten der höchsten Frequenz des ersten vorgegebenen Frequenzbereichs erstreckt.
  • Dementsprechend besteht ein Problem insofern, als über ein ganzes Zielband kein hocheffizienter Betrieb durchgeführt werden kann. Die vorliegende Offenbarung wurde gemacht, um die Probleme wie oben beschrieben zu lösen, und der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker bereitzustellen, der zu einer hocheffizienten Leistungsverstärkung in einem breiten Frequenzband imstande ist.
  • Lösung für das Problem
  • Die der Erfindung zu Grunde liegende Aufgabe wird bei einem Hochfrequenz-Halbleiterverstärker erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der jeweiligen abhängigen Ansprüche.
  • Ein Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der vorliegenden Offenbarung enthält: einen Transistor, der auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet ist und eine Gateelektrode, eine Sourceelektrode und eine Drainelektrode aufweist; eine Anpassungsschaltung zur eingangsseitigen Grundwellen-Anpassung des Transistors; einen ersten Induktor, der auf dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist und ein Ende, das mit der Gateelektrode des Transistors verbunden ist, und das andere Ende, das mit der Anpassungsschaltung verbunden ist, aufweist; einen Kondensator, der auf dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist und ein Ende aufweist, das kurzgeschlossen ist; und einen zweiten Induktor, der auf dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist und ein Ende, das mit der Gateelektrode des Transistors verbunden ist, und das andere Ende, das mit dem anderen Ende des Kondensators verbunden ist, aufweist, wobei der zweite Induktor in Reihe mit dem Kondensator bei einer Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz ist, eine Gegeninduktivität subtraktiver Polarität mit dem ersten Induktor aufweist und der erste Induktor und der zweite Induktor Gegeninduktivitätsschaltungen zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen bilden.
  • Vorteilhafte Effekte der Erfindung
  • Mit der erfindungsgemäßen Konfiguration ist es möglich, die Spreizung der Impedanz der zweiten Harmonischen, vom Gate des Transistors aus gesehen, zu unterdrücken und einen hocheffizienten Betrieb über ein gesamtes Zielband durchzuführen.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
    • 1 ist eine detaillierte Ansicht des Inneren des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, von der oberen Oberfläche aus betrachtet.
    • 2 ist ein Ersatzschaltbild eines Pfads, der vom Anschlusspunkt IN1 zum Anschlusspunkt OUT1 in 1 führt.
    • 3 ist ein Ersatzschaltbild, um einen Betrieb der vorliegenden Offenbarung zu erläutern.
    • 4 ist ein Diagramm, das eine Frequenzabhängigkeit von Impedanzen einer Grundwellenschaltung und eines Kurzschlusses der zweiten Harmonischen in 2 darstellt.
    • 5 ist ein Diagramm, das eine Frequenzabhängigkeit von n darstellt.
    • 6 ist ein Diagramm, das eine Spur einer eingangsseitigen Impedanz im Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt.
    • 7 ist eine detaillierte Ansicht des Inneren des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, von der oberen Oberfläche aus betrachtet.
    • 8 ist eine vergrößerte Ansicht der Umgebung von Tr2 in 7.
    • 9 ist eine Schnittansicht des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers.
    • 10 ist eine Draufsicht des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers.
    • 11 ist eine detaillierte Ansicht des Inneren des herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers, von der oberen Oberfläche aus betrachtet.
    • 12 ist ein Ersatzschaltbild eines Pfads, der von einem Anschlusspunkt IN1 zu einem Anschlusspunkt OUT1 in 11 führt.
    • 13 ist ein Diagramm, das eine Abhängigkeit des Drain-Wirkungsgrads von der Reflexionsphase der eingespeisten zweiten Harmonischen am Eingang zeigt.
    • 14 ist ein Diagramm, das eine Spur einer eingangsseitigen Impedanz im herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker zeigt.
  • Beschreibung der Ausführungsformen
  • Erste Ausführungsform
  • Ein Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird mit Verweis auf 1 bis 6 erläutert. Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung werden unten unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.
  • 1 ist eine detaillierte Ansicht des Inneren des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, von der oberen Oberfläche aus betrachtet. Ein Hauptunterschied gegenüber dem oben mit Verweis auf 11 erläuterten herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker besteht darin, dass der Hochfrequenz-Halbleiterverstärker auf dem Chip T1 Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und Induktoren L21 bis L25 für eine Grundwellenschaltung enthält, die Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität zueinander aufweisen und eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen bilden.
