DE112018007483T5

DE112018007483T5 - Hochfrequenz-Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE112018007483T5
Application number: DE112018007483.8T
Authority: DE
Inventors: Yoshinobu Sasaki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2018-04-16
Filing date: 2018-04-16
Publication date: 2020-12-31
Also published as: CN111989861B; WO2019202631A1; CN111989861A; JP6835293B2; US20210044261A1; JPWO2019202631A1; US11296662B2

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker, in welchem hauptsächlich ein Verstärkungs-GaN-Chip und ein GaAs-Chip, welcher eine darauf ausgebildete Voranpassungsschaltung für Vorgenannten aufweist, mittels Drähten auf einer identischen Metallplatte verbunden sind. Der Hochfrequenz-Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung ist mit einem Koppler bereitgestellt, welcher eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität auf dem GaAs-Chip aufweist, wodurch es ermöglicht wird: eine Gegeninduktivität zwischen benachbarten Drähten aufzuheben; eine Ausbreitung einer Impedanz einer zweiten Harmonischen bezüglich einer Frequenz zu reduzieren, wenn ein Signal von einem Gate-Anschluss des GaAs-Chips betrachtet wird; und einen hohen Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers in einem gewünschten Grundwellenband aufrechtzuerhalten.

Description

Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Leistungsverstärker, in welchem hauptsächlich ein Verstärkungstransistor unter Verwendung eines GaN-HEMT und ein GaAs-Halbleiter, welcher eine darauf ausgebildete Voranpassungsschaltung für den Vorgenannten aufweist, mittels Drähten auf einer identischen Metallplatte verbunden sind.
Hintergrund
In den vergangenen Jahren wurde ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker, welcher einen GaN-Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMT) verwendet, der mit einer höheren Versorgungsspannung betrieben werden kann, als ein herkömmlicher GaAs-Transistor oder ein Si-LDMOS-Transistor, durch Verwendung des Merkmals einer breiten Bandlücke auch in einem Verbrauchersektor zunehmend eingesetzt. Eines der Hauptanwendungsgebiete davon ist das eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers, welcher für eine Mobiltelefonbasisstation eingesetzt wird. Da er in den meisten Fällen eine Betriebsfrequenz von ungefähr 1 bis 5 GHz aufweist und normalerweise mit einer hohen Versorgungsspannung von 28 bis 50 V betrieben werden kann, kann dieselbe Ausgangsleistung realisiert werden, indem ein Transistor mit einer geringeren Gate-Breite im Vergleich zu herkömmlichen GaAs- und Si-Transistoren verwendet wird. Eine geringere Gate-Breite führt zu einer Reduzierung eines Verlustes bei einer Impedanzanpassung bis 50 Ω, was der Standardimpedanz entspricht, und zu einer Reduzierung eines Verlustes bei einer Leistungsverteilung / -synthese. Daher weist der Hochfrequenz-Leistungsverstärker unter Verwendung eines GaN-HEMT ein Merkmal dahingehend auf, dass er mit einer hohen Verstärkung und einem hohen Wirkungsgrad betrieben werden kann, im Vergleich zu einem Verstärker unter Verwendung eines GaAs- oder eines Si-Transistors (siehe zum Beispiel NPL 1).
Stand der Technik
Patentliteratur

[PTL 1] JP 2007-60616 A
[PTL 2] JP-T 2004-523172

Nicht-Patentliteratur
[NPL 1] 2016 Proceedings of the 46th European Microwave Conference, Seiten 572-575, „A 83-W, 51% GaN HEMT Doherty Power Amplifier for 3.5-GHz-Band LTE Base Stations“
Zusammenfassung
Technisches Problem
In PTL 1, PTL 2, und NPL 1 sind typische Beispiele eines Packungsproduktes eines GaN-HEMT gezeigt, welcher in einem Leistungsverstärker für eine Mobiltelefonbasisstation eingesetzt wird. In 9 ist eine Draufsicht auf ein Packungsbeispiel in einer Packung eines in NPL 1 beschriebenen Verstärkers einer ersten Stufe, welcher einen GaN-HEMT verwendet, gezeigt; und in 10 ist eine Ansicht derselben Packung gezeigt, wie sie von einer Seite gesehen wird. 11 zeigt eine detaillierte montierte Ansicht umfassend die Layouts eines GaN-Chips (T1) und eines GaAs-Chips (P1); und 12 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Teils eines Pfades in 11. Hier ist der GaN-Chip T1 aus einer Mehrzahl von Teilen von GaN-Transistorzellen mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMT) aufgebaut, und der GaAs-Chip P1 spielt eine Rolle als eine Voranpassung, in welcher eine geringe Eingangsimpedanz des GaN-HEMT in eine etwas höhere Impedanz konvertiert wird und eine Rolle zum Aufrechterhalten der Stabilität des gesamten Leistungsverstärkers.