  • Wie im herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker ist der Chip T1 ein kleines Stück eines Halbleitersubstrats, das durch epitaktisches Aufwachsen, auf die obere Oberfläche eines SiC- (Siliziumcarbid-) Substrats, einer Halbleiterschicht, die als Hauptmaterial GaN (Galliumnitrid) enthält, erhalten wird. Transistoren Tr1 bis Tr5, die Gateelektroden, Sourceelektroden und Drainelektroden enthalten, sind auf der oberen Oberfläche des Chips T1 ausgebildet. Die Transistoren sind HEMTs (Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit) mit einer ausgezeichneten Hochfrequenzcharakteristik. Das heißt, die Transistoren Tr1 bis Tr5 sind GaN-basierte HEMTs. Der Chip P1 ist ein Chip, der erhalten wird, indem auf einem GaAs-Substrat eine Anpassungsschaltung (eine Schaltung zur Voranpassung) gebildet wird, die eingangsseitige Grundwellen der Transistoren Tr1 bis Tr5 anpasst.
  • Die Induktoren L21 bis L25 für eine Grundwellenschaltung sind auf dem Chip T1 ausgebildet. Die einen Enden der Induktoren L21 bis L25 für eine Grundwellenschaltung sind mit Gateelektroden der Transistoren Tr1 bis Tr5 verbunden. Die anderen Enden der Induktoren L21 bis L25 für eine Grundwellenschaltung sind über die Drähte W21 bis W25 mit im Chip P1 ausgebildeten Anpassungsschaltungen MC1 bis MC5 zur eingangsseitigen Grundwellen-Anpassung verbunden. Kondensatoren C11 bis C15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind auf dem Chip T1 ausgebildet. Die einen Enden der Kondensatoren C11 bis C15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind über VIAs kurzgeschlossen, die mit der rückseitigen Oberfläche des Chips T1 leitend verbinden und im Chip T1 ausgebildet sind. Die Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind auf dem Chip T1 ausgebildet. Die einen Enden der Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind mit den Gateelektroden der Transistoren Tr1 bis Tr5 verbunden. Die anderen Enden der Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind mit den anderen Enden der Kondensatoren C11 bis C15 verbunden. Das heißt, die Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen, die Kondensatoren C11 bis C15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und die VIAs sind in Reihe geschaltet und dafür konfiguriert, im Wesentlichen bei einer Frequenz der zweiten Harmonischen in Reihe in Resonanz zu sein und einen Kurzschluss der zweiten Harmonischen zu bilden.
  • Die Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und die Induktoren L21 bis L25 für eine Grundwellenschaltung bilden spiralförmige Induktoren, die spiralförmige Übertragungsleitungen sind, so dass die Induktivität pro Einheitsfläche erhöht werden kann, um die Fläche eines Halbleiters zu reduzieren. Die Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und die Induktoren L21 bis L25 für eine Grundwellenschaltung sind so positioniert, dass sie sich derart spiralförmig überlagern, dass sich die Übertragungsleitungen in Spiralabschnitten nahekommen und eine Wicklungsrichtung der Spiralen umkehren, wenn sie von der oberen Oberfläche des Chips aus betrachtet werden. Dementsprechend weisen die Induktoren L11 bis L15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und die Induktoren L21 bis L25 für eine Grundwellenschaltung Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität zueinander auf und bilden eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen.
  • 2 ist ein Ersatzschaltbild eines Pfads, der vom Anschlusspunkt IN1 zum Anschlusspunkt OUT1 in 1 führt, und ist ein Ausschnitt eines Teils des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung. Wie oben erläutert wurde, sind der Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Kondensator C11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen in Reihe geschaltet. Ein Ende des Kondensators C11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen ist geerdet. Ein Induktivitätswert des Induktors L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und ein Kapazitätswert der Kondensators C11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind so eingestellt, dass der Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Kondensator C11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen bei einer Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz sind und im Wesentlichen kurzgeschlossen sind. Man beachte, dass der Kurzschluss idealerweise 0 Ω aufweist. Jedoch sollte besonders erwähnt werden, dass in der Praxis, falls die Impedanz des Kurzschlusses der zweiten Harmonischen auf 1/5 oder weniger im Vergleich zur Impedanz der Grundwelle eingestellt ist, ein sicherer oder größerer Effekt für die Verbesserung des Wirkungsgrads auftritt.
  • Der Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung bilden eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen. Das heißt, der Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung sind so positioniert bzw. angeordnet, dass sie Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität aufweisen, wenn elektrische Leistung gleichzeitig in den Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung und den Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen von Gates eingespeist wird.