In 9 kennzeichnet das Bezugszeichen T1 einen GaN-HEMT-Chip; das Bezugszeichen P1 kennzeichnet einen Voranpassungs-GaAs-Chip; und das Bezugszeichen 10 kennzeichnet einen Eingangsanschluss, welcher auch als Gate-Bias-Anschluss dient. Bezugszeichen 14 kennzeichnet einen Ausgangsanschluss, welcher auch als Drain-Bias-Anschluss dient. Das Bezugszeichen 12 kennzeichnet eine Seitenwand einer Keramikpackung und eine Metallplatte zur Wärmeableitung. Die Bezugszeichen W11 bis W15 kennzeichnen Drähte zum Verbinden eines Eingangsanschlusses 10 und des GaN-Chips P1; die Bezugszeichen W21 bis W30 kennzeichnen Drähte zum Verbinden des GaAs-Chips P1 und der Gate-Elektroden-Pads des GaN-Chips T1; und die Bezugszeichen W31 bis W35 kennzeichnen Drähte zum Verbinden von Elektroden-Pads des GaN-Chips T1 und des Ausgangsanschlusses 14.
In 10 kennzeichnet das Bezugszeichen 12a eine Metallplatte, welche im GaN-Chip T1 erzeugte Wärme an einen unteren Teil der Packung ableitet und dient darüber hinaus als eine Masse; das Bezugszeichen 12b kennzeichnet einen Isolator zum elektrischen Isolieren der Anschlüsse 10 und 14 von der Metallplatte 12a; und das Bezugszeichen 12c kennzeichnet die Seitenwand der Packung und eine Oberseitenabdeckung.
In 11 sind die Drähte W21A, W21B bis W25A, und W25B zum Verbinden des GaAs-Chips P1 und des GaN-Chips T1 durch fünf Drähte von W21 bis W25 zur Vereinfachung in 8 gezeigt; in einem tatsächlichen Layout sind diese jedoch in vielen Fällen durch zwei Drähte von jeweils A und B ausgebildet, wie in 9 gezeigt. Dies leitet sich ab, da es zum Betreiben des Leistungsverstärkers mit einem hohen Wirkungsgrad effektiv ist, nicht nur eine Impedanz einer Grundwelle, sondern auch eine Impedanz einer zweiten Harmonischen hinsichtlich der Impedanzen zu optimieren, welche von den Gate-Elektroden-Pads P31 bis P35 der GaN-HEMT-Zellen, welche mittels F1 bis F5 gekennzeichnet sind, in eine Richtung des Eingangsanschlusses 10 betrachtet werden.
Für diese Optimierung ist es bei der Design-Optimierung einfacher, eine Aufteilung in einen Pfad einer Grundwelle (zum Beispiel ein Weg von W21A) und in einen Pfad einer zweiten Harmonischen (zum Beispiel ein Weg von W21B) durchzuführen; und daher sind Pads auf dem GaAs-Chip P1 in 11 ebenfalls in Pads P21A, P21B bis P25A, und P25B aufgeteilt, so dass diese mit W21A, W21B bis W25A, und W25B korrespondieren. Bezugszeichen VH 11 und VH 21 kennzeichnen VIA-Löcher, welche jeweils auf dem GaAs-Chip P1 und dem GaN-Chip T1 ausgebildet sind; welche jeweils eine Masseelektrode auf einer Rückseite des Chips und ein Massemetall auf einer Vorderseite des Chips verbinden. Obwohl VIA-Löcher nicht an allen Positionen mittels Bezugszeichen gekennzeichnet sind, um eine Komplexität der Figur zu vermeiden, kennzeichnen Kreise derselben Form VIA-Löcher.
Zusätzlich kennzeichnet das Bezugszeichen PP ein Eingangs-Pad des GaAs-Chips P1; das Bezugszeichen TT kennzeichnet das Drain-Elektroden-Pad des GaN-Chips T1. Zusätzlich kennzeichnen die Bezugszeichen IN1 bis IN5 jeweils einen Verbindungspunkt der jeweiligen Drähte W11 bis W15 mit dem Eingangs-Pad 10; und die Bezugszeichen OUT1 bis OUT5 kennzeichnen jeweils einen Verbindungspunkt der jeweiligen Drähte W31 bis W35 mit dem Ausgangs-Pad 14.
Eine Ersatzschaltung in 12 gibt eine Ersatzschaltung eines Pfades von den Verbindungspunkten IN1 bis OUT1 in 11 an. In 12 zeigen die Bezugszeichen Lw11, Lw21A, Lw21B, und Lw31 jeweils eine Induktivität, welche durch die jeweiligen Drähte W11, W21A, W21B, und W31 in 11 ausgebildet ist. Ein Widerstand R11 und ein Kondensator C11 bilden eine Stabilisierungsschaltung aus; die Induktivität Lw21A und ein Kondensator C21 bilden eine Voranpassungsschaltung für eine Grundwelle aus; und die Induktivität Lw21B und ein Kondensator C31 bilden einen Kurzschluss für eine zweite Harmonische aus. Durch diesen Kurzschluss für die zweite Harmonische kann ein Wirkungsgrad im Leistungsverstärkungsbetrieb des GaN-HEMT F1 im Vergleich mit einem Fall verbessert werden, in dem der Kurzschluss für die zweite Harmonische nicht bereitgestellt ist. Der Widerstand R11 und die Kondensatoren C11 bis C31, welche in 12 gezeigt sind, korrespondieren mit Bezugszeichen, welche auf dem Chip-Layout in 11 angegeben sind.