  • Der Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung ist mit einem Ende des Drahts W21 verbunden. Ein im Nebenschluss geschalteter Kondensator Cp1 und ein Kondensator Cs1 und ein Widerstand Rs1, die parallel geschaltet sind, sind mit dem anderen Ende des Drahts W21 verbunden. Die Kondensatoren Cp1 und Cs1 und der Widerstand Rs1 sind auf dem Chip P1 ausgebildet und bilden die Anpassungsschaltung MC1. Der Widerstand Rs1 wird zu dem Zweck genutzt, um eine Stabilität des Betriebs bei einer niedrigeren Frequenz als der Frequenz der Grundwelle zu verbessern. Der Kondensator Cs1 wird zu dem Zweck genutzt, einen Widerstandswert in der Grundwelle zu reduzieren. Der Kondensator Cp1 und der Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung und der Draht W21 arbeiten als Voranpassungsschaltung für die Grundwelle auf der Eingangsseite. Eine Übertragungsleitung TL1 außerhalb eines Gehäuses arbeitet als Impedanzwandler.
  • 3 ist ein Ersatzschaltbild, um einen Betrieb der vorliegenden Offenbarung zu erläutern. 3A ist ein Ersatzschaltbild des Pfads, der vom Anschlusspunkt IN1 zum Anschlusspunkt OUT1 in 1 führt. Nur zur Erläuterung der 2 notwendige Teile sind in 3A schematisch dargestellt. Wie oben erläutert wurde, bilden der Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung und der Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen und weisen Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität zueinander auf. Die Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität sind durch Punkte von L11 und L21 angegeben. Ein zum Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen fließender elektrischer Strom ist als i1 dargestellt. Ein zum Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung fließender elektrischer Strom ist als i2 dargestellt. Ein Induktivitätswert von L11 ist als L(L11) dargestellt, ein Induktivitätswert von L21 ist als L(L21) dargestellt und ein Wert der Gegeninduktivität ist als -M dargestellt.
  • 3B ist ein Ersatzschaltbild in dem Fall, in dem die Induktoren in 3A durch Induktoren ohne Kopplungen ersetzt sind. Ein Induktivitätswert eines Grundwelleninduktors L21a ist als L(L21)+M dargestellt, ein Induktivitätswert eines Induktors L11a für die zweite Harmonische ist als L(L11)+M dargestellt und ein Induktivitätswert eines Induktors M1 ist als - M dargestellt. Wie aus 3B ersichtlich ist, fließen sowohl der elektrische Strom i1 als auch der elektrische Strom i2 zum Induktor M1. Wie in 3C dargestellt ist, geht man davon aus, dass der Induktor M1 imaginär in einen Induktor M1b, zu dem nur der elektrische Strom i1 fließt, und in einen Induktor M1a, zu dem nur der elektrische Strom i2 fließt, geteilt ist. Aus einem Vergleich der 3A und 3C sieht man in 3C, falls eine Reihenschaltung des Induktors L21a und des Induktors M1a ein Induktor L21b ist und eine Reihenschaltung des Induktors L11a und des Induktors M1b ein Induktor L11b ist, dass L21b und L11b in 3C L21 und L11 in 3A äquivalent sind.
  • Falls ein Induktivitätswert des Induktors M1a als L(M1a) dargestellt wird und ein Induktivitätswert des Induktors M1b als L(M1b) dargestellt wird, können, da ein Knoten N1 in 3B und Knoten N11 und N12 in 3C das gleiche Potential haben, L(M1a) und L(Mlb) unter Verwendung von i1, i2 und M wie folgt dargestellt werden: L ( M 1 a ) = − ( i 1 + i 2 ) / i 2 × M
    Figure DE112019007087B4_0001
    und L ( M1b ) = − ( i 1 + i 2 ) / i 1 × M .
    Figure DE112019007087B4_0002
  • Falls n = i2/i1 gilt, können die oben beschriebenen L(M1a) und L(M1b) unter Verwendung von n wie folgt dargestellt werden: L ( M1a ) = − ( 1 + 1 / n ) × M ,
    Figure DE112019007087B4_0003
    und L ( M 1 b ) = − ( 1 + n ) × M .