13 zeigt ein Beispiel der Simulation des Drain-Wirkungsgrades des Leistungsverstärkers durch einen Pfad von IN1 zu OUT1 bei einer Veränderung einer Reflexionsphase in einem Zustand, in dem der Betrag eines Reflexionskoeffizienten der Impedanz der zweiten Harmonischen, welche vom Gate-Elektroden-Pad P31 des GaN-HEMT (F1) in eine Richtung des Verbindungspunktes IN1 betrachtet wird, als ungefähr 1 angenommen wird (Totalreflexion). In der Simulation werden der Betrag und die Phase des Reflexionskoeffizienten idealerweise im Gate-Elektroden-Pad P31 verändert, und daher sind die Induktivität Lw21B und der Kondensator C3 in 12 nicht enthalten. Wie in 13 gezeigt, wird der Drain-Wirkungsgrad des Verstärkers durch die Reflexionsphase der zweiten Harmonischen verändert, und ein maximaler Wert ist bei ungefähr 180° gezeigt.
14 zeigt ein Beispiel der Ortskurve der Impedanz, welche vom Gate-Elektroden-Pad P31 in die Richtung des Verbindungspunktes IN1 in der Ersatzschaltung in 12 gesehen wird. Es ist ersichtlich, dass sich die Impedanz in einem Grundwellenband fl bis fh (fc ist eine Mittenfrequenz) an beinahe einem Punkt konzentriert, während sich die Ortskurve der Impedanz im Band der zweiten Harmonischen (2fl bis 2fh; 2fc ist eine Mittenfrequenz) signifikant ausbreitet. Diese Ausbreitung liegt außerhalb eines Bereichs, in welchem ein in 13 gezeigter maximaler Wirkungsgrad bei 170° bis 190° erzielt werden kann; und es besteht ein Problem hinsichtlich einer Unfähigkeit, einen Betrieb mit einem hohen Wirkungsgrad über ein Zielband auszuführen.
Mittel zur Lösung der Probleme
Gemäß einer vorliegenden Erfindung umfasst ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker einen Feldeffekttransistor (F1), welcher einen Gate-Anschluss (P31), einen Source-Anschluss, und einen Drain-Anschluss (TT) aufweist, wobei der Feldeffekttransistor zur Verstärkung eines Hochfrequenz-Grundwellensignals eingesetzt wird, einen ersten Halbleiter-Chip (T1), auf welchem der Feldeffekttransistor (F1) ausgebildet ist, eine Voranpassungsschaltung, welche einen ersten Eingangsanschluss (PP) und einen ersten Ausgangsanschluss (N11) zum eingangsseitigen Anpassen der Grundwelle des Feldeffekttransistors (F1) umfasst, einen Kurzschlusskondensator (C31) für eine zweite Harmonische umfassend einen eingangsseitigen Kurzschluss (N12) für die zweite Harmonische des Feldeffekttransistors, einen ersten Koppler (CPL1) umfassend einen zweiten Eingangsanschluss (derselbe Teil wie N11), welcher mit dem ersten Ausgangsanschluss (N11) verbunden ist, einen dritten Eingangsanschluss (derselbe Teil wie N12), welcher mit dem eingangsseitigen Kurzschlussanschluss (N12) für die zweite Harmonische verbunden ist, einen zweiten Ausgangsanschluss (P21A), durch welchen ein Signal vom zweiten Eingangsanschluss ausgegeben wird, und einen dritten Ausgangsanschluss (P21B), durch welchen ein Signal vom dritten Eingangsanschluss ausgegeben wird, wobei der Koppler eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist, wenn Signale gleichzeitig vom zweiten Eingangsanschluss und vom dritten Eingangsanschluss eingespeist werden, einen zweiten Halbleiter-Chip (P1), auf welchem die Voranpassungsschaltung, der Kurzschlusskondensator für die zweite Harmonische, und der Koppler ausgebildet sind, einen ersten Draht (W21A), welcher den zweiten Ausgangsanschluss und den Gate-Anschluss verbindet, und einen zweiten Draht (W21B), welcher den dritten Ausgangsanschluss und den Gate-Anschluss verbindet und eine Gegeninduktivität einer additiven Polarität mit dem ersten Draht aufweist.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Der Hochfrequenz-Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung kann, wenn der Verstärkungstransistor unter Verwendung des GaN-HEMT und der GaAs-Halbleiter, welcher eine darauf ausgebildete Voranpassungsschaltung für Vorgenannten aufweist, hauptsächlich mittels Drähten auf einer identischen Metallplatte verbunden sind, die Ausbreitung der Impedanz der zweiten Harmonischen bezüglich des Grundwellenbandes reduzieren bei einer Betrachtung vom GaN-HEMT-Gate-Elektroden-Pad in der Richtung des Eingangsanschlusses; wodurch ein Effekt erzielt wird, dass ein Betrieb mit einem hohen Wirkungsgrad innerhalb des Grundwellenbandes ermöglicht wird.
Figurenliste

1 ist eine Schaltungskonfiguration eines Voranpassungsteils eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß einer ersten Ausführungsform.
2 ist eine Packungsansicht, welche die Layouts und Drähte des Voranpassungsteils und einen GaN-HEMT-Teil des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform beinhaltet.
3 ist eine vergrößerte Ansicht des Layouts des Kopplerteils, welcher in der Voranpassungsschaltung eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform bereitgestellt ist.
4 sind Simulationsergebnisse einer Stromkomponente einer Grundwelle und einer Stromkomponente einer zweiten Harmonischen, welche durch die Induktivität gemäß der ersten Ausführungsform fließen.