    Figure DE112019007087B4_0004
  • Da der zur Seite des Grundwelleninduktors fließende elektrische Strom i2 unter Verwendung von n als n×i1 dargestellt werden kann, kann dann ein Induktivitätswert L(L21b) des Grundwelleninduktors L21b in 3C dargestellt werden als L(L21b) = L(L21a)+L(M1a) = L(L21)-(1/n)×M und kann ein Induktivitätswert L(L11b) des Induktors L11b für die zweite Harmonische als L(L11b) = L(L11a)+L(M1b) = L(L11)-n×M dargestellt werden.
  • 4 ist ein Diagramm, das die Frequenzabhängigkeit von Impedanzen einer Grundwellenschaltung und eines Kurzschlusses der zweiten Harmonischen von den Gates des Transistors Tr1 in 2 gesehen darstellt. In 4 gibt eine durchgezogene Linie die Impedanz der Grundwellenschaltung an und gibt eine gestrichelte Linie die Impedanz des Kurzschlusses der zweiten Harmonischen an. Falls der Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung und der Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen jedoch Gegeninduktivitäten aufweisen, wird, da eine Impedanzberechnung in der Grundwellenschaltung und dem Kurzschluss der zweiten Harmonischen allein nicht durchgeführt werden kann, eine Berechnung in einem Zustand ausgeführt, in dem die Gegenimpedanzen fehlen. Obgleich es einen geringfügigen Unterschied gegenüber 2 gibt, kann dementsprechend eine ungefähre Bewegung der Schaltungsimpedanz erfasst werden.
  • 5 ist ein Diagramm, das die Frequenzabhängigkeit von n darstellt. 5A ist ein Diagramm, das eine Spur auf einer Polarkoordinate von n zeigt. 5B ist ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik eines Realteils von n nahe einer Frequenz der zweiten Harmonischen zeigt. In 5A ist eine Position von n bei fc dargestellt. Wenn ein von den Gates des Transistors zur Grundwellen-Anpassungsschaltung fließender Hochfrequenzstrom und ein von den Gates des Transistors zum Kurzschluss der zweiten Harmonischen fließender Hochfrequenzstrom in der Grundwelle verglichen werden, ist, da die Impedanz des Kurzschlusses der zweiten Harmonischen hoch ist und kaum ein elektrischer Strom fließt, wie in 4 gezeigt ist, ein Wert von n groß. In der Grundwelle ist die Impedanz, die die Grundwellen-Anpassungsschaltung erwartet, induktiv und ist die Impedanz, die der Kurzschluss der zweiten Harmonischen erwartet, kapazitiv. Daher ist ein Vorzeichen des Realteils von n negativ.
  • Auf der anderen Seite nimmt, wie in 4 dargestellt ist, die kapazitive Impedanz des Kurzschlusses der zweiten Harmonischen ab und nimmt ein von den Gates des Transistors zum Kurzschluss der zweiten Harmonischen fließender Hochfrequenzstrom zu, wenn die Frequenz von der Grundwelle aus zunimmt und sich der zweiten Harmonischen annähert. Die Impedanz des Kurzschlusses der zweiten Harmonischen ist bei einer Resonanzfrequenz des Kurzschlusses der zweiten Harmonischen minimiert. Falls die Impedanz die zweite Harmonische übersteigt, wird die Impedanz induktiv und nimmt der Absolutwert der Impedanz zu. Dementsprechend passiert, wie in 5A gezeigt ist, eine Spur von n nahe Null von einem negativen Wert und bewegt sich in eine positive Richtung, während die Frequenz ansteigt.
  • Nahe der Frequenz der zweiten Harmonischen ist kein Imaginärteil von n im Wesentlichen vorhanden, wie in 5A gezeigt ist. Wie in 5B gezeigt ist, nimmt ein Realteil von n mit der Frequenz monoton zu. Dementsprechend ist der Induktivitätswert L(11 b) an der oberen Grenze (2fh) des Bandes bezüglich des Induktivitätswerts L(L1 1 b) an der unteren Grenze (2fl) des Bandes klein. Dementsprechend ist eine Resonanzfrequenz durch L11b und C11 an der unteren Grenze (2fl) des Bandes niedrig und an der oberen Grenze (2fh) des Bandes hoch. Das heißt, eine Phasenänderung eines Reflexionskoeffizienten der Impedanz der zweiten
    Harmonischen, die von den Gates des Transistors erwartet wird, wird unterdrückt. Man beachte, dass wie in der obigen Erläuterung fl = 3,4 GHz und fh = 3,6 GHz sind.
  • 6 ist ein Diagramm, das eine Spur einer eingangsseitigen Impedanz im Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt. Man sieht, dass ein Intervall von Impedanzen bei 2 fl und 2fh, dargestellt in 6, im Vergleich zu den Intervallen der Impedanzen bei 2fl und 2fh, die in 14 dargestellt sind, enger ist. Dies zeigt, dass Phasenänderungen von Impedanzen in einer zweiten Harmonischen eng beieinander liegen und ein Frequenzband, in dem ein hoher Wirkungsgrad aufrechterhalten werden kann, erweitert ist.
  • Wie oben erläutert wurde, enthält die Halbleitervorrichtung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung den Transistor Tr1, der auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet ist und die Gateelektroden, die Sourceelektroden und die Drainelektroden aufweist, die Anpassungsschaltung MC1 zur eingangsseitigen Grundwellen-Anpassung, den ersten Induktor L21, der auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet ist, wobei ein Ende des ersten Induktors L21 mit den Gateelektroden des Transistors Tr1 verbunden ist und das andere Ende des ersten Induktors L21 mit der Anpassungsschaltung MC1 verbunden ist, den Kondensator C11, der auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet ist, wobei ein Ende des Kondensators C11 kurzgeschlossen ist, und den zweiten Induktor L11, der auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet ist, wobei ein Ende des zweiten Induktors L11 mit den Gateelektroden des Transistors Tr1 verbunden ist und das andere Ende des zweiten Induktors L11 mit dem anderen Ende des Kondensators C11 verbunden ist. Der zweite Induktor L11 ist in Reihe mit dem Kondensator C11 bei der Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz, weist die Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität mit dem ersten Induktor L21 auf und bildet die Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen.
  • Mit solch einer Konfiguration tritt, da die Gateelektroden des Transistors T1 und die Anpassungsschaltung MC1 zur Grundwellen-Anpassung über den ersten Induktor L21 verbunden sind, der die Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität mit dem zweiten Induktor L11, der die Resonanzschaltung bildet, aufweist, ein Effekt auf, dass es möglich ist, die Spreizung der Impedanz der zweiten Harmonischen, von den Gates des Transistors Tr1 aus gesehen, zu unterdrücken, und ein hocheffizienter Betrieb über ein gesamtes Zielband durchgeführt werden kann.
  • Man beachte, dass in der ersten Ausführungsform ein Beispiel der Schaltung erläutert ist, die ein gewünschtes n realisieren kann. Jedoch gibt es keine Beschränkung der Schaltungskonfiguration, falls eine Schaltung ein n realisieren kann, das sich von einem negativen Wert entsprechend einer Zunahme einer Frequenz in einer positiven Richtung bewegt.
  • Zweite Ausführungsform
  • Die Konfiguration eines Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird mit Verweis auf 7 und 8 erläutert. Ein Unterschied gegenüber der ersten Ausführungsform sind die Konfigurationen eines ersten Induktors und eines zweiten Induktors. Die übrigen Teile sind mit der ersten Ausführungsform gemeinsam.
  • In dem in 1 dargestellten Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der ersten Ausführungsform ist die Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen, die den Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und den Induktor L21 für eine Grundwellenschaltung enthält, in engem Kontakt mit einem Gate-Einspeisungsdraht GF1. Wenn eine Betriebsfrequenz ansteigt, werden daher Einflüsse auf Basistransistoren, die den Transistor Tr1 bilden, unausgewogen. Konkret ist in 1 in einer Abwärtsrichtung, von einem Anschlusspunkt des Gate-Einspeisungsdrahts GF1 und des Induktors L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen aus betrachtet, der Abstand zwischen dem Gate-Einspeisungsdraht GF1 und dem Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen kurz, und es tritt eine Kopplung auf. Auf der anderen Seite ist in 1 in einer Aufwärtsrichtung, von dem Anschlusspunkt des Gate-Einspeisungsdrahts GF1 und des Induktors L11 aus betrachtet, der Abstand zwischen dem Gate-Einspeisungsdraht GF1 und dem Induktor L11 zur Anpassung der zweiten Harmonischen im Vergleich zu dem Abstand in der Abwärtsrichtung lang, und der Einfluss einer Kopplung ist gering. Da die Abstände zwischen der Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen und den Basistransistoren auf diese Weise nicht einheitlich sind, ergibt sich ein Problem insofern, als der Betrieb des Transistors Tr1 unausgewogen wird und Charakteristiken verschlechtert werden.
  • 7 ist eine detaillierte Ansicht des Inneren des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, von der oberen Oberfläche aus betrachtet. 8 ist eine vergrößerte Ansicht der Umgebung von Tr2 in 7. Ein von einem Anschlusspunkt IN2 zu einem Anschlusspunkt OUT2 führender Pfad wird als Beispiel erläutert.