5 sind Simulationsergebnisse einer Stromkomponente einer Grundwelle und einer Stromkomponente einer zweiten Harmonischen, welche durch die Induktivität in 10 fließen, zu Vergleichszwecken mit der ersten Ausführungsform.
6 zeigt die Ortskurve der Impedanz, wenn die Signalquelle vom Gate-Elektroden-Pad des GaN-HEMT des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform betrachtet wird.
7 zeigt eine Schaltungskonfiguration eines Voranpassungsteils eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß einer zweiten Ausführungsform.
8 ist eine vergrößerte Ansicht des Layouts des Voranpassungsteils des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß der zweiten Ausführungsform.
9 ist eine Draufsicht eines Layout-Beispiels in einer Packung eines Verstärkers einer ersten Stufe, welcher einen herkömmlichen GaN-HEMT verwendet.
10 ist eine Ansicht der Packung aus 9 von einer Seite betrachtet.
11 ist eine Packungsansicht, welche ein Layout eines Voranpassungsteils und eines GaN-HEMT-Teils des herkömmlichen Hochfrequenz-Leistungsverstärkers und Drähte beinhaltet.
12 zeigt ein Schaltbild des Voranpassungsteils des herkömmlichen Hochfrequenz-Leistungsverstärkers.
13 zeigt ein Beispiel einer Simulation des Drain-Wirkungsgrades des Leistungsverstärkers durch einen Pfad von IN1 zu OUT1 bei einer Veränderung einer Reflexionsphase in einem Zustand, in dem der Betrag eines Reflexionskoeffizienten der Impedanz der zweiten Harmonischen, welche vom Gate-Elektroden-Pad P31 des GaN-HEMT (F1) in 12 in eine Richtung des Verbindungspunktes IN1 betrachtet wird, als ungefähr 1 (Totalreflexion) angenommen wird.
14 zeigt die Ortskurve einer Impedanz, wenn eine Signalquellenseite vom Gate-Elektroden-Pad des GaN-HEMT des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers aus 12 betrachtet wird.

Beschreibung der Ausführungsformen
Ein Hochfrequenz-Leistungsverstärker gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug zu den Figuren beschrieben. Umfassend bereits beschriebene Figuren, sind identische oder korrespondierende Komponenten durch identische Bezugszeichen gekennzeichnet und wiederholte Beschreibungen können ausgelassen sein. Nachfolgend wird eine Beschreibung unter beispielhafter Verwendung eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers abgegeben, in welchem ein Verstärkungstransistor unter Verwendung eines GaN-HEMT und ein GaAs-Halbleiter, welcher darauf eine Voranpassungsschaltung für Vorgenannten aufweist, mittels Drähten verbunden sind.
Erste Ausführungsform
Beschreibung der Konfiguration
1 zeigt eine Schaltungskonfiguration eines Voranpassungsteils eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Ein signifikanter Unterschied zu der in 11, welche vorher beschrieben wurde, ist der, dass ein Koppler CPL1, welcher aus den Induktivitäten Lc1A und Lc1B aufgebaut ist, die eine Gegeninduktivität einer gegenseitigen subtraktiven Polarität aufweisen, vor den Induktivitäten Lw21A und Lw21B bereitgestellt ist, das heißt, auf einer unmittelbar linken Seite der Pads P21A und P21B von Drähten W21A und W21B, auf einem GaAs-Chip P1.
2 ist eine Packungsansicht, welche die Layouts und Drähte des Voranpassungsteils und eines GaN-HEMT-Teils des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform beinhaltet. Koppler CPL1 bis CPL5, welche Besonderheiten der vorliegenden Erfindung sind, sind jeweils in Pfaden von IN1 zu OUT1, von IN2 zu OUT2, von IN3 zu OUT3, von IN4 zu OUT4, und von IN5 zu OUT 5 bereitgestellt. Ihre Positionen sind derart angeordnet, dass sie jeweils neben den Pads P21A und P21B, P22A und P22B, P23A und P23B, P24A und P24B, und P25A und P25B auf dem GaAs-Chip P1 liegen, so dass eine Zunahme der Größe des GaAs-Chips P1 minimiert wird.
3 ist eine vergrößerte Ansicht des Layouts des Kopplerteils CPL1. Der Koppler CPL1 setzt sich aus parallel angeordneten Übertragungsleitungen (hier Mikrostreifenleitungen) TRL21A und TRL21 B zusammen; und die Übertragungsleitung TRL21B, welche mit dem Pad P21A verbunden ist, ist mit einem Kondensator C3 verbunden und die Übertragungsleitung TRL21A, welche mit dem Pad P21B verbunden ist, ist mit den Kondensatoren C1 und C2 verbunden, so dass die elektromagnetische Kopplung eine subtraktive Polarität aufweist.