  • Wie in der ersten Ausführungsform ist der Chip T1 ein kleines Stück eines Halbleitersubstrats, das erhalten wird, indem auf die obere Oberfläche eines SiC-(Siliziumcarbid-) Substrats eine Halbleiterschicht, die GaN (Galliumnitrid) als Hauptmaterial enthält, epitaktisch aufgewachsen wird. Die Transistoren Tr1 bis Tr5, die die Gateelektroden, die Sourceelektroden und die Drainelektroden aufweisen, sind auf der oberen Oberfläche des Chips T1 ausgebildet. Dieser Transistor ist ein HEMT (Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit) mit einer ausgezeichneten Hochfrequenzcharakteristik. Das heißt, die Transistoren Tr1 bis Tr5 sind GaN-basierte HEMTs. Die Kondensatoren C11 bis C15 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind auf dem Chip T1 ausgebildet. Die einen Enden der Kondensatoren C1 bis C6 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind über die VIAs, die mit der rückseitigen Oberfläche des Chips T1 leitend verbinden und im Chip T1 ausgebildet sind, kurzgeschlossen. Die Gateelektroden des Transistors Tr2 sind durch einen Gate-Einspeisungsdraht GF2 miteinander verbunden.
  • Das eine Ende eines Induktors L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen ist mit den Gateelektroden des Transistors Tr2 verbunden, und das andere des Induktors L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen ist mit dem anderen Ende des Kondensators C2 zur Anpassung der zweiten Harmonischen verbunden. Der Induktor L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Kondensator C2 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind so konfiguriert, dass sie im Wesentlichen bei einer Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz sind und einen Kurzschluss der zweiten Harmonischen bilden. Ein Ende eines Induktors L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen ist mit den Gateelektroden des Transistors Tr2 verbunden, und das andere Ende des Induktors L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen ist mit dem anderen Ende des Kondensators C3 zur Anpassung der zweiten Harmonischen verbunden. Der Induktor L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Kondensator C3 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind so konfiguriert, dass sie im Wesentlichen bei einer Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz sind und einen Kurzschluss der zweiten Harmonischen bilden.
  • Ein Ende eines Induktors L221 für eine Grundwellenschaltung ist mit den Gateelektroden des Transistors Tr2 verbunden, und das andere Ende des Induktors L221 für eine Grundwellenschaltung ist mit der Anpassungsschaltung MC2 zur Grundwellen-Anpassung über einen Draht W22 verbunden. Ein Ende eines Induktors L222 für eine Grundwellenschaltung ist mit den Gateelektroden des Transistors Tr2 verbunden, und das andere Ende des Induktors L222 für eine Grundwellenschaltung ist mit der Anpassungsschaltung MC2 zur Grundwellen-Anpassung über den Draht W22 verbunden.
  • Wie in 7 und 8 gezeigt ist, sind der Induktor L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Induktor L221 für eine Grundwellenschaltung in verschachtelter Form nahe beieinander positioniert. Die Platzierung ist so konzeptioniert, dass ein von den Gates des Transistors Tr2 zu C2 entlang dem Induktor L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen führender Pfad und ein von den Gates des Transistors Tr2 zum Draht W22 entlang dem Induktor L221 für eine Grundwellenschaltung führender Pfad in engen Kontaktabschnitten in entgegengesetzten Richtungen einander gegenüberliegen. Dementsprechend weisen der Induktor L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Induktor L221 für eine Grundwellenschaltung Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität auf und bilden eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen. Ähnlich weisen der Induktor L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und der Induktor L222 für eine Grundwellenschaltung Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität auf und bilden eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen.
  • In der Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen, die den Induktor L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und den Induktor L221 für eine Grundwellenschaltung enthält, und der Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen, die den Induktor L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und den Induktor L222 für eine Grundwellenschaltung enthält, sind die Induktoren L121 und L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen verbunden und sind die Induktoren L221 und L222 für eine Grundwellenschaltung verbunden. Das heißt, ein Paar Gegeninduktivitätsschaltungen zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen ist miteinander verbunden. Die Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen, die den Induktor L121 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und den Induktor L221 für eine Grundwellenschaltung enthält, und die Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen, die den Induktor L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen und den Induktor L222 für eine Grundwellenschaltung enthält, sind in Bezug auf eine gerade Linie B-B' symmetrisch angeordnet, die durch die Mitte des Transistors Tr2 bezüglich der Längenrichtung der Gates hindurchgeht und sich in der Richtung der Gate-Breite erstreckt. Das heißt, das Paar Gegeninduktivitätsschaltungen zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen ist in Bezug auf die sich in der Richtung der Gate-Breite erstreckende gerade Linie symmetrisch angeordnet.