Beschreibung des Betriebs
Zunächst wird ein Faktor des Problems beschrieben, dass sich die Ortskurve der Impedanz eines Bandes einer zweiten Harmonischen ausbreitet. Wie in einer Layout-Ansicht in 11 und einer Ersatzschaltung in 12 gezeigt, liegt eine Mehrzahl von Drähten (W21A bis W25B), welche zwischen dem GaAs-Chip P1 und dem GaN-Chip T1 verbinden, benachbart und parallel zueinander. Aufgrund dieser Nähe und Parallelität wird eine elektromagnetische Kopplung zwischen benachbarten Drähten erzeugt. Diese Kopplung weist eine Gegeninduktivität einer additiven Polarität auf, wie anhand der Punkte ersichtlich ist, mit welchen die Induktivitäten Lw21A und Lw21B in 12 gekennzeichnet sind. Die Induktivität Lw21A ist jedoch mit einer Grundwellen-Voranpassung verbunden und Lw21B ist mit einem Kurzschluss für eine zweite Harmonische verbunden. Daher sind die Frequenzen fließender Ströme dem Anschein nach unterschiedlich und daher scheint kein direkter Einfluss zu bestehen. Hier bezieht sich der Kurzschluss idealerweise auf 0 Ω; es soll jedoch darauf hingewiesen werden, dass selbst eine Impedanz der zweiten Harmonischen, welche einem Fünftel im Vergleich zu einer Impedanz einer Grundwelle entspricht, in der Praxis kein Problem darstellt.
4 sind Simulationsergebnisse einer Stromkomponente der Grundwelle und einer Stromkomponente der zweiten Harmonischen, welche durch die Induktivität Lw21A aus einer Schaltung in 12 fließen. In der Schaltung in 12 zum Beispiel, in welcher eine Grundwellenmittenfrequenz auf 2,6 GHz festgelegt ist, entsprechen die Stromkomponente der Grundwelle und die Stromkomponente der zweiten Harmonischen, welche durch die Induktivität Lw21A fließen, jeweils 0,7 und 0,12; die Stromkomponente der zweiten Harmonischen, welche in etwa so groß wie 17 % der Stromkomponente der Grundwelle ist, fließt durch die Induktivität Lw21A. Infolgedessen wird festgestellt, dass die Stromkomponenten der zweiten Harmonischen, welche durch die Induktivitäten Lw21A und Lw21B fließen, mit gegenseitig additiven Polaritäten addiert werden, wodurch eine Veränderung der Impedanz der zweiten Harmonischen erhöht wird.
Unter Berücksichtigung, dass die Stromkomponente der zweiten Harmonischen demnach auch durch den Voranpassungspfad der Grundwelle fließt, ist der Koppler CPL1, welcher eine subtraktive Polarität aufweist, mit den Induktivitäten Lw21A und Lw21B verbunden, welche in 1 eine positive Polarität aufweisen. Durch ein geeignetes Festlegen einer Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität im Koppler CPL1, kann die Induktivität der zweiten Harmonischen, welche aufgrund der additiven Polarität der Induktivitäten Lw21A und Lw21B effektiv erhöht wird, durch den Koppler CPL1 effektiv aufgehoben werden, welcher die Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist, wodurch das Verhindern einer Zunahme der Induktivität des Stroms der zweiten Harmonischen, welcher durch Lw21A und Lw21 B fließt, ermöglicht wird.
6 zeigt ein Beispiel für die Ortskurve der Impedanz vom Gate-Elektroden-Pad P31 in der Richtung des Verbindungspunktes IN1 in 1 betrachtet. Es ist ersichtlich, dass nicht nur die Impedanz in einem Grundwellenband fl bis fh (fc ist eine Mittenfrequenz) in annähernd einem Punkt konzentriert ist, sondern dass auch die Ausbreitung der Ortskurve der Impedanz im Band der zweiten Harmonischen (2fl bis 2fh; 2fc ist eine Mittenfrequenz) im Vergleich mit 14 deutlich reduziert ist.
In PTL 2 ist ein Beispiel beschrieben, in welchem eine Zunahme einer Induktivität eines Drahtes für eine Grundwellenanpassung durch einen zurückgefalteten Draht aufgehoben wird. Demgegenüber ist die vorliegende Erfindung dahingehend unterschiedlich, dass zum Aufheben einer Gegeninduktivität einer additiven Polarität bezüglich der zweiten Harmonischen ein Koppler auf einem Chip ausgebildet ist, welcher eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist. Durch Ausbilden des Kopplers auf einem Chip wird ein solcher Effekt erzielt, dass ein Wert der Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität bezüglich einer zweiten Harmonischen durch ein Layout in geeigneter Weise festgelegt werden kann, ohne zum Beispiel eine Einschränkung hinsichtlich einer Drahtlänge zu erfahren.
Effekte der ersten Ausführungsform
Durch das oben beschriebene Bereitstellen des Kopplers CPL1, welcher eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität gemäß der ersten Ausführungsform aufweist, auf dem GaAs-Chip P1, kann die Ausbreitung der Impedanz der zweiten Harmonischen reduziert werden und ein hoher Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers in einem gewünschten Grundwellenband kann aufrechterhalten werden.
Obwohl der Koppler, welcher eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist, in den in 1 und 2 gezeigten Beispielen auf dem GaAs-Chip P1 ausgebildet ist, ist es lediglich erforderlich, dass die Einflüsse der additiven Polarität der Induktivitäten Lw21A und Lw21B aufgehoben werden, und daher kann durch Bereitstellen des Kopplers CPL1 auf dem GaN-Chip 1, das heißt, zwischen rechten Enden von Lw21A und Lw21B und dem Gate-Elektroden-Pad P31, der Effekt zur Reduzierung der Ausbreitung der Impedanz der zweiten Harmonischen ebenfalls erzielt werden. Zusätzlich kann es möglich sein, dass der Koppler CPL1 unterteilt ist und sowohl auf dem GaAs-Chip P1, als auch auf dem GaN-Chip T1 bereitgestellt ist.