  • Die Induktoren L121 und L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen sind in engem Kontakt mit dem Gate-Einspeisungsdraht GF2. Da die Induktoren L121 und L122 zur Anpassung der zweiten Harmonischen bezüglich der geraden Linie B-B' symmetrisch angeordnet sind, sind im Vergleich zu der ersten Ausführungsform Unterschiede unter den Abständen zwischen den Basistransistoren und den Induktoren gering. Verglichen mit der ersten Ausführungsform kann dementsprechend eine Unausgewogenheit der Operationen unter den Basistransistoren unterdrückt werden. Charakteristiken des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers werden verbessert. Eine Erläuterung der anderen Teilbereiche wird weggelassen.
  • Wie oben erläutert wurde, enthält der Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung den Transistor Tr2, der auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet ist und die Gateelektroden, die Sourceelektroden und die Drainelektroden aufweist, die Anpassungsschaltung MC2 zur eingangsseitigen Grundwellen-Anpassung des Transistors Tr2, die ersten Induktoren L211 und L222, die auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet sind, wobei die einen Enden der ersten Induktoren L221 und L222 mit den Gateelektroden des Transistors Tr2 verbunden sind und die anderen Enden der ersten Induktoren L221, L222 mit der Anpassungsschaltung MC2 verbunden sind, und die Kondensatoren C2 und C3, die auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet sind, wobei die einen Enden der Kondensatoren C2 und C3 kurzgeschlossen sind. Der Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält den zweiten Induktor L121, der auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet ist, wobei das eine Ende des zweiten Induktors L121 mit den Gateelektroden des Transistors Tr2 verbunden ist und das andere Ende des zweiten Induktors L121 mit dem anderen Ende des Kondensators C2 verbunden ist. Der zweite Induktor L121 ist in Reihe mit dem Kondensator C2 bei der Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz, weist die Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität mit dem ersten Induktor L221 auf und bildet die Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen. Ferner enthält der Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung den zweiten Induktor L122, der auf dem Halbleitersubstrat T1 ausgebildet ist, wobei ein Ende des zweiten Induktors L122 mit den Gateelektroden des Transistors Tr2 verbunden ist und das andere Ende des zweiten Induktors L122 mit dem anderen Ende des Kondensators C3 verbunden ist. Der zweite Induktor L122 ist in Reihe mit dem Kondensator C2 bei der Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz, weist die Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität mit dem ersten Induktor L222 auf und bildet die Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen.
  • Außerdem sind im Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung der Induktor L121 und der Induktor L122 miteinander verbunden und sind der Induktor L221 und der Induktor L222 miteinander verbunden. Der Induktor L121 und der Induktor L122 sind bezüglich einer sich in der Richtung der Gate-Breite erstreckenden geraden Linie symmetrisch angeordnet. Der Induktor L221 und der Induktor L222 sind bezüglich der sich in der Richtung der Gate-Breite erstreckenden geraden Linie symmetrisch angeordnet. Das heißt, das Paar Gegeninduktivitätsschaltungen zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen ist bezüglich der sich in der Richtung der Gate-Breite erstreckenden geraden Linie symmetrisch angeordnet und miteinander verbunden.
  • Mit solch einer Konfiguration tritt wie in dem in der ersten Ausführungsform erläuterten Hochfrequenz-Halbleiterverstärker in der Halbleitervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform, da die Gateelektroden des Transistors Tr2 und die Anpassungsschaltung MC2 für eine Grundwellen-Anpassung über die ersten Induktoren L221 und L222 verbunden sind, die die Gegeninduktivitäten subtraktiver Polarität mit den zweiten Induktoren L121 und L122 aufweisen, die die Resonanzschaltung bilden, ein Effekt auf, dass es möglich ist, die Spreizung der Impedanz der zweiten Harmonischen, von den Gates des Transistors Tr2 aus gesehen, zu unterdrücken, und ein hocheffizienter Betrieb über ein gesamtes Zielband durchgeführt werden kann.