Darüber hinaus wurde in 2 und 3 eine Beschreibung unter Verwendung eines Beispiels des Kopplers CPL1 abgegeben, welcher eine Randkopplung zwischen Mikrostreifenleitungen verwendet; in einem Fall jedoch, in dem eine Mehrschichtverdrahtung eingesetzt wird, kann der derselbe Effekt wie oben beschrieben selbst unter Verwendung einer Breitseitenkopplung erhalten werden, bei welcher Leitungen oben und unten angeordnet sind oder durch Verwendung einer Kopplung erhalten werden, welche Spiralinduktivitäten anstelle einfacher Mikrostreifenleitungen einsetzt.
Zweite Ausführungsform
7 zeigt eine Schaltungskonfiguration eines Voranpassungsteils eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und zeigt eine Ersatzschaltung eines Teils, welcher mit den Pfaden von IN2 zu OUT2, von IN3 zu OUT3, und von IN4 zu OUT4 in 2 korrespondiert. 8 ist eine vergrößerte Ansicht des Layouts des Voranpassungsteils gemäß der zweiten Ausführungsform. In 7 und 8 kennzeichnen die Bezugszeichen R12 bis R14 Widerstände; die Bezugszeichen C12 bis C14, C22 bis C24, und C32 bis C34 kennzeichnen Kondensatoren; die Bezugszeichen Lw22A, Lw22B, Lw23A, Lw23B, Lw24A, und Lw24B kennzeichnen Induktivitäten, welche jeweils mit Drähten W22A, W22B, W23A, W24A, und W24B korrespondieren, die in 2 oder 8 gezeigt sind.
Darüber hinaus sind ein Koppler CPL2, welcher aus den Induktivitäten Lc2A und Lc2B aufgebaut ist, ein Koppler CPL3, welcher aus den Induktivitäten Lc3A und Lc3B aufgebaut ist, und ein Koppler CPL4, welche aus den Induktivitäten Lc4A und Lc4B aufgebaut ist, Koppler, welche eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweisen, die in der ersten Ausführungsform beschrieben ist.
In der ersten Ausführungsform ist ein Beispiel gezeigt, in welchem eine Zunahme einer Induktivität aufgrund einer elektromagnetischen Kopplung zwischen einem Voranpassungsdraht W2xA für eine Grundwelle und einem Kurzschlussdraht W2xB für eine zweite Harmonische in einem Pfad von INx bis OUTx (x=1 bis 5) durch einen Koppler CPLx reduziert wird.
In der zweiten Ausführungsform ist ein Beispiel bereitgestellt, in welchem eine Zunahme einer Induktivität bezüglich einer elektromagnetischen Kopplung nicht nur mit einem Pfad, sondern auch einem nebeneinanderliegenden benachbarten Pfad aufgehoben wird. 8 ist ein konkretes Layout-Beispiel.
In 8 sind Koppler CPL3A und CPL3B Koppler, welcher dieselbe subtraktive Polarität wie in der ersten Ausführungsform aufweisen, die durch CPL3 in 7 gezeigt sind. In 8 sind zusätzlich zu diesen, Koppler CPL32 und CPL34 bereitgestellt. Der Koppler CPL32 ist ein Koppler zum Aufheben einer elektromagnetischen Kopplung zwischen der Induktivität Lw23A und der Induktivität Lw22B in einem benachbarten Pfad in 7. Darüber hinaus ist der Koppler CPL34 ein Koppler zum Aufheben einer elektromagnetischen Kopplung zwischen der Induktivität Lw23B und der Induktivität Lw24A in einem benachbarten Pfad in 7. Das Vorhandensein einer solchen magnetischen Kopplung von einem benachbarten Pfad kann anhand einer Tatsache verstanden werden, dass Signale mit einer identischen Phase durch benachbarte Drähte fließen, wie in 2 und 8 gezeigt.
Darüber hinaus kann, wie mit den in 8 gezeigten Kopplern CPL32 und CPL34, ein Einfluss der elektromagnetischen Kopplung von Drähten in benachbarten Pfaden ebenfalls aufgehoben werden und ein Ausmaß, bis zu welchem die Gegeninduktivität aufgehoben werden kann, kann in geeigneter Weise durch ein Layout-Design von Kopplern auf einem Chip festgelegt werden, welche sich von PTL 2 unterscheiden.
Effekte der zweiten Ausführungsform
Durch das wie oben beschriebene Bereitstellen des Kopplers, welcher derart angeordnet ist, dass er die elektromagnetische Kopplung zwischen einem benachbarten anderen Pfad gemäß der zweiten Ausführungsform aufhebt, auf dem GaAs-Chip P1, kann die Ausbreitung der Impedanz der zweiten Harmonischen effektiver reduziert werden, als in der ersten Ausführungsform und ein hoher Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers in einem gewünschten Grundwellenband kann aufrechterhalten werden.
Darüber hinaus, wie in der Beschreibung der ersten Ausführungsform erwähnt, kann durch Aufteilen eines Kopplers, welcher eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist und durch dessen Bereitstellung auf dem GaN-Chip T1 oder dessen Bereitstellung sowohl auf dem GaAs-Chip P1, als auch auf dem GaN-Chip T1, derselbe Effekt ebenfalls erzielt werden.
Ferner wurde in 8 eine Beschreibung unter Verwendung eines Beispiels einer Nutzung einer Randkopplung zwischen Mikrostreifenleitungen abgegeben; in einem Fall jedoch, in dem eine Mehrschichtverdrahtung verwendet werden kann, kann derselbe Effekt wie oben beschrieben erzielt werden, selbst wenn eine Breitseitenkopplung verwendet wird, in welcher Leitungen oben und unten angeordnet sind oder ein Kopplung verwendet wird, welche Spiralinduktivitäten anstelle einfacher Mikrostreifenleitungen einsetzt.
Es sei darauf hingewiesen, dass obwohl die oben genannten Ausführungsformen unter Verwendung von Beispielen in einem Fall beschrieben wurden, in dem eine Verbindung zwischen dem GaN-HEMT und dessen Voranpassungsschaltung auf dem GaAs-Chip durch Drähte ausgeführt wird, der GaN-HEMT ein GaAs-HEMT oder ein GaAs-FET sein kann. Zum Ausbilden der Voranpassungsschaltung kann darüber hinaus ein beliebiger Halbleiterprozess angewendet werden, welcher in der Lage ist, Kondensatoren, Widerstände und Kopplungsleitungen auszubilden; und insbesondere in Anbetracht geringer Substratverlustcharakteristiken bei einer hohen Frequenz, ist es unnötig zu erwähnen, dass sie nicht nur auf einem GaN-Chip oder einem GaAs-Chip verfügbar ist, für welche ein Substrat mit hoher Beständigkeit verwendet werden kann, sondern auch auf einem Silizium auf Isolator- (SOI-) Chip, einem Silizium auf Saphir- (SOS-) Chip, oder oberhalb eines Integrierten-Passiven-Vorrichtungs- (IPD)- Chips, für welchen ein Halbleiterprozess auf einem Glassubtrat angewendet wird.
Wenn darüber hinaus ein SOI-Chip als ein Substrat verwendet wird, auf welchem eine Voranpassungsschaltung ausgebildet ist, liegt ein spezifischer Widerstand des Substrats in einem Bereich von ungefähr 1 kΩ cm bis 10 kΩ cm und somit nimmt, im Vergleich zu einem GaN-HEMT-Prozess auf einem SiC-Substrat und einem spezifischen Widerstand von 1 Mcm auf einem GaAs-Substrat, ein Schaltungsverlust in einem leicht hochfrequenten Band zu, aber die Kosten können gering gehalten werden. Eine IPD unter Verwendung eines Glassubstrats kostet dasselbe wie ein SOI und ihr spezifischer Widerstand ist so hoch wie 1 Mcm. Die thermische Leitfähigkeit ist jedoch gering und daher nimmt ein Schaltungsverlust der Voranpassungsschaltung im Vergleich zum SiC-Substrat und zum GaAs-Substrat leicht zu, wenn eine Wärmeerzeugung in der Voranpassungsschaltung hoch ist.
Bezugszeichenliste

T1:: GaN-Chip
P1:: GaAs-Chip
F1 - F5:: GaN-HEMT
10:: Eingangsanschluss
14:: Ausgangsanschluss
12:: Seitenwand der Keramikpackung, Metallplatte zur Wärmeableitung
12a:: Metallplatte
12b:: Isolator zum elektrischen Isolieren der Anschlüsse 10 und 14 von der Metallplatte 12a
12c:: Seitenwand der Packung, Oberseitenabdeckung
W11 - W15:: Drähte zum Verbinden des Eingangsanschlusses 10 mit dem GaAs-Chip P1
W21 - W30:: Drähte zum Verbinden des GaAs-Chips P1 mit dem GaN-Chip T1
W31 - W35:: Drähte zum Verbinden von Drain-Elektroden-Pads des GaN-Chips T1 mit dem Ausgangsanschluss 14
W21A, W21B - W25A, W25B:: Draht zum Verbinden des GaAs-Chips P1 mit dem GaN-Chip T1
P31 - P35:: Gate-Elektroden-Pad
P21A, P21B, P22A, P22B, P23A, P23B, P24A, P24B, P25A, P25B:: Pads auf dem GaAs-Chip für den mit dem GaN-Chip verbunden Draht
VH11, VH21:: VIA-Löcher
PP:: Eingangs-Pad des GaAs-Chips P1
TT:: Drain-Elektroden-Pad des GaN-Chips T1
IN1 - IN5:: Verbindungspunkte der Drähte W11 - W15 mit dem Eingangs-Pad 10
OUT1 - OUT5:: Verbindungspunkte der Drähte W31 - W35 mit dem Ausgangs-Pad 14
R11 - R13:: Widerstand
C11 - C31, C21 - C34, C31 - C34, C41 - C44:: Kondensator
Lw21A, Lw21B, Lw22A, Lw22B, Lw23A, Lw23B, Lw24A, Lw24B, Lw25A, Lw25A:: Induktivität des Drahtes
Lc1A, Lc1B, Lc2A, Lc2B, Lc3A, Lc3B, Lc4A, Lc4B:: Induktivität des Kopplers
CPL1 - CPL5, CPL3A, CPL3B, CPL32, CPL34:: Auf dem Chip ausgebildeter Koppler, welcher eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist
N11:: Verbindungspunkt der Grundwellen-Voranpassung mit dem Koppler
N12:: Verbindungspunkt eines Kurzschlusskondensators C31 der zweiten Harmonischen mit dem Koppler

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2007060616 A [0002]
JP 2004523172 T [0002]

Claims