  • Im Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der zweiten Ausführungsform ist ferner das Paar Gegeninduktivitätsschaltungen zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen bezüglich der geraden Linie B-B', die durch die Mitte bezüglich der Längenrichtung des Gates des Transistors Tr2 hindurchgeht und sich in der Richtung der Gate-Breite erstreckt, symmetrisch angeordnet. Dementsprechend können im Vergleich zu der ersten Ausführungsform die Unterschiede unter den Abständen zwischen den Basistransistoren und den Induktoren reduziert werden. Daher tritt im Vergleich zu der ersten Ausführungsform ein Effekt auf, dass es möglich ist, eine Unausgewogenheit von Operationen unter den Basistransistoren zu unterdrücken und Charakteristiken des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers weiter zu verbessern.
  • Man beachte, dass in dieser Beschreibung in dem gesamten Hochfrequenz-Halbleiterverstärker gemäß der vorliegenden Offenbarung oder dem gesamten herkömmlichen Hochfrequenz-Halbleiterverstärker der Betrieb und die Konfiguration des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers unter Verwendung des vom Anschlusspunkt IN1 zum Anschlusspunkt OUT1 führenden Pfads oder des vom Anschlusspunkt IN2 zum Anschlusspunkt OUT2 führenden Pfads erläutert sind. Jedoch sind der Betrieb und die Konfiguration des Hochfrequenz-Halbleiterverstärkers in einem von einem Anschlusspunkt INx zu einem Anschlusspunkt OUTx (x ist eine beliebige ganze Zahl 1 bis 5) führenden Pfad gleich. In den Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung sind die Transistoren die GaN-basierten HEMTs, die auf dem SiC-Substrat ausgebildet sind. Jedoch kann ein Substratmaterial Si oder dergleichen sein. Alternativ dazu können die Transistoren aus einem GaAs-basierten oder Sibasierten Material geschaffen sein. Die Transistorstruktur kann ein MOSFET, ein MESFET oder ein HBT sein. In der vorliegenden Offenbarung können die Ausführungsformen innerhalb des Umfangs der Offenbarung frei kombiniert werden und können die Ausführungsformen wie jeweils geeignet modifizierte oder weggelassen werden.
  • Bezugszeichenliste
  • 10,14 Zuleitung; 12 Gehäuse; 12a Metallplatte; 12b Isolator; 12c Kappe; C1-C5, C11-C15 Kondensator zur Anpassung der zweiten Harmonischen; L1 bis L5, L11 bis L15, L111 bis L152 Induktor zur Anpassung der zweiten Harmonischen; L21 bis L25, L211 bis L252 Induktor für eine Grundwellenschaltung; MC1 bis MC5 Anpassungsschaltung; T1 Chip; Tr1 bis Tr5 Transistor; W11 bis W15, W21 bis W30, W31 bis W35 Draht

Claims (3)

  1. Hochfrequenz-Halbleiterverstärker, aufweisend: einen Transistor (Tr1 bis Tr5), der auf einem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und eine Gateelektrode, eine Sourceelektrode und eine Drainelektrode aufweist; eine Anpassungsschaltung (MC1 bis MC5) zur eingangsseitigen Grundwellen-Anpassung des Transistors (Tr1 bis Tr5); einen ersten Induktor (L21 bis L25), der auf dem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und ein Ende, das mit der Gateelektrode des Transistors (Tr1 bis Tr5) verbunden ist, und das andere Ende, das mit der Anpassungsschaltung (MC1 bis MC5) verbunden ist, aufweist; einen Kondensator (C11 bis C15), der auf dem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und ein Ende aufweist, das kurzgeschlossen ist; und einen zweiten Induktor (L11 bis L15), der auf dem Halbleitersubstrat (T1) ausgebildet ist und ein Ende, das mit der Gateelektrode des Transistors (Tr1 bis Tr5) verbunden ist, und das andere Ende, das mit dem anderen Ende des Kondensators (C11 bis C15) verbunden ist, aufweist, wobei der zweite Induktor (L11 bis L15) in Reihe mit dem Kondensator (C11 bis C15) bei einer Frequenz der zweiten Harmonischen in Resonanz ist, eine Gegeninduktivität subtraktiver Polarität mit dem ersten Induktor (L21 bis L25) aufweist und der erste Induktor (L21 bis L25) und der zweite Induktor (L11 bis L15) eine Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen bilden.
  2. Hochfrequenz-Halbleiterverstärker nach Anspruch 1, wobei die Gegeninduktivitätsschaltung zur eingangsseitigen Anpassung der zweiten Harmonischen bezüglich einer sich in Richtung einer Gate-Breite erstreckenden geraden Linie symmetrisch ist.
  3. Hochfrequenz-Halbleiterverstärker nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Transistor ein GaN-basierter HEMT ist.
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