Hochfrequenz-Leistungsverstärker aufweisend: • einen Feldeffekttransistor aufweisend einen Gate-Anschluss, einen Source-Anschluss, und einen Drain-Anschluss, wobei der Feldeffekttransistor zum Verstärken eines Hochfrequenz-Grundwellensignals vorgesehen ist; • einen ersten Halbleiter-Chip, auf welchem der Feldeffekttransistor ausgebildet ist; • eine Voranpassungsschaltung, welche einen ersten Eingangsanschluss und einen ersten Ausgangsanschluss zur eingangsseitigen Grundwellenanpassung des Feldeffekttransistors beinhaltet; • einen Kurzschlusskondensator für die zweite Harmonische, welcher einen eingangsseitigen Kurzschlussanschluss für die zweite Harmonische des Feldeffekttransistors aufweist; • einen Koppler aufweisend einen zweiten Eingangsanschluss, welcher mit dem ersten Ausgangsanschluss verbunden ist, einen dritten Eingangsanschluss, welcher mit dem eingangsseitigen Kurzschlussanschluss der zweiten Harmonischen verbunden ist, einen zweiten Ausgangsanschluss, durch welchen ein Signal vom zweiten Eingangsanschluss ausgegeben wird, und einen dritten Ausgangsanschluss, durch welchen ein Signal vom dritten Eingangsanschluss ausgegeben wird, wobei der Koppler eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist, wenn Signale gleichzeitig vom zweiten Eingangsanschluss und vom dritten Eingangsanschluss eingespeist werden; • einen zweiten Halbleiter-Chip, auf welchem die Voranpassungsschaltung, der Kurzschlusskondensator für die zweite Harmonische, und der Koppler ausgebildet sind; • einen ersten Draht, welcher den zweiten Ausgangsanschluss und den Gate-Anschluss verbindet; und • einen zweiten Draht, welcher den dritten Ausgangsanschluss und den Gate-Anschluss verbindet und eine Gegeninduktivität einer additiven Polarität mit dem ersten Draht aufweist.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der erste Halbleiter-Chip ein GaN-Chip ist und der zweite Halbleiter-Chip ein GaAs-Chip ist.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der erste Halbleiter-Chip ein GaN-HEMT-Chip ist und der zweite Halbleiter-Chip ein SOI-Chip ist.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der erste Halbleiter-Chip und der zweite Halbleiter-Chip beide GaAs-Chips sind.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der zweite Halbleiter-Chip ein IPD-Chip ist.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker aufweisend: • einen Feldeffekttransistor aufweisend einen Gate-Anschluss, einen Source-Anschluss, und einen Drain-Anschluss, wobei der Feldeffekttransistor zur Verstärkung eines Hochfrequenz-Grundwellensignals vorgesehen ist; • eine Voranpassungsschaltung, welche einen ersten Eingangsanschluss und einen ersten Ausgangsanschluss zur eingangsseitigen Grundwellenanpassung des Feldeffekttransistors beinhaltet; • einen Kurzschlusskondensator für die zweite Harmonische, welcher einen eingangsseitigen Kurzschlussanschluss für die zweite Harmonische des Feldeffekttransistors aufweist; • einen Koppler aufweisend einen zweiten Eingangsanschluss, welcher mit dem ersten Ausgangsanschluss verbunden ist, einen dritten Eingangsanschluss, welcher mit dem eingangsseitigen Kurzschlussanschluss der zweiten Harmonischen verbunden ist, einen zweiten Ausgangsanschluss, durch welchen ein Signal vom zweiten Eingangsanschluss ausgegeben wird, und einen dritten Ausgangsanschluss, durch welchen ein Signal vom dritten Eingangsanschluss ausgegeben wird, wobei der Koppler eine Gegeninduktivität einer subtraktiven Polarität aufweist, wenn Signale gleichzeitig vom zweiten Eingangsanschluss und vom dritten Eingangsanschluss eingespeist werden; • einen ersten Halbleiter-Chip, auf welchem der Feldeffekttransistor und der Koppler ausgebildet sind; • einen zweiten Halbleiter-Chip, auf welchem die Voranpassungsschaltung und der Kurzschlusskondensator für die zweite Harmonische ausgebildet sind; • einen ersten Draht, welcher den zweiten Ausgangsanschluss und den Gate-Anschluss verbindet; und • einen zweiten Draht, welcher den dritten Ausgangsanschluss und den Gate-Anschluss verbindet und eine Gegeninduktivität einer additiven Polarität mit dem ersten Draht aufweist.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 6, wobei der erste Halbleiter-Chip ein GaN-Chip ist und der zweite Halbleiter-Chip ein GaAs-Chip ist.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 6, wobei der erste Halbleiter-Chip ein GaN-HEMT-Chip ist und der zweite Halbleiter-Chip ein SOI-Chip ist.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 6, wobei der erste Halbleiter-Chip und der zweite Halbleiter-Chip beide GaAs-Chips sind.
Hochfrequenz-Leistungsverstärker nach Anspruch 6, wobei der zweite Halbleiter-Chip ein IPD-Chip ist.